JP2012175168A - 電流電圧変換回路、発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電流電圧変換回路におけるハイ・インピーダンス（Ｈｉ−Ｚ）なノードで、定電流源による電流の押し引きで発振部の電流振幅を電圧振幅に変換する場合、トランジスタのリーク電流などにより電流のバランスが崩れると、電圧の振幅が電源電圧または接地電圧に偏って安定するので、それを防止する。
【解決手段】発振部１０から供給される発信信号に従って生じる電流を電流電圧変換回路４１で変換された電圧を、インバータ回路４３でバッファリングし、その出力を、電流電圧変換回路４１の出力端子Ｎ１にＤＣバイアスを与えるようにフィードバックする。フィードバック回路４４には、例えばＢ級プッシュプル増幅器を用いる。Ｈｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１の電圧は、インバータ回路４３の入力電圧のセンター付近で変化するのでインバータ回路４３の入力動作範囲外に移動することはなく、正常な動作を実現できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流を電圧に変換する電流電圧変換回路、それを備えた発振回路に関する。

電流電圧変換回路を備えた、従来の発振回路として、特許文献１に記載されているものがある。この従来の発振回路について、図４を参照して説明する。
図４において、発振回路は、発振信号を供給する発振部１０、発振信号の振幅を参照電圧Ｖｒｅｆに制限するバイアス電圧発生部２０、振幅制限によって生じる電流を電源電圧ＶＣから接地電圧ＧＮＤまで変換して差動出力し、フルスイング動作を行う差動出力部４０から構成される。差動出力部４０は、電流電圧変換回路４１および４２により構成されている。なお、本例の差動出力部４０の差動出力の一方にはインバータ回路４３等が接続されることで、最終的にバッファされている。
この発振回路は、比較的簡易な回路構成を用いることにより、低消費電力でフルスイング動作をすることができるものである。

さらに、図４の発振回路の構成を詳細に説明する。
この発振回路には、電源ラインを介して電源電圧ＶＣが供給され、接地ラインを介して接地電圧ＧＮＤが供給される。
発振部１０は、ＰＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２を備えている。トランジスタＭ１のソース端子は、定電流源ＣＳ１を介して電源ラインに接続されており、ドレイン端子は、定電流源ＣＳ２を介して接地ラインに接続されている。トランジスタＭ２のソース端子は、定電流源ＣＳ３を介して電源ラインに接続されており、ドレイン端子は、定電流源ＣＳ４を介して接地ラインに接続されている。

また、トランジスタＭ１のゲート端子は、トランジスタＭ２のドレイン端子に接続されており、トランジスタＭ２のゲート端子は、トランジスタＭ１のドレイン端子に接続されている。さらに、トランジスタＭ１、Ｍ２のソース端子間には、容量Ｃが設けられている。
また、トランジスタＭ１、Ｍ２のドレイン端子は、それぞれ差動出力部４０に接続されている。そして、トランジスタＭ１、Ｍ２は発振信号を出力する。

バイアス電圧発生部２０は、ＰＭＯＳトランジスタＭ３と、ＮＭＯＳトランジスタＭ４とを備えている。さらに、バイアス電圧発生部２０は、参照電圧Ｖｒｅｆを生成する参照電圧発生回路３０を備えている。
トランジスタＭ３のドレイン端子は定電流源ＣＳ５を介して電源ラインに接続されており、トランジスタＭ３のドレイン端子とゲート端子とは接続されている。トランジスタＭ３のソース端子は、トランジスタＭ４のソース端子に接続されている。トランジスタＭ４のドレイン端子は、ゲート端子に接続されると共に接地されている。トランジスタＭ３、Ｍ４により、トランジスタＭ３のゲート端子において、接地電圧ＧＮＤに対して所定のバイアス電圧が生成される。

差動出力部４０は、ＰＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ７、Ｍ９、Ｍ１１と、ＮＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ６、Ｍ８、Ｍ１２を備えている。そして、差動出力部４０は、トランジスタＭ５、Ｍ６、Ｍ９、Ｍ１０、定電流源ＣＳ６、ＣＳ７、及び、インバータ回路４３を有する電流電圧変換回路４１と、トランジスタＭ７、Ｍ８、Ｍ１１、Ｍ１２、定電流源ＣＳ８、ＣＳ９を有する電流電圧変換回路４２と、から構成されている。

トランジスタＭ５、Ｍ７のゲート端子は、トランジスタＭ３のゲート端子に接続されている。トランジスタＭ５、Ｍ７のソース端子は、それぞれトランジスタＭ６、Ｍ８のソース端子に接続されている。このトランジスタＭ５とトランジスタＭ６との間の接続ノードには、発振部１０のトランジスタＭ２のドレイン端子が接続されている。一方、トランジスタＭ７とトランジスタＭ８との間の接続ノードには、発振部１０のトランジスタＭ１のドレイン端子が接続されている。

トランジスタＭ６、Ｍ８のゲート端子には、参照電圧Ｖｒｅｆが入力される。参照電圧Ｖｒｅｆにより、発振信号の振幅を決めることができる。
更に、トランジスタＭ９、Ｍ１１のソース端子は定電流源ＣＳ６、ＣＳ８を介して電源ラインに接続されており、電源電圧ＶＣが供給される。更に、トランジスタＭ９、Ｍ１１のソース端子は、それぞれトランジスタＭ５、Ｍ７のドレイン端子に接続されている。トランジスタＭ９、Ｍ１１のゲート端子には電圧ＶＰが入力される。この電圧ＶＰとして、定電流源ＣＳ６、ＣＳ８が動作可能な範囲で、電源電圧ＶＣよりトランジスタの閾値電圧以上に低い電圧を設定してもよく、または、トランジスタＭ３のゲート端子からの電圧を入力して設定してもよい。

トランジスタＭ９、Ｍ１１のドレイン端子は、トランジスタＭ１０、Ｍ１２のドレイン端子にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１０、Ｍ１２のゲート端子には電圧ＶＮが入力される。この電圧ＶＮとしては、定電流源ＣＳ７、ＣＳ９が動作可能な範囲で、接地電圧ＧＮＤよりトランジスタ閾値電圧以上に高い電圧を設定してもよく、または、参照電圧Ｖｒｅｆを入力して設定してもよい。トランジスタＭ１０、Ｍ１２のソース端子は、定電流源ＣＳ７、ＣＳ９を介して接地される。更に、トランジスタＭ１０、Ｍ１２のソース端子は、それぞれトランジスタＭ６、Ｍ８のドレイン端子に接続されている。

そして、トランジスタＭ９とトランジスタＭ１０との間の接続ノード、トランジスタＭ１１とトランジスタＭ１２との間の接続ノードが、それぞれ出力端子Ｎ１、出力端子Ｎ２となる。
さらに、本例の出力端子Ｎ１はインバータ回路４３に接続されている。インバータ回路４３は出力端子Ｎ１の信号をバッファし、インバータ回路４３の出力が出力端子ＯＵＴから出力される。

この例では、トランジスタＭ１１、Ｍ１２を用いることにより、相補的な２つの信号を出力し、１個のインバータ回路４３を用いることで出力端子ＯＵＴから最終的に単一の発振信号を出力している。なお、出力端子Ｎ２に別のインバータ回路を接続し、その出力および上記インバータ回路４３の出力により、最終的に相補的な２つの信号が出力されるようにしてもよい。

次に、図４の発振回路の動作について説明する。
ここで、定電流源ＣＳ１〜ＣＳ９は、それぞれ電流Ｉ１〜Ｉ９を供給するものとして、その電流値はすべて一定（Ｉｒｅｆ）とする。
発振部１０のトランジスタＭ１がオンして、トランジスタＭ２がオフした場合、トランジスタＭ１のドレイン端子には定電流源ＣＳ１及び定電流源ＣＳ３からの電流Ｉ１＋Ｉ３が流れ込む。この電流の一部は定電流源ＣＳ２を介して引き抜かれるため、差動出力部４０には電流Ｉ１＋Ｉ３−Ｉ２が供給される。この電流Ｉ１＋Ｉ３−Ｉ２はトランジスタＭ８に供給され、トランジスタＭ８がオンする。

一方、トランジスタＭ２はオフしているため、トランジスタＭ５がオンして定電流源ＣＳ４には電流Ｉ４が供給される。これにより、容量ＣのトランジスタＭ１側の電圧Ｖｃ１は以下のようになる。
Ｖｃ１＝Ｖｄ２＋Ｖｔ１＝Ｖｔ４＋Ｖｔ３−Ｖｔ５＋Ｖｔ１
ここで、電圧Ｖｄ２は、トランジスタＭ２のドレイン端子と定電流源ＣＳ４との間の接続ノードの電圧である。なお、電圧Ｖｔｉ（ｉは自然数）は、それぞれのトランジスタＭｉ（ｉは自然数）がオンしている場合のゲート・ソース間の電圧を示す。以下の説明でも同様である。

また、容量ＣのトランジスタＭ２側の電圧Ｖｃ２は、電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｔ２＋Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ８になるまでの時間をｔとして以下のように表わされる。
Ｖｃ２＝Ｖｃ１＋Ｉ３／Ｃ×ｔ
一方、発振部のトランジスタＭ２がオンして、トランジスタＭ１がオフした場合、トランジスタＭ２のドレイン端子には定電流源ＣＳ１及び定電流源ＣＳ３からの電流Ｉ１＋Ｉ３が流れ込む。この電流の一部は定電流源ＣＳ４を介して引き抜かれるため、差動出力部４０には電流Ｉ１＋Ｉ３−Ｉ４が供給される。この電流Ｉ１＋Ｉ３−Ｉ４はトランジスタＭ６に供給され、トランジスタＭ６がオンする。

一方、トランジスタＭ１はオフしているため、トランジスタＭ７がオンして定電流源ＣＳ２には電流Ｉ２が供給される。これにより、容量ＣのトランジスタＭ２側の電圧Ｖｃ２は以下のようになる。
Ｖｃ２＝Ｖｄ１＋Ｖｔ２＝Ｖｔ４＋Ｖｔ３−Ｖｔ７＋Ｖｔ２
ここで、電圧Ｖｄ１は、それぞれトランジスタＭ１のドレイン端子と定電流源ＣＳ２との間の接続ノードの電圧である。

また、容量ＣのトランジスタＭ１側の電圧Ｖｃ１は、電圧Ｖｃ１がＶｔ１＋Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ６になるまでの時間をｔとして以下のように表わされる。
Ｖｃ１＝Ｖｃ２＋Ｉ１／Ｃ×ｔ
ここで、各トランジスタＭ１〜Ｍ８におけるゲート・ソース間の電圧Ｖｔ＝Ｖｔ１＝…＝Ｖｔ８、電流Ｉｒｅｆ ＝Ｉ１＝…＝Ｉ８とした場合、電圧Ｖｃ１と電圧Ｖｃ２とは、相互に電圧〔２×Ｖｔ＋Ｖｒｅｆ〕〜〔２×Ｖｔ−Ｖｒｅｆ〕間でスイングし、その発振振幅は参照電圧Ｖｒｅｆと同じ電圧となる。すなわち、発振部１０のスイングの大小にかかわらず、参照電圧Ｖｒｅｆの振幅で発振することができる。

ここで、各電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の立ち上がりの傾きはＩｒｅｆ／Ｃとなる。そして、発振の周期Ｔ、周波数Ｆは、それぞれ以下のように表わされる。
Ｉｒｅｆ×Ｔ／２＝Ｃ×Ｖｒｅｆ×２
Ｔ＝４Ｃ×Ｖｒｅｆ／Ｉｒｅｆ
Ｆ＝１／Ｔ＝Ｉｒｅｆ／（４Ｃ×Ｖｒｅｆ）
そして、トランジスタＭ２のドレイン端子と定電流源ＣＳ４との間の接続ノード（電圧Ｖｄ２）から電流Ｉｒｅｆが供給され、トランジスタＭ１のドレイン端子と定電流源ＣＳ２との間の接続ノード（電圧Ｖｄ１）に電流Ｉｒｅｆが供給される場合、トランジスタＭ５はオフするとともに、トランジスタＭ６には電流Ｉｒｅｆが流れる。また、この場合、トランジスタＭ８はオフするとともに、トランジスタＭ７には電流Ｉｒｅｆが流れる。

従って、トランジスタＭ９には電流Ｉ６が流れ込み、トランジスタＭ１０には電流Ｉ７−Ｉｒｅｆが流れる。もし、電流Ｉ６と電流Ｉ７とが同じ値であれば、トランジスタＭ９に流れる電流はトランジスタＭ１０に流れる電流より大きくなり、この差分電流（具体的には、電流Ｉｒｅｆ）が出力端子Ｎ１に供給される。この電流により、出力端子Ｎ１の電圧は電源電圧ＶＣまで上昇する。
一方、電流Ｉ８と電流Ｉ９とが同じ値であれば、トランジスタＭ１２に流れる電流はトランジスタＭ１１に流れる電流より大きくなり、この差分電流が出力端子Ｎ２から引き抜かれる。この電流により、出力端子Ｎ２の電圧は接地電圧ＧＮＤまで下降する。

一旦、出力端子Ｎ１の電圧が電源電圧ＶＣＣまで上昇すると、出力端子Ｎ１には電流が流れなくなるので、トランジスタＭ９に流れる電流と、トランジスタＭ１０に流れる電流とは同じ値になり、電流Ｉ７−Ｉｒｅｆとなる。出力端子Ｎ２の電圧が接地電圧ＧＮＤに達すると同様に、トランジスタＭ１２に流れる電流と、トランジスタＭ１１に流れる電流とは同じ値になり、電流Ｉ８−Ｉｒｅｆとなる。もし、電流Ｉ６〜電流Ｉ９が電流Ｉｒｅｆに一致する場合、この差動出力部４０における電流消費はなくなる。
また、発振信号が反転した場合には、出力端子Ｎ１の電圧が接地電圧ＧＮＤまで下降し、出力端子Ｎ２の電圧が電源電圧ＶＣまで上昇する。これにより、フルスイング動作を行うことができる。

特開２００８−２２０７６号公報

上述したように、電流電圧変換回路４１におけるトランジスタＭ９のドレイン端子とトランジスタＭ１０のドレイン端子との間の接続ノード（出力端子Ｎ１）、及び、電流電圧変換回路４２におけるトランジスタＭ１１のドレイン端子とトランジスタＭ１２のドレイン端子との間の接続ノード（出力端子Ｎ２）は、電流の押し引きでそれらの電圧がＨｉｇｈまたはＬｏｗに決まることから、ハイ・インピーダンス（以下、Ｈｉ−Ｚと呼ぶ）なノードということができる。

つまり、電流電圧変換回路４１は、出力端子Ｎ１のＨｉ−Ｚなノードを上下にある定電流源ＣＳ６、ＣＳ７によって、電流の押し引きすることで発振部の電流振幅を電圧振幅に変換している。
このＨｉ−Ｚなノードは、電流の押し引きのみでその自身の電位が決まっているので、上下の電流のバランスが崩れるような状態、例えばトランジスタのリーク電流や配線間の寄生容量の影響によりトランジスタＭ９のドレイン端子とトランジスタＭ１０のドレイン端子との間を流れる電流が減るなどした時、出力端子Ｎ１の振幅は電源電圧ＶＣまたは接地電圧ＧＮＤに偏って安定する場合がある。

そして、その出力端子Ｎ１の振幅が後段のインバータ回路の入力動作電圧の範囲外までずれると動作不良となる。
本発明は、電流電圧変換回路においてプロセス起因やレイアウト起因により電流がアンバランス状態となり動作しないという課題を解決するものであり、その目的は電流がアンバランス状態でも正常に動作するような電流電圧変換回路、それを備えた発振回路を提供することである。

上述した課題を解決するため、本発明による電流電圧変換回路は、第１及び第２の電源電圧間に設けられた第１及び第２の電流発生部と、前記第１及び第２の電流発生部に流れる電流の差分の電流を電圧に変換し、その電圧を出力端子より出力する電流電圧変換部と、前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、前記出力端子に直流バイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする。電流電圧変換部のＨｉ−Ｚなノードに、フィードバックによるＤＣバイアスを与えることにより、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現できる。

前記フィードバック部は、Ｂ級プッシュプル増幅器、高出力インピーダンスの増幅器、または、抵抗器によって構成できる。このように構成されたフィードバック部を用いれば、Ｈｉ−Ｚなノードに、フィードバックによるＤＣバイアスを与える、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現ができる。

上述した課題を解決するため、本発明による発振回路は、発振信号を供給する発振部と、前記発信信号に従って生じる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路を含み、その電圧を出力端子から出力する出力部と、を備え、
前記電流電圧変換回路は、第１及び第２の電源電圧間に第１及び第２の電流発生部を有し、前記発振信号に従って前記第１及び第２の電流発生部にそれぞれ流れる前記電流の差分の電流を前記電圧に変換し、その電圧を前記出力端子より出力する電流電圧変換部と、前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、前記出力端子にＤＣバイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする。電流電圧変換部のＨｉ−Ｚなノードに、フィードバックによるＤＣバイアスを与えることにより、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現できる。

本発明によれば、電流電圧変換部のＨｉ−Ｚなノードに、フィードバックによるＤＣバイアスを与えることにより、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現することができる。

本発明の実施形態による電流電圧変換回路を備えた発振回路を示す図である。 本発明の他の実施形態による電流電圧変換回路を備えた発振回路を示す図である。 本発明の他の実施形態による電流電圧変換回路を備えた発振回路を示す図である。 従来の電流電圧変換回路を備えた発振回路の例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されており、同等部分に関する説明を適宜省略する。
（回路構成例）
図１は、本発明の実施形態による電流電圧変換回路を備えた発振回路を示す図である。
発振回路は、発振信号を供給する発振部、発振信号の振幅を参照電圧Ｖｒｅｆに制限するバイアス電圧発生部、振幅制限によって生じる電流を電源電圧ＶＣから接地電圧ＧＮＤまで変換して差動出力し、フルスイング動作を行う差動出力部から構成される。差動出力部は、電流電圧変換回路により構成されるとともに、差動出力にはインバータ回路等が接続されることで、最終的にバッファされている。

そして、特に、電流電圧変換回路４１は、インバータ回路４３のほかに、さらにフィードバック回路４４を備えている。フィードバック回路４４は、インバータ回路４３の出力信号にオフセットを持たせて出力端子Ｎ１にフィードバックすることで、出力端子Ｎ１に直流バイアス（以下、ＤＣバイアス）を与えるものである。

図１を用いて、本発明の電流電圧変換回路を備えた発振回路の構成を詳細に説明する。
なお、発振部１０、バイアス電圧発生部２０は、前述した図４の構成と同じであるのでその説明を省略し、差動増幅部の一部も、前述した図４の構成と同じ構成の部分は、その説明を省略する。
差動出力部は、ＰＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ７、Ｍ９、Ｍ１１と、ＮＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ６、Ｍ８、Ｍ１２を備えている。そして、差動出力部は、トランジスタＭ５、Ｍ６、Ｍ９、Ｍ１０、定電流源ＣＳ６、ＣＳ７、インバータ回路４３、及びフィードバック回路を有する電流電圧変換回路４１と、トランジスタＭ７、Ｍ８、Ｍ１１、Ｍ１２、定電流源ＣＳ８、ＣＳ９を有する電流電圧変換回路４２と、から構成されている。

電流電圧変換回路４１において、トランジスタＭ９のソース端子は定電流源ＣＳ６を介して電源ラインに接続されており、電源電圧ＶＣが供給される。更に、トランジスタＭ９のソース端子は、トランジスタＭ５のドレイン端子に接続されている。トランジスタＭ９のゲート端子には電圧ＶＰが入力される。トランジスタＭ９のドレイン端子は、トランジスタＭ１０のドレイン端子にそれぞれ接続されている。トランジスタＭ１０のゲート端子には電圧ＶＮが入力される。トランジスタＭ１０のソース端子は、定電流源ＣＳ７を介して接地される。更に、トランジスタＭ１０のソース端子は、それぞれトランジスタＭ６のドレイン端子に接続されている。そして、トランジスタＭ９とトランジスタＭ１０との間の接続ノードが、出力端子Ｎ１となる。

出力端子Ｎ１はインバータ回路４３に接続され、インバータ回路４３は出力端子Ｎ１の信号をバッファして出力端子ＯＵＴから出力する。
フィードバック回路４４は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１３と、ＰＭＯＳトランジスタＭ１４とを含むＢ級プッシュプル増幅器を備えている。
フィードバック回路４４において、トランジスタＭ１３のドレイン端子は電源ラインに接続されており、電源電圧ＶＣが供給される。トランジスタＭ１３のソース端子は、トランジスタＭ１４のソース端子に接続されている。トランジスタＭ１３、Ｍ１４のゲート端子は互いに接続されるとともに、出力端子Ｎ１に接続されている。トランジスタＭ１３、Ｍ１４のソース端子は互いに接続されるとともに、トランジスタＭ９、Ｍ１０のドレイン端子に接続されている。トランジスタＭ１４のドレイン端子は、接地される。

次に、電流電圧変換回路の動作を説明する。
なお、発振部１０等を含む発振回路の動作は、前述した図４の動作と同じであるのでその説明を省略する。
電圧電流変換回路４１において、インバータ回路４３の出力がフィードバック回路４４のＢ級プッシュプル増幅器でバッファされ、その出力が出力端子Ｎ１に接続されている。このようにフィードバック回路４４でフィードバックするのは、出力端子Ｎ１にＤＣバイアスを与えるためである。

はじめに、発振部１０が反転すると、出力端子Ｎ１の電圧は、接地電圧ＧＮＤ側に電流が引かれることで、Ｈｉｇｈの状態からＬｏｗの状態となる。そして、インバータ回路４３の入力信号が反転すると、Ｂ級プッシュプル増幅器により出力端子Ｎ１の電位を引き上げる作用が働く。この時、インバータ回路４３の出力端子ＯＵＴからＢ級プッシュプル増幅器のＮＭＯＳトランジスタＭ１３のＶｔを引いた電圧がＮ１にフィードバックされる。出力端子Ｎ１の電位が、インバータ回路４３が反転した電位を上回るとインバータ回路４３はドライブを止め、出力端子ＯＵＴの端子は上昇が止まる。

しかし、出力端子Ｎ１は、接地電圧ＧＮＤ側の定電流源ＣＳ７により、引き続きＧＮＤ側に引かれ続けているので、出力端子Ｎ１の電位はインバータ回路４３が反転した電位近辺でつり合う。
次に、発振部１０がさらに反転すると、電源電圧ＶＣ側に出力端子Ｎ１が引き上げられると同時に、インバータ回路４３が反転し、Ｂ級プッシュプル増幅器により出力端子Ｎ１の電位を引き下げる作用が働く。この時、インバータ回路４３の出力端子ＯＵＴからＢ級プッシュプルのＰＭＯＳトランジスタＭ１４のＶｔを加えた電圧がＮ１にフィードバックされる。出力端子Ｎ１の電位が、インバータ回路４３が反転した電位を下回ると、インバータ回路４３はドライブを止め、出力端子ＯＵＴの端子は下降が止まる。

そして、同様に、出力端子Ｎ１の電位はインバータ回路４３が反転した電位近辺でつり合うことになり、以後、発振器の反転によりこの一連の動作が繰り返される。ここで、Ｈｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１は、インバータ回路４３の入力電圧のセンター付近で動作するので、インバータ回路４３の不感帯に移動することはない。

このように、プロセス起因やレイアウト起因により電流がアンバランス状態となっても、Ｂ級プッシュプル増幅器等を含むフィードバック回路４４により、電流電圧変換回路の出力端子Ｎ１にＤＣバイアスを与えることで、インバータ回路の入力動作電圧の範囲内で出力端子Ｎ１が振幅することができ、動作不良を解消することができる。
上述した実施形態では、フィードバック回路４４はＢ級プッシュプル増幅器で構成した。Ｂ級プッシュプル増幅器は、寄生容量も小さく発振周波数に与える影響を抑えてバイアスを与えることができる。

（変形例）
ここで、フィードバック回路は、インバータ回路の出力信号を抵抗性で出力端子Ｎ１にフィードバックすることで、出力端子Ｎ１にＤＣバイアスを与えるものであればよい。このため、フィードバック回路の他の実施形態として、Ｂ級プッシュプル増幅器のほかに、出力インピーダンスの高い増幅器や、抵抗器、が挙げることができる。例えば、図２のように、Ｈｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１とインバータ回路の出力とを、例えば２ＭＥＧΩ以上の抵抗器Ｒで接続する。こうすることにより、Ｈｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１にＤＣバイアスをかけることができる。

また、図３のように、Ｈｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１とインバータ回路の出力との間に、バッファ回路４５を設けてもよい。バッファ回路４５は、ソース端子が定電流源ＣＳ１０を介して電源ラインに接続され、かつ、ドレイン端子が抵抗器Ｒ１を介して接地電圧ＧＮＤに接続されたＰＭＯＳトランジスタＭ１５と、ゲート端子がＰＭＯＳトランジスタＭ１５のソース端子に接続され、かつ、ドレイン端子が抵抗器Ｒ２を介して電源ラインに接続され、さらに、ソース端子が定電流源ＣＳ１１を介して接地電圧ＧＮＤに接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ１６とから構成されている。抵抗器Ｒ１およびＲ２は、例えば２ＭＥＧΩなどの高抵抗とする。このようなソースフォロワ構成によるバッファ回路４５をフィードバック回路として用いることにより、Ｈｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１にＤＣバイアスをかけることができる。

上述した実施形態では、バッファリングする回路としてインバータ回路を用いているが、これに限定されることはなく、出力信号をバッファリングすることができればバッファ回路を用いてもよい。
また、上述した実施形態では、電流電圧変換回路４１のみが、インバータ回路とフィードバック回路を備えているが、逆相側の電流電圧変換回路４２にも同様に、別のインバータ回路とフィードバック回路を備えていてもよい。

（シミュレーション結果）
発明者は、以下のように、図１の発振回路および図４の発振回路についてシミュレーションを行った。
まず、図４の発振回路について、出力端子Ｎ１から接地電圧ＧＮＤへ向けて２００ｎＡの電流がリークしているモデルを用い、温度を変化させた。設定した温度は、２５℃、５０℃、７５℃、１００℃、１２５℃、１５０℃である。
その結果、２５℃の常温では辛うじて発振動作したが、５０℃やそれ以上の高温時には発振動作しなかった。この電流リークモデルの出力端子Ｎ１の電圧変化の振幅が高温時に小さくなり、接地電圧ＧＮＤ側へ寄っていくことでインバータ回路の入力動作範囲外になり動作不良に陥る結果を得た。

この理由は、以下の通りである。すなわち、発振動作時に電流電圧変換回路４１のＨｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１において、図４中の上下に位置している電流源ＣＳ６およびＣＳ７により電流の押し引きすることで発振部１０の電流振幅を電圧振幅に変換している。この出力端子Ｎ１のノードは、電流の押し引きのみで電位が決まっているので、その上下に位置している電流源ＣＳ６およびＣＳ７の電流がアンバランスになるような状態、例えば上述したリーク電流の影響や配線の寄生容量が大きく出力端子Ｎ１のノードを流れる電流が減るなどの状態では、出力端子Ｎ１の電位は電源電圧ＶＣまたは接地電圧ＧＮＤ側に寄っていく。このような理由から、高温時に動作不良に陥ると考えられる。

一方、Ｂ級プッシュプル増幅器によるフィードバック回路を設けてＤＣバイアスを与える図１の発振回路について、上記と同様に、出力端子Ｎ１から接地電圧ＧＮＤへ向けて２００ｎＡの電流がリークしているモデルを用い、温度を変化させた。設定した温度は、上記と同様に、２５℃、５０℃、７５℃、１００℃、１２５℃、１５０℃である。その結果、図４の発振回路の場合とは異なり、温度に関わらず正常動作することを確認できた。すなわち、フィードバック回路の作用により、Ｈｉ−Ｚなノードである出力端子Ｎ１の電圧変化は、インバータ回路の入力電圧のセンター付近で動作するのでインバータ回路の入力動作範囲外に移動することはない。このような理由から、温度に関わらず正常な動作を実現できる。

（まとめ）
本実施形態の電流電圧変換回路では、出力端子Ｎ１のノードにバイアスを与える目的でインバータ回路の出力をＢ級プッシュプル増幅器でバッファし、この出力が出力端子Ｎ１のノードに接続されている。動作は発振部が反転し出力端子Ｎ１のノードがＨｉｇｈの状態から接地電圧ＧＮＤ側に電流が引かれてＬｏｗとなりインバータ回路の入力が反転するとＢ級プッシュプル増幅器により出力端子Ｎ１のノードを引き上げる作用が働く。

しかし、出力端子Ｎ１のノードは接地電圧ＧＮＤ側の電流源により引き続き接地電圧ＧＮＤ側に引かれ続けているので、出力端子Ｎ１のノードの電位はインバータが反転した電位でつり合う。次に発振部１０が反転すると電源側に出力端子Ｎ１のノードの電位が引き上げられ、同時にインバータ回路の入力が反転し、Ｂ級プッシュプル増幅器により出力端子Ｎ１のノードの電位を引き下げる作用が働く。したがって、インバータ回路の入力が反転した電位で出力端子Ｎ１のノードの電位はつり合うことになり、この動作が繰り返される。これによりインバータ回路の入力動作電圧範囲内で出力端子Ｎ１のノードが振幅するので動作不良は解消される。

２０ バイアス電圧発生部
３０ 参照電圧発生回路
４０ 差動出力部
４１、４２ 電流電圧変換回路
４３ インバータ回路
４４ フィードバック回路
４５ バッファ回路
Ｃ 容量
ＣＳ１−ＣＳ１１ 定電流源
ＧＮＤ 接地電圧
Ｍ１−Ｍ１４ トランジスタ
Ｎ１、Ｎ２、ＯＵＴ 出力端子
Ｒ、Ｒ１、Ｒ２ 抵抗器

Claims (5)

1. 第１及び第２の電源電圧間に設けられた第１及び第２の電流発生部と、
   前記第１及び第２の電流発生部に流れる電流の差分の電流を電圧に変換し、その電圧を出力端子より出力する電流電圧変換部と、
   前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、
   前記出力端子に直流バイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、
   を備えることを特徴とする電流電圧変換回路。
2. 前記フィードバック部は、Ｂ級プッシュプル増幅器を有することを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。
3. 前記フィードバック部は、高出力インピーダンスの増幅器を有することを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。
4. 前記フィードバック部は、抵抗器を有することを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。
5. 発振信号を供給する発振部と、
   前記発信信号に従って生じる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路を含み、その電圧を出力端子から出力する出力部と、
   を備え、
   前記電流電圧変換回路は、
   第１及び第２の電源電圧間に第１及び第２の電流発生部を有し、前記発振信号に従って前記第１及び第２の電流発生部にそれぞれ流れる前記電流の差分の電流を前記電圧に変換し、その電圧を前記出力端子より出力する電流電圧変換部と、
   前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、
   前記出力端子にＤＣバイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、
   を備えることを特徴とする発振回路。

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