WO2021069829A1 - Dispositif et procede de mesure de distance par ultrasons - Google Patents

Dispositif et procede de mesure de distance par ultrasons Download PDF

Info

Publication number
WO2021069829A1
WO2021069829A1 PCT/FR2020/051753 FR2020051753W WO2021069829A1 WO 2021069829 A1 WO2021069829 A1 WO 2021069829A1 FR 2020051753 W FR2020051753 W FR 2020051753W WO 2021069829 A1 WO2021069829 A1 WO 2021069829A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
frequency
fdc
ramp
transmission signal
Prior art date
Application number
PCT/FR2020/051753
Other languages
English (en)
Inventor
Florian BRIQUEL
Original Assignee
Bh Technologies
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Bh Technologies filed Critical Bh Technologies
Publication of WO2021069829A1 publication Critical patent/WO2021069829A1/fr

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
    • G01S15/50—Systems of measurement, based on relative movement of the target
    • G01S15/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/86—Combinations of radar systems with non-radar systems, e.g. sonar, direction finder
    • G01S13/862—Combination of radar systems with sonar systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
    • G01S15/06—Systems determining the position data of a target
    • G01S15/08—Systems for measuring distance only
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
    • G01S15/06—Systems determining the position data of a target
    • G01S15/08—Systems for measuring distance only
    • G01S15/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S15/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
    • G01S15/50—Systems of measurement, based on relative movement of the target
    • G01S15/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
    • G01S15/586—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems using transmission of continuous unmodulated waves, amplitude-, frequency-, or phase-modulated waves and based upon the Doppler effect resulting from movement of targets

Definitions

  • the invention relates to a device and a method for measuring distance, configured to emit and receive ultrasonic waves and to deduce therefrom one or more distances separating the device in question from one or more objects located in a detection zone of the device in question.
  • this is the field of ultrasonic wave echolocation.
  • the device and the proposed method furthermore make it possible, in certain configurations, to also measure a relative speed of the target objects.
  • time-of-flight measurement requires measuring a time difference between transmission and reception, which in practice can be very small and therefore difficult to measure precisely.
  • a solution is also known based on a frequency modulated continuous wave (known in the art by the acronym "FMCW” from the English Frequency Modulated Continuous Wave), and simultaneous listening to the returning echo (s).
  • FMCW frequency modulated continuous wave
  • s simultaneous listening to the returning echo
  • One of the aims of the invention is to provide an autonomous filling level sensor for a voluntary contribution container, for example collective bins, which may be of large size, and the filling level of which must be known with precision, in particular. when the container is almost full. Incidentally, it is possible to seek to additionally provide relative speed information.
  • a voluntary contribution container for example collective bins, which may be of large size, and the filling level of which must be known with precision, in particular. when the container is almost full. Incidentally, it is possible to seek to additionally provide relative speed information.
  • a distance measuring device configured to simultaneously transmit and receive ultrasonic waves, the device comprising:
  • control unit (5) for selectively controlling the emission and analyzing received signals to deduce therefrom at least a distance (D) separating the measuring device and at least one object (3) on which the emitted ultrasonic waves are reflected , and there is provided in the control unit (5) the generation of a transmission signal Tx (t) and a mixing signal Fdc (t), the transmission signal being transformed into ultrasonic waves by transmitter (41), while the mixing signal Fdc (t) is directed to a reception mixer (62), in which it is mixed with a received signal Rx from the receiver (42), and a signal from output of the reception mixer is processed by a Fourier transform analysis module to deduce therefrom a significant frequency (Af), image of the time shift (At) between the transmission signal and the received signal Rx, said time shift making it possible to deduce the distance (D) to the object, characterized in that the mixing signal has a frequent offset ential with respect to the transmit signal at least over a portion of the transmit signal.
  • the frequency shift thus introduced gives an output with a spectrum centered on the shift frequency and no longer on zero, which facilitates the determination of the low frequency of interest.
  • the device makes it possible to determine the distance D to the target object, but that it is also possible to determine the relative speed according to optional arrangements which will be described later.
  • the send signal and the mix signal can be periodically repeated.
  • the mix signal can look like a sawtooth frequency signal.
  • the emission signal can have the appearance of a sawtooth frequency signal with flat or zero parts as we will see later.
  • the transmit signal and the mixing signal may include increasing frequency ramps and / or decreasing frequency ramps, as will be seen in particular cases described below.
  • the Fourier transform analysis module is a fast Fourier transform (FFT) module.
  • FFT fast Fourier transform
  • the detection of the frequency lines in the analyzed signal is rapid.
  • this analysis can be done by a digital calculation after having sampled the signal to be analyzed.
  • the transmit signal has an increasing first frequency ramp (Rpl, from Fl to F2), and the mixing signal Fdc (t) has a second increasing frequency ramp (Rp2, from F3 to F4).
  • Rpl first frequency ramp
  • Fdc second increasing frequency ramp
  • the ramps of the two signals can be parallel, in which case the frequency difference between Fdc and Rx will be constant for a time long enough to be able to identify a low frequency of interest in the Fourier transform.
  • the transmission signal Tx (t) comprises a time base (Tb) with first and second portions, and in the first portion the transmission signal is presented as the first frequency ramp (Rpl) and in the second portion (P2) the emission signal is zero, and the mixing signal Fdc (t) appears as the second frequency ramp (Rp2) over the entire time base (Tb), the slope of the first ramp and of the second ramp being identical on the first portion (PI).
  • the energy consumption induced by an effective emission of ultrasonic waves is limited. As it is only emitted over a portion of the period (discontinuous emission), the energy consumed is lower than in the conventional case of the prior art.
  • the measuring device is powered by an autonomous electrical source of the battery / accumulator type, the autonomy is thus extended.
  • the second portion (P2) is longer than the first portion (PI), preferably the second portion (P2) being at least twice as long as the first portion (PI). Consumption is thus substantially limited.
  • the predominant consumption of the device consists of the emission of ultrasonic waves, and advantageously this energy-consuming emission is relatively short compared to the measurement period. It is thus possible to obtain a significant reduction in the average electric consumption and a very significant lengthening of the life of the device when the latter is powered by a battery.
  • the transmission signal comprises a third decreasing frequency ramp (Rp3, from F2 to Fl), and the mixing signal Fdc (t) comprises a fourth decreasing frequency ramp (Rp4, from F5 to F6).
  • Rp3, from F2 to Fl the mixing signal Fdc (t) comprises a fourth decreasing frequency ramp (Rp4, from F5 to F6).
  • the alternative use of an increasing and decreasing ramp makes it possible to observe a Doppler shift in the signals received and consequently this makes it possible to measure a relative speed between the target object and the measuring device (sensor), as will be explained later.
  • for the emission signal and / or the mixing signal Fdc (t) there may be provided a variation in frequency without skipping, that is to say the increasing and decreasing ramps in continuity with one another. on the other (regular and symmetrical sawtooth shape for example). This makes it possible to avoid having an excessively broad emission spectrum linked to abrupt changes; the control unit can thus pollute little in terms of electromagnetic interference.
  • the output signal of the mixer comprises a portion A (for the increasing ramp portion) and a portion B (for the decreasing ramp portion), and their half sum makes it possible to obtain a significant frequency (Af, Fwl), image of the time shift (AT) between the transmission signal and the received signal Rx, and their half difference makes it possible to obtain a frequency representative of a Doppler shift.
  • the transmission signal Tx (t) comprises a time base (Tb) with first and second portions (P1, P2), in the first portion the transmission signal is presented as a first frequency ramp ( Rpl, from Fl to F2) and in the second portion (P2) the transmission signal is zero, and the mixing signal Fdc (t) appears as a second frequency ramp (Rp2, from F3 to F4) on the entire time base, the slope of the first ramp and of the second ramp being identical on the first portion (PI), and the transmission signal Tx (t) comprises an auxiliary time base (Tb2) with third and fourth portions (P3, P4), in the third portion (P3) the transmission signal is presented as a third frequency ramp (Rp3) and in the fourth portion (P4) the transmission signal is zero, and the signal of mixing Fdc (t) is presented as a fourth frequency ramp (Rp4) over the entire auxiliary time base, the slope of the third th ramp and the fourth ramp being identical on the third portion (P3).
  • the duration of the auxiliary time base (Tb2) can be identical to the duration of the time base (Tb).
  • the second portion (P2) is longer than the first portion (PI), and the third portion (P3) is longer than the fourth portion (P4) resulting in reduced power consumption.
  • the transmission signal Tx (t) and the mixing signal Fdc (t) are generated by digital sequences in a microprocessor (see Fig 6 ref 50) of the control unit, then each transformed by a digital to analog converter (71,72).
  • time base (Tb) can be adjusted or adapted by the digital heart of the microprocessor. There are thus many possibilities for self-adaptation depending on the results previously acquired.
  • the ramp is straight with a predetermined slope between 10 Hz / ms and 1 kHz / ms.
  • a satisfactory sensitivity is generally obtained for the sensor, typically for distances ranging from 1 cm to 5 m.
  • the frequency shift (Fsh) is between 100 Hz and 10 kHz.
  • the frequency shift can take the form of a fixed shift frequency (Fsh) of about 2 kHz.
  • the Fast Fourier Transform (FFT) module works on a sample size less than 10,000 points.
  • the device can be equipped with a microcontroller of an inexpensive range.
  • one or more filter one or more amplifier (s) are provided.
  • a first so-called reception filter (FT1) can be provided on the echoed signal received, and a second post-mixer filter (FT2), to eliminate the high image frequency (s) of the desired frequency of interest.
  • FT1 reception filter
  • FT2 second post-mixer filter
  • the distance D to be measured is between 1 mm and 5000 mm, preferably between 2 mm and 3000 mm.
  • a measuring device is perfectly suited to the needs.
  • the repetition period (Tb) of the ramps is between 10 ms and 500 ms, preferably less than 100 ms. Whereby, the recurrence of measurements can be rapid and the distance information thus updated in real time.
  • periods of inactivity can be provided between successive measurement sequences. It is thus possible to reduce the average consumption of the device and to extend its autonomy when it is powered by a battery. This turns out to be particularly relevant if we are mainly interested in distance and the relative speed presents little of interest, as in the case of a sensor for filling a container for the voluntary supply of garbage cans.
  • the ultrasonic transducer has a limited bandwidth, for example of the order of 2 kHz (taken at 3-dB from the band step). This leads to an optimized cost.
  • the emitted ultrasonic waves lie in a range between 20 kHz and 100 kHz. According to a particular aspect, the ultrasonic waves emitted are between 38 kHz and 42 kHz. According to a particular aspect, the ultrasonic waves emitted are between 57 kHz and 59 kHz. Whereby one can use ultrasonic transducers available in large quantities and inexpensive.
  • the maximum frequency of the mixing signal (F4) is of the order of 100kHz. We thus remain in very low frequency ranges, and the electronic components for processing the signals are inexpensive.
  • components already used in conventional pulse detection systems are used as ultrasonic transmitter and as ultrasonic receiver. Inexpensive and always available off-the-shelf components are thus used.
  • a sensor assembly comprising a device as described above, and an ultrasonic wave emitter, preferably in monobloc form, and autonomous in energy.
  • the reception mixer (62) the mixing signal with a received signal Rx coming from the receiver (42), corresponding to the echoes of the ultrasonic waves on one or more objects,
  • the mixing signal has a frequency shift (Fsh) with respect to the transmission signal at least over one portion of the transmit signal.
  • a first increasing frequency ramp (Rpl) is provided, and the mixing signal (Fdc (t)) comprises a second increasing frequency ramp (Rp2).
  • the mixing signal (Fdc (t)) comprises a fourth decreasing frequency ramp (Rp4), and in which the output signal of the mixer comprises a portion A and a portion B, and the half sum makes it possible to obtain a significant frequency (Af, Fwl), image of the time shift (AT) between the transmission signal and the received signal Rx, and the half difference makes it possible to 'obtain a frequency representative of a Doppler shift.
  • FIG. 1 shows an example of a voluntary contribution container, for example a collective bin,
  • FIG. 2 shows a diagram of an example of a proposed distance measuring device, used for example on the container of Figure 1,
  • FIG. 6 shows a functional diagram of the device in a digital embodiment
  • FIG. 7 illustrates a step of the process allowing the desired distance to be obtained
  • FIG. 8 shows another example of timing diagrams, illustrating the relative speed measurement due to the Doppler effect
  • Figure 9 illustrates a variant of Figure 8, with time portions without emission of ultrasonic waves.
  • the aim here is a filling level indication device, marked 100, for a voluntary contribution container 95, for example collective bins, which may be of large size, and the filling level of which must be known to allow a optimization of collection rounds.
  • the fill level is defined by the upper surface of the objects 93 which are contained in the voluntary intake container 95.
  • the filling level indication device 100 comprises a level measuring device marked 10, which will be described in detail below.
  • the device may comprise, for the application described, a battery source of electrical energy 80 and a communication coupler 92, for example Bluetooth TM or the like.
  • the proposed measuring device (called a 'sensor assembly' or even simply 'sensor') can be used in a number of other applications where a distance from a target object must be measured or estimated. Furthermore, the proposed measurement device can be used in particular when one of the entities involved is likely to move, whether it is the sensor itself which moves (in the case of a sensor on board a vehicle) or the object target moves.
  • the ultrasound technique works well even in a disturbed environment in EMC, day and night, including with translucent transparent materials (eg: glass bottles).
  • the measurement device can thus be used in a proximity sensor for a drone, a proximity / distance and displacement sensor for augmented reality accessories, approach and presence sensors for security and / or alarm systems.
  • the measuring device 10 comprises an ultrasonic transmitter 41 for transmitting and receiving ultrasonic waves and an ultrasonic receiver 42 for receiving ultrasonic waves.
  • the proposed measuring device is arranged and controlled to simultaneously transmit and receive such ultrasonic waves, according to arrangements which will be seen in detail below.
  • the ultrasonic transmitter and the ultrasonic receiver 42 can be arranged in a member called the ultrasonic transducer marked 4.
  • Ultrasonic transmitter 41 and ultrasonic receiver 42 may be identical components. These components are formed by vibratory membranes controlled by coils and / or piezoelectric elements.
  • Ultrasonic transmitter 41 and ultrasonic receiver 42 may be market components already widely used in conventional pulse systems, making them inexpensive components.
  • the ultrasonic waves propagate in the free space in front of the emitter 41, according to a predefined emission lobe linked to the shape of the horn of the emitter (cone for example).
  • Ultrasonic waves are received by the receiver 42, according to a reception lobe or a listening lobe.
  • the transmission and reception lobes may be the same or different.
  • the coincidence of the emission and reception lobes makes it possible to rule out noise or parasitic sound sources which may appear in the environment.
  • Ultrasonic waves are understood to mean sound waves with a frequency between 20 kHz and several hundred kHz. In the intended applications, use will preferably be made of sound waves with a frequency of between 30 kHz and 100 kHz.
  • the filling level sensor 10 is autonomous in electrical energy.
  • the sensor is mounted on an upper wall of the voluntary intake container 95.
  • the fill level sensor it is necessary to be able to detect an empty tank with a height which in practice goes up to 4 m.
  • the distance to be measured from the target objects is then low. , ie 20 cm or less.
  • the measuring device 10 comprises a control unit 5 for selectively controlling the emission of ultrasonic waves and analyzing signals received in return.
  • the control unit 5 generates an emission signal denoted Tx or Tx (t), the emission signal is transformed into ultrasonic waves by the transmitter 41.
  • the control unit can typically be equipped with an amplifier and / or a digital to analog converter (DAC) according to the digital / analog division (to which we will come back later) to drive the transmitter 41 with power signals. analog.
  • the control unit 5 prepares in parallel a mixing signal denoted Fdc or (Fdc (t)), the emission signal Tx being transformed into ultrasonic waves by the transmitter 41.
  • the mixing signal Fdc (t) exhibits a frequency shift Fsh with respect to the transmit signal.
  • This frequency shift Fsh can be constant or proportional according to different cases which will be seen below.
  • this frequency shift Fsh is constant at least over a portion of the transmission signal.
  • the Fdc mix signal can be prepared from the TX signal, or can be prepared independently in parallel with the TX signal, as long as it is played in synchronization with the TX signal.
  • the mixing signal Fdc (t) enters a mixer or mixer 62, which furthermore receives a received signal Rx from the receiver 42.
  • the beat between the mixing signal Fdc and the received signal Rx occurs between the instants T1 and T2 (Af), then between the instants T3 and T4 (Af2).
  • the signal Fw at the output of the reception mixer 62 is processed by a Fourier transform analysis module.
  • the signal Fw at the output of the reception mixer 62 comprises a high frequency component which represents the sum of the main frequencies of Fdc and Rx (Fdc + Rx) and comprises a low frequency component which represents the difference of the main frequencies of Fdc and Rx (Fdc - Rx), it is this low frequency component denoted Fwl which will interest us for the downstream processing.
  • the high frequency component can be eliminated by a low pass or band pass FT2 filter, upstream of the Fourier transform analysis module.
  • the significant frequency of interest (Af on the timing diagrams, Fwl at the output of the Fourier analysis module) is an image of the time shift DT between the transmitted signal and the received signal (Rx). More precisely, the determination of said time shift Af makes it possible to deduce the distance D from the object 3.
  • a digitization module that is to say a sampling of the signal delivered by the output of the mixer. After sampling, the data enters a Fourier transform analysis module.
  • the Fourier transform analysis module can typically be a fast Fourier transform (FFT) 66 module.
  • FFT fast Fourier transform
  • the FFT analysis module gives as output the low frequency component denoted Fwl which will make it possible to calculate the distance D, this calculation being able to be performed by an additional function of the FFT module itself.
  • Figure 7 illustrates the final part of the distance calculation.
  • the low beat frequency denoted Fw3 makes it possible to go back to the distance D3.
  • the zero distance corresponds to the frequency of interest Fsh, the period of which is measurable over the duration of observation.
  • the maximum distance noted Dmax is limited by the upper frequency F4; we will see later that the maximum distance can be adjusted as needed.
  • control unit 5 As illustrated in the digital configuration illustrated in FIG. 6, the control unit 5 generates a transmission signal Tx (t) and a mixing signal Fdc (t) in a digital core 50.
  • the microprocessor prepares in memories of the point files to be played, the files of the TX and Fdc signals being prepared in a coherent manner to be played in synchronization, in particular with regard to the ramps which will be discussed below F.
  • the emission signal (Tx (t)) comprises a first increasing frequency ramp (Rpl).
  • Rpl first increasing frequency ramp
  • the mixing signal (Fdc (t)) comprises a second increasing frequency ramp (Rp2).
  • the transmission signal Tx (t) comprises a time base Tb with first and second portions P1, P2.
  • the transmission signal is presented as a first frequency ramp (Rpl, from F1 to F2).
  • the transmission signal Tx is zero, which makes it possible to reduce the energy consumption.
  • the second portion P2 can be longer than the first portion PI. Expressed differently, on the second portion P2, we continue to listen, but we no longer emit ultrasonic waves (zero power). This second portion P2 of silence on transmission can last a few tens of milliseconds or even a few hundred milliseconds, for the longest distances to be considered.
  • the second portion P2 may be non-existent in which case Tx is a pure sawtooth (ascending ramp from Fl to F2, return front to Fl, new upward ramp from Fl to F2, new return front to Fl, etc.).
  • the echo return signal Rx arrives at the ultrasonic receiver 42. Downstream of the ultrasonic receiver, the signals which have become electric first pass through an amplifier 70, then into a bandpass filter FT1 with a low frequency terminal slightly lower than Fl and as higher frequency a limit slightly higher than F2 (the whole taken at -3 dB of the plateau).
  • the signal thus filtered is directed to the mixer 62 where it is mixed with the mixer signal Fdc produced by the control unit.
  • a second filter denoted FT2 is provided, to eliminate the additional beat component Fdc + Rx, and to keep only the frequency of interest corresponding to the subtraction Fdc-Rx.
  • the FT2 filter can be a low pass filter with a cutoff frequency slightly higher than F4.
  • the filter can be a band pass filter with terminals Fsh and F4.
  • the signal at the output of the mixer can be directed to an analog-to-digital converter marked 73 and the low-pass filtering mentioned above can be carried out by a digital filter.
  • the mixing signal can be obtained from a basic 'Chirp' signal F (t) which serves both to generate the signal d TX transmission and to prepare the mixing signal.
  • the basic 'Chirp' signal F (t) comes from a controlled oscillator (VCO marked 54).
  • the preparation of the mixing signal involves the introduction into a first mixer 61 of a fixed frequency signal Fsh, namely the offset frequency Fsh.
  • the output of this first mixer includes a Chirp signal corresponding to Tx + Fsh.
  • this can come from a transmission mixer 60 which makes it possible to limit the transmission to a time shorter than the repetition period thanks to a slot function G (t) (from a slot generator 53 see Figure
  • VCOsh marked 55 For the mixing signal, it is also possible to use a controlled oscillator (VCOsh marked 55), provided that its time base is synchronized with the two primary oscillator control 54.
  • FIG. 4 right part, shows an example where the second ramp Rp2 'is parallel to the first ramp Rpl' and in this case the slopes of the second ramp and of the first ramp are greater than those of the left part of FIG. 4.
  • a feedback loop is provided, either in the software of the digital core or in a more analogue form with the feedback loops marked 84 in FIG. 2.
  • the measuring device can initially be wedged over a large maximum detection distance Dmax, with GF small. Then as a function of the echoes and in particular of the estimated distance D, the gain GF can be increased and the time base Tb reduced, in order to increase the sensitivity over short distances.
  • the slope of the first ramp and of the second ramp are identical on the first portion PI.
  • Figure 5 illustrates for different distinct cases, the different echoes received in response (RlX (t), R3X (t), R4X (t)), each corresponding to a respective frequency at the output of FFT D ⁇ , DO, Af4, and each corresponding to a respective delay DTI, DT3, DT4.
  • the maximum detectable distance (case R4X, DT4) is proportional to the duration Tb.
  • Fsh can be between 1 kHz and a few tens of kHz.
  • an Fsh value can be chosen around 2 or 3 kHz.
  • F1 and F2 remain in the frequency range of use of the ultrasonic transducer.
  • Fl we arrange for Fl to be of the order of 57kHz, and so that F2 is of the order of 59kHz.
  • arrangements are made so that F1 is close to the lower terminal of the frequency range of good use of the transducer while F2 is close to the upper terminal.
  • the partition between digital and analog can be any. We can have an implemented configuration of the invention that is almost entirely digital; one can also have a configuration implementing the invention that is almost entirely analog.
  • FIG. 8 illustrates a second embodiment where the measuring device can detect both the distance and the relative speed thanks to the Doppler deviation.
  • the transmission signal Tx (t) comprises a first ramp of increasing frequency Rpl, the transmission signal Tx (t) also comprises a third ramp of decreasing frequency Rp3 (Rp3va from F2 to Fl).
  • Rp3va from F2 to Fl
  • the mixing signal Fdc (t) comprises a second ramp of increasing frequency Rp2, and the mixing signal Fdc (t) comprises a fourth ramp of decreasing frequency Rp4 (Rp4 goes from F5 to F6).
  • Rp4 goes from F5 to F6.
  • the mixing signal Fdc is shifted in frequency with respect to the transmission signal by a positive frequency shift Fsh, while for the third and fourth decreasing ramps, Rp3, Rp4, the mixing signal Fdc is shifted in frequency with respect to the transmission signal Tx by a negative frequency shift (-Fsh).
  • the negative frequency shift is of the same magnitude / value as the positive frequency shift.
  • the thin line illustrates the case without Doppler shift
  • the strong line Rx illustrates the return with the effect of the Doppler shift
  • the beat between the mixing signal Fdc and the received signal Rx occurs between times T5 and T6 (frequency AfA), then between times T7 and T8 (frequency AfB).
  • the beat prevails for a sufficient time so that the Fourier transform can output the low frequency component AfA (respectively AfB).
  • the output signal of the mixer comprises a portion A (part of the increasing ramps) and a portion B (part of the decreasing ramps).
  • the half-sum makes it possible to obtain a significant frequency Af, Fwl, image of the time shift DT between the transmission signal and the received signal Rx.
  • the half-difference makes it possible to obtain a frequency representative of a Doppler shift.
  • FIG. 9 there is illustrated an embodiment of the measuring device capable of detecting both the distance and the relative speed by virtue of the Doppler deviation, with, in addition, a function of minimizing the electric consumption.
  • a measurement sequence comprises a time base Tb with first and second portions P1, P2, this first time base Tb is that of the increasing ramps.
  • the measurement sequence comprises an auxiliary time base Tb2 with third and fourth portions P3, P4, this auxiliary time base Tb2 is that of the decreasing ramps.
  • measurement sequences such as that illustrated in FIG. 9 can follow one another without interruption. However, periods of inactivity can be provided between the measurement sequences so as to minimize the average power consumption and increase the autonomy of a stand-alone device.
  • the transmission signal Tx (t) comprises a first ramp of increasing frequency Rpl starting from Fl.
  • the transmission signal Tx (t) is such that the power emitted is zero.
  • the transmission signal Tx (t) also comprises a third decreasing frequency Rp3 ramp (for Rp3 we start from F2 and go down).
  • the transmission signal Tx (t) is such that the transmitted power is zero.
  • the mixing signal Fdc is shifted in frequency with respect to the transmission signal by a frequency shift Fsh positive, whereas for the third and fourth decreasing ramps, Rp3, Rp4, the mixing signal Fdc is shifted in frequency with respect to the transmission signal Tx by a negative frequency shift (-Fsh).
  • the negative frequency shift is of the same magnitude / value as the positive frequency shift.
  • the thin line illustrates the case without Doppler shift
  • the strong line Rx illustrates the return with the effect of the Doppler shift
  • the beat between the mixing signal Fdc and the received signal Rx occurs between times T5 and T6 (frequency AfA), then between times T7 and T8 (frequency D ⁇ B), these beats being established for a sufficient duration so that the Fourier transform can output the low frequency component AfA (respectively AfB).
  • the output signal of the mixer comprises a portion A (part of the increasing ramps) and a portion B (part of the decreasing ramps).
  • the half-sum makes it possible to obtain a significant frequency Af, Fwl, image of the time shift AT between the transmission signal and the received signal Rx.
  • the half-difference makes it possible to obtain a frequency representative of a Doppler shift, in a manner identical to the previous case:
  • ultrasonic waves is less expensive than the implementation of radar or lidar systems, which involves circuits passing high frequencies, and also much more powerful digital processors to enable them to be processed.
  • the frequency shift Fsh is between 100 Hz and 10 kHz.
  • the bandwidth of the transmitter and receiver is of the order of 2 kHz.
  • - Fl is of the order of 57kHz and F2 is of the order of 59 kHz
  • the maximum frequency of the mixing signal (F4) is of the order of 100 kHz.
  • the ramp repetition period Tb is between 10 ms and 500 ms, preferably less than 100 ms.
  • the Fast Fourier Transform (FFT) module works on a sample size less than 10,000 points.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

Dispositif (10) de mesure de distance et/ou de vitesse, le dispositif comprenant un émetteur ultrasonore (41) et un récepteur ultrasonore (42), une unité de commande (5) pour commander sélectivement l'émission et analyser des signaux reçus pour en déduire une distance (D) séparant le dispositif de mesure et au moins un objet (3) sur lequel des ondes ultrasonores émises se réfléchissent, le signal de réception (Rx(t)) en provenance du récepteur étant alors comparé au sein d'un mixer de réception (62) à un signal de mixage (Fdc(t)) correspondant au signal d'émission (Tx(t)) issu de l'émetteur modulo un décalage fréquentiel (Fsh), de sorte que la différence de fréquence entre ces deux signaux (Δf) est l'image du décalage temporel (ΔT) entre le signal émis et le signal reçu, ce qui permet de remonter à la distance (D) entre l'émetteur et l'objet.

Description

DISPOSITIF ET PROCEDE DE MESURE DE DISTANCE PAR ULTRASONS
Domaine technique
L’invention concerne un dispositif et un procédé de mesure de distance, configuré pour émettre et recevoir des ondes ultrasonores et en déduire une ou plusieurs distances séparant le dispositif en question d’un ou plusieurs objets situés dans une zone de détection du dispositif en question comme par exemple enseigné par US5734346. En d’autres termes, il s’agit du domaine de l’écholocalisation par ondes ultrasonores.
Le dispositif et le procédé proposé permettent en outre dans certaines configurations de mesurer également une vitesse relative des objets cible.
Contexte et Art Antérieur
Il est connu d’envoyer une impulsion d’ondes ultrasonores vers une cible pour ensuite écouter un écho qui en revient. Cette technique connue sous le nom de « mesure du temps de vol » oblige à mesurer un écart temporel entre l’émission et la réception, qui dans la pratique peut être très petit et donc difficile à mesurer précisément.
On connaît aussi une solution basée sur une onde continue modulée en fréquence (connu dans le métier sous l’acronyme ‘FMCW’ de l’anglais Frequency Modulated Continuous Wave), et une écoute simultanée du ou des échos qui revient. En mélangeant les signaux d’émission et de réception, on obtient un battement de fréquence avec une fréquence basse représentative de la distance qui sépare l’objet du dispositif de détection.
Toutefois, dans les deux solutions présentées ci-dessus, la précision pour les distances courtes s’avère insuffisante voire la mesure de fréquence s’avère impossible car trop basse. Et s’agissant des distances de détection longue, ceci oblige à choisir généralement un transducteur ultrasonore à large bande passante ou ceci conduit à une consommation énergétique défavorable.
Il est donc apparu un besoin de proposer une solution améliorée pour détecter de manière fiable à la fois les distances courtes et les distances longues et ceci avec un coût de revient compétitif, et une consommation électrique minime qui permet d’avoir une alimentation par batterie avec une grande autonomie. Il existe également un besoin de mesurer non seulement la distance mais aussi une vitesse relative de l’objet (des objets) cible(s).
Un des buts de l’invention est de proposer un capteur autonome de niveau de remplissage pour un conteneur d’apport volontaire, par exemple des poubelles collectives, qui peuvent être de grande taille, et dont le niveau de remplissage doit être connu avec précision notamment lorsque le conteneur est quasi plein. Accessoirement, on peut rechercher à fournir en outre une information de vitesse relative.
De plus, on travaille ici sur des ondes ultrasonores pour disposer d’un capteur/dispositif nécessitant des ressources plutôt bon marché, si on compare aux domaines des radars, lidars, ou infra rouge ; le coût de revient du capteur doit être le plus bas possible au regard des performances attendues ou visées.
Résumé de l’invention
A cet effet, selon un premier aspect il est proposé un dispositif de mesure de distance, configuré pour simultanément émettre et recevoir des ondes ultrasonores, le dispositif comprenant :
- un émetteur ultrasonore (41) et un récepteur ultrasonore (42) pour respectivement émettre et recevoir des ondes ultrasonores,
- une unité de commande (5) pour commander sélectivement l’émission et analyser des signaux reçus pour en déduire au moins une distance (D) séparant le dispositif de mesure et au moins un objet (3) sur lequel des ondes ultrasonores émises se réfléchissent, et il est prévu dans l’unité de commande (5) la génération d’un signal d’émission Tx(t) et d’un signal de mixage Fdc(t), le signal d’émission étant transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur (41), alors que le signal de mixage Fdc(t) est dirigé vers un mixer de réception (62), dans lequel il est mélangé avec un signal reçu Rx en provenance du récepteur (42), et un signal de sortie du mixer de réception est traité par un module d’analyse à transformée de Fourier pour en déduire une fréquence significative (Af), image du décalage temporel (At) entre le signal émission et le signal reçu Rx, ledit décalage temporel permettant d’en déduire la distance (D) à l’objet, caractérisé en ce que le signal de mixage présente un décalage fréquentiel par rapport au signal d’émission au moins sur une portion du signal d’émission.
Moyennant quoi, même lorsque l’objet cible est très proche du dispositif de mesure le décalage fréquentiel ainsi introduit donne une sortie avec un spectre centré sur la fréquence de décalage et non plus sur zéro, ce qui facilite la détermination de la fréquence basse d’intérêt. Notons à ce stade que le dispositif permet de déterminer la distance D à l’objet cible, mais qu’il est possible en outre de déterminer la vitesse relative selon des dispositions optionnelles qui seront décrites plus loin.
Bien entendu, le signal d’émission et le signal de mixage peuvent faire l’objet d’une répétition périodique. Par exemple, le signal de mixage peut avoir l’aspect d’un signal fréquentiel en dent de scie. De même le signal d’émission peut avoir l’aspect d’un signal fréquentiel en dent de scie avec des parties plates ou nulles comme on le verra plus loin.
Le signal d’émission et le signal de mixage peuvent comporter des rampes croissantes de fréquences et/ou des rampes décroissantes de fréquences, comme il sera vu dans des cas particuliers décrits plus loin.
Les caractéristiques exposées dans les paragraphes suivants peuvent, optionnellement, être mises en œuvre. Elles peuvent être mises en œuvre indépendamment les unes des autres ou en combinaison les unes avec les autres. Selon un aspect, le module d’analyse à transformée de Fourier est un module à transformée de Fourier rapide (FFT). Moyennant quoi, la détection des raies de fréquences dans le signal analysé est rapide. Avantageusement cette analyse peut être faite par un calcul numérique après avoir échantillonné le signal à analyser.
Selon un aspect, le signal d’émission comporte une première rampe de fréquence (Rpl, de Fl à F2) croissante, et le signal de mixage Fdc(t) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2, de F3 à F4) croissante. Comme les fréquences de signaux évoluent linéairement, l’effet recherché de battement entre la fréquence de mixage et le signal reçu est constant pendant une durée d’observation suffisante pour pouvoir pratiquer une analyse de transformée de Fourier. Les rampes des deux signaux peuvent être parallèles, auquel cas la différence de fréquence entre Fdc et Rx sera constante pendant un temps suffisamment long pour pouvoir repérer dans la transformée de Fourier une fréquence basse d’intérêt.
Selon un aspect, le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle (Tb) avec des première et deuxième portions, et dans la première portion le signal d’émission se présente comme la première rampe de fréquence (Rpl) et dans la deuxième portion (P2) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme la deuxième rampe de fréquence (Rp2) sur la totalité de la base temporelle (Tb), la pente de la première rampe et de la deuxième rampe étant identiques sur la première portion (PI).
Moyennant quoi on limite la consommation énergétique induite par une émission effective des ondes ultrasonores. Comme on émet que sur une portion de la période (émission discontinue), l’énergie consommée est plus faible que dans le cas conventionnel de l’art antérieur. Lorsque le dispositif de mesure est alimenté par une source électrique autonome de type batterie/accumulateur, l’autonomie est ainsi rallongée.
Selon un aspect, la deuxième portion (P2) est plus longue que la première portion (PI), de préférence la deuxième portion (P2) étant au moins 2 fois plus long que la première portion (PI). La consommation est ainsi substantiellement limitée. En effet, la consommation prépondérante du dispositif est constituée par l’émission des ondes ultrasonores, et avantageusement cette émission consommatrice d’énergie est relativement courte par rapport à la période de mesure. On peut ainsi obtenir une réduction importante de la consommation électrique moyenne et un allongement très significatif de la durée de vie du dispositif lorsque celui-ci est alimenté par une batterie.
Selon un aspect, le signal d’émission comporte une troisième rampe de fréquence décroissante (Rp3, de F2 à Fl), et le signal de mixage Fdc(t) comporte une quatrième rampe de fréquence décroissante (Rp4, de F5 à F6). L’utilisation alternative de rampe croissante et décroissante permet de constater un décalage Doppler dans les signaux reçus et par conséquent ceci permet de mesurer une vitesse relative entre l’objet cible et le dispositif de mesure (capteur), comme il sera explicité plus loin. Selon un aspect, pour le signal d’émission et/ou le signal de mixage Fdc(t), il peut être prévu une variation de fréquence sans saut, c’est-à-dire les rampes croissantes et décroissantes en continuité l’une de l’autre (forme de dents de scie régulière et symétrique par exemple). Ceci permet d’éviter d’avoir un spectre d’émission trop large liée à des changements brusques ; l’unité de commande peut ainsi être peu polluante en parasites électromagnétiques .
Selon un aspect, il est prévu que s’agissant des première et deuxième rampes croissantes, le signal de mixage (Fdc) est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel (Fsh) positif, alors que s’agissant des troisième et quatrième rampes décroissantes, le signal de mixage (Fdc) est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel négatif (-Fsh). Grâce à cela, le traitement peut obtenir à la fois une donnée représentative de la distance et une donnée représentative de la vitesse relative. De plus on lève bien l’ambiguïté entre un objet qui se déplace et provoque une déviation Doppler et un objet fixe même s’ils renvoient chacun un écho très similaire.
En effet le signal de sortie du mixer comporte une portion A (pour la portion de rampe croissante) et une portion B (pour la portion de rampe décroissante), et leur demi somme permet d’obtenir une fréquence significative (Af,Fwl), image du décalage temporel (AT) entre le signal émission et le signal reçu Rx, et leur demi différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler.
Selon un aspect, le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle (Tb) avec des première et deuxième portions (P1,P2), dans la première portion le signal d’émission se présente comme une première rampe de fréquence (Rpl, de Fl à F2) et dans la deuxième portion (P2) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme une deuxième rampe de fréquence (Rp2, de F3 à F4) sur la totalité de la base temporelle, la pente de la première rampe et de la deuxième rampe étant identiques sur la première portion (PI), et le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle auxiliaire (Tb2) avec des troisième et quatrième portions (P3,P4), dans la troisième portion (P3) le signal d’émission se présente comme une troisième rampe de fréquence (Rp3) et dans la quatrième portion (P4) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme une quatrième rampe de fréquence (Rp4) sur la totalité de la base temporelle auxiliaire, la pente de la troisième rampe et de la quatrième rampe étant identiques sur la troisième portion (P3).
Grâce à quoi, on peut mesurer la distance et la vitesse relative tout en minimisant la consommation électrique.
Bien entendu la durée de labase temporelle auxiliaire (Tb2) peut être identique à la durée de la base temporelle (Tb).
Selon un aspect, la deuxième portion (P2) est plus longue que la première portion (PI), et la troisième portion (P3) est plus longue que la quatrième portion (P4) d’où une consommation électrique réduite. Selon un aspect, le signal d’émission Tx(t) et le signal de mixage Fdc(t) sont générés par des suites numériques dans un microprocesseur (cf Fig 6 ref 50) de l’unité de commande, puis transformés chacun par un convertisseur numérique analogique (71,72).
Ceci procure souplesse et une possibilité de faire varier la rampe de fréquence selon le cas d’emploi, voire en fonction des résultats de mesure. Aussi la base de temps (Tb) peut être ajustée ou adaptée par le cœur numérique du microprocesseur. On dispose ainsi de multiples possibilités d’auto-adaptation en fonction des résultats précédemment acquis.
Selon un aspect, la rampe est droite avec une pente prédéterminée comprise entre 10 Hz/ms et lkHz/ms. Grâce à quoi on obtient généralement une sensibilité satisfaisante pour le capteur, typiquement pour des distances allant de 1 cm à 5 m.
Selon un aspect, le décalage fréquentiel (Fsh) est compris entre 100 Hz et 10 kHz. Moyennant quoi, on reste dans des gammes de fréquence relativement basses pour le traitement aval des signaux électriques. Et en même temps le décalage fréquentiel est suffisant pour fournir une information de distance fiable pour des très petites distances D.
Selon un aspect particulier, le décalage fréquentiel peut se présenter sous la forme d’une fréquence de décalage fixe (Fsh) d’environ 2 kHz.
Selon un aspect particulier, on peut utiliser une notion de gain fréquentiel ajustable, c’est-à-dire la rampe de fréquence versus le temps, ledit gain fréquentiel étant adaptatif en fonction du résultat des mesures de distances précédentes. On peut ainsi combiner une distance de détection longue et une précision importante aux distances de détection courtes.
Selon un aspect, le module à transformée de Fourier rapide (FFT) travaille sur un échantillon de taille inférieure à 10 000 points. Ainsi, l’appareil peut être équipé d’un microcontrôleur d’une gamme bon marché.
Selon un aspect, il est prévu un ou plusieurs filtre(s), un ou plusieurs amplificateur(s). On peut notamment prévoir un premier filtre dit de réception (FT1) sur le signal reçu en écho, et un deuxième filtre (FT2) post mélangeur, pour éliminer la(les) fréquences image haute de la fréquence d’intérêt recherchée.
Selon un aspect, la distance D à mesurer est comprise entre 1 mm et 5000 mm, de préférence entre 2 mm et 3000 mm. Dans une application type des conteneurs d’apport volontaire de type poubelle collective, un tel dispositif de mesure est parfaitement adapté aux besoins.
Selon un aspect, la période de récurrence (Tb) des rampes est comprise entre 10 ms et 500 ms, de préférence inférieure à 100 ms. Moyennant quoi, la récurrence des mesures peut être rapide et les informations de distance ainsi mises à jour en temps réel.
Selon un aspect, il peut être prévu des périodes d’inactivité entre les séquences de mesure successives. On peut ainsi diminuer la consommation moyenne du dispositif et allonger son autonomie lorsqu’il est alimenté par une batterie. Ceci s’avère particulièrement pertinent si on s’intéresse essentiellement à la distance et que la vitesse relative présente peu d’intérêt, comme dans le cas d’un capteur de remplissage d’un conteneur d’apport volontaire de poubelles.
Selon un aspect, le transducteur ultrasonore est à bande passante limitée par exemple de l’ordre de 2 kHz (pris à 3-dB du palier de bande). Ceci conduit à un coût optimisé.
Selon un aspect, les ondes ultrasonores émises se situent dans une fourchette entre 20 kHz et 100 kHz. Selon un aspect particulier, les ondes ultrasonores émises sont comprises entre 38 kHz et 42 kHz. Selon un aspect particulier, les ondes ultrasonores émises sont comprises entre 57 kHz et 59 kHz. Moyennant quoi on peut utiliser des transducteurs ultrasonores disponibles en grande quantité et peu coûteux.
Selon un aspect particulier, la fréquence maximum du signal de mixage (F4) est de l’ordre de 100kHz. On reste ainsi dans des gammes de fréquence très basses, et les composants électroniques pour traiter les signaux sont peu coûteux.
Selon un aspect particulier, on utilise des composants identiques pour l’émetteur ultrasonore et le récepteur ultrasonore. Ceci simplifie la nomenclature.
Selon un aspect particulier, on utilise comme émetteur ultrasonore et comme récepteur ultrasonore des composants déjà utilisés dans les systèmes de détection à impulsions classiques. On utilise ainsi des composants sur étagères, peu coûteux et toujours disponibles.
Il est aussi proposé un ensemble capteur (100) comprenant un dispositif tel que décrit plus haut, et un émetteur d’ondes ultrasonores, de préférence sous forme monobloc, et autonome en énergie.
Il est aussi proposé un procédé de mesure de distance et/ou de vitesse utilisant des ondes ultrasonores comprenant les étapes :
- générer un signal d’émission Tx(t) et un signal de mixage Fdc(t), le signal d’émission étant transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur (41), alors que le signal de mixage Fdc(t) est dirigé vers un mixer de réception (62),
- mélanger, dans le mixer de réception (62), le signal de mixage avec un signal reçu Rx en provenance du récepteur (42), correspondant aux échos des ondes ultrasonores sur un ou plusieurs objets,
- traiter un signal de sortie du mixer de réception par un module d’analyse à transformée de Fourier,
- en déduire une fréquence significative (Af,Fw 1 ), image du décalage temporel (DT) entre le signal émission et le signal reçu Rx,
- déduire la distance (D) à l’objet à partir de la fréquence significative (Af,Fw 1 ), caractérisé en ce que le signal de mixage présente un décalage fréquentiel (Fsh) par rapport au signal d’émission au moins sur une portion du signal d’émission.
Selon un aspect particulier, il est prévu une première rampe de fréquence (Rpl) croissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2) croissante. Selon un aspect particulier, il est prévu en outre une troisième rampe de fréquence (Rp3) décroissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une quatrième rampe de fréquence (Rp4) décroissante, et dans lequel le signal de sortie du mixer comporte une portion A et une portion B, et la demi somme permet d’obtenir une fréquence significative (Af,Fwl), image du décalage temporel (AT) entre le signal émission et le signal reçu Rx, et la demi différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler.
Description des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description suivante donnée à titre d'exemple non limitatif, en regard des dessins joints, sur lesquels :
- la figure 1 représente un exemple de conteneur d’apport volontaire, par exemple une poubelle collective,
- la figure 2 représente un diagramme d’un exemple de dispositif de mesure de distance proposé, utilisé par exemple sur le conteneur de la figure 1,
- la figure 3 représente schématiquement un organigramme de principe des signaux mis en œuvre,
- la figure 4 représente un exemple de chronogrammes,
- la figure 5 représente un autre exemple de chronogrammes, illustrant plusieurs cas de figure,
- la figure 6 représente un diagramme fonctionnel du dispositif dans un mode de réalisation numérique,
- la figure 7 illustre une étape du procédé permettant l’obtention de la distance recherchée,
- la figure 8 représente un autre exemple de chronogrammes, illustrant la mesure de vitesse relative du fait de l’effet Doppler,
- la figure 9 illustre une variante de la figure 8, avec des portions temporelles sans émission d’ondes ultrasonores.
Description détaillée
Sur les différentes figures, les mêmes références désignent des éléments identiques ou similaires. Pour des raisons de clarté de l'exposé, certains éléments ne sont pas nécessairement représentés à l'échelle.
On vise ici un appareil d’indication de niveau de remplissage, repéré 100, pour un conteneur d’apport volontaire 95, par exemple des poubelles collectives, qui peuvent être de grande taille, et dont le niveau de remplissage doit être connu pour permettre une optimisation des tournées de collecte. Comme illustré à la figure 1, le niveau de remplissage est défini par la surface supérieure des objets 93 qui sont contenus dans le conteneur d’apport volontaire 95.
L’appareil d’indication niveau de remplissage 100 comprend un dispositif de mesure de niveau repéré 10, que l’on va détailler plus loin. Outre le dispositif de mesure 10, l’appareil peut comprendre, pour l’application décrite, une batterie source d’énergie électrique 80 et un coupleur de communication 92 par exemple Bluetooth™ ou autre.
Il faut toutefois noter que le dispositif de mesure proposé (appelé ‘ensemble capteur’ ou même simplement ‘capteur’) peut être utilisé dans nombres d’autres applications où une distance par rapport à un objet cible doit être mesurée ou estimée. Par ailleurs, le dispositif de mesure proposé peut être utilisé notamment quand l’une des entités impliquées est susceptible de se déplacer que ce soit le capteur lui-même qui bouge (cas d’un capteur embarqué sur un véhicule) ou que l’objet cible se déplace.
Outre l’exemple cité plus haut, on vise d’autres applications : la robotique, les drones et leur pilotage fin, la reconnaissance de gestes, etc....
La technique des ultrasons fonctionne bien même en environnement perturbé en EMC, de jour comme de nuit, y compris avec des matériaux transparents translucides (ex : bouteilles en verre).
Le dispositif de mesure peut ainsi être utilisé dans un capteur de proximité pour drone, un capteur de proximité/distance et de déplacement pour accessoires de réalité augmentée, capteurs d’approche et de présence pour systèmes de sécurité et/ou d’alarme.
Le dispositif de mesure 10 comprend un émetteur ultrasonore 41 pour émettre et recevoir des ondes ultrasonores et un récepteur ultrasonore 42 pour recevoir des ondes ultrasonores. En effet, le dispositif de mesure proposé est agencé et commandé pour simultanément émettre et recevoir de telles ondes ultrasonores, selon des dispositions qui seront vues en détails plus loin. L’émetteur ultrasonore et le récepteur ultrasonore 42 peuvent être agencés dans un organe appelé transducteur ultrasonore repéré 4.
L’émetteur ultrasonore 41 et le récepteur ultrasonore 42 peuvent être des composants identiques. Ces composants sont formés grâce à des membranes vibratoires commander grâce des bobinages et/ou des éléments piézoélectriques.
L’émetteur ultrasonore 41 et le récepteur ultrasonore 42 peuvent être des composants du marché déjà largement utilisés dans les systèmes à impulsions classiques, ce qui en fait des composants peu coûteux.
Les ondes ultrasonores se propagent dans l’espace libre en face de l’émetteur 41, selon un lobe d’émission prédéfini lié à la forme du pavillon de l’émetteur (cône par exemple). Des ondes ultrasonores sont reçues par le récepteur 42, selon un lobe de réception ou un lobe d’écoute. Les lobes d’émission et de réception peuvent être confondus ou différents. La coïncidence des lobes d’émission et de réception permet d’écarter des bruits ou sources sonores parasites qui peuvent se manifester dans l’environnement. On s’intéresse en particulier aux ondes ultrasonores qui sont renvoyées par un objet cible 3 situé à une distance D à déterminer. On note au passage qu’il peut y avoir plusieurs objets cible 3 dans le champ d’action du transducteur ultrasonore. Par ondes ultrasonores on entend des ondes sonores de fréquence comprise entre 20 kHz et plusieurs centaines de kHz. Dans les applications visées, on utilisera de préférence des ondes sonores de fréquence comprise entre 30 kHz et 100 kHz.
Pour revenir à l’exemple illustré, le capteur 10 de niveau de remplissage est autonome en énergie électrique. De préférence, le capteur est monté sur une paroi supérieure du conteneur d’apport volontaire 95. Avec un tel capteur de niveau de remplissage, il faut pouvoir détecter un réservoir vide avec une hauteur qui va en pratique jusqu’à 4 m. Mais aussi, il est intéressant de connaître avec précision le niveau de remplissage notamment lorsque le conteneur est quasi plein, ceci afin de fournir une information fiable pour l’optimisation des tournées de collecte, la distance à mesurer par rapport aux objets cible est alors faible, i.e. 20 cm voire moins.
Le dispositif de mesure 10 comprend une unité de commande 5 pour commander sélectivement l’émission des ondes ultrasonores et analyser des signaux reçus en retour.
L’unité de commande 5 génère un signal d’émission noté Tx ou Tx(t), le signal d’émission est transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur 41.
L’unité de commande peut être équipée typiquement d’un amplificateur et/ou d’un convertisseur numérique analogique (CNA) suivant le découpage digital/analogique (sur lequel on reviendra plus loin) pour attaquer l’émetteur 41 avec des signaux de puissance analogiques. L’unité de commande 5 prépare en parallèle un signal de mixage noté Fdc ou (Fdc(t)), le signal d’émission Tx étant transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur 41.
Le signal de mixage Fdc(t) présente un décalage fréquentiel Fsh par rapport au signal d’émission. Ce décalage fréquentiel Fsh peut être constant ou proportionnel selon différents cas qui seront vus ci-après.
Dans le premier exemple illustré, ce décalage fréquentiel Fsh est constant au moins sur une portion du signal d’émission.
Le signal de mixage Fdc peut être préparé à partir du signal TX, ou peut être préparé indépendamment en parallèle du signal TX, à condition d’être joué en synchronisation avec le signal TX.
Le principe de base est illustré sur les schémas de principe des figures 2 et 3 et un chronogramme exemplaire est donné en figure 4.
Le signal de mixage Fdc(t) entre dans un mélangeur ou mixeur 62, qui reçoit par ailleurs un signal reçu Rx en provenance du récepteur 42.
Comme visible à la figure 4, le battement entre le signal de mixage Fdc et le signal reçu Rx se produit entre les instants Tl et T2 (Af), puis entre les instants T3 et T4 (Af2).
Le signal Fw en sortie du mixer de réception 62 est traité par un module d’analyse à transformée de Fourier. Le signal Fw en sortie du mixer de réception 62 comprend une composante fréquentielle haute qui représente la somme des fréquences principales de Fdc et Rx (Fdc + Rx) et comprend une composante fréquentielle basse qui représente la différence des fréquences principales de Fdc et Rx (Fdc - Rx), c’est cette composante fréquentielle basse notée Fwl qui va nous intéresser pour le traitement aval.
La composante fréquentielle haute peut être éliminée par un filtre passe-bas ou passe bande FT2, en amont du module d’analyse à transformée de Fourier.
La fréquence significative d’intérêt (Af sur les chronogrammes, Fwl en sortie du module d’analyse de Fourier) est une image du décalage temporel DT entre le signal émission et le signal reçu (Rx). Plus précisément, la détermination dudit décalage temporel Af permet d’en déduire la distance D à l’objet 3.
À la sortie du mélangeur 62, il est prévu un module de numérisation c’est-à-dire un échantillonnage du signal délivré par la sortie du mélangeur. En aval de l’échantillonnage, les données entrent dans un module d’analyse à transformée de Fourier.
Le module d’analyse à transformée de Fourier peut être typiquement un module transformée de Fourier rapide (FFT) 66. Le module d’analyse FFT donne en sortie la composante fréquentielle basse notée Fwl qui va permettre de calculer la distance D, ce calcul pouvant être réalisé par une fonction annexe du module FFT lui-même.
Il n’est pas exclu d’obtenir la fréquence d’intérêt Af, c’est-à-dire la fréquence basse de battement entre Fdc et Rx, par tout autre système analogique et/ou numérique.
La figure 7 illustre la partie finale du calcul de la distance. Pour un cas donné, la fréquence basse de battement noté Fw3 permet de remonter à la distance D3. On note qu’ avantageusement la distance nulle correspond à la fréquence d’intérêt Fsh, dont la période est mesurable sur la durée d’observation. La distance maximum notée Dmax est limitée par la fréquence supérieure F4 ; on verra plus loin que la distance maximum peut être ajustée au besoin.
Comme illustré sur la configuration numérique illustrée à la figure 6, l’unité de commande 5 élabore un signal d’émission Tx(t) et un signal de mixage Fdc(t) dans un cœur numérique 50. En pratique, le microprocesseur prépare dans des mémoires des fichiers de points à jouer, les fichiers des signaux TX et Fdc étant préparés de manière cohérente pour être joués en synchronisation notamment à propos des rampes qui vont être discutées ci- dessous F.
Le signal d’émission (Tx(t)) comporte une première rampe de fréquence (Rpl) croissante. Dans le jargon du métier, on parle de signal « Chirp ».
Le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2) croissante.
Le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle Tb avec des premières et deuxièmes portions P1,P2. Dans la première portion PI, le signal d’émission se présente comme une première rampe de fréquence (Rpl, de Fl à F2). Dans la deuxième portion P2 le signal d’émission Tx est nul, ce qui permet de réduire la consommation énergétique. La deuxième portion P2 peut être plus longue que la première portion PI. Exprimé autrement, sur la deuxième portion P2, on continue à écouter, mais on n’émet plus d’ondes ultrasonores (puissance nulle). Cette deuxième portion P2 de silence à l’émission peut durer quelques dizaines de millisecondes voire quelques centaines de millisecondes, pour les distances les plus longues à considérer.
La deuxième portion P2 peut être inexistante auquel cas Tx est une dent de scie pure (rampe ascendante de Fl à F2, front de retour à Fl, nouvelle rampe ascendante de Fl à F2, nouveau front de retour à Fl, etc..).
Concernant le signal de mixage Fdc(t), il se présente comme une deuxième rampe de fréquence (Rp2, de F3 à F4) sur la totalité de la base temporelle, à savoir sur la première portion avec le décalage Fsh, et en continuité sur la deuxième portion P2.
La fréquence de départ F3 est telle que F3 = Fl + Fsh
La fréquence d’arrivée F4 est telle que F4 = F3 + Tb x GF, GF étant le gain en fréquence, c’est-à-dire la pente de la deuxième rampe. Dans le premier exemple illustré, la rampe du signal émission et identique à savoir Fréquence de Tx(t) = Fl + Tb x GF, jusqu’à hauteur de F2, à l’endroit duquel TX devient nul (et donc absence de consommation de puissance sur la sortie).
Le signal Rx de retour d’écho arrive sur le récepteur ultrasonore 42. En aval du récepteur ultrasonore les signaux devenus électriques passent d’abord dans un amplificateur 70, puis dans un filtre passe bande FT1 avec comme fréquence basse une borne légèrement inférieure à Fl et comme fréquence supérieure une borne légèrement supérieure à F2 (le tout pris à -3 dB du palier).
Le signal ainsi filtré est dirigé vers le mélangeur 62 à l’endroit duquel il est mélangé avec le signal de mixage Fdc élaboré par l’unité de commande.
À la sortie du mélangeur, il est prévu un second filtre noté FT2, pour éliminer la composante de battement additionnel Fdc + Rx, et ne conserver que la fréquence d’intérêt correspondant à la soustraction Fdc-Rx. Le filtre FT2 peut être un filtre passe bas avec une fréquence de coupure légèrement supérieure à F4. Le filtre peut être un filtre passe bande avec comme bornes Fsh et F4.
En alternative au filtre analogique, le signal en sortie du mélangeur peut être dirigé vers un convertisseur analogique numérique repéré 73 et le filtrage passe bas mentionné ci- dessus peut être réalisé par un filtre numérique.
On note que dans la version numérique illustré la figure 6, il est prévu un convertisseur numérique analogique 71 pour générer le signal d’émission TX et un convertisseur numérique analogique 72 pour générer le signal de mixage Fdc.
Dans une solution générique et/ou analogique, comme illustré aux figures 2 et 3, on peut obtenir le signal de mixage à partir du d’un signal ‘Chirp’ de base F(t) qui sert à la fois pour générer le signal d’émission TX et pour préparer le signal de mixage. Le signal ‘Chirp’ de base F(t) est issu d’un oscillateur à commande (VCO repéré 54). La préparation du signal de mixage implique l’introduction dans un premier mélangeur 61 d’un signal à fréquence fixe Fsh à savoir la fréquence décalage Fsh. La sortie de ce premier mélangeur comporte un signal Chirp correspondant à Tx + Fsh.
S’agissant du signal d’émission Tx, celui-ci peut être issu d’un mélangeur d’émission 60 qui permet de limiter l’émission à un temps plus court que la période de répétition grâce à une fonction créneau G(t) (issu d’un générateur de créneaux 53 cf Figure
3).
Pour le signal de mixage, on peut aussi utiliser oscillateur à commande (VCOsh repéré 55), à condition que sa base de temps soit synchronisée avec la commande deux oscillateur primaire 54.
L’indication du « OU » à la figure 2 et 3 illustre les deux possibilités exclusives entre elles.
On a illustré à la figure 4 partie droite, un exemple où la deuxième rampe Rp2’ est parallèle à la première rampe Rpl’ et dans ce cas les pentes de la deuxième rampe et de la première rampe sont supérieures à celles de la partie gauche de la figure 4. Ceci permet d’accroître la sensibilité du dispositif de mesure, dans le cas champ proche, car en effet la variation de fréquence DG est supérieure pour un écart de distance donné.
Dans cette variante, on a F4’ = F3 + Tb x GF2 avec GF2 > GF. Dans ces conditions, on a aussi Tx(t) = Fl + Tb x GF2. Dans l’exemple illustré, GF2 > GF.
Pour utiliser au maximum la souplesse du dispositif de mesure, il est prévu une boucle rétroaction, soit dans le logiciel du cœur numérique soit sous forme plus analogique avec les boucles de retour repéré 84 sur la figure 2.
Ainsi, le dispositif de mesure peut dans un premier temps se caler sur une grande distance maximum de détection Dmax, avec GF petit. Puis en fonction des échos et notamment de la distance D estimée, on peut augmenter le gain GF et diminuer la base de temps Tb, afin d’accroître la sensibilité sur les distances courtes.
Pour revenir au premier exemple illustré, la pente de la première rampe et de la deuxième rampe sont identiques sur la première portion PI. La figure 5 illustre pour différents cas de figure distincts, les différents échos reçus en réponse (RlX(t), R3X(t), R4X(t)), chacun correspondant à une fréquence respective en sortie de FFT DίΊ, DO, Af4, et chacun correspondant à un retard respectif DTI, DT3, DT4.
On constate que même si le retard est très petit, la différence de fréquence reste supérieure à Fsh et peut ainsi être détectée par le module d’analyse de Fourier. La distance maximum détectable (cas R4X, DT4) est proportionnelle à la durée Tb.
En pratique Fsh peut être compris entre 1kHz et quelques dizaines de kHz. On peut choisir par exemple une valeur Fsh autour de 2 ou 3 kHz.
En pratique, Fl et F2 restent dans la plage fréquentielle d’utilisation du transducteur ultrasonore. Dans un mode particulier, on s’arrange pour que Fl soit de l’ordre de 57kHz, et pour que F2 soit de l’ordre de 59kHz. Dans d’autres réalisations, on s’arrange pour que Fl soit voisin de la borne basse de la plage fréquentielle de bonne utilisation du transducteur alors que F2 est voisin de la borne haute.
La partition entre numérique et analogique peut être quelconque. On peut avoir une configuration mise en œuvre de l’invention quasiment tout numérique ; on peut également avoir une configuration mise en œuvre de l’invention quasiment tout analogique.
Accessoirement, on peut rechercher à fournir en outre une information de vitesse relative.
La figure 8 illustre un deuxième mode de réalisation ou le dispositif de mesure peut détecter à la fois la distance et la vitesse relative grâce à la déviation Doppler.
Le signal d’émission Tx(t) comporte une première rampe de fréquence Rpl croissante, le signal d’émission Tx(t) comporte en outre une troisième rampe de fréquence Rp3 décroissante (Rp3va de F2 à Fl). On a donc un signal triangulaire symétrique, à variation de fréquence sans saut de fréquence.
Le signal de mixage Fdc(t) comporte une deuxième rampe de fréquence Rp2 croissante, et le signal de mixage Fdc(t) comporte une quatrième rampe de fréquence Rp4 décroissante (Rp4 va de F5 à F6). On constate un saut de fréquence, mais le signal impliqué ne porte pas de puissance donc engendre peu de perturbations EMC.
Pour les première et deuxième rampes croissantes Rpl, Rp2, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel Fsh positif, alors que pour les troisième et quatrième rampes décroissantes, Rp3,Rp4, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission Tx d’un décalage fréquentiel négatif (-Fsh). Dans un cas particulier avantageux, le décalage fréquentiel négatif est de même ampleur/valeur que le décalage fréquentiel positif.
Dans les ondes ultrasonores de retour Rx, on constate un décalage à droite correspondant un retard lié à la distance de parcours aller-retour. On constate en outre un décalage vers le bas lié à une vitesse relative de l’objet qui, dans l’exemple illustré, fait baisser toutes les fréquences de retour, d’une valeur Fdop qu’il faut discriminer de l’effet du retard qui lui induit le Af déjà mentionné.
Sur la figure, la ligne en trait fin illustre le cas sans décalage Doppler, alors que la ligne en trait fort Rx illustre le retour avec l’effet du décalage Doppler.
Sur l’intervalle de temps P8, la sortie du mélangeur 62 donne Afs, fréquence qui n’est pas fixe ; par conséquent pour cet intervalle de temps, la sortie du module d’analyse de Fourier n’est pas significative.
Le battement entre le signal de mixage Fdc et le signal reçu Rx se produit entre les instants T5 et T6 (fréquence AfA), puis entre les instants T7 et T8 (fréquence AfB). Le battement prévaut pendant une durée suffisante pour que la transformée de Fourier puisse sortir la composante fréquentielle basse AfA (respectivement AfB). Le signal de sortie du mixer comporte une portion A (partie des rampes croissantes) et une portion B (partie des rampes décroissantes).
La demi-somme permet d’obtenir une fréquence significative Af, Fwl, image du décalage temporel DT entre le signal d’émission et le signal reçu Rx.
D’un autre côté, la demi-différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler.
On arrive ainsi à déduire à partir des signaux de retour la fréquence Fw qui va permettre de remonter à la distance comme déjà expliqué plus haut, et la fréquence Doppler qui permet de mesurer la vitesse relative (ici un éloignement relatif) de la cible par rapport au capteur, grâce aux formules suivantes :
Fw = (MA + AfB) / 2 Fdop = (AfA - AfB) / 2
Sur la figure 9, on a illustré un mode de réalisation du dispositif de mesure pouvant détecter à la fois la distance et la vitesse relative grâce à la déviation Doppler, avec en outre une fonction de minimisation de la consommation électrique.
Une séquence de mesure comprend une base temporelle Tb avec des première et deuxième portions P1,P2, cette première base temporelle Tb est celle des rampes croissantes. En outre, la séquence de mesure comprend une base temporelle auxiliaire Tb2 avec des troisième et quatrième portions P3,P4, cette base temporelle auxiliaire Tb2 est celle des rampes décroissantes.
Plusieurs séquences de mesure telle que celle illustré à la figure 9 peuvent se succéder sans interruption. Toutefois il peut être prévu des périodes d’inactivité entre les séquences de mesure de manière à minimiser la consommation électrique moyenne et à augmenter l’autonomie d’un dispositif autonome.
Durant la première portion de temps PI, le signal d’émission Tx(t) comporte une première rampe de fréquence Rpl croissante en partant de Fl. Durant la deuxième portion de temps P2, le signal d’émission Tx(t) est telle que la puissance émise est nulle.
Durant la troisième portion de temps P3, le signal d’émission Tx(t) comporte en outre une troisième rampe de fréquence Rp3 décroissante (pour Rp3 on part de F2 et on descend). Durant la quatrième portion de temps P4, le signal d’émission Tx(t) est telle que la puissance émise est nulle.
Concernant le signal de mixage Fdc(t), celui-ci comporte une deuxième rampe de fréquence Rp2 croissante (Fdc(t) va de F3 à F4), et le signal de mixage Fdc(t) comporte une quatrième rampe de fréquence Rp4 décroissante (Fdc(t) va de F5 à F6). On constate un saut de fréquence, mais le signal impliqué ne porte pas de puissance donc engendre peu de perturbations EMC.
Pour les première et deuxième rampes croissantes Rpl, Rp2, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel Fsh positif, alors que pour les troisième et quatrième rampes décroissantes, Rp3,Rp4, le signal de mixage Fdc est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission Tx d’un décalage fréquentiel négatif (-Fsh). Dans un cas particulier avantageux, le décalage fréquentiel négatif est de même ampleur/valeur que le décalage fréquentiel positif.
Comme pour le cas de la figure 8, dans les ondes ultrasonores de retour Rx, on constate un décalage à droite correspondant un retard lié à la distance de parcours aller-retour, et un décalage vers le bas lié à une vitesse relative de l’objet qui, dans l’exemple illustré, fait baisser toutes les fréquences de retour, d’une valeur Fdop qu’il faut discriminer de l’effet du retard qui lui induit le Af déjà mentionné.
Sur la figure, la ligne en trait fin illustre le cas sans décalage Doppler, alors que la ligne en trait fort Rx illustre le retour avec l’effet du décalage Doppler.
Sur l’intervalle de temps P8, la sortie du mélangeur 62 donne Afs, fréquence qui n’est pas fixe ; par conséquent pour cet intervalle de temps, la sortie du module d’analyse de Fourier n’est pas significative.
Là aussi le battement entre le signal de mixage Fdc et le signal reçu Rx se produit entre les instants T5 et T6 (fréquence AfA), puis entre les instants T7 et T8 (fréquence DίB), ces battements étant établis pendant une durée suffisante pour que la transformée de Fourier puisse sortir la composante fréquentielle basse AfA (respectivement AfB).
Le signal de sortie du mixer comporte une portion A (partie des rampes croissantes) et une portion B (partie des rampes décroissantes).
La demi-somme permet d’obtenir une fréquence significative Af, Fwl, image du décalage temporel AT entre le signal d’émission et le signal reçu Rx.
D’un autre côté, la demi-différence permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler, de manière identique au cas précédent :
Fw = (AfA + AfB) / 2 Fdop = (AfA - AfB) / 2
On remarque que l’interruption de l’émission dans la deuxième portion et dans la quatrième portion de temps n’affecte pas la détermination de F fréquence Doppler et de la fréquence liée au retard dû à la distance
Il faut remarquer que la mise en œuvre des ondes ultrasonores s’avère moins coûteuse que la mise en œuvre des systèmes radar ou lidar, qui implique des circuits passant des fréquences élevées, et également des processeurs numériques beaucoup plus puissants pour permettre de les traiter.
Ici dans le cas d’emploi type, à titre d’exemple uniquement, sans que cela diminue la généralité de l’invention présentée, on choisira de préférence les éléments dimensionnels suivants :
- Le décalage fréquentiel Fsh est compris entre 100 Hz et 10 kHz.
- La bande passante de l’émetteur et du récepteur est de l’ordre de 2 kHz. - Fl est de l’ordre de 57kHz et F2 est de l’ordre de 59 kHz
- La fréquence maximum du signal de mixage (F4) est de l’ordre de 100 kHz.
- La période de récurrence Tb des rampes est comprise entre 10 ms et 500 ms, de préférence inférieure à 100 ms.
- Le module à transformée de Fourier rapide (FFT) travaille sur un échantillon de taille inférieure à 10000 points.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif (10) de mesure de distance, configuré pour simultanément émettre et recevoir des ondes ultrasonores, le dispositif comprenant :
- un émetteur ultrasonore (41) et un récepteur ultrasonore (42) pour respectivement émettre et recevoir des ondes ultrasonores,
- une unité de commande (5) pour commander sélectivement l’émission et analyser des signaux reçus pour en déduire au moins une distance (D) séparant le dispositif de mesure et au moins un objet (3) sur lequel des ondes ultrasonores émises se réfléchissent, et il est prévu dans l’unité de commande (5) la génération d’un signal d’émission (Tx(t)) et d’un signal de mixage (Fdc(t)), le signal d’émission étant transformé en ondes ultrasonores par l’émetteur (41), alors que le signal de mixage (Fdc(t)) est dirigé vers un mixer de réception (62), dans lequel il est mélangé avec un signal reçu (Rx) en provenance du récepteur (42), et un signal de sortie du mixer de réception est traité par un module d’analyse à transformée de Fourier pour en déduire une fréquence significative (Af,Fwl), image du décalage temporel (DT) entre le signal émission et le signal reçu (Rx), ledit décalage temporel permettant d’en déduire la distance (D) à l’objet, caractérisé en ce que le signal de mixage Fdc(t) présente un décalage fréquentiel (Fsh) par rapport au signal d’émission au moins sur une portion du signal d’émission.
2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel le signal d’émission (Tx(t)) comporte une première rampe de fréquence (Rpl) croissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2) croissante.
3. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle (Tb) avec des première et deuxième portions (P1,P2), dans la première portion le signal d’émission se présente comme la première rampe de fréquence (Rpl) et dans la deuxième portion (P2) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme la deuxième rampe de fréquence (Rp2) sur la totalité de la base temporelle (Tb), la pente de la première rampe et de la deuxième rampe étant identiques sur la première portion (PI).
4. Dispositif selon la revendication 3, la deuxième portion (P2) est plus longue que la première portion (PI), de préférence la deuxième portion (P2) étant au moins 2 fois plus long que la première portion (PI).
5. Dispositif selon l’une des revendications 1 à 42, dans lequel le signal d’émission comporte une troisième rampe de fréquence (Rp3) décroissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une quatrième rampe de fréquence (Rp4) décroissante.
6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel s’agissant des première et deuxième rampes croissantes (Rpl,Rp2), le signal de mixage (Fdc) est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel (Fsh) positif, alors que s’agissant des troisième et quatrième rampes décroissantes (Rp3,Rp4), le signal de mixage (Fdc) est décalé en fréquence par rapport au signal d’émission d’un décalage fréquentiel négatif.
7. Dispositif selon l’une des revendications 5 à 6, dans lequel le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle (Tb) avec des première et deuxième portions (P1,P2), dans la première portion le signal d’émission se présente comme une première rampe de fréquence (Rpl) et dans la deuxième portion (P2) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme une deuxième rampe de fréquence (Rp2) sur la totalité de la base temporelle, la pente de la première rampe et de la deuxième rampe étant identiques sur la première portion (PI), et dans lequel le signal d’émission Tx(t) comprend une base temporelle auxiliaire (Tb2) avec des troisième et quatrième portions (P3,P4), dans la troisième portion (P3) le signal d’émission se présente comme une troisième rampe de fréquence (Rp3) et dans la quatrième portion (P4) le signal d’émission est nul, et le signal de mixage Fdc(t) se présente comme une quatrième rampe de fréquence (Rp4) sur la totalité de la base temporelle auxiliaire, la pente de la troisième rampe et de la quatrième rampe étant identiques sur la troisième portion (P3).
8. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel la deuxième portion (P2) est plus longue que la première portion (PI), et dans lequel la troisième portion (P3) est plus longue que la quatrième portion (P4).
9. Dispositif selon l’une des revendications 1 à 7, dans lequel le signal d’émission Tx(t) et le signal de mixage Fdc(t) sont générés par des suites numériques dans un microprocesseur (50) de l’unité de commande, puis transformés chacun par un convertisseur numérique analogique (71,72).
10. Ensemble capteur (100) comprenant un dispositif selon l’une des revendications 1 à 8, et un émetteur d’ondes ultrasonores, de préférence sous forme monobloc, et autonome en énergie.
11. Procédé de mesure de distance utilisant des ondes ultrasonores, comprenant les étapes : générer un signal d’émission Tx(t) et un signal de mixage Fdc(t), le signal d’émission étant transformé en ondes ultrasonores par un émetteur (41), alors que le signal de mixage Fdc(t) est dirigé vers un mixer de réception (62), mélanger, dans le mixer de réception (62), le signal de mixage avec un signal reçu (Rx) en provenance d’un récepteur (42), correspondant aux échos des ondes ultrasonores rebondissant sur un ou plusieurs objets cible (3), traiter un signal de sortie du mixer de réception par un module d’analyse à transformée de Fourier, en déduire une fréquence significative (Af,Fw 1 ), image du décalage temporel (DT) entre le signal émission et le signal reçu (Rx), déduire la distance (D) à l’objet à partir de la fréquence significative (Af,Fw 1 ), caractérisé en ce que le signal de mixage présente un décalage fréquentiel (Fsh) par rapport au signal d’émission au moins sur une portion du signal d’émission.
12. Procédé selon la revendication 11, dans lequel il est prévu pour le signal d’émission (Tx(t)) une première rampe de fréquence (Rpl) croissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une deuxième rampe de fréquence (Rp2) croissante.
13. Procédé selon la revendication 12, dans lequel il est prévu que le signal d’émission a une durée d’émission de signal non nul plus courte que le signal de mixage Fdc(t).
14. Procédé selon la revendication 12, permettant de mesurer en outre une vitesse relative d’un objet cible (3), dans lequel il est prévu en outre pour le signal d’émission (Tx(t)) une troisième rampe de fréquence (Rp3) décroissante, et le signal de mixage (Fdc(t)) comporte une quatrième rampe de fréquence (Rp4) décroissante, et dans lequel le signal de sortie du mixer comporte une portion croissante (A) partie correspondant aux rampes croissantes et une portion décroissante (B) correspondant aux rampes décroissantes, avec pour chacune une variation de fréquence respective AfA, AfB et dans lequel la demi somme, i.e. Fw = (AfA + AfB) / 2, permet d’obtenir une fréquence significative (Af,Fwl), image du décalage temporel (DT) entre le signal émission et le signal reçu Rx, et dans lequel la demi différence, i.e. Fdop = (AfA - AfB) / 2, permet d’obtenir une fréquence représentative d’un décalage Doppler.
PCT/FR2020/051753 2019-10-09 2020-10-07 Dispositif et procede de mesure de distance par ultrasons WO2021069829A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1911206A FR3101955B1 (fr) 2019-10-09 2019-10-09 Dispositif et procede de mesure de distance par ultrasons
FR1911206 2019-10-09

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021069829A1 true WO2021069829A1 (fr) 2021-04-15

Family

ID=69903243

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR2020/051753 WO2021069829A1 (fr) 2019-10-09 2020-10-07 Dispositif et procede de mesure de distance par ultrasons

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR3101955B1 (fr)
WO (1) WO2021069829A1 (fr)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4961039A (en) * 1987-04-03 1990-10-02 Matsushita Electric Works, Ltd. Moving object detecting device
US5734346A (en) 1992-05-23 1998-03-31 Cambridge Consultants Limited Method of an apparatus for detecting the displacement of a target
DE19722180A1 (de) * 1997-05-27 1998-12-03 Siemens Ag Meßanordnung und Verfahren zur Verbesserung von Meßanordnungen
US20090312636A1 (en) * 2008-06-16 2009-12-17 Aloka Co., Ltd. Ultrasound diagnostic apparatus
US20100026564A1 (en) * 2008-08-01 2010-02-04 Infineon Technologies Ag Heterodyne transceiver systems and methods
JP2012198070A (ja) * 2011-03-18 2012-10-18 Fujitsu Ten Ltd 受信機
EP2901174A1 (fr) * 2012-09-25 2015-08-05 Aselsan Elektronik Sanayi ve Ticaret Anonim Sirketi Radar à ondes entretenues à modulation de fréquence (fmcw)

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4961039A (en) * 1987-04-03 1990-10-02 Matsushita Electric Works, Ltd. Moving object detecting device
US5734346A (en) 1992-05-23 1998-03-31 Cambridge Consultants Limited Method of an apparatus for detecting the displacement of a target
DE19722180A1 (de) * 1997-05-27 1998-12-03 Siemens Ag Meßanordnung und Verfahren zur Verbesserung von Meßanordnungen
US20090312636A1 (en) * 2008-06-16 2009-12-17 Aloka Co., Ltd. Ultrasound diagnostic apparatus
US20100026564A1 (en) * 2008-08-01 2010-02-04 Infineon Technologies Ag Heterodyne transceiver systems and methods
JP2012198070A (ja) * 2011-03-18 2012-10-18 Fujitsu Ten Ltd 受信機
EP2901174A1 (fr) * 2012-09-25 2015-08-05 Aselsan Elektronik Sanayi ve Ticaret Anonim Sirketi Radar à ondes entretenues à modulation de fréquence (fmcw)

Also Published As

Publication number Publication date
FR3101955A1 (fr) 2021-04-16
FR3101955B1 (fr) 2021-10-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2198323B1 (fr) Estimation de décalage temporel
EP0818691B1 (fr) Procédé et dispositif de détection de cibles pour radar doppler à impulsions non ambigu à large bande
EP3563178B1 (fr) Méthode de traitement d'un signal issu d'un lidar cohérent pour réduire le bruit et système lidar associé
FR2722005A1 (fr) Appareil et procede pour attenuer les ambiguites dans les radars doppler a impulsions
EP2449407B9 (fr) Procede de telemetrie a ultrasons pour drone, avec discrimination des echos parasites issus d'un autre drone
EP0258917A1 (fr) Radar à onde continue modulée en fréquence pour mesure de distance
WO2018036946A1 (fr) Methode de traitement d'un signal issu d'un lidar coherent et systeme lidar associe
FR2567274A1 (fr) Procede et dispositif d'acquisition, de telemetrie et de representation d'objets situes dans des milieux troubles, en utilisant des lasers
WO2010147469A1 (fr) Procédé de détection de distance, système radar, et produit-programme informatique
EP0872740A1 (fr) Dispositif d'auto-test de la chaíne d'émission et de réception d'un radar notamment pour automobile
EP0715184B1 (fr) Procédé et dispositif pour déterminer la vitesse d'un mobile au moyen d'un radar ou sonar à compression d'impulsion
WO2021069829A1 (fr) Dispositif et procede de mesure de distance par ultrasons
EP0651263B1 (fr) Procédé de détermination du rang d'ambiguité en distance d'échos radar
EP0012056B1 (fr) Dispositif de télémétrie et son utilisation dans un radar de poursuite
EP3077853B1 (fr) Système et procédé pour mesurer la largeur d'une faille d'un site à surveiller
EP4083659B1 (fr) Dispositif et procédé de traitement du signal issus d'un ensemble de transducteurs ultrasonores
EP2161591A1 (fr) Procédé et système de détection de départs de tir
FR2951279A1 (fr) Procede et dispositif pour ameliorer la mesure d'un temps de parcours d'un signal d'ultrasons
EP1186907B1 (fr) Radar à impulsions, à modulation de fréquence du type rampe, à haute résolution en distance
EP3538919B1 (fr) Procédé de contrôle de la compatibilité électromagnétique d'un détecteur de radars avec au moins un émetteur de bord de signaux impulsionnels
EP3538917B1 (fr) Procédé de contrôle de la compatibilité électromagnétique d'un détecteur de radars avec au moins un émetteur de bord de signaux impulsionnels
EP3195007B1 (fr) Procédé radar pour estimation de la taille de blocs rocheux en chute
FR3097060A1 (fr) « Procédé et dispositif de mesure pour détecter un objet avec des signaux d’ultrasons réfléchis »
FR2881842A1 (fr) Procede et dispositif de telemetrie laser pour cibles potentiellement rapides
FR3025321A1 (fr) Procede et dispositif de mesure pour detecter un objet avec des signaux d'ultrasons reflechis

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20796638

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 20796638

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1