CN114814745A - 通过多个雷达芯片平衡接收信道的雷达系统 - Google Patents

Abstract

以下说明一种雷达装置。根据一个实施例，该装置具有：被设计用于接收时钟信号的时钟输入端，被设计用于基于时钟信号生成第一HF本地振荡器信号的本地振荡器，以及被设计用于接收第二HF本地振荡器信号的HF输入端。该装置还具有移相器，其被设计用于使第一或第二HF本地振荡器信号的相位移动一个可设置相位值。监控电路被设计用于组合第一HF本地振荡器信号和第二HF本地振荡器信号，并基于组合信号生成信号值序列。为信号值序列中的每个信号值设置对应相位值序列的特定相位值。运算单元被设计用于基于信号值序列求取第二HF本地振荡器信号关于第一HF本地振荡器信号的相对相位。另一实施例包括用于雷达芯片的相应方法。

Description

通过多个雷达芯片平衡接收信道的雷达系统

技术领域

本说明书涉及雷达传感器领域，特别是具有多个雷达芯片的雷达系统。

背景技术

雷达传感器在许多应用中被用于检测物体，其中检测通常包括测量被检测物体的距离和速度。特别是在汽车领域中，对雷达传感器的需求不断增加，其尤其可用于驾驶辅助系统(ADAS)，例如自适应巡航控制(ACC或雷达巡航控制)系统。这种系统可自动调整汽车的速度，以便与前方行驶的其他汽车(以及其他物体和行人)保持安全距离。汽车领域的其他应用例如包括盲点检测、车道变换辅助、碰撞警告、行人检测等。在自主驾驶领域中，雷达传感器以及具有多个传感器的系统将在自主车辆的控制方面发挥重要作用。

现代集成雷达系统通常具有大量的发射和接收信道，以便在检测雷达系统视场中的物体(雷达目标)时可借助于波束形成技术实现较高的角分辨率。所发射和接收的雷达信号的相位在确定被检测物体的方位角方面起到重要作用，从而在不同的发射和接收信道(其可集成在不同的雷达芯片中)中所引起的相移也是至关重要的。此外，这些相移还受到与温度和老化相关的漂移以及与生产相关的变动的影响。

发明内容

本发明的目的在于，在具有集成在多个雷达芯片中的多个信道的雷达系统中测量相位漂移(相对于彼此的相位变化)，从而可实现相位校准。

上述目的通过根据本发明的装置和方法来实现。各种实施例和改进方案是以下内容。

下面将说明雷达装置。根据一个实施例，该装置具有以下组件：被设计用于接收时钟信号的时钟输入端，被设计用于基于时钟信号生成第一射频(HF)本地振荡器信号的本地振荡器，以及被设计用于接收第二HF本地振荡器信号的HF输入端。该装置还具有移相器，其被设计用于使第一HF本地振荡器信号或第二HF本地振荡器信号的相位移动一个可设置的相位值。监控电路被设计用于组合第一HF本地振荡器信号和第二HF本地振荡器信号，并基于组合信号生成信号值序列。在此，为信号值序列的每个信号值设置相应相位值序列的特定相位值。运算单元被设计用于基于信号值序列求取第二HF本地振荡器信号关于第一HF本地振荡器信号的相对相位。

另一实施例包括用于雷达芯片的相应方法。

附图说明

下面借助附图更详细地解释实施例。图示不一定按比例绘制并且实施例不限于所示方面。相反，重点在于示出实施例所基于的原理。其中：

图1为说明用于测量距离和/或速度的FMCW雷达系统的功能原理的示意图。

图2示出了用于说明由多个雷达芯片组成的雷达系统的基本结构的一个示例。

图3以一个示例示出了具有多个接收信道的雷达芯片的结构。

图4-图6示出了用于测量在雷达芯片外部HF输入端接收的本地振荡器信号的相对相位的概念的不同变型方案。

图7示出了图4-图6中的概念的扩展。

图8将用于计算所寻求的相位的信号处理可视化。

具体实施方式

图1在示意图中说明了使用调频连续波雷达系统-通常被称为FMCW雷达系统-作为用于测量物体的距离(包括方位角)和速度的传感器，该物体通常被称为雷达目标。然而需要强调的是，这只是一个示例，并且在此说明的概念并不限于FMCW雷达系统。在此说明的概念尤其还可用于相位调制连续波雷达系统(PMCW雷达系统)、使用脉冲压缩技术的雷达系统等。

在图1的该示例中，雷达装置1具有分离的发射(TX)和接收(RX)天线5或6(双基地或伪单基地雷达配置)。然而应注意的是，也可使用同时用作发射天线和接收天线(单基地雷达配置)的单个天线。发射天线5发射连续的HF信号s_RF(t)，其例如以一种锯齿信号(周期性的、线性的频率斜坡)进行频率调制。所发射的信号s_RF(t)在雷达目标T处被向回散射，并且向回散射/反射的信号y_RF(t)(回波信号)由接收天线6接收。图1示出了一个简化的示例；实际上，雷达传感器为具有多个发射(TX)和接收(RX)信道的系统，以便也可确定向回散射/反射的信号y_RF(t)的入射角(到达方向，DoA)，从而可更精确地定位雷达目标T(距离和方位角)。

图2为示例性地示出了包括多个雷达芯片的雷达系统1(雷达传感器)的可能结构的框图，该雷达芯片也被称为单片集成微波芯片(MMIC)。在本示例中，雷达系统具有两个MMIC 10和11。在其他示例中，雷达系统可具有三个或更多个MMIC。每个MMIC包括一个或多个发射(TX)信道以及一个或多个接收(RX)信道，它们分别与发射天线5和接收天线6耦连。在所示的示例中，每个MMIC具有各一个TX信道和三个RX信道，然而其仅作为示例来理解。还可行的是，MMIC具有多个TX信道。在其他示例中，MMIC也可根本没有TX信道(但有多个RX信道)。在这种情况下，TX信道可布置在单独的发送器MMIC中。

两个MMIC 10和11是同步的，也就是说，其使用相同的本地振荡器信号s_LO(t)(也称为LO信号)以及相同的系统时钟信号s_CLK(t)。本地振荡器信号s_LO(t)由HF振荡器(本地振荡器，未示出)产生，其可集成在MMIC 10或11中的一个中、或者也可集成在另一MMIC中。在本示例中，使用集成在MMIC 10中的本地振荡器，并且由其生成的本地振荡器信号s_LO(t)(例如通过HF带状导线)被传输到MMIC 11并且必要时被发送到其他MMIC。

在图2所示的示例中，雷达系统具有系统控制器50，其例如可具有微控制器、数字信号处理器或其他类型的处理器。系统控制器20被设计用于控制MMIC的运行，并处理由MMIC产生的数字输出信号(数字基带信号，也称为数字雷达信号)，以检测雷达目标(即其待计算的位置、速度和方位角)。为此目的，控制器50可具有运算单元，其也可包含上述处理器。然而，运算单元不一定仅包括能够执行软件指令的处理器。运算单元还可附加地具有固定连线的运算电路(硬件加速器)以及其他处理器，必要时具有多个处理器核。运算单元也可为与系统控制器50分开的单元。在本说明书中，运算单元被理解为由硬件、软件或其组合构成的任何实体，其被设计为提供用于检测雷达目标所需的功能。运算单元还可包括分布在多个硬件组件上的多个子系统。

在MMIC 10、11和系统控制器50之间的通信(数据传输)可以数字方式进行，例如通过一个或多个数字通信连接。这种通信连接的示例有SPI(串行外设接口)、I²C-Bus(内部集成电路总线)以及高速连接诸如MSB(微秒总线)、HSSL(高速串行连接)、CSI-2(相机串行接口)或LVDS(低压差分信号)接口。在一些实施例中，时间关键信号通过高速连接传输并且非时间关键信号通过诸如SPI的较慢连接传输。

图3借助于简化示例说明了雷达MMIC 10的结构。在所示示例中，MMIC 10具有三个接收信道RX1、RX2和RX3以及一个发射信道TX1。在该处应注意的是，在使用多个发射信道时可实现所谓的虚拟信道。例如，在具有四个物理接收信道和三个物理发射信道的系统中，可实现十二个虚拟信道(每个物理发射信道有四个)。而虚拟信道的概念本身是已知的，因此在此不进行深入讨论。

发射信道TX1主要包含HF功率放大器112，其被设计为放大输送到发射信道TX1的LO信号s_LO(t)并且通过与发射信道TX1的输出端口耦连的天线5将其发射为天线信号s_RF(t)。应理解的是，本示例是简化的并且发射信道TX1可具有其他电路组件(例如可配置的移相器)。为简单起见，仅示出了为解释实施例及其使用的概念所必需的那些组件。在所示示例中，MMIC 10不仅包括可产生内部LO信号s_LO,int(t)的本地振荡器101，而且包括HF输入端LO_IN，在该处可以接收在MMIC 10的外部产生的LO信号s_LO,ext(t)。HF开关102将由本地振荡器产生的信号s_LO,int(t)(内部LO信号)或者向HF输入端LO_IN输送的信号s_LO,ext(t)(外部LO信号)作为本地振荡器信号s_LO(t)转发到发射和接收信道。也就是说，根据HF开关102的状态适用s_LO(t)＝s_LO,int(t)，s_LO(t)＝s_LO,ext(t)。

三个接收信道RX1、RX2和RX3的构造基本相同。MMIC 10和11(以及可能的其他MMIC)也可相同或相似地被构造。作为所有接收信道的代表将描述接收信道RX1。根据图3，接收信道RX1具有HF放大器103(例如低噪声放大器，LNA)，其被设计用于放大在接收信道的天线端口(与接收天线6耦连)所接收的HF雷达信号y_RF(t)。放大的HF雷达信号以y_RF(t)表示。

放大的HF雷达信号y_RF(t)被输送到混频器104的第一HF端口。LO信号s_LO(t)被输送到混频器104的第二HF端口。混频器104主要执行放大的HF雷达信号y_RF(t)与LO信号s_LO(t)的乘法，这促使放大的HF雷达信号y_RF(t)从HF频带向下变频到基带。所得到的基带信号以y_BB(t)表示。基带信号y_BB(t)被输送到模拟信号处理链105，其特别包含低通滤波器以抑制不期望的边带和镜像频率。此外，信号处理链105可以包含用于抑制基带信号y_BB(t)的直流分量(DC偏移)的高通滤波器以及一个或多个放大器。

由模拟信号处理链105模拟预处理的基带信号以y(t)表示。其通过模数转换器106被数字化，并且所产生的数字信号被称为数字雷达信号或数字基带信号y_RX1[n]，其也可被视为接收信道RX1的输出信号。如上所述，其他接收信道具有基本相同的构造，因此提供数字基带信号y_RX2[n]和y_RX3[n]。应理解的是，本示例是简化的，并且接收信道RX1可以在模拟和数字部分中具有其他电路组件(例如可配置的检测器、滤波器、抽取器、移相器等)。在附图中已经省略了本领域技术人员本身已知的并且对于实施例的说明不是必需的所有组件，以免不必要地使其复杂化。模数转换器106可以对模拟信号y(t)进行过采样，并且可对模数转换器106的数字输出信号进行数字预处理(例如抽取和数字滤波)。

在该处应注意的是，混频器104可被构造为单级或者可包含多个混频器级，其中放大后的HF雷达信号y_RF(t)在第一混频器级中被转换成中间频带、并且在另一混频器级中被转换成基带。最后一个混频器级的输出信号在此始终被称为基带信号y_BB(t)。混频器104也可为所谓的IQ混频器，其提供两个基带信号，这两个基带信号可被称为同相和正交信号，也可被视为复值基带信号的实部和虚部。IQ混频器在雷达系统中的使用本身是已知的，因此在此不再进一步讨论。在此说明的概念和实施例的适用性不取决于接收信道是输出实值还是复值(数字)雷达信号。

如上所述，数字雷达信号y_RX1[n]、y_RX2[n]和y_RX3[n]可以通过通信接口111被传输到运算单元，该运算单元被设计用于检测雷达目标(例如借助距离多普勒信号分析)。例如，可以通过高速串行连接进行传输。在此需要提到的是，在本示例中，数字雷达信号y_RX1[n]、y_RX2[n]和y_RX3[n](模数转换器在RX信道RX1、RX2和RX3中的输出信号)通过提到的通信连接直接被传输到运算单元。但情况并非一定如此。MMIC 10还可以包含数字前端，其中对数字雷达信号y_RX1[n]、y_RX2[n]、y_RX3[n]和y_RX4[n]如上所述进行预处理。例如，数字雷达信号y_RX1[n]、y_RX2[n]、y_RX3[n]和y_RX4[n]可以在数字前端进行滤波和/或抽取。此外可行的是，在数字前端中已经进行傅立叶变换，并且通过通信连接传输变换的信号。雷达芯片中的数字前端也可以被视为上述运算单元的一部分。

MMIC 10还包含本地控制器110，其被设计为控制和协调包含在MMIC 10中的电路组件的运行。本地控制器110还能被设计为通过通信连接从系统控制器50获取数据(例如控制命令)。通信连接例如能为SPI总线。还可行的是，本地控制器110使用通信接口111以用于与系统控制器进行通信。

如开头所述，由接收信道RX1、RX2和RX3提供的基带信号的相位对于雷达目标的精确检测(特别是对于良好的角分辨率)可能很重要。在MMIC的接收信道中所包含的电路组件(特别是有源电路组件)可能会导致相移。特定雷达MMIC的接收信道在由其引起的相移方面表现基本相同(关于温度漂移、老化效应等)，这是因为MMIC的接收信道由于集成在同一芯片中而根据制造实际上是相同的。集成在不同MMIC(例如MMIC 10和11，参见图2)中的两个接收信道在相移方面可能表现不同(例如随温度波动的不同漂移)，如果不考虑相移，这会对雷达目标的检测精度产生负面影响。

图3中还示出了时钟输入端CLK_IN，在该处系统时钟信号s_CLK(t)可被输送到MMIC10。与通常具有较多GHz频率的LO信号s_LO(t)相比，系统时钟信号s_CLK(t)具有明显更低的频率，例如50MHz。系统时钟信号s_CLK(t)尤其能用于为本地振荡器提供时钟，即系统时钟信号用作本地振荡器101中所包含的锁相环的参考信号。本地控制单元110和通信接口111也能使用系统时钟信号s_CLK(t)来为其中所包含的数字电路组件和同步电路提供时钟。

如上所述，对于雷达目标的精确检测/定位重要的是：所发射的雷达信号之间的相位关系是已知的和/或恒定的。这同样适用于各个接收信道(特别是接收混频器)所使用的LO信号。已知方法可在单个MMIC内设置HF信号的相关相位，从而例如所有接收信道都看到具有限定相位的LO信号。然而，如果LO信号由外部产生并通过HF输入端LO_IN被接收，则所接收的LO信号s_LO,ext(t)的相位并不被限定且通常不是恒定的，而是会受上述漂移现象影响。

下面所述的图4至图6示出了用于校准在HF输入端LO_IN处所接收(和外部产生)的LO信号s_LO,ext(t)的相位的概念的不同变型方案。实施例旨在确定(测量)关于所接收的LO信号s_LO,ext(t)的相位的信息。然后，该信息可以用于设置和调整MMIC中一个或多个位置的相位。应理解的是，在图6-图4中仅示出了以下讨论所必需的雷达芯片组件，以保持图示简单。此外，雷达芯片可具有多个发射和接收信道，类似于图3所示。

为了测量相位，需要与所寻求的相位相关的参考相位。也就是说，所测量的不是绝对相位值，而是相对于参考信号相位(参考相位)的相位。在此说明的实施例中所解决的问题是提供HF参考信号，从而提供在多个不同的雷达芯片(MMIC)中至少大致相同的参考相位，从而在不同雷达芯片中测量的在HF输入端LO_IN所接收的LO信号s_LO,ext(t)的相位值具有可比性。

图4-图6中所示的图分别代表雷达芯片用于相位测量的电路组件。实施例的共同点在于，相应雷达芯片(例如雷达芯片11，参见图2)的内部本地振荡器101用于生成上述用于相位测量的HF参考信号。如前所述，内部本地振荡器101使用系统时钟信号s_CLK(t)以便基于其产生内部LO信号s_LO,int(t)。即使在具有大量雷达芯片的系统中，系统时钟信号s_CLK(t)也由单个时钟发生器产生并被分配给所有雷达芯片，从而所有雷达芯片接收相同的系统时钟信号s_CLK(t)(在时钟输入端CLK_IN)。用于分配系统时钟信号的线路能通过合适的电路设计被对称地设计，使得到达雷达芯片的系统时钟信号s_CLK(t)的相位尽可能相同。出于这个原因，还可假定由集成在各个雷达芯片中的本地振荡器101分别产生大致相同的内部LO信号s_LO,int(t)，因此内部LO信号s_LO,int(t)(或基于此的信号)适于作为用于相位测量的参考信号并且可用于此目的。

根据图4所示的示例，除了RX和TX信道之外，雷达芯片还具有监控电路30，在HF输入端LO_IN处所接收的外部生成的LO信号s_LO,ext(t)以及在雷达芯片中由本地振荡器101产生的内部LO信号s_LO,int(t)均被输送到该监控电路30。在正常的雷达运行中，HF开关201允许将LO信号s_LO,ext(t)转发到RX和TX信道(参见图3)。图3中所示的HF开关102未在以下示例中示出，因为其在以下讨论中不是必需的。但其仍然可存在。对于以下说明还假设，为了相位测量的目的，LO信号s_LO,ext(t)和s_LO,int(t)为具有千兆赫兹范围内的限定频率的未调制连续波信号(CW信号)。系统时钟信号s_CLK(t)通常在50-200MHz的范围内。

监控电路30被设计用于组合外部LO信号s_LO,ext(t)和内部LO信号s_LO,int(t)(HF参考信号)，并且基于该组合信号确定在HF输入端LO_IN处所接收的LO信号s_LO,ext(t)的(相对)相位φ_LO,ext。就此而言，“相对相位”表示关于内部LO信号s_LO,int(t)的相位，该信号用作相位测量的参考(相对相位因此表示与参考相位的相位差)。为此目的，在图4所示示例中的监控电路30具有混频器302，其被设计为将外部LO信号s_LO,ext(t)与内部LO信号s_LO,int(t)混合，其中移相器301连接在混频器302的HF输入端之一的上游。

在本情况下，移相器301被设计为将内部LO信号s_LO,int(t)移动一个可设置的相移Δφ_M。由于图4示例中的两个LO信号s_LO,ext(t)和s_LO,int(t)具有相同的频率f_LO(例如f_LO＝78GHz)，因此混频器输出信号在经过低通滤波(例如借助于低通滤波器303)之后仅具有一个直流分量，然而其取决于移相器301的设定相移Δφ_M。因此，混频器302的滤波输出信号以m(Δφ_M)表示。信号m(Δφ_M)可以被数字化(例如借助于模数转换器304)；相应的数字信号以m[k]表示，对应的相位以Δφ_M[k]表示。

理论上，单个采样值m[k]足以在相移Δφ_M[k]已知的情况下计算在HF输入端LO_IN所接收的LO信号s_LO,ext(t)的相位φ_LO,ext。为了提高精度并减少噪声的影响，使用多个采样值m[k]进行测量，其中可为每个采样值m[k]设置不同的相移Δφ_M[k]。在一个实施例中确定N个采样值m[k]，其中N是2的幂次方(即N＝2^p，其中p为正整数)，并且其中对于对应的相移Δφ_M[k]＝2kπ/N rad适用(k＝0,...,N-1)。对于N＝8的情况，为相移序列(Sequenz){0,π/4,π/2,3π/4,π,5π/4,3π/2,7π/4}确定对应的采样值序列m[k](其中k＝0,…7)。由于相移序列包含一个周期(一整转)内的等距相位值，因此可借助于傅立叶变换、特别是借助于已知的FFT算法(FFT＝快速傅立叶变换)相对简单地计算所寻求的在HF输入端LO_IN处接收的LO信号s_LO,ext(t)的相位。FFT算法提供对应的频谱值序列M[u](其中u＝0,…7)，其中所寻求的相位信息在第二频谱值M[1]中。所寻求的相位是频谱值M[1]的辐角，即

φ_LO,ext＝arg{M[1]}，或者

φ_LO,ext＝tan^-1(Im{M[1]}/Re{M[1]})。

在此，运算符Im{·}和Re{·}提供复值频谱值M[1]的虚部和实部。

相位φ_LO,ext可以在每个接收外部LO信号的MMIC中连续地、例如以固定时间间隔或不时地如上所述被测量。相位测量也可在雷达运行期间在调制暂停的情况下进行。一方面，所测量的相位信息可用于调整和校准在发射信道中生成的HF发射信号以及在接收信道中所使用的LO信号的相位。另一方面，所测量的相位信息可用于监控雷达的运行。在此，所测量的相位信息的变化尤为重要。如果变化太大，则可以假定雷达目标的检测不可靠或至少不再如根据雷达传感器的规格一样那么精确。

由现代汽车雷达系统的发射和接收信道处理的LO信号s_LO(t)如今通常在60到90GHz之间的范围内。然而可以有利的是，以更低的频率(例如在10到15GHz之间的范围内)生成LO信号s_LO,ext(t)，并将其分配给雷达系统的各个雷达芯片。然后，在每个雷达芯片中，借助于倍频器将在HF引脚LO_IN处所接收的LO信号s_LO,ext(t)的频率f_LO,ext提高一个常数因子g。在图5中示出了一个示例。然后，例如通过HF开关201可选地将倍频器202的输出信号s_LO,ext'(t)输送到发射和接收信道或监控电路30。在图4所示的示例中，内部LO信号s_LO,int(t)已经以较高的频率f_LO,int＝g·f_LO,ext产生。在所示的示例中，因子g(倍频因数)为6(f_LO,ext＝78GHz，f_LO,int＝13GHz)，然而其也可大于或小于6。除了倍频器202之外，图5中的示例与图4中的电路相同，可参考上述相关说明。

图6中的示例为图5中的电路的修改。与图5相比，倍频器202和HF开关201的位置被互换。也就是说，倍频器202连接在HF开关201与监控电路30之间。出于该原因，在HF开关201与TX/RX信道之间设置有另一倍频器202'。根据图6，如在前一示例中，监控电路30接收具有较高频率g·f_LO,ext(在所示示例中为78GHz)的倍频器202的输出信号。

此外，在图6的示例中，内部本地振荡器101首先也以较低频率(例如13GHz)产生LO信号s_LO,int(t)，因此监控电路30同样具有倍频器305，其连接在本地振荡器101的下游。也就是说，倍频器305连接在本地振荡器101与移相器301之间。在另一实施例中，移相器和倍频器305也可互换。在其他方面，图6中的示例与图5中的电路相同，可参考上述相关说明。

图7示出了另一实施例，其类似于图5和图6中的示例，然而其中监控电路30可以执行附加测量。图7中所示的电路为雷达芯片的一部分，其具有用于接收由外部电路以频率f_LO,ext产生的LO信号s_LO,ext(t)的HF输入端LO_IN和用于接收系统时钟信号s_CKL(t)(时钟频率f_CLK)的时钟输入端CLK_IN。雷达芯片具有集成的本地振荡器101，其被设计为基于系统时钟信号s_CKL(t)产生(内部)LO信号s_LO,int(t)，其在本示例中具有与在HF输入端LO_IN所接收的LO信号s_LO,ext(t)相同的频率。

在HF输入端LO_IN所接收的LO信号s_LO,ext(t)通过HF开关205被输送到倍频器202，其如在前述示例中一样将LO信号S_LO,ext(t)的频率提高因子g。倍频器202的输出信号以s_LO,ext'(t)表示，并且其频率为g·f_LO,ext。在本示例中，较低的LO频率f_LO,ext为13GHz，并且较高的LO频率为78GHz(相应于g＝6)。LO信号s_LO,ext'(t)(具有频率g·f_LO,ext)作为LO信号通过功率分配器206被分配到TX和RX信道，并且由这些信道以本身已知的方式进行处理。

由本地振荡器101产生的LO信号s_LO,int(t)同样(通过HF开关208)被输送到倍频器305，其输出信号以s_LO,int'(t)表示并且其同样具有较高的LO频率g·f_LO,ext。HF开关205和208的意义将在后面解释。两个(倍频的)LO信号s_LO,int'(t)和s_LO,ext'(t)都被输送到监控电路30。其具有与图5中的示例相同的结构，然而根据图7，LO信号s_LO,ext'(t)通过移相器301被输送到混频器302，而用作参考信号的LO信号s_LO,int'(t)(通过HF开关207)在没有附加移相器的情况下被输送到混频器302。如上所述，移相器301连接在混频器302的哪个HF输入端之前在结果上没有区别。如前文所述，为相移序列Δφ_M[k]确定对应的采样值序列m[k]，其中k＝0,...N-1。序列的长度N可为2的幂次方(但不一定必须如此)，并且相移序列Δφ_M[k]涵盖一个或多个整转(2π＝360°)，例如：Δφ_M[k]＝2πmk/N，其中m＝1(即一整转2π)且k＝0,…N-1。然后，如上所述，可由序列m[k]的傅立叶变换求取所寻求的相位φ_LOext。

在图8中再次示意性地总结了使用FFT算法的相位测量概念，其中在所示示例中N＝2³＝8，因此Δφ_M[k]＝{0,π/4,π/2,3π/4,π,5π/4,3π/2,7π/4}。所属的测量值(采样值)序列m[k]如图8中的图表所示。FFT算法将提供八个频谱值M[u]的序列，其中第一频谱值M[0]代表直流分量，第二频谱值M[1]代表基波并且所有其他频谱值(谐波)为零。频谱值M[1]的辐角为所寻求的相位，在所示示例中约为45°。

对于相位φ_LO,ext的测量，HF开关205、207和208的配置如图2所示。HF开关205和208用于使雷达芯片也可被配置为使得内部LO信号s_LO,int(t)用于TX和RX信道的运行，并且在HF输入端不需要外部LO信号。HF开关207用于能可选地向监控电路30输送TX信道的输出信号之一(在本示例中其为发射信道TX01的输出信号s_TX01(t))，而不是LO信号s_LO,int'(t)。为此，在发射信道TX01的输出端借助于耦合器直接解耦出发射功率的一部分，并通过HF开关207输送到监控电路30。在这种情况下，监控电路30测量发射信号s_TX01(t)关于由功率分配器206分配的LO信号s_LO(t)的相位φ_TX01。能对集成在雷达芯片中的所有TX信道重复进行相同的测量。

另一实施例涉及一种用于雷达系统的雷达芯片的方法。该方法包括：在雷达芯片的时钟输入端接收时钟信号(参见图4-图7，时钟信号s_CLK(t))，借助于集成在雷达芯片中的本地振荡器生成第一HF本地振荡器信号(参见图4-图7，内部LO信号s_LO,int(t))，以及在雷达芯片的HF输入端接收第二HF本地振荡器信号(参见图4-图7，外部LO信号s_LO,ext(t))。借助于移相器(参见图4-图7，移相器301)使(在雷达芯片中生成的)第一HF本地振荡器信号或(从外部源接收的)第二HF本地振荡器信号的相位改变一个可设置的相位值。在图4-图6的示例中，第一LO信号s_LO,int(t)的相位φ_LO,int变化了可设置的值Δφ_M(必要时在倍频之后)。在图7的示例中第二LO信号s_LO,ext(t)的相位φ_LO,ext(在倍频之后)被改变。

此外，该方法还包括通过将第一HF本地振荡器信号与第二HF本地振荡器信号组合来生成组合信号(参见图4-图7，基带信号m(Δφ_M))。该组合特别是可借助于HF混合器进行。将产生信号值序列，其中为序列中的每个信号值设置对应相位值序列(参见图8，序列m[k]和序列Δφ_M[k]＝{0,...,7π/4})的特定相位值。最后，该方法包括(基于信号值序列)求取第二HF本地振荡器信号关于第一HF本地振荡器信号(参考信号/参考相位)的相对相位。如上所述，相对相位的求取例如可借助于FFT算法进行。在具有多个雷达芯片(MMIC)的雷达系统中，该方法可在任何接收外部LO信号的雷达芯片中被执行。

Claims (14)

1.一种装置，所述装置具有：

时钟输入端(CLK_IN)，被设计用于接收时钟信号(s_CLK(t))；

本地振荡器(101)，被设计用于基于所述时钟信号(s_CLK(t))生成第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))；

射频输入端(LO_IN)，被设计用于接收第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))；

移相器(301)，被设计用于使所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))或所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))的相位(φ_LO,ext)移动可设置相位值(Δφ_M)；

监控电路(30)，被设计用于组合所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))和所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))，并基于所述组合信号(m(Δφ_M))生成信号值序列(m[k])，其中为所述信号值序列(m[k])的每个信号值设置对应相位值序列(Δφ_M[k])的特定相位值；以及

运算单元(50)，被设计用于基于所述信号值序列(m[k])求取所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))关于所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))的相对相位(φ_LO,ext)。

2.根据权利要求1所述的装置，所述装置还具有：

第一倍频器(305)，所述第一倍频器连接在所述本地振荡器(101)与所述监控电路(30)之间、并且被设计用于使所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))的频率加倍；和/或

第二倍频器(202)，所述第二倍频器连接在所述射频输入端(LO_IN)与所述监控电路(30)之间、并且被设计用于使所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))的频率加倍。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其中所述监控电路(30)还具有：

射频混频器(302)，被设计为通过混合所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))和所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))来生成所述组合信号(m(Δφ_M))，其中所述组合信号(m(Δφ_M))是取决于所述可设置相位值(Δφ_M)的基带信号。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的装置，

其中所述组合信号(m(Δφ_M))具有直流分量，并且

其中所述信号值序列(m[k])的所述信号值分别代表所述组合信号(m(Δφ_M))的直流分量。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的装置，其中所述监控电路(30)还具有：

模数转换器(304)，被设计为基于所述组合信号(m(Δφ_M))生成数字信号，所述数字信号相应于所述信号值序列(m[k]＝m(Δφ_M[k]))。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的装置，

其中所述相位值序列(Δφ_M[k])包含等距相位值，所述等距相位值均匀地分布在一个或多个完整的相位旋转上。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的装置，

其中所述运算单元(50)被设计用于计算所述信号值序列(m[k])的频谱线，以用于计算所述相对相位(φ_LO,ext)。

8.根据权利要求7所述的装置，

其中所述频谱线为复数，并且为了计算所述相对相位(φ_LO,ext)，计算所述复数的辐角。

9.一种用于雷达系统的方法，所述方法包括以下项：

在雷达芯片的时钟输入端(CLK_IN)接收时钟信号(s_CLK(t))；

借助于集成在所述雷达芯片中的本地振荡器(101)生成第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))；

在所述雷达芯片的射频输入端(LO_IN)接收第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))；

借助于移相器(301)使所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))或所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))的相位(φ_LO,ext)改变可设置相位值(Δφ_M)；

通过组合所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))和所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))来生成组合信号(m(Δφ_M))，其中信号值序列(m[k])被生成，并且其中为所述信号值序列(m[k])的每个信号值设置对应的相位值序列(Δφ_M[k])的特定相位值；以及

基于所述信号值序列(m[k])，求取所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))关于所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))的相对相位(φ_LO,ext)。

10.根据权利要求9所述的方法，

其中通过所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))与所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))的混合来生成所述组合信号(m(Δφ_M))，基带信号由此被生成，并且

其中所述信号值序列(m[k])代表对于所述移相器(301)的不同相位值(Δφ_M)的基带信号的直流分量。

11.根据权利要求9或10所述的方法，

其中在生成所述组合信号(m(Δφ_M))之前，借助于倍频器(202、305)提高所述第一射频本地振荡器信号(s_LO,int(t))的频率和/或所述第二射频本地振荡器信号(s_LO,ext(t))的频率。

12.根据权利要求9至11中任一项所述的方法，

其中所述相位值序列(Δφ_M[k])包含等距相位值，所述等距相位值均匀地分布在一个或多个完整的相位旋转上。

13.根据权利要求12所述的方法，其中求取所述相对相位(φ_LO,ext)包括：

从所述信号值序列(m[k])中计算出频谱值。

14.根据权利要求13所述的方法，

其中所述频谱线为复数，并且为了计算所述相对相位(φ_LO,ext)，计算所述复数的辐角。

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