JP2011519115A - 無線周波数電力配電システム - Google Patents

無線周波数電力配電システム Download PDF

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Abstract

動的負荷（２６０）に電力を配電するシステムおよび方法を提供する。このシステムは、ＤＣ電力を供給し、実質的に一定の電力開ループ応答を有する電源（２１０）と、ＤＣ電力をＲＦ電力に変換する電力増幅器（２２０）と、電圧、電流およびＲＦ電力と関連のある電圧ベクトルおよび電流ベクトル間の位相角度を測定するセンサ（２４０）と、電力増幅器（２２０）のインピーダンスを、動的負荷（２６０）の少なくとも実質的に整合したインピーダンスに変更する電子制御可能なインピーダンス整合システム（２５０）と、電子制御可能なインピーダンス整合システムを制御するコントローラ（２５２）とを含む。更に、このシステムは、電力増幅器によって配電される電力を決定するセンサ較正測定モジュールと、動的負荷に配電される電力を決定する電子整合システム較正モジュールと、電子制御可能なインピーダンス整合システムにおいて消散した電力を計算する電力消散モジュールとを含む。
【選択図】 図２

Description

[0001] ＲＦ電力を動的負荷に供給するための種々の手法が存在する。ＲＦ発電機は、通例、周波数が約４００ｋＨｚおよび約２００ＭＨｚの間の電力を動的負荷に供給する。科学、産業、および医療用とにおいて用いられる周波数は、約２ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ、および２７ＭＨｚであることもある。
[0002] 図１Ａに示すように、ＲＦ電力を動的負荷（即ち、プラズマ負荷１４０）に供給する１つのシステム１００は、５０Ω送信線１３０によって接続されている、固定周波数ＲＦ発生器１１０および二軸同調可能整合ネットワーク１２０を含む。同調可能整合ネットワーク１２０は、直列電動真空可変キャパシタ１２２およびインダクタ１２４、ならびに分路電動真空可変キャパシタ１２６とを含む。直列および分路容量を決定するために用いられるアルゴリズムは、通例大きさ(magnitude)および位相検出器１５０を用いて行われるインピーダンス測定に基づく。独立した電力制御は、ＲＦ発生器１１０における電力測定値に基づく。電力制御ループ１６０およびインピーダンス制御ループ１６２は独立している。
[0003] 図１Ｂに示すように、ＲＦ電力を動的負荷に供給する別のシステム１００’は、ＲＦ発生器１１０によって給電され５０Ω送信線１３０によって接続されている固定エレメント整合ネットワーク１２０’を含む。固定エレメント整合ネットワーク１２０’は、直列キャパシタ１２２およびインダクタ１２４、ならびに分路キャパシタ１２６を含む。ＲＦ発生器１１０の周波数は、一定の範囲（例えば、１３．５６ＭＨｚ±５％）に同調させることができる。ＲＦ発生器１１０の周波数コマンドは、電圧定在波比率（ＶＳＷＲ：voltage standing wave ratio）の値に基づく。独立電力ループおよびＶＳＷＲ（インピーダンス）制御ループ１６０’は、ＲＦ発生器１１０の出力における測定値に基づく。
[0004] 図１Ｃに示すように、ＲＦ電力を動的負荷に供給する別のシステム１００”は、統合ＲＦ発生器−インピーダンス整合ネットワーク１２０”を含む。ＲＦ発生器−インピーダンス整合ネットワーク１２０”は、直列のキャパシタ１２２およびインダクタ１２４、ならびに複数の分路キャパシタ１２６ａ．．．１２６ｎを含む。分路キャパシタ１２６ａ．．．１２６ｎは、スイッチング回路１２７ａ．．．１２７ｎに結合されている。スイッチング回路１２７ａ〜１２７ｎは、キャパシタ１２６を接地に対して結合および切断する。システム１００”の電力制御および周波数制御部１６０”は、同時に導通されない。
[0005] 図１Ｄに示すように、ＲＦ電力を動的負荷に供給する別のシステム１００’”は、一入力多出力分電器(splitter)１３２を利用する。このシステムは、ＲＦ配電システム１３０、分電器１３２、および複数の動的負荷１４０ａ、１４０ｂ．．．１４０ｎを含む。動的負荷を全体的に１４０で示す。ＲＦ配電システム１３０は、電力ｐを分電器１３２に出力する。分電器１３２は、同じ周波数および位相を有する電力を動的負荷１４０の１つ又は複数に供給する。各負荷（１４０ａ．．．１４０ｎ）に配電される電力は、全ＲＦ発生器出力電力ｐの端数となり（例えば、ｐ／ａ１に等しい電力を負荷＃１ １４０に供給する）、個々の負荷のいずれに供給する最大利用可能電力も低減する。
[0006] これらの先行技術の技法および方法には欠点がある。送信線を通じて接続されることになる少なくとも２つの別個のモジュール、１）ＲＦ発生器／増幅器、および２）インピーダンス整合ネットワークを必要とするために、通例、先行技術の技法および方法に付随するコストは高くなる。更に、各モジュールは、ＲＦ電圧／電流センサまたは大きさ／位相検出器を必要とする。
[0007] サブ−４５ｎｍ製造(sub-45nm manufacturing)の出現により、プラズマ処理ツールは積極的なプラズマ処理の目的を満たすように迫られることになった。第１に、過度に短いプロセス・ステップが原子層堆積（ＡＬＤ：Atomic Layer Deposition）に求められる。これらの短いプロセス・ステップは、反応物およびプラズマの素早い安定化を必要とする。第２に、急速交互堆積およびエッチング・ステップが、ＣＤの目的を満たすように求められる。急速交互堆積およびエッチング・ステップは、陰電性が高いガスを混合することが多いが、これらのガスはプラズマのインピーダンスを劇的に変化させる。第３に、マルチステップ・レシピ・チェーン(multi-step recipe chain)においてプロセス条件を最適化するには、広範囲の電力設定値内における動作が必要となる。この広範囲の電力設定のために、１つの発電機が広い電力帯域、例えば、５から２０００Ｗにおいて動作することが必要となる可能性がある。第４に、イオン衝撃エネルギを制御するために、ウエア・バイアス電圧の制御は、外部フィードバックおよびバイアスＲＦ電源の制御を必要とする。第５に、パルス状電力出力の使用によって、多数の潜在的な利点を満たすことができる。これらの利点には、エッチング選択性の改善、エッチング速度および均一性の改善、堆積速度および均一性の改善、粒子発生の低減、ならびにアーチ発生を防止するまたは側壁損傷を低減するためのウェハ荷電の制御が含まれる。以上に述べた要件を考えると、次世代のＲＦ電源はプロセスの安定性および再現性を確保できることが必須となる。
[0008] プラズマ・インピーダンスは、プラズマに配電する電力の関数である。更に、ＲＦ発生器によって配電される電力は、発電機から「見た」インピーダンスの関数である。その結果、配電される電力と負荷インピーダンスとの間に明らかな円形相互依存性(circular interdependence)が存在し、相互結合した多入力多出力（ＭＩＭＯ）システムが生ずる。先行技術のシステムでは、ＲＦ発生器制御ループおよびインピーダンス整合制御ループは独立しており、したがって電力制御ループとおよびインピーダンス整合制御ループとの間における相互結合を補償することができない。このため、劣った閉ループ性能となる。
[0009] 加えて、先行技術のＲＦ増幅器は、通例、純粋にアナログの制御システムまたは純粋にディジタルの制御システムのいずれかを用いて調整(regulate)される。純粋にアナログの制御システムは、当該システム内に非線形性やドリフトの要因となる構成素子が存在すると性能が著しく低下する。一方、純粋にディジタルな制御システムは、位相マージンが不十分なのが通例である。このように、十分な位相マージン、高利得、および高帯域幅を同時に達成することは困難である。
[0010] いずれの被制御システムであってもその動的応答は、最も遅い機能モジュール（センサ、アクチュエータ、または制御システム・パラメータ）と同じ速さに過ぎない。先行技術のシステムでは、最も遅い機能モジュールは通例ＤＣ電源である。具体的に、ＲＦ電力増幅器の入力に供給されるＤＣ電力は、大抵の場合、高周波を濾波するために用いられる大きな電解質キャパシタを含む。このようなフィルタ・ネットワークを用いることの不利な面は、制御更新率に関係なく、動的応答（例えば、電力コマンドのステップ変化に対する応答）が遅いことである。したがって、このシステムはプラズマの不安定性を十分補償することができない。
[0011] モータによって駆動される真空キャパシタを用いるシステムでは、応答時間は１００ミリ秒単位である。対象のプラズマ過渡現象（突然で急激なインピーダンス変化）が数百マイクロ秒の間に発生するという事実のために、真空キャパシタは、プラズマ過渡現象に起因する負荷変化に整合させるためには用いることはできない。
[0012] 先行技術において用いられるネットワーク整合制御アルゴリズムは、測定インピーダンスの実成分および虚成分を拠り所にしている。インピーダンス測定に基づく整合制御には、内在的な欠点がある。例えば、インピーダンスの実成分を補正または修正するために分路容量を変化させると、インピーダンスの虚成分に望ましくない変化が生ずる。同様に、インピーダンスの虚成分を補正または修正するために直列容量または周波数を変化させると、インピーダンスの実成分に望ましくない変化が生ずる。制御変数ベクトル（インピーダンスの実成分および虚成分によって定式化される）および制御変数ベクトル（分路および直列容量または分路容量および周波数によって定式化される）を関係付ける行列は、非対角行列である。インピーダンス測定に基づく制御アルゴリズムは、したがって、有効ではない。同様に、インピーダンスの大きさおよび位相の測定を用いることによって定式化したインピーダンスに基づく制御アルゴリズムも有効ではない。
[0013] 先行技術のシステムに対する較正方法は、電子整合ネットワークの入力において、ＲＦインピーダンス分析器またはＶＩプローブを較正する。これらの較正方法は、電子整合ネットワークにおける電力損失が、電子整合ネットワークの全ての状態および動作周波数において一定であることを想定している。しかしながら、電子整合ネットワークの損失は、システムの動作全体にも大きく寄与する。
[0014] 加えて、先行技術のシステムの多数の負荷を駆動する方法では、電力が高い程、整合ネットワークの熱および電圧／電流処理容量(capacities)に制約が加わる。何故なら、特定の負荷に配電される電力は、ＲＦ発生器の電力定格、および分電器の比率によって制限されるからである。つまり、各負荷に配電される電力の独立制御は、分電器の比率が固定であるために、不可能である。
[0015] したがって、動的プラズマ負荷に供給される電力、およびそれに付随する損失を制御する方法およびシステムの改良が求められている。
[0016] 動的負荷に電力を配電するシステムを提供する。このシステムは、ＤＣ電力を供給し、実質的に一定の電力開ループ応答を有する電源と、ＤＣ電力をＲＦ電力に変換する電力増幅器と、電圧、電流およびＲＦ電力と関連のある電圧ベクトルおよび電流ベクトル間の位相角度を測定するセンサと、電力増幅器のインピーダンスを、動的負荷の少なくとも実質的に整合したインピーダンスに変更する電子制御可能なインピーダンス整合システムと、電子制御可能なインピーダンス整合システムを制御するコントローラとを含む。更に、このシステムは、電力増幅器によって配電される電力を決定するセンサ較正測定モジュールと、動的負荷に配電される電力を決定する電子整合システム較正モジュールと、電子制御可能なインピーダンス整合システムにおいて消散した電力を計算する電力消散モジュールとを含む。
[0017] 一実施形態では、電子制御可能なインピーダンス整合システムは、インダクタと、このインダクタと直列のキャパシタと、動的負荷と並列な複数の切換キャパシタ(switched capacitor)とを含むことができる。インダクタは、多重タップ型インダクタ、または可変型インダクタとすることができる。複数の切換キャパシタの各々は、スイッチおよび追加のキャパシタと直列にすることができる。別の実施形態では、電子制御可能なインピーダンス整合システムは、キャパシタと、動的負荷と並列な複数の切換キャパシタとを含むことができ、複数のキャパシタの各々は、スイッチおよび追加のキャパシタと直列である。更に別の実施形態では、電子制御可能なインピーダンス整合システムは、電力増幅器と動的負荷との間のインピーダンス整合の周波数を制御することができる。
[0018] 一実施形態では、コントローラは、電力増幅器と動的負荷との間のインピーダンスと関連のあるコンダクタンスおよびサセプタンスの同時制御のために、電子制御可能なインピーダンス整合システムを制御することができる。別の実施形態では、コントローラは、ＲＦ電力周波数と、ＲＦ電力の大きさと、電力増幅器と動的負荷との間のインピーダンスとを同時に制御することができる。更に別の実施形態では、コントローラは、不安定な動的負荷を安定化する設定点にコンダクタンスおよびサセプタンスを調整するために、電子制御可能なインピーダンス整合システムを制御することができる。
[0019] 電子制御可能なインピーダンス整合システムにおいて消散される電力は、電力増幅器によって配電される電力と、動的負荷に配電される電力との差となる。動的負荷に配電される電力は、抵抗性負荷に配電される電力と、負荷シミュレータ内部で消散される電力との和となる。
[0020] センサ較正測定モジュールは、センサを抵抗性負荷に合わせて較正する。この抵抗性負荷は５０Ωである。電子整合モジュールは、電子制御可能なインピーダンス整合システムの出力を負荷シミュレータに向けて較正する。負荷シミュレータは、逆の電子制御可能なインピーダンス整合システムとすることができる。電子整合システム較正モジュールは、抵抗性負荷に配電される電力を決定する電力計較正モジュールと、負荷シミュレータ内部で消散される電力を決定する負荷シミュレータ較正モジュールとを含むことができる。抵抗性負荷は、５０Ωとすることができる。無線周波数電力配電システムは、先行技術のシステムに対して、少なくとも次の利点を提供する。本システムは、高速（たとえば、一実施形態では５０ｋＨｚを超える）ディジタル多入力多出力（ＭＩＭＯ）制御を用いて、電力設定点調整、インピーダンス整合、および負荷外乱軽減を強化することができる。本システムは、プラズマ負荷プロパティにおける過渡的変化がある中で、および高速プラズマ安定化を伴う条件の下で動作することができる。本システムは、システムの軌道中における過渡現象に対してロバストなＲＦ電力配電システムを提供することができる。本システムは、高い電力ステップアップ比を備えることができ、この高い電力ステップアップ比は１００である（例えば、１５Ｗ対１５００Ｗ）。本システムは、統合発電システムの出力に接続されている負荷に配電される電力を測定することができる。本システムは、種々の被制御変数の状態／値と関連のある電力損失の変動とは独立した、電力の調整を行うことができる。本システムは、プラズマ負荷のレシピに基づく較正の必要性を解消することができる。
[0021] 電力を負荷に配電する混成システムを提供する。このシステムは、電力変換システムと、電力変換システムに結合され、出力電力の安定性を実質的に維持するために利得−帯域幅および位相マージンを設ける外部ループと、電力変換システムに結合され、電力変換システムにおける非線形性を補償する内部ループとを含む。
[0022] 一実施形態では、外部ループはアナログ制御ループとすることができる。内部ループはディジタル制御ループとすることができる。別の実施形態では、アナログ制御ループは、アナログ制御部と、出力電力を調整する出力コンディショニング・ブロックとを含む。
[0023] 一実施形態では、ディジタル制御ループは、ディジタル電流設定点を決定するために、電力変換器において取り込んだアナログ測定値をディジタル測定値に変換するアナログ／ディジタル変換器と、電力幅変調信号を決定するために、ディジタル電流設定点を出力するディジタル制御部と、出力電力を調整する電力幅変調信号を決定するために、ディジタル電流設定点をアナログ電流設定点に変換するディジタル／アナログ変換器と含む。別の実施形態では、アナログ制御ループは、アナログ電流設定点と電力変換システムにおいて取り込んだアナログ測定値とに基づいて、出力電力を調整するために電力幅変調信号を出力する。
[0024] 一実施形態では、電力変換システムは、ＤＣ源と、ＲＦ電力増幅器とを含む。ＲＦ電力増幅器において取り込まれたＲＦ電力測定値は、出力電力を調整するパルス幅変調信号を決定するために、アナログ／ディジタル変換器によってディジタル化されて、ディジタルＲＦ電力測定値を生成することができる。ディジタル制御部は、出力電力を調整するパルス幅変調信号を決定するために、ディジタル電流設定点を出力する。ディジタル電流設定点は、出力電力を調整するパルス幅変調信号を決定するために、アナログ電流設定点に変換することができる。アナログ制御ループは、出力電力を調整するために、アナログ電流設定点と、ＤＣ源において取り込んだアナログ電流設定点測定値とに基づいて、電力幅変調信号を出力する。
[0025] 電力を負荷に配電するディジタルおよびアナログ混成方法を提供する。この方法は、出力電力の安定性を実質的に維持するために、利得−帯域幅および位相マージンを設けるステップと、出力電力における非線形性を補償するステップとを含む。
[0026] 一実施形態では、この方法は、配電されたＲＦ電力信号を測定するステップと、測定した配電ＲＦ電力をアナログ信号からディジタル配電ＲＦ電力信号に変換するステップと、ディジタル配信ＲＦ電力信号およびＲＦ電力設定点から、ディジタル電流設定点を決定するステップとを含む。別の実施形態では、この方法は、ディジタル電流設定点をディジタル信号からアナログ電流設定点信号に変換するステップと、電源においてＤＣ電流を測定するステップと、アナログ電流設定点信号およびＤＣ電流からデューティ・サイクル・コマンドを決定するステップとを含む。 別の実施形態では、この方法は、デューティ・サイクル・コマンドからパルス幅変調信号を決定するステップと、パルス幅変調信号によって、電源を調整するステップとを含む。
[0027] 同期電力を配電するシステムを提供する。このシステムは、最大電力を有し、第１動的負荷に電力を配電するマスタ電力システムと、マスタ電力システムの最大電力に等しい最大電力を有し、マスタ電力システムによって供給される位相に等しい位相を有する電力を、第２動的負荷に配電するスレーブ電力システムとを含む。
[0028] 一実施形態では、マスタ電力システムは、電力を供給するＤＣ源と、実質的に一定の位相を有する電力を供給するために、位相補償を有するＲＦ電力増幅器と、ＲＦ電力増幅器の出力の位相を監視するＶＩプローブと、ＲＦ電力増幅器および負荷の位相を整合する電子整合システムとを含む。別の実施形態では、マスタ電力システムが負荷に配電する出力は、ＶＩプローブの出力に依存する。更に別の実施形態では、位相補償を有するＲＦ電力増幅器は、任意の位相ずれを補償するために、位相コマンドをＲＦ電力増幅器に供給する位相補償回路と、出力電力の位相を検出する位相検出器とを含む。
[0029] 一実施形態では、スレーブ電力システムは、電力を供給するＤＣ源と、実質的に一定の位相を有する電力を供給するために、位相補償を有するＲＦ電力増幅器と、ＲＦ電力増幅器の出力の位相を監視するＶＩプローブと、ＲＦ電力増幅器および負荷の位相を整合する電子整合システムとを含む。別の実施形態では、位相補償を有するＲＦ電力増幅器は、任意の位相ずれを補償するために、位相コマンドをＲＦ電力増幅器に供給する位相補償回路と、出力電力の位相を検出する位相検出器とを含む。別の実施形態では、マスタ電力システムは、スレーブ電力システムとは位相が１８０度ずれることができる。更に別の実施形態では、マスタ電力システムは、マスタ電力システムの振幅および位相に等しい振幅および位相を有する電力を２つ以上の負荷に配電するために、２つ以上のスレーブ電力システムを制御する。
[0030] 同期電力を配電する方法を提供する。この方法は、電力および位相を第１負荷に配電するステップと、第１負荷に配電した電力および位相と実質的に等しい電力および位相を第２負荷に配電するステップとを含む。
[0031] 一実施形態では、この方法は、第１負荷への出力の位相における任意の位相ずれを補償するステップと、第１負荷への出力の位相を実質的に維持するステップとを含む。別の実施形態では、この方法は、第２負荷への出力の位相における任意の位相ずれを補償するステップと、第２負荷への出力の位相を実質的に維持するステップとを含む。別の実施形態では、この方法は、第１負荷の振幅および位相に等しい振幅および位相を有する電力を、１つ又は複数の負荷に配電するステップを含む。
[0032] 電力を負荷に配電するディジタルおよびアナログ混成システムを提供する。このシステムは、出力電力の安定性を実質的に維持するために、利得−帯域幅および位相マージンを設ける手段と、負荷における非線形性を補償する手段とを含む。
[0033] 同期電力を配電するシステムを提供する。このシステムは、電力を第１動的負荷に配電する手段と、第１動的負荷の位相に等しい位相を有する電力を第２動的負荷に配電する手段とを含む。
[0034] 動的プラズマ負荷に電力を配電する方法を提供する。この方法は、プラズマを発生する反応性ガスの切換を判断するステップと、切り換えた反応性ガスによってプラズマ負荷を維持するために必要な出力電力の変化を計算するステップと、切り換えた反応ガスによってプラズマ負荷を維持するために必要な電力に等しい電力を供給するステップと、プラズマにおける反応性ガスの変化よりも速く、プラズマ負荷に電力を供給するステップとを含む。
[0035] 本発明の以上のおよびその他の目的、特徴、ならびに利点は、添付図面に示されている、本発明の好ましい実施形態についての以下に続く更に特定的な説明から明白であろう。図面は、必ずしも同じ拡縮率で描かれている訳ではなく、代わりに、本発明の原理を示す場合には強調が加えられている。
図１Ａは、先行技術による二軸同調可能整合ネットワークを有するＲＦ電力配電システムの図である。 図１Ｂは、先行技術による固定整合ネットワークを有するＲＦ電力配電システムの図である。 図１Ｃは、先行技術による統合ＲＦ発生器−インピーダンス整合ネットワークを有するＲＦ電力配電システムの図である。 図１Ｄは、先行技術による一入力多出力分電器を有するＲＦ電力配電システムの図である。 図２は、オン−チェンバＲＦ電力配電システムのモジュールに基づく図である。 図３は、プラズマ安定性のグラフである。 図４は、図２の高速ＤＣバスの一実施形態である。 図５は、図２のＲＦインピーダンス分析器またはＶＩプローブの一実施形態である。 図６は、図２の電子整合ネットワークの一実施形態である。 図７は、図２のＤＳＰ補償ボードのモジュールに基づく図の一実施形態である。 図８は、オン−チェンバＲＦ電力配電システムの較正のブロック図である。 図９Ａは、電力メータを５０Ω熱量計電力基準に較正する一実施形態である。 図９Ｂは、負荷シミュレータをＤＣ電力基準に較正する一実施形態である。 図９Ｃは、ＲＦインピーダンス分析器を５０Ω負荷に合わせて較正する一実施形態である。 図９Ｄは、負荷シミュレータに配電される電力を較正する一実施形態である。 図１１は、マスタ−スレーブＲＦ電力配電システムの一実施形態である。 図１２は、位相補償を有するマスタ−スレーブＲＦ電力配電システムの一実施形態である。 図１２Ａは、位相補償を揺するマスタ−スレーブＲＦ電力増幅器の一実施形態である。 図１３Ａは、同相構成とした位相補償を有するマスタ−スレーブＲＦ電力配電システムの一実施形態である。 図１３Ｂは、位相外れ構成とした位相補償を有するマスタ−スレーブＲＦ電力配電システムの一実施形態である。 図１４は、電力変換器用アナログ−ディジタル混成制御ループの一実施形態である。 図１５は、オン・チェンバＲＦ電力配電システムのアナログ−ディジタル混成制御ループの一実施形態である。 図１６は、補償ネットワークの回路図である。
[0059] 概して言うと、動的負荷用途（例えば、誘導性および／または容量性プラズマ負荷）のための統合無線周波数（ＲＦ）電力配電システムを提供する。図２は、統合無線周波数（ＲＦ）電力配電システム２００の図である。統合システム２００の代表的機能モジュールには、第１ＤＣバス２１０、ＲＦ電力増幅器（「ＰＡ」）２２０、ディジタル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）補償ボード２３０、ＲＦインピーダンス分析器またはＶＩプローブ２４０、および電子整合ネットワーク２５０が含まれる。システム２００は、プラズマ負荷２６０に結合されている。尚、統合システム２００は、広範囲の抵抗性負荷および無効負荷に合わせて実現できることは、当業者には言うまでもないであろう。
[0060] 概して言うと、高速ＤＣバス２１０はＤＣ電力を電力増幅器２２０に配電する。電力増幅器２２０は、高速ＤＣバス２１０からのＤＣ電力を、ある周波数のＲＦ電力に変換する。電子整合システム２５０は、分路キャパシタ（図示せず）を切り換えて、電力増幅器２２０とプラズマ負荷２６０との間でインピーダンスを整合し、電力増幅器２２０からプラズマ負荷２６０に安定した最大電力の転送をし易くする。ＤＳＰ補償ボード２３０は、高速バス・コントローラ２１２およびＲＦインピーダンス分析器２４０から受け取った測定値に基づいて、システム２００の動作を制御する。ＲＦインピーダンス分析器２４０は、ＲＭＳ電圧、ＲＭＳ電流、およびＲＦ電圧および電流ベクトル間の位相角度を測定する。これらの測定値に基づいて、ＤＳＰ補償ボード２３０によって、関連のあるＲＦパラメータを計算する。これらのパラメータには、インピーダンス・ベクトルｚバー、アドミタンス・ベクトルｙバー、配電電力Ｐｄｅｌ、および電圧定在波率（「ＶＳＷＲ」）が含まれるが、これらに限定されるのではない。ＤＳＰ補償ボードの典型的な動作は、高速バス・コントローラ２１２を通じた電力設定点、電力増幅器ドライバ２２２を通じたＲＦ電力周波数設定点、および電子整合コントローラ２５２を通じたスイッチング周波数を含む。
[0061] 一態様では、システム２００は同時電力およびインピーダンス調整を遂行する。独立したサセプタンス調整によって、コンダクタンスのコンダクタンス設定点からの偏差のみに基づいて、周波数制御アルゴリズムの実装が可能になる。その結果、双方の制御ループを同時にそして高速に動作させることができ、その結果ロバスト性が向上する。更に、低圧における陰電性プラズマについて周知の不安定性（例えば、図３に示すように５ｍＴ、３００ＷにおけるＳＦ６）は、高速ＤＣバス２１０の動作と関連付けて任意のコンダクタンスおよびサセプタンス設定点を設定することにより安定化することができる。
[0062] 加えて、プラズマ・レシピの使用の結果、プラズマ負荷２６０が変動する可能性がある。プラズマ・レシピは、レシピ・ステップにしたがったプラズマ・ガスの遷移を必要とする。ガス遷移の間、プラズマを発生させる反応種の物理的転換(physical change over)が１０ミリ秒単位の時間尺度で発生する。システム２００は、プラズマ負荷２６０が変化するよりも少なくとも５倍速く、プラズマ負荷２６０への電力出力を調節することができる。実施形態によっては、プラズマ負荷２６０が変化するよりも１０倍速く、システム２００がプラズマ負荷２６０への電力出力を調節できる場合もある。電力出力の調節は、１から２ミリ秒以内に行うことができる。
[0063] 図４は、部分的共振インバータ電源型高速ＤＣバス２１０の図である。高速ＤＣバス２１０は、それに伴う一定電力開ループ応答によって、プロセスの安定性を与える。高速ＤＣバス２１０は、負荷空間全体においてＦＥＴ利用度を高め、その結果、同じＰＡ２２０（図２）を用いた場合、より多くの電力が負荷に配電されることになる。高速ＤＣバス２１０は、高速応答速度を有するため、より多くの電力をプラズマに配電することが可能になるので、ＰＡ２２０上のＦＥＴが安全モードで動作することを確保するためにバス電圧を低下させる柔軟性を許容しつつも、プラズマが消失することはない。高速ＤＣバス２１０には、他の形式のトポロジを用いることもできる。例えば、２００４年９月２２日に出願された同時係属中の一部係属米国特許出願第１０／９４７，３９７号を参照のこと。各出願の教示は、ここで引用されたことにより、その全体が本願にも含まれるものとする。
[0064] 一実施形態では、高速ＤＣバスは、部分共振インバータ２１０とすることができる。この部分共振インバータ２１０は、１対のスイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）３０２ａ、３０２ｂ、インダクタ（Ｌ）３０６、キャパシタ（Ｃ）３０８、ならびに４つのダイオード３１０ａ、３１０ｂ、３１０ｃ、および３１０ｄを含む。動作において、部分共振インバータ３００は、入力電圧を方形波または他の既知の種類のＤＣ波形に変換する。方形波は、インダクタ３０６およびキャパシタ３０８を通過させられる。これらの組み合わせはＬＣフィルタを形成する。更に、方形波は、ダイオード３１０ｃ、３１０ｄによってクランプされ、変圧整流器３０４によって結合および整流され、そして濾波されて所望のＤＣ電圧（電力設定点）が得られる。ＤＣ電力設定点は、ＤＳＰ補償ボード２３０（図２）から供給される。所望のインピーダンス設定点は、そのベクトル逆(vector inverse)（アドミタンスと呼ぶ）に関して指定することができ、同時に、コンダクタンスの任意コンダクタンス設定点への調整およびサセプタンスの任意サセプタンス設定点への調整が行われる。部分共振インバータ３００（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の出力は、ＲＦ電力発生／増幅器２２０のＤＣ入力に接続されている。
[0065] 動作において、キャパシタ３０８は周期的に入力レール電圧（＋Ｖｉｎ）に充電されそして放電され、その間キャパシタ電流はプラズマ負荷２６０（図２）を通過する。各充電または放電サイクルにおいて、抵抗性負荷に蓄えられるエネルギは、負荷抵抗とは関係なく、ＣＶｉｎ ２／２に等しい。つまり、電力はＦＳＷ×ＣＶｉｎ ２／２に等しく、ここで、ＦＳＷはスイッチング周波数であり、Ｖｉｎは入力電圧である。インダクタ３０６は、キャパシタ３０８が有限時間内に最大まで充電されそして放電することを確保する。部分共振インバータ２１０設計の利点の１つは、Ｖまたは／およびＦＳＷのいずれかを変化させることによって、出力電圧を制御できることである。
[0066] 図５は、ＲＦインピーダンス分析器またはＶＩプローブ２４０の一実施形態の図である。ＶＩプローブ２４０は、ＤＣ電源２４２、分析ボード・アセンブリ２４４、およびプローブ・ヘッド・アセンブリ２４６を含む。分析ボード・アセンブリ２４４は、プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６から低レベルＲＦ信号を受け取る。プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６は、２つの電圧出力、即ち、１）プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６に存在する時間可変電界の電圧表現（電圧信号）、および２）プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６内に存在する時間可変磁界の電圧表現（電流信号）を供給する。分析ボード・アセンブリ２４４は、プローブ・ヘッド・アセンブリ２４６のこれら２つの電圧出力を受け取り、処理して、ＲＦパラメータをＤＳＰ補償ボード２３０（図２）に出力する。MKS Instruments, Inc.のVI-Probe-4100およびVI-Probe-350は、この目的に用いることができる分析器の例である。
[0067] 図６は、電子整合ネットワーク２５０の一実施形態の図である。一実施形態では、電子整合２５０は、負荷２６０と直列のインダクタンス２５４（例えば、多数のタップ点を有するコンパクト・インダクタ）、固定または可変直列パディング・キャパシタ２５２、および１つ又は複数の上位キャパシタＣｔｕ（ｉ）２５８ａ．．．２５８ｎを対応する下位キャパシタＣｔｄ（ｉ）２５８ａ’．．．２５８ｎ’に切り換える電界効果トランジスタ（「ＦＥＴ」）２５６ａ．．．２５６ｎを含む。下位キャパシタＣｔｄ（ｉ）２５８ａ’．．．２５８ｎ’は、接地に終端されている。実施形態によっては、電子整合２５０ネットワークは、負荷２６０と直列のインダクタンス２５４を含まない場合もある。他の種類の電子整合ネットワークを用いることもできる。例えば、米国特許第６，８８７，３３９号を参照のこと。その教示全体は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。
[0068] 図７は、ＤＳＰ補償ボード２３０のモジュールに基づく図を示す。ＤＳＰ補償ボード２３０は、ディジタル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）およびフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（「ＦＰＧＡ」）の双方を内蔵し、共に統合システム２００全体を制御する。ＤＳＰ補償ボードは、アドミタンス補償モジュール２３２、周波数制御モジュール２３４、電子整合制御モジュール２３６、ＲＦ電力計算モジュール２３７、およびＲＦ電力制御モジュール２３８を含む。通常では、ＤＳＰ補償ボードはＶＰプローブ２４０からの出力を受け取る。アドミタンス計算モジュール２３２は、ＶＩプローブ出力を用いて、システム２００のアドミタンスを計算する。周波数制御モジュール２３４は、このアドミタンスを用いて、電力増幅器２２０の周波数を変化させる。電子整合制御モジュール２３６は、アドミタンスを用いて、電子整合ネットワーク２５０のＦＥＴ２５６をオンまたはオフに切り換える。ＲＦ電力計算モジュール２３７は、ＶＩプローブ出力を用いて、システム２００のＲＦ電力を計算する。ＲＦ電力制御モジュール２３４は、ＲＦ電力計算を用いて、高速ＤＣバス電力２１０から供給される電力を調整する。システム２００の動作についての更に詳細な説明を以下に明記する。
[0069] 電力調整目的(objective)およびアルゴリズムの一実施形態を以下に明記する。目的は、配電電力Ｐｄｅｌをユーザ定義設定点Ｐｓｐに調整することである。円滑な遷移を確保するために、軌道発生器を用いる。一実施形態では、以下のようにして、一次軌道を発生する。
Figure 2011519115
ここで、τtは軌道時定数であり、Ｐｔは所望の電力軌道である。配電電力制御アルゴリズムは、高速バスに命令される電力の変化に関して、以下の関係で示される。
Figure 2011519115
ここで、ｋｐおよびｋｉは、それぞれ、比例利得および積分利得である。
[0070] アドミタンス調整目的：正規化したアドミタンス・ベクトルを次のように定義する。
Figure 2011519115
ここで、ｇは正規化したコンダクタンスであり、ｂは正規化したサセプタンスである。インピーダンス整合制御目的は、以下のように定式化される。ｇ→ｇｓｐ、およびｂ→ｂｓｐ。ここで、ｇｓｐおよびｂｓｐは、プラズマ安定性を向上させるために選択された任意の設定点である。先の目的は、インピーダンスが以下の関係にしたがってアドミタンスの逆数として定義されることに着目することによって、インピーダンスに関して解釈し直される。
Figure 2011519115
ここで、ｚは正規化したインピーダンス、ｒおよびｘはそれぞれ抵抗およびリアクタンス、Ｚ０＝Ｒ０＋ｊ０は、名目的ＲＦ増幅器特性インピーダンスを示す。これから、ｇ→１およびｂ→０のとき、Ｒ→Ｒ０およびＸ→０が得られる。
[0071] アドミタンス調整アルゴリズム：周波数制御ループは、コンダクタンス測定値を用いることによって、例えば、以下のようなＰＩ制御アルゴリズムとして設計する。
Figure 2011519115
ここで、ｋｐｆおよびｋｉｆは、スカラー比例および積分制御利得である。分路容量制御ループは、コンダクタンス測定値を用いて、例えば、以下のようなＰＩ制御アルゴリズムとして設計する。
Figure 2011519115
ここで、ｋｐｃおよびｋｉｃは、スカラー比例および積分制御利得である。
[0072] 動作において、ここで図２、図３および図６を参照すると、ユーザがゼロでない設定点を規定すると、軌道発生器ならびに電力およびアドミタンス制御アルゴリズムが同時に活性化および実行する。ＶＩプローブ２４０は、ＲＦ電圧およびＲＦ電流に比例するアナログ信号を供給する。これらは、アナログ／ディジタル変換器によって同期してサンプリングされ、ミキサおよびＣＩＣフィルタ（図示せず）に送られ、最終的に較正行列を通過し、以下の関係で表されるＲＦ電圧およびＲＦ電流測定値が得られる。
Figure 2011519115
ここで、ＶバーおよびＩバーは、それぞれ、瞬時ＲＦ電圧および電流のベクトル表現を示し、下付き文字ｒおよびｉは、実成分および虚成分のスカラー値を示すために用いられている。
[0073] 平均配電電力は、以下のように計算される。
Figure 2011519115
ここで、Ｒｅ｛｝は、ベクトルの実成分を示し、上付きの＊は、ベクトルの複素共役を示すために用いられている。
[0074] アドミタンス・ベクトルＹバーは、以下のように計算される。
Figure 2011519115
ここで、コンダクタンスＧおよびサセプタンスＢは、アドミタンスＹバーの実成分および虚成分である。
[0075] 正規化したコンダクタンスｇおよび正規化したサセプタンスｂは、以下のように計算される。
Figure 2011519115
ここで、Ｚ０はＲＦ増幅器の特性インピーダンスを示す。Ｐｄｅｌ、ｇ、ｂの測定値は、それぞれ、Ｐｃｍｄ、ｆｃｍｄ、Ｃｔｃｍｄの制御アルゴリズムに送られる。
[0076] 電子整合コントローラ２５２は、ＦＥＴ２５６（図６）を切り換えることによって、分路キャパシタ２５８を切り換えて電力増幅器２２０と動的負荷２６０との間でインピーダンスを整合する。移動する機械部品がないことは、信頼性向上に繋がる。一実施形態では、システム２００のステップ応答は約１ｍｓよりも速い。これは、応答の速度が、機械的応答ではなく、電子回路によって統御されているからである。
[0077] 周波数が変化すると、コンダクタンスおよびサセプタンスの双方が変化する。しかしながら、送信線ケーブルがない統合システムでは、分路容量が変化しても、変化するのはサセプタンスだけであり、コンダクタンス値には影響を及ぼさない。つまり、被制御可変ベクトル（アドミタンスの実成分および虚成分によって定式化される）および制御側可変ベクトル（分路および直列容量または分路および周波数によって定式化される）を関係付ける行列は三角行列となる。その結果、分路容量を変化させることによって、独立したサセプタンス調整が行われる。
[0078] 独立したサセプタンス調整によって、コンダクタンスのコンダクタンス設定点からの偏差のみに基づく周波数制御アルゴリズムの実装が可能になる。その結果、コンダクタンスに基づく周波数制御ループおよびサセプタンスに基づく分路容量制御ループの双方を同時に、高速で動作させることが可能になり、その結果ロバスト性が向上する。
[0079] 図８は、システム２００の効率を高めるために、電子整合ネットワーク２５０（図２）において消散される電力（損失）を決定する方法のブロック図３００である。ステップ１（３１０）において、電力メータ３１４（図９Ａ）を５０Ωの熱量計電力基準に較正して、５０Ω負荷に配電する電力を決定する。ステップ２（３２０）において、負荷シミュレータ熱量計３３２（図９Ｂ）をＤＣ電力基準に較正して、負荷シミュレータ３４２（図９Ｄ）の内部で消散される電力を決定する。ステップ３（３３０）において、ＶＩプローブ２４０（図２）を５０Ω負荷に合わせて較正して、電力増幅器２２０（図２）によって配電される電力を決定する。ステップ４（３４０）において、システム２００の出力を負荷シミュレータ３４２向けに較正して、ＺＬ＝ＲＬ＋ｊＸＬに配電される電力を決定する。ステップ５（３５０）において、電子整合システムにおいて消散する電力を、電力増幅器２２０によって配電される電力と、ＺＬ＝ＲＬ＋ｊＸＬに配電される電力との差によって計算する。
[0080] 図９Ａは、電力計３１４を較正するステップ３１０の詳細な実施態様の図である。熱量計３２２は、ＶＩプローブ２４０の出力に結合されており、ＲＦ電力が電力増幅器２２０から印加され、電力計３１４を較正する。熱量測定とは、熱損失の測定である。これは、熱量計（３２２）の中に５０Ω負荷を熱的に絶縁して、周囲の熱損失を防止し、冷却水の流量および温度上昇を測定することによって実施する。電力計は、
Figure 2011519115
によって計算する、負荷内における電力消散に合わせて較正される。ここで、ｄｍ／ｄｔは質量流速を示し、Ｃは水の比熱を示し、Ｔｉｎ、Ｔｏｕｔは、それぞれ、入口温度および出口温度を示す。コンピュータ３２４は、流量および温度測定値を取り込んで、負荷における電力消散、および電力計の読み取り値に関する差（誤差）を計算する。次いで、コンピュータ３２４は、この誤差を補正値として電力計に適用して、較正を完了する。
[0081] 図９Ｂは、負荷シミュレータ熱量計３３２を較正するステップ３２０の詳細な実施態様の図である。負荷シミュレータ熱量計３３２がＤＣ電源３３４に結合されて、ＤＣ電力が印加され、負荷シミュレータ熱量計３３２を較正する。ＤＣ電源は、ＤＣ電力測定値を供給する。冷却システムの入口および出口における流量および温度測定値を用いて、コンピュータ３２４は負荷シミュレータ内において消散した電力を計算する。次いで、コンピュータ３２４は、ＤＣ電源によって報告された電力と、熱量測定を用いて計算した電力との間の誤差を、補正値として負荷シミュレータに適用して、較正を完了する。
[0082] 図９Ｃは、ＲＦインピーダンス分析器またはＶＩプローブ２４０を較正するステップ３３０の詳細な実施態様図である。概略的には、各統合ＲＦ発生システム２００におけるＶＩプローブ２４０の較正は、以下のステップを含み、ＤＳＰ補償ボード２３０によって測定されたＶＩプローブ電圧および電流を実際のＲＦ線電圧および電流に関係付ける行列伝達関数を生成する。
[0083] 最初に、短絡回路コネクタ３１２をＶＩプローブ２４０のＲＦ線出力端子に結合し、ＲＦ電力を電力増幅器２２０から印加し、Ｚｄｓｐ ｓｃを計算する。ここで、Ｚｄｓｐ ｓｃは、短絡についてＤＳＰ補償ボード２３０によって測定されたＶｄｓｐ／Ｉｄｓｐの比率として定義される。第２に、開放回路コネクタ３１４をＶＩプローブ２４０のＲＦ線出力端子に結合し、ＲＦ電力を電力増幅器２２０から印加し、Ｚｄｓｐ ｏｃを計算する。ここで、Ｚｄｓｐ ｏｃは、開放回路についてＤＳＰ補償ボード２３０によって測定されたＶｄｓｐ／Ｉｄｓｐの比率として定義される。第３に、５０Ω負荷（ＺＬ）３１６をＶＩプローブ２４０の出力に結合し、ＲＦ電力を電力増幅器２２０から印加し、ＶｍおよびＩｍを記録し、ＲＦ線電圧ＶＬを計算する。ここで、ＶＬ＝√ＰＬＺＬである。ＰＬは、５０Ω負荷３１６において電力計３１８によって測定された配電電力である。最後に、ＶＩプローブ較正行列列伝達関数を以下の式によって計算する。
Figure 2011519115
[0084] 式１０における数式は、ＶＩプローブ測定信号を、ＶＩプローブ２４０の出力におけるＲＦ線電圧およびＲＦ線電流に変換する。
[0085] 図９Ｄは、システム２００（図２）を較正するステップ３４０に詳細な実施態様図である。システム・レベルの較正を用いて、ネットワーク変数と一致する値の範囲における電子整合ネットワーク２５０での電力損失を定量化する。負荷シミュレータ３４２を、電子整合ネットワーク２５０の出力に結合する。通例、負荷シミュレータは、電子整合ネットワーク２５０に対して逆の電子整合ネットワークである。５０Ω負荷を負荷シミュレータ３４２の出力に結合する。ＲＦ発生システム２００のシステム・レベルの較正は、次のように行われる。最初に、ll刻みでＬｓ∈［Ｌｓｍｉｎ，Ｌｓｍａｘ］において直列インダクタンスを調節する。第２に、pp刻みでＰｓｐ∈［Ｐｓｍｉｎ，Ｐｓｍａｘ］Ｗにおいて電力設定点を変化させる。第３に、cc刻みでＣｔｃｍｄ∈［Ｃｔｃｍｄｍｉｎ，Ｃｔｃｍｄｍａｘ］において分路容量設定点の値を変化させる。最後に、ff刻みでｆ∈［ｆｍｉｎ，ｆｍａｘ］ＨｚにおいてＲＦ周波数値を変化させる。
[0086] 前述の刻みの組み合わせ毎に、電子整合ネットワーク２５０の出力におけるインピーダンス不整合を表すように、負荷シミュレータ３４２を設定する。次に、ＲＦ電力を電力増幅器２２０から印加して、電力計３１４が終端負荷３１２の抵抗を測定する。終端負荷抵抗は、Ｐ５０Ωで表され、負荷シミュレータ３４２の入力に変換される。シミュレートされる負荷は、Ｐｓｙｓで示され、Ｐｓｙｓ＝ｆ５０−ｔｏ−ｓｉｍ（Ｐ５０Ω、Ｃ１、Ｃ２）である。ここで、Ｃ１およびＣ２は負荷シミュレータの直列容量および分路容量を表し、ｆ５０−ｔｏ−ｓｉｍは表形式を表す。電子整合ネットワーク２５０において付随する損失は、ＰＬおよびＰ５０Ω間の差によって計算される。
[0087] 実施形態によっては、ll×pp×cc×ffの寸法を有する較正表を、Ｐｓｙｓ＝ｆＶＩ−ｔｏ−ｓｉｍ（Ｌｓ，Ｐｓｐ，Ｃｔｃｍｄ，ｆ）として、不揮発性メモリ（例えば、フラッシュ・メモリ）に格納することができる。ここで、ｆＶＩ−ｔｏ−ｓｉｍは表形式を表す。高速リアル・タイム制御ループは、システム２００の動作中に較正表全体を高速で検索する必要がある。不揮発性メモリ（例えば、フラッシュ・メモリ）は、揮発性メモリ（例えば、ダイナミックＲＡＭ）よりも遅い傾向がある。高速の揮発性メモリを効果的に利用する場合、較正表（寸法ll×pp×cc×ff）の配列は、Ｌｓ、Ｐｓｐ、Ｃｔｃｍｄ、およびｆをどれくらい頻繁に変化させるかということに基づくことができる。具体的には、較正表をll個のメモリ・ブロックに区分することができ、各ブロックがpp個のメモリ・ページを含み、各メモリ・ページがcc×ff寸法の表を含む。Ｌｓを変化させるときに、新たなメモリ・ブロックを不揮発性メモリにロードすることができ、電力設定点を変更するときに、新たなメモリ・ページをロードすることができ、Ｃｔｃｍｄおよびｆと関連のあるしかるべきメモリ・ページに対する点への較正は、リアル・タイムで実行することができる。
[0088] 図１１は、同期電力を１つ又は複数の負荷１１４０ａ、１１４０ｂ．．．１１４０ｎに供給するＲＦ電力配電システム１１０５の図である。負荷１１４０ａ、１１４０ｂ．．．１１４０ｎを全体的に１１４０で示す。ＲＦ電力配電システム１１０５は、マスタＲＦ電力配電システム１１１０、および１つ又は複数のスレーブＲＦ電力配電システム１１２０ａ、１１２０ｂ．．．１１２０ｎを含む。スレーブＲＦ電力配電システム１１２０ａ、１１２０ｂ．．．１１２０ｎを全体的に１１２０で示す。ＲＦ電力配電システム１４０（図１Ｄ）によって個々の各負荷に配電される総定格電力の端数(fraction)とは対照的に、ＲＦ電力配電システム１１０５は１つのＲＦ電力配電システムの総定格電力を個々の各負荷１１４０に配電する。ＲＦ電力配電システム１１０５が総定格電力を個々の各負荷１１４０に配電する際、マスタＲＦ電力配電システム１１１０を用いて第１負荷１１４０ａに供給し、１つ又は複数のスレーブ電力配電システム１１２０を用いて１つ又は複数の追加の負荷１１４０に供給する。このために、マスタＲＦ電力配電システム１１１０は、１つ又は複数のスレーブＲＦ電力配電システム１１２０を、それ自体の周波数および位相φに等しい周波数ｆおよび位相φに設定する。これについては、以下で図１２、図１３Ａ、および図１３Ｂを参照して論ずることにする。
[0089] 図１２は、位相補償に対処しつつ、１つ又は複数の負荷１１４０に電力を供給するＲＦ電力配電システム１１０５の一実施形態を示す。ＲＦ電力配電システム１１０５は、マスタＲＦ電力配電システム１１１０、および１つ又は複数のスレーブＲＦ電力配電システム１１２０を含む。マスタＲＦ電力配電システム１１１０および各スレーブＲＦ電力配電システム１１２０は、ＤＣ源１２５０、ＲＦ電力増幅器１２１０、ＶＩプローブ１２２０、および電子整合システム１２４０を含む。ＤＣ源１２５０は、電力ＲＦ電力増幅器１２１０に供給する。ＶＩプローブ１２２０は、ＤＣ源１２５０の設定点を調節し、電子整合システム１２４０の分路容量を調節する。電子整合システム１２４０は、ＲＦ電力増幅器１２１０と負荷１１４０との間でインピーダンスを整合させるように分路キャパシタ（図示せず）を切り換えて、ＲＦ電力増幅器１２１０から負荷１１４０への安定した最大電力転送をし易くする。
[0090] ＲＦ電力増幅器１２１０は、ＤＣ源１２５０からのＤＣ電力を、ある周波数のＲＦ電力に変換する。ＲＦ電力増幅器１２１０は任意の位相ずれを混入させるので、ＲＦ電力増幅器１２１０の位相を調節して、１つ又は複数の負荷１１４０に配電される電力が同期していることを確保する必要がある。この任意の位相ずれが、ＲＦ電力増幅器１２１０の出力の位相を、命令された位相設定点に調整するのを妨げないことを保証するために、ＲＦ電力増幅器１２１０は位相補償を有する。位相補償については、以下で図１２Ａを参照して論ずることにする。命令された位相設定点は、例えば、直接ディジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）１２３０によって駆動することができる。更に、ＲＦ増幅器が、周波数ｆおよび位相φのパルス列によって駆動される場合、ＲＦ増幅器の出力は周波数ｆを保持するが、Δφの位相ずれを混入させ、その結果総位相がφ＋Δφとなる可能性がある。例えば、位相φ＝０を有するパルス列、同相構成を有するが位相調節回路を有していないマスタＲＦ電力配電システム１１１０、および１つのスレーブＲＦ電力配電システム１１２０Ａを想定する。配電される総電力は、以下の式で定義される。
Figure 2011519115
ここで、ｐ１（ｔ）およびｐ２（ｔ）は、それぞれ、マスタＲＦ電力配電システム１１１０およびスレーブ電力配電システム１１２０ａによって配電される電力を示す。Ｐ０は、一定ピーク配電電力を示し、ｆは周波数を示す。マスタＲＦ電力配電システム１１１０がΔφ１＝０の任意の位相ずれを混入させ、スレーブＲＦ電力配電システム１１２０がΔφ２＝π＝１８０゜の任意の位相ずれを混入させる場合、以下の式で示されるように、出力電力はゼロとなる。
Figure 2011519115
これから、Δφ２の値がゼロ以外であればいずれでも、出力電力を比例的に減少させることが分かる。
[0091] 図１２Ａは、位相補償を含むマスタ−スレーブＲＦ電力増幅器１２１０の詳細な実施形態を示す。マスタ−スレーブ電力増幅器１２１０は、位相補償回路１２１５、ＲＦ電力増幅器１２２５、および位相検出器１２３５を含む。位相検出器１２３５は、ＲＦ電力増幅器１２２５の位相を検出する。検出された位相は、位相補償回路１２１５に入力される。位相補償回路１２１５は、位相検出器１２３５によって検出された位相を、ＤＳＰボード（図示せず）から入力された位相設定点（φｓｐ）と比較する。位相補償回路１２１５は、ＲＦ電力増幅器１２２５の位相を調節して、ＲＦ電力増幅器１２２５によって混入された任意の位相ずれ（Δφｌ）を補償する。
[0092] 図１３Ａは、ＲＦ電力配電システム１１０５の同相構成の一実施形態を示す。ＲＦ電力配電システム１１０５は、マスタＲＦ電力配電システム１１１０を含む。マスタＲＦ電力配電システム１１１０は、スレーブＲＦ電力配電システム１１２０の周波数を設定する。マスタＲＦ電力配電システム１１１０およびスレーブＲＦ電力配電システム１１２０の各々は、変圧器１３３０の一次側を駆動する。変圧器１３３０は、マスタＲＦ電力配電システム１１１０およびスレーブ電力配電システム１１２０の同相構成に合わせて構成されている。同相構成について、マスタＲＦ電力配電システム１１１０の任意の位相ずれがΔφ１＝０である場合、以下の式で示される総電力を得るためには、スレーブＲＦ電力配電システム１１２０に望まれる任意の位相ずれはΔφ２＝０となる。
Figure 2011519115
[0093] 図１３Ｂは、ＲＦ電力配電システム１１０５の位相外れ構成の一実施形態を示す。ＲＦ電力配電システム１１０５は、ＲＦ電力配電システム１１０５は、マスタＲＦ電力配電システム１１１０を含む。マスタＲＦ電力配電システム１１１０は、スレーブＲＦ電力配電システム１１２０の周波数を設定する。マスタＲＦ電力配電システム１１１０およびスレーブＲＦ電力配電システム１１２０の各々は、変圧器１３３０の一次側を駆動する。変圧器１３３０は、マスタＲＦ電力配電システム１１１０およびスレーブ電力配電システム１１２０の位相外れ構成に合わせて構成されている。位相外れ構成について、マスタＲＦ電力配電システム１１１０の任意の位相ずれがΔφ１＝０である場合、次の総電力を得るためには、スレーブＲＦ電力配電システム１１２０に望まれる任意の位相ずれはΔφ２＝π＝１８０゜となる。
Figure 2011519115
[0094] 図１４は、電力変換システム１４００のためのアナログ−ディジタル混成制御ループの一実施形態である。電力変換システム１４００は、電力変換器１４０５、アナログ制御ループ１４１５、およびディジタル制御ループ１４３０を含む。電力変換器１４０５は、高速ＤＣバス２１０（図２）、高速バス・コントローラ２１２（図２）、ＰＡゲート・ドライブ２２２（図２）、およびＲＦ電力増幅器２２０（図２）を含む。ディジタル制御ループ１４３０は、アナログ／ディジタル変換器１４１０、ディジタル制御部１４３０、およびディジタル／アナログ変換器１４２５を含む。アナログ／ディジタル変換器１４１０は、電力変換器１４０５において測定されたアナログ測定値をディジタル化する。ディジタル化された測定値およびディジタル設定点は、ディジタル制御部１４３０に入力され、ディジタル制御部１４３０はディジタル電力変換器設定点を出力する。ディジタル電力変換器設定点は、ディジタル／アナログ変換器１４２５によってアナログ電力変換器設定点に変換される。アナログ電力変換器設定点は、アナログ制御ループに入力される。アナログ制御ループは、アナログ制御部１４１５および出力コンディショニング・ブロック１４２０を含む。アナログ制御部１４１５は、電力変換器１４０５からのアナログ測定値およびディジタル制御ループからのアナログ設定点を用いて、出力コンディショニング・ブロック１４２０に入力するアナログ出力を発生する。出力コンディショニング・ブロックは、電力変換器１４０５を調整するための出力を発生する。
[0095] 図１５は、図１４を参照して先に説明したような、アナログ−ディジタル混成制御ループを含む、オン・チェンバＲＦ電力配電システム１５００の一実施形態である。オン・チェンバＲＦ電力配電システム１５００は、ＲＦ増幅器１５０５、高速バス１５１０、アナログ／ディジタル変換器１５１５、コントローラ１５２０、ディジタル／アナログ変換器１５２５、アナログ補償ネットワーク１５３０、および出力コンディショニング部１５４０を含む。ＲＦ増幅器１５０５は、ＲＦ電力をＲＦ負荷１５４５（例えば、コイルによって駆動されるチェンバ内において誘導的に結合されているプラズマ）に配電する。ＲＦ増幅器１５０５への入力は、高速バス１５１０によって供給されるＤＣ電力である。高速バス１５１０への入力は、アナログ−ディジタル混成制御ループによって発生するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号である。アナログ−ディジタル混成制御ループは、２つの制御ループ、即ち、ディジタル制御ループ１４３０およびアナログ制御ループ１４１５から成る。
[0096] ディジタル制御ループが動作すると、アナログ／ディジタル変換器１５１５を用いて、ＲＦ増幅器１５１０によって配電される電力の測定値をディジタル配電電力値（Ｐｄｅｌ）に変換する。ディジタル配電電力値（Ｐｄｅｌ）は、コントローラ１５４０に入力される。コントローラ１５４０は、入力ＲＦ電力設定点（Ｐｓｐ）も有しており、これはユーザによってコントローラ１５２０に供給される。コントローラ１５２０は、電流設定点（Ｉｒｅｆ）を発生し、以下で更に論ずるアナログ制御ループに印加する。電流設定点（Ｉｒｅｆ）は、ディジタル配電電力値（Ｐｄｅｌ）およびＲＦ電力設定点（Ｐｓｐ）の関数であり、Ｉｒｅｆ＝ｆ（Ｐｓｐ，Ｐｄｅｌ）となる。ここで、ｆは既知の関数である。その最も単純な形態では、ｆは、以下の式で示すように、比例−積分（ＰＩ）制御の形態をなす。
Figure 2011519115
ここで、ｋｐおよびｋｉは、それぞれ、比例成分および積分成分の正スカラー利得である。実施形態によっては、ｆがモデルに基づく場合や、経験的に決定される場合もある。
[0097] アナログ制御ループ１４１５は、ＤＣ電流測定値（Ｉｄｃ）および電流設定点（Ｉｒｅｆ）を入力とするアナログ補償ネットワーク１５３０を有する。アナログ補償ネットワーク１５３０は、Ｉｄｃを用いて、デューティ・サイクル・コマンドＶｄｕｔｙを発生する。デューティ・サイクル・コマンドＶｄｕｔｙは、出力コンディショニング・ブロック１５４０への入力として用いられる。出力コンディショニング・ブロック１５３５は、高速バス１５１０に入力されたときに、ＲＦ増幅器１５０５への入力を調整するＰＷＭ信号を発生する。
[0098] 実施形態によっては、コントローラ１５４５がディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ、および／またはマイクロコントローラであることも可能である。
[0099] 図１６は、補償ネットワーク１５５０の回路図である。補償ネットワーク１５５０は、平均電流制御技法に基づいている。この平均電流制御技法は、例えば、"Average Current Mode Control of Switching Power Supplies"（スイッチング電源の平均電流モード制御）U-140, Unitrode Application Note, Texas Instruments by Lloyd Dixonに記載されており、ここで引用したことによりその内容全体が本願にも含まれるものとする。補償ネットワーク１５５０の抵抗器Ｒｆ１６３０およびＲｉ１６２０、ならびにキャパシタＣｐ１６０５およびＣｚ１６１５は、所望の極点およびゼロ点を満足する値に選択される。所望の極点およびゼロ点は、最大位相マージンおよび利得帯域幅の積が得られるように選択される。以下の伝達関数によって示されるように、ゼロはＲｆＣｚに位置し、極は０およびＲｆＣｐＣｚ／（Ｃｐ＋Ｃｚ）に位置する。
Figure 2011519115
ここで、ｓはラプラス変換を示す。加えて、出力コンディショニング・ブロック１５４０（図１５）によって発生されるパルス幅変調信号は、Ｒｆ／Ｒｉの比率で決まるスイッチング周波数の利得を有する。
以上、本発明についてその好ましい実施形態を参照しながら特定的に示し説明したが、添付する特許請求の範囲によって包括的に含まれる発明の範囲から逸脱することなく、形態および詳細には種々の変更が可能であることは、当業者には言うまでもないであろう。

Claims (30)

  1. 電力を負荷に配電するための混成システムであって、
    電力変換システムと、
    前記電力変換システムに結合され、出力電力の安定性を実質的に維持するために利得−帯域幅および位相マージンを設ける外部ループと、
    前記電力変換システムに結合され、前記電力変換システムにおける非線形性を補償する内部ループと、
    を備えている、システム。
  2. 請求項１記載のシステムにおいて、前記外部ループはアナログ制御ループである、システム。
  3. 請求項２記載のシステムにおいて、前記内部ループはディジタル制御ループである、システム。
  4. 請求項３記載のシステムにおいて、前記アナログ制御ループは、アナログ制御部と、出力電力を調整する出力コンディショニング・ブロックとを含む、システム。
  5. 請求項４記載のシステムにおいて、前記ディジタル制御ループは、
    ディジタル電流設定点を決定するために、前記電力変換器において取り込んだアナログ測定値をディジタル測定値に変換するアナログ／ディジタル変換器と、
    電力幅変調信号を決定するために、前記ディジタル電流設定点を出力するディジタル制御部と、
    出力電力を調整する前記電力幅変調信号を決定するために、前記ディジタル電流設定点をアナログ電流設定点に変換するディジタル／アナログ変換器と、
    を含む、システム。
  6. 請求項５記載のシステムにおいて、前記アナログ制御ループは、前記アナログ電流設定点と前記電力変換システムにおいて取り込んだアナログ測定値とに基づいて、出力電力を調整するために前記電力幅変調信号を出力する、システム。
  7. 請求項５記載のシステムにおいて、前記電力変換システムは、ＤＣ源と、ＲＦ電力増幅器とを含む、システム。
  8. 請求項７記載のシステムにおいて、前記ＲＦ電力増幅器において取り込まれたＲＦ電力測定値は、出力電力を調整するパルス幅変調信号を決定するために、前記アナログ／ディジタル変換器によってディジタル化されて、ディジタルＲＦ電力測定値を生成する、システム。
  9. 請求項８記載のシステムにおいて、前記ディジタル制御部は、出力電力を調整する前記パルス幅変調信号を決定するために、ディジタル電流設定点を出力する、システム。
  10. 請求項９記載のシステムにおいて、前記ディジタル電流設定点は、出力電力を調整する前記パルス幅変調信号を決定するために、アナログ電流設定点に変換される、システム。
  11. 請求項１０記載のシステムにおいて、前記アナログ制御ループは、出力電力を調整するために、前記アナログ電流設定点と、前記ＤＣ源において取り込んだアナログ電流設定点測定値とに基づいて、前記電力幅変調信号を出力する、システム。
  12. 電力を負荷に配電するディジタルおよびアナログ混成方法であって、
    出力電力の安定性を実質的に維持するために、利得−帯域幅および位相マージンを設けるステップと、
    前記出力電力における非線形性を補償するステップと、
    を備えている、方法。
  13. 請求項１２記載の方法であって、更に、
    配電されたＲＦ電力信号を測定するステップと、
    前記測定した配電ＲＦ電力をアナログ信号からディジタル配電ＲＦ電力信号に変換するステップと、
    前記ディジタル配信ＲＦ電力信号およびＲＦ電力設定点から、ディジタル電流設定点を決定するステップと、
    を備えている、方法。
  14. 請求項１３記載の方法であって、更に、
    前記ディジタル電流設定点をディジタル信号からアナログ電流設定点信号に変換するステップと、
    電源においてＤＣ電流を測定するステップと、
    前記アナログ電流設定点信号および前記ＤＣ電流からデューティ・サイクル・コマンドを決定するステップと、
    を備えている、方法。
  15. 請求項１４記載の方法であって、更に、
    前記デューティ・サイクル・コマンドからパルス幅変調信号を決定するステップと、
    前記パルス幅変調信号によって、前記電源を調整するステップと、
    を備えている、方法。
  16. 同期電力を配電するシステムであって、
    最大電力を有し、第１動的負荷に電力を配電するマスタ電力システムと、
    前記マスタ電力システムの最大電力に等しい最大電力を有し、前記マスタ電力システムによって供給される位相に等しい位相を有する電力を、第２動的負荷に配電するスレーブ電力システムと、
    を備えている、システム。
  17. 請求項１６記載のシステムにおいて、前記マスタ電力システムは、
    電力を供給するＤＣ源と、
    実質的に一定の位相を有する電力を供給するために、位相補償を有するＲＦ電力増幅器と、
    前記ＲＦ電力増幅器の出力の位相を監視するＶＩプローブと、
    前記ＲＦ電力増幅器および前記負荷の位相を整合する電子整合システムと、
    を備えている、システム。
  18. 請求項１７記載のシステムにおいて、前記マスタ電力システムが前記負荷に配電する出力は、前記ＶＩプローブの出力に依存する、システム。
  19. 請求項１６記載のシステムにおいて、前記位相補償を有するＲＦ電力増幅器は、
    任意の位相ずれを補償するために、位相コマンドをＲＦ電力増幅器に供給する位相補償回路と、
    前記出力電力の位相を検出する位相検出器と、
    を含む、システム。
  20. 請求項１４記載のシステムにおいて、前記スレーブ電力システムは、
    電力を供給するＤＣ源と、
    実質的に一定の位相を有する電力を供給するために、位相補償を有するＲＦ電力増幅器と、
    前記ＲＦ電力増幅器の出力の位相を監視するＶＩプローブと、
    前記ＲＦ電力増幅器および前記負荷の位相を整合する電子整合システムと、
    を含む、システム。
  21. 請求項１９記載のシステムにおいて、前記位相補償を有するＲＦ電力増幅器は、
    任意の位相ずれを補償するために、位相コマンドをＲＦ電力増幅器に供給する位相補償回路と、
    前記出力電力の位相を検出する位相検出器と、
    を含む、システム。
  22. 請求項１４記載のシステムにおいて、前記マスタ電力システムは、前記スレーブ電力システムとは位相が１８０度ずれている、システム。
  23. 請求項１４記載のシステムにおいて、前記マスタ電力システムは、前記マスタ電力システムの振幅および位相に等しい振幅および位相を有する電力を２つ以上の負荷に配電するために、２つ以上のスレーブ電力システムを制御する、システム。
  24. 同期電力を配電する方法であって、
    電力および位相を第１負荷に配電するステップと、
    前記第１負荷に配電した前記電力および位相と実質的に等しい電力および位相を第２負荷に配電するステップと、
    を備えている、方法。
  25. 請求項２４記載の方法であって、
    前記第１負荷への出力の位相における任意の位相ずれを補償するステップと、
    前記第１負荷への出力の位相を実質的に維持するステップと、
    を備えている、方法。
  26. 請求項２４記載の方法であって、更に、
    前記第２負荷への出力の位相における任意の位相ずれを補償するステップと、
    前記第２負荷への出力の位相を実質的に維持するステップと、
    を備えている、方法。
  27. 請求項２４記載の方法であって、更に、前記第１負荷の振幅および位相に等しい振幅および位相を有する電力を、１つ又は複数の負荷に配電するステップを備えている、方法。
  28. 電力を負荷に配電するディジタルおよびアナログ混成システムであって、
    出力電力の安定性を実質的に維持するために、利得−帯域幅および位相マージンを設ける手段と、
    前記負荷における非線形性を補償する手段と、
    を備えている、システム。
  29. 同期電力を配電するシステムであって、
    電力を第１動的負荷に配電する手段と、
    前記第１動的負荷の位相に等しい位相を有する電力を第２動的負荷に配電する手段と、
    を備えている、システム。
  30. 動的プラズマ負荷に電力を配電する方法であって、
    プラズマを発生する反応性ガスの切換を判断するステップと、
    前記切り換えた反応性ガスによってプラズマ負荷を維持するために必要な出力電力の変化を計算するステップと、
    前記切り換えた反応ガスによって前記プラズマ負荷を維持するために必要な電力に等しい電力を供給するステップと、
    前記プラズマにおける前記反応性ガスの変化よりも速く、前記プラズマ負荷に電力を供給するステップと、
    を備えている、方法。
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