WO2024113318A1 - 信号处理系统及相关装置 - Google Patents

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WO2024113318A1
WO2024113318A1 PCT/CN2022/135969 CN2022135969W WO2024113318A1 WO 2024113318 A1 WO2024113318 A1 WO 2024113318A1 CN 2022135969 W CN2022135969 W CN 2022135969W WO 2024113318 A1 WO2024113318 A1 WO 2024113318A1
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signals
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frequency
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PCT/CN2022/135969
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常广弘
程治文
李珽
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华为技术有限公司
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Abstract

本申请公开了一种信号处理系统及相关装置，涉及毫米波雷达技术领域。该信号处理系统包括：信号生成单元，混频移相单元，N个发射端口；其中：所述信号生成单元，用于生成一路基带信号，所述一路基带信号包括第一基带信号和第二基带信号，所述第一基带信号和所述第二基带信号为正交信号；所述混频移相单元，用于对所述一路基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号，所述N个射频信号的相位或频率互不相同；所述N个发射端口，用于分别发射所述N个射频信号；其中，所述N为正整数。本信号处理系统可以解决线性度较差和稳定时间较长的问题。

Description

信号处理系统及相关装置 技术领域
本申请涉及毫米波雷达技术领域，尤其涉及一种信号处理系统及相关装置。
背景技术
毫米波雷达，是工作在毫米波波段探测的雷达。毫米波雷达通过发射电磁波信号，并侦听来自环境中该电磁波信号经过目标的反射信号，来测量目标的距离、速度、方位(角度)等信息。
目前，以模拟调制雷达(analog modulated radar，AMR)为主的毫米波雷达，该种雷达发射端通过压控振荡器和锁相环，实现发送信号频率的线性变化，可以生成并发送调频连续波形(frequency-modulated continues-waves，FMCW)、频移键控波形(frequency shift keying，FSK)和单音连续波波形(continues-waves，CW)等。
但是，目前的模拟调制雷达存在线性度较差和稳定时间较长的问题。
发明内容
本申请实施例提供了一种信号处理系统及相关装置，可以解决线性度较差和稳定时间较长的问题。
第一方面，本申请实施例提供了一种信号处理系统，该信号处理系统包括：
信号生成单元，混频移相单元，N个发射端口；其中：
所述信号生成单元，用于生成一路基带信号，所述一路基带信号包括第一基带信号和第二基带信号，所述第一基带信号和所述第二基带信号为正交信号；
所述混频移相单元，用于对所述一路基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号，所述N个射频信号的相位或频率互不相同；
所述N个发射端口，用于分别发射所述N个射频信号；其中，所述N为正整数。
在本申请实施例中，提供了一种信号处理系统，该信号处理系统中的信号生成单元用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。信号处理系统中的混频移相单元用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号，并通过信号处理系统中的N个发射端口发射出去。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
在一种可能的实施方式中，所述N个射频信号为频率调制连续波信号FMCW，所述N个射频信号满足第一脉冲重复间隔PRI；或者，
所述N个射频信号为相位调制连续波信号PMCW，所述N个射频信号满足第二脉冲重复间隔PRI。
在本申请实施方式中，提供了N个射频信号的可能的形式，具体为，信号处理系统中的 混频移相单元生成的N个射频信号，可以是频率调制连续波信号(frequency-modulated continues-waves，FMCW)，也可以是相位调制连续波信号(phase-modulated continues-waves，PMCW)，其中，该N个射频信号满足任意的脉冲重复间隔(pulse repetition interval，PRI)，可以实现任意波形的射频信号，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差导致无法生成PRI较小的射频信号的问题。
在一种可能的实施方式中，所述第一基带信号为同相信号，所述第二基带信号为正交信号。
在本申请实施方式中，提供了一种第一基带信号和第二基带信号的可能的具体实施方式，具体为，第一基带信号为同相(in-phase)信号，第二基带信号为正交(quadrature)信号。
在一种可能的实施方式中，所述混频移相单元包括：
第一混频单元，第一移相单元；
所述第一混频单元，用于对所述一路基带信号执行混频处理，得到第一混频信号；
所述第一移相单元，用于对所述第一混频信号执行移相处理，得到所述N个射频信号。
在本申请实施方式中，提供了一种混频移相单元的可能的具体实施方式，具体为，混频移相单元中的第一混频单元用于对信号生成单元生成的一路基带信号执行混频处理，具体可以是对第一基带信号和第一本振信号执行混频处理，得到第一混频信号。混频移相单元中的第一移相单元用于对该第一混频信号执行移相处理，得到N个射频信号。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。通过上述先混频处理再移相处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
在一种可能的实施方式中，所述第一混频单元包括第一混频模组，所述第一混频模组包括：
第一混频器，第二混频器；
所述第一混频器，用于对所述第一基带信号和第一本振信号执行混频处理；
所述第二混频器，用于对所述第二基带信号和第一本振信号执行混频处理。
在本申请实施方式中，提供了一种第一混频单元的可能的具体实施方式，具体为，第一混频单元中的第一混频模组包括的第一混频器用于对第一基带信号和第一本振信号执行混频处理，第一混频单元中的第一混频模组包括的第二混频器用于对第二基带信号和第一本振信号执行混频处理。其中，第一混频器和第二混频器可以是两个相互独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。通过上述第一混频模组包括的第一混频器和第二混频器，可以实现对一路基带信号(包括第一基带信号和第二基带信号)执行混频处理后，输出第一混频信号。
在一种可能的实施方式中，所述第一移相单元包括：
N个移相器；
所述N个移相器，用于对所述第一混频信号对应的N路子混频信号分别执行移相处理，得到所述N个射频信号。
在本申请实施方式中，提供了一种第一移相单元的可能的具体实施方式，具体为，第一移相单元中的N个移相器用于对第一混频单元得到的第一混频信号对应的N路子混频信号分别执行移相处理，得到N个射频信号。其中，第一混频信号可以是经过功分后得到对应的N路子混频信号，且该N路子混频信号相同，分别经过移相处理后得到的对应的N个射频信号 的相位或频率互不相同。通过上述第一移相单元包括的N个移相器，可以实现任意波形的射频信号，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
在一种可能的实施方式中，所述混频移相单元包括：
第二移相单元，第二混频单元；
所述第二移相单元，用于对第一本振信号执行移相处理，得到N个移相信号；
所述第二混频单元，用于对所述一路基带信号对应的N路子基带信号和所述N个移相信号分别执行混频处理，得到所述N个射频信号。
在本申请实施方式中，提供了一种混频移相单元的可能的具体实施方式，具体为，混频移相单元中的第二移相单元用于对该第一本振信号执行移相处理，得到N个移相信号，其中，该N个移相信号之间的相位互不相同。混频移相单元中的第二混频单元用于对信号生成单元生成的一路基带信号对应的N路子基带信号和该N个移相信号分别执行混频处理，具体可以是对N路子基带信号中的某一路子基带信号和N个移相信号中的某一路移相信号执行混频处理，得到N个射频信号，其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。通过上述先移相处理再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
在一种可能的实施方式中，所述第二移相单元包括：
N个移相器；
所述N个移相器，用于对所述第一本振信号对应的N路子本振信号分别执行移相处理，得到所述N个移相信号。
在本申请实施方式中，提供了一种第二移相单元的可能的具体实施方式，具体为，第二移相单元中的N个移相器用于对第一本振信号对应的N路子本振信号分别执行移相处理，得到N个移相信号，其中，该第一本振信号可以是经过功分后得到对应的N路子本振信号，且该N路子本振信号相同。通过上述第二移相单元包括的N个移相器，可以实现分别经过移相处理后得到的对应的N个移相信号之间的相位互不相同的效果。
在一种可能的实施方式中，所述第二混频单元包括N个混频模组，所述N个混频模组中的第二混频模组包括：
第三混频器，第四混频器；
所述第三混频器，用于对所述第一基带信号对应的第一子基带信号和所述N个移相信号中的第一移相信号执行混频处理；
所述第四混频器，用于对所述第二基带信号对应的第二子基带信号和所述第一移相信号执行混频处理。
在本申请实施方式中，提供了一种第二混频单元的可能的具体实施方式，具体为，第二混频单元中的第二混频模组包括的第三混频器用于对第一基带信号对应的第一子基带信号和第二移相单元得到的N个移相信号中的第一移相信号执行混频处理，第二混频单元中的第二混频模组包括的第四混频器用于对第二基带信号对应的第二子基带信号和第二移相单元得到的N个移相信号中的第一移相信号执行混频处理。其中，第三混频器和第四混频器可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。第一基带信号对应的第一子基带信号可以是第一基带信号经过功分后得到的N路第一子基带信号中的某一路第一子基带信号，且该N路第一子基带信号相同。第二基带信号对应的第二子基带信号可以是第二基 带信号经过功分后得到的N路第二子基带信号中的某一路第二子基带信号，且该N路第二子基带信号相同。通过上述第二混频模组包括的第三混频器和第四混频器，可以输出一路任意波形的射频信号，第二混频单元中的N个混频模组包括上述第二混频模组，可以实现输出的N个任意波形的射频信号的相位或频率互不相同，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
在一种可能的实施方式中，所述混频移相单元包括：
第三移相单元，第三混频单元；
所述第三移相单元，用于对所述第一基带信号执行移相处理，得到N个第一移相信号，对所述第二基带信号执行移相处理，得到N个第二移相信号；
所述第三混频单元，用于对所述N个第一移相信号和所述N个第二移相信号分别执行混频处理，得到所述N个射频信号。
在本申请实施方式中，提供了一种混频移相单元的可能的具体实施方式，具体为，混频移相单元中的第三移相单元用于对该第一基带信号执行移相处理，得到N个第一移相信号，对第二基带信号执行移相处理，得到N个第二移相信号，其中，该N个第一移相信号之间的相位互不相同，该N个第二移相信号之间的相位互不相同。混频移相单元中的第三混频单元用于对第三移相单元得到的N个第一移相信号和N个第二移相信号分别执行混频处理，具体可以是分别对N个第一移相信号中的某一个第一移相信号和N个第二移相信号中的某一个第二移相信号执行混频处理，得到N个射频信号，其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。通过上述先移相处理再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
在一种可能的实施方式中，所述第三移相单元包括：
2N个移相器；
所述2N个移相器中的第2i-1个移相器，用于对所述第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到所述N个第一移相信号；
所述2N个移相器中的第2i个移相器，用于对所述第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到所述N个第二移相信号；
其中，所述i为小于或等于所述N的正整数。
在本申请实施方式中，提供了一种第三移相单元的可能的具体实施方式，具体为，第三移相单元中的2N个移相器中的第2i-1个移相器用于对第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到N个第一移相信号，2N个移相器中的第2i个移相器用于对第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到N个第二移相信号。其中，第一基带信号可以是经过功分后得到对应的N路子基带信号，且该N路子基带信号相同，分别经过移相处理后得到的N个第一移相信号之间的相位互不相同。第二基带信号可以是经过功分后得到对应的N路子基带信号，且该N路子基带信号相同，分别经过移相处理后得到的N个第二移相信号之间的相位互不相同。通过上述第三移相单元包括的2N个移相器，可以实现分别经过移相处理后得到的N个第一移相信号之间的相位互不相同的效果，以及N个第二移相信号之间的相位互不相同的效果。
在一种可能的实施方式中，所述第三混频单元包括N个混频模组，所述N个混频模组中的第三混频模组包括：
第五混频器，第六混频器；
所述第五混频器，用于对第一本振信号和所述N个第一移相信号中的一路第一移相信号执行混频处理；
所述第六混频器，用于对所述第一本振信号和所述N个第二移相信号中的一路第二移相信号执行混频处理。
在本申请实施方式中，提供了一种第三混频单元的可能的具体实施方式，具体为，第三混频单元中的第三混频模组包括的第五混频器用于对第一本振信号和第三移相单元得到的N个第一移相信号中的一路第一移相信号执行混频处理，第三混频单元中的第三混频模组包括的第六混频器用于对第一本振信号和第三移相单元得到的N个第二移相信号中的一路第二移相信号执行混频处理。其中，第五混频器和第六混频器可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。通过上述第三混频模组包括的第五混频器和第六混频器，可以输出一路任意波形的射频信号，第三混频单元中的N个混频模组包括上述第三混频模组，可以实现输出的N个任意波形的射频信号的相位或频率互不相同，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
在一种可能的实施方式中，所述混频移相单元包括：
第四混频单元，第五混频单元；
所述第四混频单元，用于对N个第二本振信号中的各个第二本振信号，所述各个第二本振信号对应的正交信号，以及所述第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第一混频信号，用于对所述N个第二本振信号中的各个第二本振信号，所述各个第二本振信号对应的正交信号，以及所述第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第二混频信号；
所述第五混频单元，用于对所述N个第一混频信号和所述N个第二混频信号分别执行混频处理，得到所述N个射频信号。
在本申请实施方式中，提供了一种混频移相单元的可能的具体实施方式，具体为，混频移相单元中的第四混频单元用于对N个第二本振信号中的各个第二本振信号，各个第二本振信号对应的正交信号，以及该第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第一混频信号；对N个第二本振信号中的各个第二本振信号，各个第二本振信号对应的正交信号，以及该第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第二混频信号。其中，该N个第一混频信号之间的相位互不相同，该N个第二混频信号之间的相位互不相同。混频移相单元中的第五混频单元用于对第四混频单元得到的N个第一混频信号和N个第二混频信号分别执行混频处理，具体可以是分别对N个第一混频信号中的某一个第一混频信号和N个第二混频信号中的某一个第二混频信号执行混频处理，得到N个射频信号，其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。通过上述先移相再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
在一种可能的实施方式中，所述N个第二本振信号中的各个第二本振信号之间的频率互不相同。
在本申请实施方式中，提供了一种N个第二本振信号的可能的具体实施方式，具体为，该N个第二本振信号中的各个第二本振信号之间的频率互不相同，且该N个第二本振信号的 频率与上述第一本振信号的频率也不相同。通过频率互不相同的N个第二本振信号所得到的N个第一混频信号和N个第二混频信号，可以实现该N个第一混频信号之间的相位互不相同，以及实现该N个第二混频信号之间的相位互不相同。
在一种可能的实施方式中，所述第四混频单元包括2N个混频模组，所述2N个混频模组中的第四混频模组包括：
第七混频器，第八混频器；
所述第七混频器，用于对所述N个第二本振信号中的一路第二本振信号和所述第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理；
所述第八混频器，用于对所述一路第二本振信号对应的正交信号和所述第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理；
所述2N个混频模组中的第五混频模组包括：
第九混频器，第十混频器；
所述第九混频器，用于对所述N个第二本振信号中的一路第二本振信号和所述第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理；
所述第十混频器，用于对所述一路第二本振信号对应的正交信号和所述第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理。
在本申请实施方式中，提供了一种第四混频单元的可能的具体实施方式，具体为，第四混频单元中的第四混频模组包括的第七混频器用于对N个第二本振信号中的一路第二本振信号和第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理，第四混频单元中的第四混频模组包括的第八混频器用于对该一路第二本振信号对应的正交信号和该第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理。其中，第七混频器和第八混频器可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。第一子基带信号可以是第一基带信号经过功分后得到对应的N个第一子基带信号中的一路第一子基带信号。通过上述第四混频模组包括的第七混频器和第八混频器，可以输出一路第一混频信号，第四混频单元中的2N个混频模组包括上述第四混频模组，可以实现输出N个第一混频信号，且该N个第一混频信号之间的相位互不相同。
同理，第四混频单元中的第五混频模组包括的第九混频器用于对N个第二本振信号中的一路第二本振信号和第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理，第四混频单元中的第五混频模组包括的第十混频器用于对该一路第二本振信号对应的正交信号和该第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理。其中，第九混频器和第十混频器可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。第二子基带信号可以是第二基带信号经过功分后得到的N个第二子基带信号中的一路第二子基带信号。通过上述第五混频模组包括的第九混频器和第十混频器，可以输出一路第二混频信号，第四混频单元中的2N个混频模组包括上述第五混频模组，可以实现输出N个第二混频信号，且该N个第二混频信号之间的相位互不相同。
在一种可能的实施方式中，所述第五混频单元包括N个混频模组，所述N个混频模组中的第六混频模组包括：
第十一混频器，第十二混频器；
所述第十一混频器，用于对第一本振信号和所述N个第一混频信号中的一路第一混频信号执行混频处理；
所述第十二混频器，用于对所述第一本振信号和所述N个第二混频信号中的一路第二混 频信号执行混频处理。
在本申请实施方式中，提供了一种第五混频单元的可能的具体实施方式，具体为，第五混频单元中的第六混频模组包括的第十一混频器用于对第一本振信号和第四混频单元得到的N个第一混频信号中的一路第一混频信号执行混频处理，第五混频单元中的第六混频模组包括的第十二混频器用于对第一本振信号和第四混频单元得到的N个第二混频信号中的一路第二混频信号执行混频处理。其中，第十一混频器和第十二混频器可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。通过上述第六混频模组包括的第十一混频器和第十二混频器，可以输出一路任意波形的射频信号，第五混频单元中的N个混频模组包括上述第六混频模组，可以实现输出的N个任意波形的射频信号的相位或频率互不相同，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
在一种可能的实施方式中，所述信号生成单元包括：
第一数模转换器，第二数模转换器；
所述第一数模转换器，用于对输入的第一数字信号执行数模转换，得到所述第一基带信号；
所述第二数模转换器，用于对输入的第二数字信号执行数模转换，得到所述第二基带信号。
在本申请实施方式中，提供了一种信号生成单元的可能的具体实施方式，具体为，信号生成单元中的第一数模转换器用于对输入的第一数字信号执行数模转换，信号生成单元中的第二数模转换器用于对输入的第二数字信号执行数模转换。通过上述信号生成单元中的第一数模转换器和第二数模转换器，可以实现生成互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
在一种可能的实施方式中，所述信号生成单元包括：
第一移相器，第二移相器；
所述第一移相器，用于对输入的第一数字信号和第三本振信号执行移相处理，得到所述第一基带信号；
所述第二移相器，用于对输入的第二数字信号和第三本振信号执行移相处理，得到所述第二基带信号。
在本申请实施方式中，提供了一种信号生成单元的可能的具体实施方式，具体为，信号生成单元中的第一移相器用于对输入的第一数字信号和第三本振信号执行移相处理，信号生成单元中的第二移相器用于对输入的第二数字信号和第三本振信号执行移相处理。其中，该第三本振信号的频率和上述第一本振信号的频率以及第二本振信号的频率互不相同。通过上述信号生成单元中的第一移相器和第二移相器，可以实现生成互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
第二方面，本申请实施例提供了一种芯片，该芯片包括上述第一方面或上述第一方面任意可能的实施方式所述的信号处理系统。
第三方面，本申请实施例提供了一种雷达或雷达系统，该雷达或雷达系统包括上述第一方面或上述第一方面任意可能的实施方式所述的信号处理系统，或者包括上述第二方面所述的芯片。需要说明的是，可能存在多种传感器集成的智能传感器，在上述智能传感器包含毫米波探测功能的情况下，上述智能传感器也可以称为毫米波雷达或毫米波雷达系统。
第四方面，本申请实施例提供了一种终端设备，该终端设备包括上述第一方面或上述第一方面任意可能的实施方式所述的信号处理系统，或者包括上述第二方面所述的芯片，或者包括上述第三方面所述的雷达或雷达系统。
第五方面，本申请实施例提供了一种车端，该车端包括上述第一方面或上述第一方面任意可能的实施方式所述的信号处理系统，或者包括上述第二方面所述的芯片，或者包括上述第三方面所述的雷达或雷达系统，或者包括上述第四方面所述的终端设备。
本申请实施例，通过信号生成单元生成包括了两个互为正交信号的一路基带信号，并通过混频移相单元对该一路基带信号执行混频处理和移相处理，可以得到相位或频率互不相同的N个射频信号。其中，该N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请实施例提供的一种雷达分布的示意图；
图2为本申请实施例提供的一种雷达的架构示意图；
图3为本申请实施例提供的一种雷达的架构示意图；
图4为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图；
图5为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图；
图6为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图；
图7为本申请实施例提供的另一种信号处理系统的结构示意图；
图8为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图9为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图10为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图11为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图12为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图13为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图14为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图15为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图16为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图17为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图18为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图；
图19为本申请实施例提供的一种信号示意图；
图20为本申请实施例提供的一种信号示意图；
图21为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图对 本申请实施例进行描述。
本申请的说明书、权利要求书及附图中的术语“第一”和“第二”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备等，没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元等，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备等固有的其它步骤或单元。
在本文中提及的“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员可以显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上，“至少两个(项)”是指两个或三个及三个以上，“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
如背景技术部分所述，需要研究如何解决目前的模拟调制雷达存在线性度较差和稳定时间较长的问题。本申请提供了一种信号处理系统及相关装置，涉及毫米波雷达技术领域，能够有效解决线性度较差和稳定时间较长的问题。
为了更清楚地描述本申请的方案，下面先介绍一些与雷达相关的知识。
雷达是英文Radar的音译，源于“radio detection and ranging”的缩写，意思为“无线电探测和测距”，其用无线电的方法发现目标并测定目标的空间位置。
雷达的探测介质为电磁波，其利用电磁波的发射与接收，实现对目标的探测，例如，测距、测速、或方位角的测量等。雷达可以基于电磁波的飞行时间实现对目标的测距，飞行时间即电磁波收发的时间差。雷达发射电磁波信号，并接收该电磁波信号的回波信号，根据接收的回波信号与发射的电磁波信号的时间差和电磁波的传播速度可以实现对目标的测距。确定雷达与目标之间距离可以基于以下公式实现：s＝c*t/2，其中s为目标的距离，t为飞行时间，即电磁波信号从雷达发射出去到接收到回波信号的时间，c为光速。
雷达基于多普勒效应(Dopler effect)实现对目标的测速。多普勒效应原理如下：当声音，光和无线电波等振动源与观测者以相对速度相对运动时，观测者所收到的振动频率与振动源所发出的频率有所不同。当雷达发射的电磁波和被探测目标有相对移动、回波信号的频率会和发射的电磁波信号的频率不同。当目标向雷达天线靠近时，回波信号的频率将高于发射的电磁波信号的频率；反之，当目标远离雷达天线而去时，回波信号的频率将低于发射的电磁波信号的频率。由多普勒效应所形成的频率变化叫做多普勒频移，它与相对速度成正比，与振动频率成反比。所以，通过检测发射的电磁波信号与回波信号的频率差，可以测得目标相对于雷达的移动速度，也就是目标与雷达的相对速度。
雷达可以采用振幅法、相位法等方式实现对方位角的测量，振幅法测角是用天线收到的回波信号幅度值来做角度测量的，该幅度值的变化规律取决于天线方向图以及天线扫描方式；相位法测角是利用多个天线单元所接收的回波信号之间的相位差来做角度测量的，例如，雷达通过天线阵列收到同一目标反射的回波信号，根据回波信号的相位差计算得到目标的方位 角。
毫米波雷达的探测介质为一定波长范围内的电磁波，例如微波，目前采用比较多的为毫米波(millimeter wave)以及与毫米波波段相邻近的厘米波(例如，24GHz频段的厘米波)，毫米波是波长为1～10毫米(mm)的电磁波，24GHz频段的电磁波的波长略大于10mm。由于毫米波雷达的探测介质的波长位于微波与远红外波相交叠的波长范围，因而兼有两种波谱的特点。根据波的传播理论，频率越高，波长越短，分辨率越高，穿透能力越强，但在传播过程的损耗也越大，传输距离越短；相对地，频率越低，波长越长，绕射能力越强，传输距离越远。所以与微波相比，毫米波雷达的探测介质的分辨率高、指向性好、抗干扰能力强和探测性能好。与红外相比，毫米波雷达的探测介质的大气衰减小、对烟雾灰尘等有更好的穿透性、受天气影响小。因此，毫米波雷达在智能车辆、无人机、智能交通、工业自动化等多个领域获得了越来越广泛的应用。
Radar根据其探测距离的远近可以分为长距雷达(long range radar，LRR)、中距雷达(mid/medium range radar，MRR)以及短距雷达(short range radar，SRR)。LRR对探测距离要求较高，但对探测的角域宽度要求相对较低。SRR对探测距离要求相对较低，但对探测的角域宽度要求较高。MRR对探测距离和角域宽度的要求可以理解为介于LRR和SRR之间。例如，LRR的探测距离可以达到200米以上，角域宽度可以为±15°；MRR的探测距离可以为100米以内，角域宽度可以为±45°；SRR的探测距离可以为60米以内，角域宽度可以为±80°。在使用中，可以根据自动驾驶的功能需求以及其它传感器的使用情况，在车身的不同位置安装不同类型的Radar，Radar的数量和类型可以根据需要进行选择。
请参阅图1，图1为本申请实施例提供的一种雷达分布的示意图。
图1给出了几种类型Radar的可能安装位置，其仅为示例，实际使用中可以选择更多或更少数量的Radar，类型也可以调整。
如图1所示，LRR可以安装于车身前方，作为前向雷达；MRR可以安装于对车身前方、后方，作为前向雷达、后向雷达；SRR可以安装在车身侧方、车身的四个角，作为侧向雷达、角雷达。此外，MRR也可以安装于车身侧方或车身的四个角，SRR也可以安装于车身的前方或后方。
Radar可以根据其电磁波的调制方式(或辐射方式)进行分类，其中Radar的电磁波的调制方式包括脉冲方式和连续波方式，则Radar可以分为脉冲雷达和连续波雷达。连续波方式进一步可以分为频移键控(frequency shift keying，FSK)、相移键控(phase shift keying，PSK)、恒频/单频连续波(continuous wave CW)、调频连续波(frequency modulated continuous wave，FMCW)、多频移键控(multiple frequency shift keying，MFSK)、调相连续波(phase modulated continuous wave，PMCW)等方式。FMCW方式由于可以检测多个目标、分辨率较高、成本较低，成为了主流的雷达调制方式。
请参阅图2，图2为本申请实施例提供的一种雷达的架构示意图。
如图2所示，该Radar包括控制电路110、信号发生器120、功率放大器(power amplifier，PA)130、低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)140、混频器150、滤波器160、模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)170、以及信号处理器180，该信号处理器通常用于处理数字信号，例如为数字信号处理器(digital signal processor，DSP)。信号发生器120在控制电路110的控制下产生电磁波信号(又称为雷达信号)波形，例如，例如采用FMCW调制 方式的Radar，在控制电路110的控制下产生锯齿波或三角波，信号发生器120例如为压控振荡器，控制电路110用于产生控制电压。产生的电磁波信号波形经过变频调制处理，调制到所需频段，例如76GHz～77GHz之间，经过PA 130放大之后，经发射天线(TX)辐射到空间中去。
由发射天线辐射的电磁波信号照射到目标之后向空间反射，被Radar的接收天线(RX)接收，经过LNA140放大之后，由混频器150将其与参考信号进行混频，参考信号通常可以采用以上产生的电磁波信号。混频器150经滤波器160的滤波之后，可以得到模拟基带信号，通过ADC 170采样得到数字基带信号。数字基带信号在信号处理器180中完成信号处理，得到目标的距离、速度、和角度信息，此外，可以利用得到的信息进行聚类和/或跟踪等处理，进一步得到目标的轨迹、尺寸、类型等信息。
车载雷达为了降低成本，以上采用的是模拟混频和模拟滤波，随着技术的发展，可以采用数字混频和数字滤波等技术。在混频部分，可以采用I/Q正交混频技术得到复基带信号(I路信号和Q路信号)，即包括图中虚线框中的混频器、滤波器和ADC；或者，可以采用I单路混频，得到单路基带信号，即不包括图中虚线框中的混频器、滤波器和ADC。
以上Radar的各个器件可以根据需要进行集成，实现雷达的小型化。例如，控制电路110、信号发生器120、功率放大器(power amplifier，PA)130、低噪声放大器(low noise amplifier，LNA)140、混频器150、滤波器160、模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)170等器件可以集成在至少一个芯片上，例如集成为单片微波集成电路(monolithic microwave integrated circuit，MMIC)。
具体可参阅图3，图3为本申请实施例提供的一种雷达的架构示意图。
如图3所示，该Radar包括MMIC、微控制单元(microcontroller unit，MCU)，以及电源管理集成电路(power management integrated circuit，PMIC)，MMIC可以集成射频部分的功能，MCU可以集成以上基带部分的功能，例如集成以上信号处理器的功能，此外还可以提供与车载其它设备通信的通信接口，PMIC是给雷达硬件系统供电的芯片。
此外，多输入多输出(multi input multi output，MIMO)技术可以为雷达提供更好的角度分辨率性能，广泛应用于自动驾驶领域。
例如，应用MIMO技术的雷达可应用于自动驾驶车辆，其包含的多个天线可布置在车身的多个位置，以实现对车辆周围环境的感知。此时，MIMO雷达在通过多普勒频分复用(Doppler-frequency division multiplexing，DDM)的方式发射信号时，可能会同时扫描到多个目标。雷达可以基于发射信号和接收到的回波信号得到多普勒谱，进而根据多普勒谱来确定检测到的目标，进行目标测量，比如距离、速度等的测量。
采用DDM方式发射的信号在接收端处理后的距离速度(Range velocity，RV)谱上，相同距离单元但不同速度单元处存在多个峰值，且峰值的个数与发射天线数目相关。随着雷达发射天线数目的增多，在多普勒谱上会有更多的谱峰存在。
因此，需要增加多普勒谱的频带宽度，以保证DDM谱峰之间合理的频率差。
可选的，应用MIMO技术的信号处理系统可参阅图4，图4为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
如图4所示，其发射端通过压控振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)和锁相环(phase-locked loop，PLL)，实现发送信号频率的线性变化。压控振荡器在电压控制下可以输 出频率随时间线性变化的信号，由于压控振荡器输出的信号的频率不稳定，通过锁相环中的负反馈处理可以得到频率稳定且精度较高的FMCW信号。当信号处理系统有多个发射天线(如发射天线Tx1、Tx2、Tx3等)时，为了实现MIMO技术，多个发射天线发射的信号需要正交，因此，在VCO+PLL模块后增加多个移相器，每个发射通道通过时变的移相来产生不同的发射信号，最终经过发射天线将信号辐射出去。典型的移相实现MIMO发射的波形是前述的DDM方式，其通过改变每个发射通道单位时间内的相位变化量，来实现不同发射信号之间的频率偏差，进而在多普勒谱上实现信号的区分。
但是，由于引入了负反馈控制，其频率突变后需要经过一段震荡才能实现较好的线性度。这使得在每次输出信号时，需要经过一段时间才能得到有效的线性段发波，这会增加一个发射周期内进入有效脉冲信号的时间，因此无法生成脉冲重复间隔(pulse repetition interval，PRI)较小的FMCW信号。
可选的，应用MIMO技术的信号处理系统还可以参阅图5，图5为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
如图5所示，信号处理系统包括了多组数模转换器(digital to analog converter，DAC)。DAC架构的最大优势是可以生成FMCW、PMCW和正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)等任意波形，此种架构把发射波形的时域幅度存放在存储单元中，通过DAC生成模拟的低频基带信号，通过IQ混频器与本振(local oscillator，LO)混频后，生成射频信号，经过功率放大器(power amplifier，PA)从天线辐射出去。该种架构除了能生成任意波形外，在生成FMCW波形时，没有模拟器件反馈调节的过程，因此不存在非线性段的时间约束，PRI可以做到更短，因此更适用于多发射通道雷达系统。
但是，当信号处理系统存在多个发射通道(如发射天线Tx1、Tx2、Tx3等)时，为了实现多个发射通道发射不同的信号，每个通道都有独立的DAC组，这势必会导致硬件的复杂度提升、功耗提升和成本的增加。
针对上述图4和图5所示的信号处理系统存在的线性度较差、稳定时间较长、成本较高等技术问题，本申请提供了一种新的信号处理系统及相关装置，涉及毫米波雷达技术领域，可以有效解决上述信号处理系统存在的线性度较差和稳定时间较长的问题，节约成本。
下面将结合附图对本申请提供的信号处理系统进行说明。
请参阅图6，图6为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
如图6所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。进一步的，上述N个射频信号的相位或频率可以是线性变化的，且具有较好的线性度。该N个发射端口可以为N个发射天线。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形，例如，FMCW、PMCW、OFDM等波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
在一些可能的实施例中，信号处理系统中的混频移相单元20生成的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，可以是FMCW，也可以是PMCW。其中，该N个射频信号满足任意的PRI，可以实现任意波形的射频信号，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差导致无法生成PRI较小的射频信号的问题。
在一些可能的实施例中，上述第一基带信号为同相(in-phase)信号，上述第二基带信号为正交(quadrature)信号。同相信号的相位与正交信号的相位相差90度，两路信号通过加法器合成一路输出信号即是正交调制信号。可以理解的是，上述信号生成单元10生成的一路基带信号包括的第一基带信号和第二基带信号互为正交信号。
请参阅图7，图7为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。可以理解的是，图7所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图7所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6中的信号处理系统的变形或补充。
如图7所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
具体的，信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)的连接关系和功能描述可以参阅上述图6，此处不再赘述。
可选的，本信号处理系统为了更好的实现多个发射通道发射不同的信号，在每个通道都设置了功率放大器(power amplifier，PA)，使得生成的N个射频信号都可以经过功率放大器从天线辐射出去，从而提高射频信号的探测能力。
可选的，本信号处理系统中的混频移相单元20，用于对该第一基带信号、第二基带信号，以及第一本振信号(LO_RF)分别执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号、第二基带信号，以及第一本振信号(LO_RF)可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达 存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图8和图9，图8和图9为本申请实施例提供的两种信号处理系统的结构示意图。可以理解的是，图8和图9所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图8和图9所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6或图7中的信号处理系统的变形或补充。
如图8和图9所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，下面将提供两种可能的实施方式：
实施方式一：
在一种可能的实施例中，信号生成单元10包括第一数模转换器101和第二数模转换器102，具体可参阅图8。
其中，第一数模转换器101，用于对输入的第一数字信号执行数模转换，得到第一基带信号；第二数模转换器102，用于对输入的第二数字信号执行数模转换，得到第二基带信号。通过上述信号生成单元中的第一数模转换器和第二数模转换器，可以实现生成互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
实施方式二：
在另一种可能的实施例中，信号生成单元10包括第一移相器103和第二移相器104，具体可参阅图9。
其中，第一移相器103，用于对输入的第一数字信号和第三本振信号(LO_BB)执行移相处理，得到第一基带信号；第二移相器104，用于对输入的第二数字信号和第三本振信号(LO_BB)执行移相处理，得到第二基带信号。该第三本振信号(LO_BB)的频率和上述第一本振信号(LO_RF)的频率互不相同。通过上述信号生成单元中的第一移相器和第二移相器，可以实现生成互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可以理解的是，上述实施方式一和实施方式二仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述实施方式一和实施方式二的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图8和图9所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信 号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图10，图10为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图10所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图10所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6至图9中的信号处理系统的变形或补充。
如图10所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图10所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第一混频单元201和第一移相单元202。
其中，第一混频单元201和第一移相单元202的功能如下：
第一混频单元201，用于对信号生成单元10生成的一路基带信号执行混频处理，具体可以是对第一基带信号和第一本振信号(LO_RF)执行混频处理，得到第一混频信号。
第一移相单元202，用于对该第一混频信号执行移相处理，得到N个射频信号。该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先混频处理再移相处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信 号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图11，图11为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图11所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图11所示的信号处理系统也可以理解为是上述图10中的信号处理系统的变形或补充。
如图11所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图11所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第一混频单元201和第一移相单元202。
其中，第一混频单元201和第一移相单元202的功能如下：
第一混频单元201，用于对信号生成单元10生成的一路基带信号执行混频处理，具体可以是对第一基带信号和第一本振信号(LO_RF)执行混频处理，得到第一混频信号。
第一移相单元202，用于对该第一混频信号执行移相处理，得到N个射频信号。该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先混频处理再移相处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
进一步的，第一混频单元201包括第一混频模组，该第一混频模组包括第一混频器2001和第二混频器2002。
其中，第一混频器2001和第二混频器2002的功能如下：
第一混频器2001，用于对第一基带信号和第一本振信号(LO_RF)执行混频处理。
第二混频器2002，用于对第二基带信号和第一本振信号(LO_RF)执行混频处理。
可以理解的是，本申请实施例中的第一混频器2001和第二混频器2002可以是两个相互独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。
通过上述第一混频模组包括的第一混频器和第二混频器，可以实现对一路基带信号(包括第一基带信号和第二基带信号)执行混频处理后，输出第一混频信号。
进一步的，第一移相单元202包括N个移相器2003。
其中，N个移相器2003的功能如下：
N个移相器2003，用于对第一混频单元201得到的第一混频信号对应的N路子混频信号分别执行移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。
可以理解的是，第一混频信号可以是经过功分后得到对应的N路子混频信号，且该N路子混频信号相同，分别经过移相处理后得到的对应的N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述第一移相单元包括的N个移相器，可以实现任意波形的射频信号，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图12，图12为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图12所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图12所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6至图9中的信号处理系统的变形或补充。
如图12所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图12所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功 能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第二移相单元203和第二混频单元204。
其中，第二移相单元203和第二混频单元204的功能如下：
第二移相单元203，用于对该第一本振信号(LO_RF)执行移相处理，得到N个移相信号(移相信号1、移相信号2、……、移相信号N)。该N个移相信号之间的相位互不相同。
第二混频单元204，用于对信号生成单元10生成的一路基带信号对应的N路子基带信号和该N个移相信号分别执行混频处理，具体可以是对N路子基带信号中的某一路子基带信号和N个移相信号中的某一路移相信号执行混频处理，得到N个射频信号，该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先移相处理再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图13，图13为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图13所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图13所示的信号处理系统也可以理解为是上述图12中的信号处理系统的变形或补充。
如图13所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信 号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图13所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第二移相单元203和第二混频单元204。
其中，第二移相单元203和第二混频单元204的功能如下：
第二移相单元203，用于对该第一本振信号(LO_RF)执行移相处理，得到N个移相信号(移相信号1、移相信号2、……、移相信号N)。该N个移相信号之间的相位互不相同。
第二混频单元204，用于对信号生成单元10生成的一路基带信号对应的N路子基带信号和该N个移相信号分别执行混频处理，具体可以是对N路子基带信号中的某一路子基带信号和N个移相信号中的某一路移相信号执行混频处理，得到N个射频信号，该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先移相处理再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
进一步的，第二移相单元203包括N个移相器2004。
其中，N个移相器2004的功能如下：
N个移相器2004，用于对第一本振信号(LO_RF)对应的N路子本振信号分别执行移相处理，得到N个移相信号(移相信号1、移相信号2、……、移相信号N)，该第一本振信号(LO_RF)可以是经过功分后得到对应的N路子本振信号，且该N路子本振信号相同。通过上述第二移相单元203包括的N个移相器2004，可以实现分别经过移相处理后得到的对应的N个移相信号之间的相位互不相同的效果。
进一步的，第二混频单元204包括N个混频模组，该N个混频模组中的第二混频模组包括第三混频器2005和第四混频器2006。
其中，第三混频器2005和第四混频器2006的功能如下：
第三混频器2005，用于对第一基带信号对应的第一子基带信号和第二移相单元得到的N个移相信号中的第一移相信号(移相信号1)执行混频处理。
第四混频器2006，用于对第二基带信号对应的第二子基带信号和第二移相单元得到的N个移相信号中的第一移相信号(移相信号1)执行混频处理。
可以理解的是，第三混频器2005和第四混频器2006可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。第一基带信号对应的第一子基带信号可以是第一基带信号经过功分后得到的N路第一子基带信号中的某一路第一子基带信号，且该N路第一子基带信号相同。第二基带信号对应的第二子基带信号可以是第二基带信号经过功分后得到的N路第二子基带信号中的某一路第二子基带信号，且该N路第二子基带信号相同。
通过上述第二混频模组包括的第三混频器2005和第四混频器2006，可以输出一路任意波形的射频信号，第二混频单元中的N个混频模组包括上述第二混频模组，可以实现输出的N个任意波形的射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)的相位或频率互不相同，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间， 从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图14，图14为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图14所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图14所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6至图9中的信号处理系统的变形或补充。
如图14所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图14所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第三移相单元205和第三混频单元206。
其中，第三移相单元205和第三混频单元206的功能如下：
第三移相单元205，用于对该第一基带信号执行移相处理，得到N个第一移相信号，对第二基带信号执行移相处理，得到N个第二移相信号，该N个第一移相信号之间的相位互不相同，该N个第二移相信号之间的相位互不相同。
第三混频单元206，用于对第三移相单元得到的N个第一移相信号和N个第二移相信号分别执行混频处理，具体可以是分别对N个第一移相信号中的某一个第一移相信号和N个第 二移相信号中的某一个第二移相信号执行混频处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先移相处理再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图15，图15为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图15所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图15所示的信号处理系统也可以理解为是上述图14中的信号处理系统的变形或补充。
如图15所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图15所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第三移相单元205和第三混频单元206。
其中，第三移相单元205和第三混频单元206的功能如下：
第三移相单元205，用于对该第一基带信号执行移相处理，得到N个第一移相信号，对第二基带信号执行移相处理，得到N个第二移相信号，该N个第一移相信号之间的相位互不 相同，该N个第二移相信号之间的相位互不相同。
第三混频单元206，用于对第三移相单元得到的N个第一移相信号和N个第二移相信号分别执行混频处理，具体可以是分别对N个第一移相信号中的某一个第一移相信号和N个第二移相信号中的某一个第二移相信号执行混频处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先移相处理再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
进一步的，第三移相单元205包括2N个移相器2007。
其中，2N个移相器2007的功能如下：
2N个移相器2007中的第2i-1个移相器，用于对第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到N个第一移相信号。
2N个移相器2007中的第2i个移相器，用于对第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到N个第二移相信号。
可以理解的是，第一基带信号可以是经过功分后得到对应的N路子基带信号，且该N路子基带信号相同，分别经过移相处理后得到的N个第一移相信号之间的相位互不相同。第二基带信号可以是经过功分后得到对应的N路子基带信号，且该N路子基带信号相同，分别经过移相处理后得到的N个第二移相信号之间的相位互不相同。
通过上述第三移相单元包括的2N个移相器2007，可以实现分别经过移相处理后得到的N个第一移相信号之间的相位互不相同的效果，以及N个第二移相信号之间的相位互不相同的效果。
进一步的，第三混频单元206包括N个混频模组，该N个混频模组中的第三混频模组包括第五混频器2008和第六混频器2009。
其中，第五混频器2008和第六混频器2009的功能如下：
第五混频器2008，用于对第一本振信号(LO_RF)和第三移相单元得到的N个第一移相信号中的一路第一移相信号执行混频处理。
第六混频器2009，用于对第一本振信号(LO_RF)和第三移相单元得到的N个第二移相信号中的一路第二移相信号执行混频处理。
可以理解的是，第五混频器2008和第六混频器2009可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。
通过上述第三混频模组包括的第五混频器2008和第六混频器2009，可以输出一路任意波形的射频信号，第三混频单元中的N个混频模组包括上述第三混频模组，可以实现输出的N个任意波形的射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)的相位或频率互不相同，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信 号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图16，图16为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图16所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图16所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6至图9中的信号处理系统的变形或补充。
如图16所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图16所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第四混频单元207和第五混频单元208。
其中，第四混频单元207和第五混频单元208的功能如下：
第四混频单元207，用于对N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)中的各个第二本振信号，各个第二本振信号对应的正交信号，以及该第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第一混频信号；对N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)中的各个第二本振信号，各个第二本振信号对应的正交信号，以及该第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第二混频信号。其中，该N个第一混频信号之间的相位互不相同，该N个第二混频信号之间的相位互不相同。
第五混频单元208，用于对第四混频单元得到的N个第一混频信号和N个第二混频信号分别执行混频处理，具体可以是分别对N个第一混频信号中的某一个第一混频信号和N个第二混频信号中的某一个第二混频信号执行混频处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先移相再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
可选的，上述N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)中的各个第二 本振信号之间的频率互不相同，且该N个第二本振信号的频率与上述第一本振信号的频率、上述第三本振信号的频率互不相同。
通过频率互不相同的N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)所得到的N个第一混频信号和N个第二混频信号，可以实现该N个第一混频信号之间的相位互不相同，以及实现该N个第二混频信号之间的相位互不相同。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图17，图17为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图17所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图17所示的信号处理系统也可以理解为是上述图14中的信号处理系统的变形或补充。
如图17所示，信号处理系统包括信号生成单元10、混频移相单元20以及N个发射端口(比如Tx1、Tx2、……、TxN)。其中，N为正整数。
其中，信号生成单元10，用于生成一路基带信号，该一路基带信号包括了互为正交的第一基带信号和第二基带信号。
可选的，信号生成单元10可以通过多种实施方式实现，如上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元所示，此处不再赘述。
可以理解的是，上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元仅作为信号生成单元10的两种可能的实施方式进行说明，不应以此对本申请实施例构成限定。基于上述图8或图9所示的信号处理系统中的信号生成单元的合理变形或补充，都应作为本申请提供的信号生成单元10的可能的实施方式进行保护。
此外，图17所示的混频移相单元20以及N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)的功能如下：
混频移相单元20，用于对该一路基带信号进行处理，即对该第一基带信号和第二基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)。可以理解的是，此处混频移相单元20对第一基带信号和第二基带信号可以执行一次或多次混频处理和移相处理，可以是先执行混频处理再执行移相处理，也可以是先执行移相处理再执行混频处理，等等，本申请对此不做限制。
具体的，混频移相单元20包括第四混频单元207和第五混频单元208。
其中，第四混频单元207和第五混频单元208的功能如下：
第四混频单元207，用于对N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN) 中的各个第二本振信号，各个第二本振信号对应的正交信号，以及该第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第一混频信号；对N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)中的各个第二本振信号，各个第二本振信号对应的正交信号，以及该第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第二混频信号。其中，该N个第一混频信号之间的相位互不相同，该N个第二混频信号之间的相位互不相同。
第五混频单元208，用于对第四混频单元得到的N个第一混频信号和N个第二混频信号分别执行混频处理，具体可以是分别对N个第一混频信号中的某一个第一混频信号和N个第二混频信号中的某一个第二混频信号执行混频处理，得到N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同。
通过上述先移相再混频处理的方式，生成的N个射频信号可以是任意波形，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间。
可选的，上述N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)中的各个第二本振信号之间的频率互不相同，且该N个第二本振信号的频率与上述第一本振信号的频率、上述第三本振信号的频率互不相同。
通过频率互不相同的N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)所得到的N个第一混频信号和N个第二混频信号，可以实现该N个第一混频信号之间的相位互不相同，以及实现该N个第二混频信号之间的相位互不相同。
进一步的，第四混频单元207包括2N个混频模组，该2N个混频模组中的第四混频模组包括第七混频器2010和第八混频器2011。
其中，第七混频器2010和第八混频器2011的功能如下：
第七混频器2010，用于对N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)中的一路第二本振信号(LO_DF1)和第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理。
第八混频器2011，用于对该一路第二本振信号(LO_DF1)对应的正交信号和该第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理。
可以理解的是，第七混频器2010和第八混频器2011可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。第一子基带信号可以是第一基带信号经过功分后得到对应的N个第一子基带信号中的一路第一子基带信号。
通过上述第四混频模组包括的第七混频器2010和第八混频器2011，可以输出一路第一混频信号，第四混频单元中的2N个混频模组包括上述第四混频模组，可以实现输出N个第一混频信号，且该N个第一混频信号之间的相位互不相同。
同理，该2N个混频模组中的第五混频模组包括第九混频器2012和第十混频器2013。
其中，第九混频器2012和第十混频器2013的功能如下：
第九混频器2012，用于对N个第二本振信号(LO_DF1、LO_DF2、……、LO_DFN)中的一路第二本振信号(LO_DF1)和第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理。
第十混频器2013，用于对该一路第二本振信号(LO_DF1)对应的正交信号和该第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理。
可以理解的是，第九混频器2012和第十混频器2013可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。第二子基带信号可以是第二基带信号经过功分后得到的N个第二子基带信号中的一路第二子基带信号。
通过上述第五混频模组包括的第九混频器2012和第十混频器2013，可以输出一路第二混频信号，第四混频单元中的2N个混频模组包括上述第五混频模组，可以实现输出N个第 二混频信号，且该N个第二混频信号之间的相位互不相同。
进一步的，第五混频单元208包括N个混频模组，该N个混频模组中的第六混频模组包括第十一混频器2014和第十二混频器2015。
其中，第十一混频器2014和第十二混频器2015的功能如下：
第十一混频器2014，用于对第一本振信号(LO_RF)和第四混频单元得到的N个第一混频信号中的一路第一混频信号执行混频处理。
第十二混频器2015，用于对第一本振信号(LO_RF)和第四混频单元得到的N个第二混频信号中的一路第二混频信号执行混频处理。
可以理解的是，第十一混频器2014和第十二混频器2015可以是两个互相独立的混频器，也可以是一个IQ混频器中的两个混频器件。
通过上述第六混频模组包括的第十一混频器2014和第十二混频器2015，可以输出一路任意波形的射频信号，第五混频单元中的N个混频模组包括上述第六混频模组，可以实现输出的N个任意波形的射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)的相位或频率互不相同，且生成过程中没有模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。
N个发射端口(Tx1、Tx2、……、TxN)，用于发射混频移相单元20得到的N个射频信号(射频信号1、射频信号2、……、射频信号N)，使得N个射频信号可以分别从N个发射端口发射出去。例如，发射端口Tx1用于发射射频信号1，发射端口Tx2用于发射射频信号2，发射端口TxN用于发射射频信号N，等等，本申请对此不做限制。其中，该N个射频信号的相位或频率互不相同，即上述射频信号1、射频信号2、……、射频信号N之间的相位或频率互不相同。
通过上述信号处理，生成的N个射频信号可以是任意波形。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图18，图18为本申请实施例提供的一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图18所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图18所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6至图9中的信号处理系统的变形或补充。
如图18所示，包含了N个发射(Tx)通道，发射信号的数字模式存储在随机存取存储器(random access memory，RAM)中，经过DAC转化为模拟信号后，通过低通滤波器进行滤波，然后在IQ混频器中与本振信号(F_C＝76.5GHz)进行混频，之后进入并行的射频移相单元，该射频移相单元包含N个移相器和功率放大器(PA)，每个移相器对应一个Tx通道和发射天线，经过不同移相器移相的射频信号从发射天线辐射出去。
通过本申请实施例，生成的基带信号对不同发射信号而言是复用的，混频与移相单元对基带信号和本振信号进行混频和移相操作，生成射频信号，该射频信号在每个发射通道具有不同的相位变化模式，进而实现发射信号之间的正交性。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的 线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
请参阅图19，图19为本申请实施例提供的一种信号示意图。
可以理解的是，图19所示的信号示意图可以是上述图18所示的信号处理系统对应的信号，或者，图19所示的信号示意图也可以理解为是先执行混频处理再执行移相处理的信号处理系统对应的信号，包括但不限于上述图10或图11所示的信号处理系统对应的信号。
如图19所示，该信号处理系统的信号生成单元生成基带频率的FMCW信号，将该基带频率的FMCW信号与本振信号进行混频后得到射频上的FMCW信号，该射频FMCW信号进入不同的Tx通道后，移相器会以不同的移相规则对其进行移相处理，实现不同Tx通道的发射信号之间的区分。其中，该移相规则可以是相邻线性调频(chirp)之间存在确定的相位差，比如90°，实现相位的旋转和频率的搬移，将FMCW信号调制到不同的多普勒频率上。
请参阅图20，图20为本申请实施例提供的一种信号示意图。
可以理解的是，图20所示的信号示意图可以是上述图18所示的信号处理系统对应的信号，或者，图20所示的信号示意图也可以理解为是先执行混频处理再执行移相处理的信号处理系统对应的信号，包括但不限于上述图10或图11所示的信号处理系统对应的信号。
如图20所示，该信号处理系统的信号生成单元生成基带频率的PMCW信号，将该基带频率的FMCW信号与本振信号进行混频后得到射频上的PMCW信号，该射频PMCW信号进入不同的Tx通道后，移相器会以不同的移相规则对其进行移相处理，实现不同Tx通道的发射信号之间的区分。其中，该移相规则可以是相邻序列S之间存在确定的相位差，比如90°，实现相位的旋转和频率的搬移，将PMCW信号调制到不同的多普勒频率上。
请参阅图21，图21为本申请实施例提供的又一种信号处理系统的结构示意图。
可以理解的是，图21所示的信号处理系统可以作为单独的实施例实施，或者，图21所示的信号处理系统也可以理解为是上述图6至图9中的信号处理系统的变形或补充。
如图21所示，包含了N个发射(Tx)通道，发射信号的数字模式存储在随机存取存储器(random access memory，RAM)中，经过DAC转化为模拟信号后，通过低通滤波器进行滤波，然后进入并行的射频移相单元，该射频移相单元包含N个移相器，每个移相器对应一个模拟信号，经过不同移相器移相的模拟信号在IQ混频器中与本振信号(F_C＝76.5GHz)进行混频，之后经过功率放大器(PA)从发射天线辐射出去。
通过本申请实施例，生成的基带信号对不同发射信号而言是复用的，混频与移相单元对基带信号和本振信号进行混频和移相操作，生成射频信号，该射频信号在每个发射通道具有不同的相位变化模式，进而实现发射信号之间的正交性。并且，和上述图4所示的信号处理系统相比，本信号处理系统的N个射频信号生成过程中没有类似于锁相环等模拟器件的反馈调节，可以实现较好的线性度和较短的稳定时间，从而可以解决目前的模拟调制雷达存在的线性度较差和稳定时间较长的问题。并且，和上述图5所示的信号处理系统相比，本信号处理系统为了实现多个发射通道发射不同的信号，无需在每个通道都设置独立的DAC组，降低了硬件的复杂度，降低了功耗和节约成本。
本申请提供了一种芯片，该芯片包括本申请提供的信号处理系统。
本申请提供了一种雷达或雷达系统，该雷达或雷达系统包括本申请提供的信号处理系统或上述芯片。需要说明的是，可能存在多种传感器集成的智能传感器，在上述智能传感器包含毫米波探测功能的情况下，上述智能传感器也可以称为毫米波雷达或毫米波雷达系统。
本申请提供了一种终端设备，该终端设备包括本申请提供的信号处理系统。举例来说，终端设备可以为交通运输工具，例如汽车、卡车、飞行器、无人机、慢速运输车、太空器、或者船舶等任意可能的场景使用的交通工具，还可以为测绘设备等任意可以搭载激光探测装置的设备。该终端设备上部署有一个或多个本申请提供的信号处理系统。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (22)

  1. 一种信号处理系统，其特征在于，包括：信号生成单元，混频移相单元，N个发射端口；其中：
    所述信号生成单元，用于生成一路基带信号，所述一路基带信号包括第一基带信号和第二基带信号，所述第一基带信号和所述第二基带信号为正交信号；
    所述混频移相单元，用于对所述一路基带信号执行混频处理和移相处理，得到N个射频信号，所述N个射频信号的相位或频率互不相同；
    所述N个发射端口，用于分别发射所述N个射频信号；其中，所述N为正整数。
  2. 根据权利要求1所述的信号处理系统，其特征在于，所述N个射频信号为频率调制连续波信号FMCW，所述N个射频信号满足第一脉冲重复间隔PRI；或者，
    所述N个射频信号为相位调制连续波信号PMCW，所述N个射频信号满足第二脉冲重复间隔PRI。
  3. 根据权利要求1或2所述的信号处理系统，其特征在于，所述第一基带信号为同相信号，所述第二基带信号为正交信号。
  4. 根据权利要求1至3中任一项所述的信号处理系统，其特征在于，所述混频移相单元包括：
    第一混频单元，第一移相单元；
    所述第一混频单元，用于对所述一路基带信号执行混频处理，得到第一混频信号；
    所述第一移相单元，用于对所述第一混频信号执行移相处理，得到所述N个射频信号。
  5. 根据权利要求4所述的信号处理系统，其特征在于，所述第一混频单元包括第一混频模组，所述第一混频模组包括：
    第一混频器，第二混频器；
    所述第一混频器，用于对所述第一基带信号和第一本振信号执行混频处理；
    所述第二混频器，用于对所述第二基带信号和第一本振信号执行混频处理。
  6. 根据权利要求4或5所述的信号处理系统，其特征在于，所述第一移相单元包括：
    N个移相器；
    所述N个移相器，用于对所述第一混频信号对应的N路子混频信号分别执行移相处理，得到所述N个射频信号。
  7. 根据权利要求1至3中任一项所述的信号处理系统，其特征在于，所述混频移相单元包括：
    第二移相单元，第二混频单元；
    所述第二移相单元，用于对第一本振信号执行移相处理，得到N个移相信号；
    所述第二混频单元，用于对所述一路基带信号对应的N路子基带信号和所述N个移相信号分别执行混频处理，得到所述N个射频信号。
  8. 根据权利要求7所述的信号处理系统，其特征在于，所述第二移相单元包括：
    N个移相器；
    所述N个移相器，用于对所述第一本振信号对应的N路子本振信号分别执行移相处理，得到所述N个移相信号。
  9. 根据权利要求7或8所述的信号处理系统，其特征在于，所述第二混频单元包括N个混频模组，所述N个混频模组中的第二混频模组包括：
    第三混频器，第四混频器；
    所述第三混频器，用于对所述第一基带信号对应的第一子基带信号和所述N个移相信号中的第一移相信号执行混频处理；
    所述第四混频器，用于对所述第二基带信号对应的第二子基带信号和所述第一移相信号执行混频处理。
  10. 根据权利要求1至3中任一项所述的信号处理系统，其特征在于，所述混频移相单元包括：
    第三移相单元，第三混频单元；
    所述第三移相单元，用于对所述第一基带信号执行移相处理，得到N个第一移相信号，对所述第二基带信号执行移相处理，得到N个第二移相信号；
    所述第三混频单元，用于对所述N个第一移相信号和所述N个第二移相信号分别执行混频处理，得到所述N个射频信号。
  11. 根据权利要求10所述的信号处理系统，其特征在于，所述第三移相单元包括：
    2N个移相器；
    所述2N个移相器中的第2i-1个移相器，用于对所述第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到所述N个第一移相信号；
    所述2N个移相器中的第2i个移相器，用于对所述第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行移相处理，得到所述N个第二移相信号；
    其中，所述i为小于或等于所述N的正整数。
  12. 根据权利要求10或11所述的信号处理系统，其特征在于，所述第三混频单元包括N个混频模组，所述N个混频模组中的第三混频模组包括：
    第五混频器，第六混频器；
    所述第五混频器，用于对第一本振信号和所述N个第一移相信号中的一路第一移相信号执行混频处理；
    所述第六混频器，用于对所述第一本振信号和所述N个第二移相信号中的一路第二移相信号执行混频处理。
  13. 根据权利要求1至3中任一项所述的信号处理系统，其特征在于，所述混频移相单元包括：
    第四混频单元，第五混频单元；
    所述第四混频单元，用于对N个第二本振信号中的各个第二本振信号，所述各个第二本 振信号对应的正交信号，以及所述第一基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第一混频信号，用于对所述N个第二本振信号中的各个第二本振信号，所述各个第二本振信号对应的正交信号，以及所述第二基带信号对应的N路子基带信号分别执行混频处理，得到N个第二混频信号；
    所述第五混频单元，用于对所述N个第一混频信号和所述N个第二混频信号分别执行混频处理，得到所述N个射频信号。
  14. 根据权利要求13所述的信号处理系统，其特征在于，所述N个第二本振信号中的各个第二本振信号之间的频率互不相同。
  15. 根据权利要求13或14所述的信号处理系统，其特征在于，所述第四混频单元包括2N个混频模组，所述2N个混频模组中的第四混频模组包括：
    第七混频器，第八混频器；
    所述第七混频器，用于对所述N个第二本振信号中的一路第二本振信号和所述第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理；
    所述第八混频器，用于对所述一路第二本振信号对应的正交信号和所述第一基带信号对应的第一子基带信号执行混频处理；
    所述2N个混频模组中的第五混频模组包括：
    第九混频器，第十混频器；
    所述第九混频器，用于对所述N个第二本振信号中的一路第二本振信号和所述第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理；
    所述第十混频器，用于对所述一路第二本振信号对应的正交信号和所述第二基带信号对应的第二子基带信号执行混频处理。
  16. 根据权利要求13至15中任一项所述的信号处理系统，其特征在于，所述第五混频单元包括N个混频模组，所述N个混频模组中的第六混频模组包括：
    第十一混频器，第十二混频器；
    所述第十一混频器，用于对第一本振信号和所述N个第一混频信号中的一路第一混频信号执行混频处理；
    所述第十二混频器，用于对所述第一本振信号和所述N个第二混频信号中的一路第二混频信号执行混频处理。
  17. 根据权利要求1至16中任一项所述的信号处理系统，其特征在于，所述信号生成单元包括：
    第一数模转换器，第二数模转换器；
    所述第一数模转换器，用于对输入的第一数字信号执行数模转换，得到所述第一基带信号；
    所述第二数模转换器，用于对输入的第二数字信号执行数模转换，得到所述第二基带信号。
  18. 根据权利要求1至16中任一项所述的信号处理系统，其特征在于，所述信号生成单 元包括：
    第一移相器，第二移相器；
    所述第一移相器，用于对输入的第一数字信号和第三本振信号执行移相处理，得到所述第一基带信号；
    所述第二移相器，用于对输入的第二数字信号和第三本振信号执行移相处理，得到所述第二基带信号。
  19. 一种芯片，其特征在于，所述芯片包括权利要求1至18中任一项所述的信号处理系统。
  20. 一种雷达，其特征在于，所述雷达包括权利要求1至18中任一项所述的信号处理系统，或权利要求19所述的芯片。
  21. 一种终端设备，其特征在于，所述终端设备包括权利要求1至18中任一项所述的信号处理系统，或权利要求19所述的芯片，或权利要求20所述的雷达。
  22. 一种车端，其特征在于，所述车端包括权利要求1至18中任一项所述的信号处理系统，或权利要求19所述的芯片，或权利要求20所述的雷达，或权利要求21所述的终端设备。
PCT/CN2022/135969 2022-12-01 信号处理系统及相关装置 WO2024113318A1 (zh)

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