KR101922015B1 - 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치에 관한 것으로서, 펄스 형태의 고주파 전력을 생성하여 플라즈마 부하에 공급하는 고주파 전력 발생장치에 탑재되며, 교류전원을 직류전원으로 변환하여 전력 증폭기에 공급하는 컨버터를 제어하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치에 있어서, 부하전압 지령치와 부하 측에서 측정되는 부하전압 측정치 간의 오차를 검출하는 제1 오차 검출기; 상기 제1 오차 검출기의 출력을 비례 적분하여 부하전류 지령 보상분을 생성하는 제1 비례적분기; 상기 부하전압 지령치를 이용하여 피드포워드 부하전류 지령치를 생성하는 피드포워드 부하전류 지령 생성부; 상기 제1 비례적분기의 출력과 상기 피드포워드 부하전류 지령 생성부의 출력을 가산하여 부하전류 지령치를 생성하는 제1 가산기; 상기 부하전류 지령치와 부하 측에서 측정되는 부하전류 측정치 간의 오차를 검출하는 제2 오차 검출기; 상기 제2 오차 검출기의 출력을 비례 적분하여 듀티 지령 보상분을 생성하는 제2 비례적분기; 상기 컨버터의 동작 모드에 따라 상기 부하전압 지령치와 상기 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분을 이용하여 피드포워드 듀티 지령치를 생성하는 피드포워드 듀티 지령 생성부; 및 상기 제2 비례적분기의 출력과 상기 피드포워드 듀티 지령 생성부의 출력을 가산하여 듀티 지령치를 생성하는 제2 가산기를 포함한다.
본 발명에 따르면, 부하전압 및 부하전류를 이용하여 피드백 제어와 피드포워드 제어를 병행하여 수행하되, 펄스 온/오프 신호 및 컨버터의 동작모드에 따라 부하전류 지령치를 전향 보상하여 듀티 지령치를 생성함으로써, 스위칭 소자들에 대한 듀티비를 능동적으로 제어하고 펄스의 온/오프 과정에서 발생되는 출력전압의 과도현상을 방지할 수 있는 효과가 있다.

Description

고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치{CONVERTER CONTROL DEVICE FOR HIGH FREQUENCY POWER GENERATOR}
본 발명은 펄스 형태의 고주파 전력을 생성하여 플라즈마 부하에 공급하는 고주파 전력 발생장치에 탑재되는 컨버터를 제어하기 위한 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 펄스의 라이징 에지와 폴링 에지에서 출력전압에 과도현상이 발생되는 것을 방지할 수 있는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치에 관한 것이다.
일반적으로, 플라즈마 방전은 이온, 자유 래디컬, 원자, 분자를 포함하는 활성 가스를 발생하기 위한 가스 여기에 사용되고 있다. 활성 가스는 다양한 분야에서 널리 사용되고 있으며 대표적으로 반도체 제조 공정 예들 들어, 식각, 증착, 세정 등 분야에서 사용되고 있다.
플라즈마 처리 장치는 고주파 전력을 발생하는 고주파 전력 발생장치와, 최대 전력 공급을 위한 임피던스 매칭박스와, 플라즈마 부하로 구성된다. 고주파 전력 발생장치는 수~수백 MHz의 RF 전원을 발생시키고, 임피던스 매칭박스는 고주파 전력 발생장치의 출력단 임피던스와 플라즈마 부하의 임피던스를 매칭시켜 프로세싱 챔버 내로 원하는 고주파 전원이 인가되도록 한다.
통상적으로, 고주파 전력 발생장치는 상용전원을 직류 전원으로 변환하는 AC-DC 컨버터와, 직류 전원을 고주파 전력으로 증폭하는 전력 증폭기를 포함한다. 전력 증폭기에 포함되는 스위칭 장치인 FET(Field Effect Transistor)는 고주파 스위칭 동작을 수행하며, FET의 게이트 신호를 생성하기 위해서 CPLD(Complex Programmable Logic Device)가 이용된다.
대한민국 등록특허 제10-1272794호는 펄스 출력을 갖는 플라즈마용 고전압 전원장치를 제안하고 있다. 동 선행문헌을 참조하면, 컨버터 출력단 이후에서 펄스를 생성하는 인버터의 구조를 복수의 H형 인버터 스택들을 병렬로 연결하여 구성함으로써 전원장치의 용량을 분산시키는 것을 특징으로 하고 있다.
그런데, 펄스 모드로 동작하는 고주파 전력 발생장치에서 문제점 중에 하나는 펄스의 라이징 에지(rising edge)와 폴링 에지(falling edge)에서 출력전압에 과도현상이 발생된다는 점이다.
예컨대, 광범위한 상용전원의 입력전압으로 전력 증폭기의 입력을 광범위하게 구성하고자 할 경우 벅-부스트(Buck-Boost) 컨버터가 사용되는데, 컨버터의 모드를 전환하기 위한 스위칭소자들에 하나의 게이트 드라이버로 동일한 스위칭 신호를 인가할 때 스위칭소자의 정격전류가 커지고 도통 손실이 증가하게 된다. 다른 예로서, 스위칭소자들에 서로 다른 게이트 신호를 인가하는 경우에도 동일 듀티 스위칭 기법을 사용하는 경우 스위칭 손실이 증가할 수 있다. 그리고 이러한 손실들은 상술한 바와 같이 출력전압에 과도현상을 일으키는 원인이 된다.
대한민국 등록특허 제10-1272794호
본 발명은 고주파 전력 발생장치에 탑재되는 컨버터의 제어 계통에서 피드백 제어와 피드포워드 제어를 병행하여 스위칭소자들 간의 듀티비를 조정하되, CPLD에서 발생되는 펄스 신호에 따라 피드포워드 부하전류 지령치를 전향 보상시킴에 따라 출력전압에서 발생되는 과도현상을 방지할 수 있도록 하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치를 제공함에 그 목적이 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 펄스 형태의 고주파 전력을 생성하여 플라즈마 부하에 공급하는 고주파 전력 발생장치에 탑재되며, 교류전원을 직류전원으로 변환하여 전력 증폭기에 공급하는 컨버터를 제어하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치에 있어서, 부하전압 지령치와 부하 측에서 측정되는 부하전압 측정치 간의 오차를 검출하는 제1 오차 검출기; 상기 제1 오차 검출기의 출력을 비례 적분하여 부하전류 지령 보상분을 생성하는 제1 비례적분기; 상기 부하전압 지령치를 이용하여 피드포워드 부하전류 지령치를 생성하는 피드포워드 부하전류 지령 생성부; 상기 제1 비례적분기의 출력과 상기 피드포워드 부하전류 지령 생성부의 출력을 가산하여 부하전류 지령치를 생성하는 제1 가산기; 상기 부하전류 지령치와 부하 측에서 측정되는 부하전류 측정치 간의 오차를 검출하는 제2 오차 검출기; 상기 제2 오차 검출기의 출력을 비례 적분하여 듀티 지령 보상분을 생성하는 제2 비례적분기; 상기 컨버터의 동작 모드에 따라 상기 부하전압 지령치와 상기 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분을 이용하여 피드포워드 듀티 지령치를 생성하는 피드포워드 듀티 지령 생성부; 및 상기 제2 비례적분기의 출력과 상기 피드포워드 듀티 지령 생성부의 출력을 가산하여 듀티 지령치를 생성하는 제2 가산기를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 컨버터는 캐스케이드 벅-부스트 컨버터이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 피드포워드 부하전류 지령 생성부는, 상기 컨버터가 벅 모드로 동작될 때에는 상기 부하전압 지령치에 아래의 (수학식 1)에 의한 부하전류 산출식을 곱하고, 상기 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때에는 상기 부하전압 지령치에 아래의 (수학식 2)에 의한 부하전류 산출식을 곱하는 부하전류 산출 곱셈블록; 입력값을 발생시키지 않는 제로 입력블록; 및 프로그래머블 논리 장치에서 출력되는 펄스 온/오프 신호에 따라 상기 부하전류 산출 곱셈블록의 출력 신호와 상기 제로 입력블록의 출력 신호를 스위칭하여 상기 제1 가산기의 입력으로 전달하는 펄스 대응 스위칭부를 포함한다.
Figure 112017040235792-pat00001
(수학식 1)
Figure 112017040235792-pat00002
(수학식 2)
여기서,
Figure 112017040235792-pat00003
는 부하전류 산출식이고,
Figure 112017040235792-pat00004
는 부하저항의 추정값이고,
Figure 112017040235792-pat00005
는 부하전압 지령치이고,
Figure 112017040235792-pat00006
는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 컨버터는, 상용 교류전원을 정류하는 정류회로부; 상기 정류회로부의 출력을 평활화하는 평활회로부; 상기 평활회로부와 부하 측에 DC 바이어스로 연결되는 DC 필터 인덕터(Lf); 상기 부하 측에 병렬 접속되는 출력 필터 커패시터(Cf); 상기 평활회로부의 출력단과 상기 DC 필터 인덕터(Lf) 사이에서 직렬 연결을 스위칭하는 제1 스위칭소자(S1)와 병렬 연결을 스위칭하는 제2 스위칭소자(S2)의 조합으로 구성되는 벅 모드 스위칭부; 및 상기 DC 필터 인덕터(Lf)와 상기 출력 필터 커패시터(Cf) 사이에서 병렬 연결을 스위칭하는 제3 스위칭소자(S3)와 직렬 연결을 스위칭하는 제4 스위칭소자(S4)의 조합으로 구성되는 부스트 모드 스위칭부를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 제2 가산기에서 출력되는 상기 듀티 지령치는 0~2의 범위를 갖는다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 듀티 지령치가 0~1의 범위에서는 상기 컨버터를 벅 모드로 제어하며, 상기 듀티 지령치가 1~2의 범위에서는 상기 컨버터를 부스트 모드로 제어한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 듀티 지령치가 0~1의 범위에 있을 때 상기 듀티 지령치를 기준 파형과 비교하여 상기 제1 스위칭소자(S1) 및 상기 제2 스위칭소자(S2)에 반대의 온/오프 신호를 출력하는 제1 비교기; 및 상기 듀티 지령치가 1~2의 범위에 있을 때 상기 듀티 지령치를 기준 파형과 비교하여 상기 제3 스위칭소자(S3) 및 상기 제4 스위칭소자(S4)에 반대의 온/오프 신호를 출력하는 제2 비교기를 더 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 피드포워드 듀티 지령 생성부는, 상기 컨버터가 벅 모드로 동작될 때의 피드포워드 듀티 지령을 생성하는 벅 모드 듀티 지령 연산블록; 상기 벅 모드 듀티 지령 연산블록의 출력을 0~1 내로 리미트 제어하는 제1 리미트 제어기; 상기 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때의 피드포워드 듀티 지령을 생성하는 부스트 모드 듀티 지령 연산블록; 상기 부스트 모드 듀티 지령 연산블록의 출력을 0~1 내로 리미트 제어하는 제2 리미트 제어기; 및 상기 제1 리미트 제어기의 출력과 상기 제2 리미트 제어기의 출력을 가산하여 피드포워드 듀티 지령치를 생성하는 듀티 지령 가산기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 벅 모드 듀티 지령 연산블록은 아래의 (수학식 3)에 의해 듀티 지령을 연산한다.
Figure 112017040235792-pat00007
(수학식 3)
여기서,
Figure 112017040235792-pat00008
는 벅 모드의 피드포워드 듀티 지령이고,
Figure 112017040235792-pat00009
는 부하전압 지령치이고,
Figure 112017040235792-pat00010
는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는, 상기 부스트 모드 듀티 지령 연산블록은 아래의 (수학식 4)에 의해 듀티 지령을 연산한다.
Figure 112017040235792-pat00011
(수학식 4)
여기서,
Figure 112017040235792-pat00012
는 벅 모드의 피드포워드 듀티 지령이고,
Figure 112017040235792-pat00013
는 부하전압 지령치이고,
Figure 112017040235792-pat00014
는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
본 발명의 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치에 따르면, 부하전압 및 부하전류를 이용하여 피드백 제어와 피드포워드 제어를 병행하여 수행하되, 펄스 온/오프 신호 및 컨버터의 동작모드에 따라 부하전류 지령치를 전향 보상하여 듀티 지령치를 생성함으로써, 스위칭 소자들에 대한 듀티비를 능동적으로 제어하고 펄스의 온/오프 과정에서 발생되는 출력전압의 과도현상을 방지할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명에 따른 컨버터의 회로 구성도,
도 2는 본 발명에 따른 컨버터 제어 계통을 예시한 블록도,
도 3 및 4는 본 발명에서 Buck 컨버터의 전류 흐름을 예시한 회로도,
도 5는 본 발명에서 컨버터가 Buck 모드로 동작될 때의 파형도,
도 6 및 7은 본 발명에서 Boost 컨버터의 전류 흐름을 예시한 회로도,
도 8은 본 발명에서 컨버터가 Boost 모드로 동작될 때의 파형도,
도 9는 종래 RF 출력 파형에서 과도상태가 발생되는 것을 보인 파형도, 및
도 10은 본 발명에 따른 전류 전향 보상에 의해 RF 출력 파형에서 과도상태가 개선된 상태를 보인 파형도이다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 구체적인 실시예가 설명된다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대하여 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물, 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
명세서 전체에 걸쳐 유사한 구성 및 동작을 갖는 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다. 그리고 본 발명에 첨부된 도면은 설명의 편의를 위한 것으로서, 그 형상과 상대적인 척도는 과장되거나 생략될 수 있다.
실시예를 구체적으로 설명함에 있어서, 중복되는 설명이나 당해 분야에서 자명한 기술에 대한 설명은 생략되었다. 또한, 이하의 설명에서 어떤 부분이 다른 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 기재된 구성요소 외에 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
또한, 명세서에 기재된 "~부", "~기", "~모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, 어떤 부분이 다른 부분과 전기적으로 연결되어 있다고 할 때, 이는 직접적으로 연결되어 있는 경우뿐만 아니라 그 중간에 다른 구성을 사이에 두고 연결되어 있는 경우도 포함한다.
제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제2 구성요소는 제1 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제1 구성요소도 제2 구성요소로 명명될 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 컨버터의 회로 구성도이다. 도시된 바와 같이 본 발명에서 컨버터는 캐스케이드 벅-부스트(Cascade Buck-Boost) 컨버터를 채용한다. 캐스케이드 벅-부스트 컨버터는 177 내지 240V의 3상 교류전원을 입력받아 70 내지 300V의 직류 전원을 출력할 때 소자의 정격 전압이 작고 비반전 출력을 갖는 이점이 있다.
도 1을 참조하면, 본 발명에서의 컨버터는 정류회로부(120)와, 평활회로부(130)와, 벅 모드 스위칭부(140)와, 부스트 모드 스위칭부(150)를 포함하며, 여기에 DC 필터 인덕터(Lf)와 출력 필터 커패시터(Cf)가 조합된 회로 구성을 갖는다. 도시된 예에서 부하(160)는 전력 증폭기이며, 전력 증폭기는 플라즈마 부하에 공급될 고주파 전력을 발생시킨다.
정류회로부(120)는 3상 상용전원(110)으로부터 교류 전원을 입력받아 정류한다. 정류회로부(120)는 도시된 바와 같이 브리지 다이오드로 구성될 수 있다.
평활회로부(130)는 정류회로부(120)의 출력을 평활시키는 회로로서, 부하(160)와의 사이에서 직렬 연결되는 인덕터(Li)와, 병렬 연결되는 커패시터(Ci)로 구성된다. 커패시터(Ci)의 충, 방전에 의해 리플 성분이 제거된 직류전원이 출력된다.
평활회로부(130)와 부하(160)의 사이에서 DC 바이어스로 연결되는 DC 필터 인덕터(Lf)가 설치된다. 또한, 부하(160)에는 출력 필터 커패시터(Cf)가 병렬 접속된다.
평활회로부(130)의 출력단과 DC 필터 인덕터(Lf) 사이에 벅 모드 스위칭부(140)가 설치된다. 벅 모드 스위칭부(140)는 평활회로부(130)에서 출력되는 직류전원과 DC 필터 인덕터(Lf) 사이에서 직렬 연결을 스위칭하는 제1 스위칭소자(S1)와, 병렬 연결을 스위칭하는 제2 스위칭소자(S2)의 조합으로 구성된다.
DC 필터 인덕터(Lf)와 출력 필터 커패시터(Cf) 사이에는 부스트 모드 스위칭부(150)가 설치된다. 부스트 모드 스위칭부(150)는 DC 필터 인덕터(Lf)와 출력 필터 커패시터(Cf) 사이에서 병렬 연결을 스위칭하는 제3 스위칭소자(S3)와, 직렬 연결을 스위칭하는 제4 스위칭소자(S4)의 조합으로 구성된다.
도 1에 예시된 캐스케이드 벅-부스트 컨버터는 별도의 제어장치에 의해 제어되어, 스위칭소자들(S1~S4)의 스위칭 상태에 따라서 벅 모드로 동작하거나 부스트 모드로 동작한다.
벅 모드로 동작될 때에는 제3 스위칭소자(S3)를 OFF 상태로, 제4 스위칭 소자(S4)를 ON 상태로 고정시킨 후, 제1 스위칭소자(S1)와 제2 스위칭소자(S2) 각각에 인가되는 게이트 신호의 듀티를 조절함으로써, 부하(160)에 입력되는 전원의 위상을 반전시킨다.
부스트 모드로 동작될 때에는 제1 스위칭소자(S1)를 ON 상태로, 제2 스위칭소자(S2)를 OFF 상태로 고정시킨 후, 제3 스위칭소자(S3)와 제4 스위칭소자(S4) 각각에 인가되는 게이트 신호의 듀티를 조절함으로써, 부하(160)에 입력되는 전원의 위상을 반전시킨다.
도 1에 예시된 컨버터를 제어하는 제어장치 및 그러한 제어에 따른 컨버터의 동작에 관하여는 후속되는 도면을 참조하여 후술한다.
도 2는 본 발명에 따른 컨버터 제어 계통을 예시한 블록도이다. 도시된 블록도에서와 같이 본 발명의 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는 피드백 제어와 피드포워드 제어를 병행하는 제어 계통을 갖는다.
본 발명의 제어장치는 부하전압 측정치를 피드백 받아 부하전압 지령치로부터 부하전류 지령치를 생성하며, 부하전류 측정치를 피드백 받아 부하전류 지령치로부터 듀티 지령치를 생성한다. 여기에, 피드포워드 부하전류 지령치를 이용하여 전류 전향 보상 제어를 수행하며, 피드포워드 듀티 지령치를 이용하여 벅 모드와 부스트 모드 각각에서의 스위칭소자(S1~S4)의 듀티를 결정한다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치는 제1 오차 검출기(210)와, 제1 비례적분기(220)와, 피드포워드 부하전류 지령 생성부(230)와, 제1 가산기(240)와, 제2 오차 검출기(250)와, 제2 비례적분기(260)와, 피드포워드 듀티 지령 생성부(270)와, 제2 가산기(280)와, 제1 비교기(292)와, 제2 비교기(294)로 구성된다.
제1 오차 검출기(210)는 부하전압 지령치(VDD *)와 부하 측에서 측정된 부하전압 측정치(VDD) 간의 오차를 검출한다. 부하전압 지령치(VDD *)에서 부하전압 측정치(VDD)를 감산한 값은 제1 비례적분기(220)에 에러 값으로 입력된다.
제1 비례적분기(220)는 제1 오차 검출기(210)에서 출력된 오차를 비례 적분하여 부하전류 지령 보상분(
Figure 112017040235792-pat00015
)을 생성한다.
피드포워드 부하전류 지령 생성부(230)는 부하전압 지령치(VDD *)를 이용하여 피드포워드 부하전류 지령치를 생성한다. 도시한 바와 같이, 피드포워드 부하전류 지령 생성부(230)는 부하전류 산출 곱셈블록(232)과, 제로 입력블록(234)과, 펄스 대응 스위칭부(236)로 구성된다.
부하전류 산출 곱셈블록(232)은 컨버터가 벅 모드로 동작될 때에는 부하전압 지령치(VDD *)에 아래의 (수학식 1)에 의한 부하전류 산출식을 곱하고, 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때에는 부하전압 지령치(VDD *) 아래의 (수학식 2)에 의한 부하전류 산출식을 곱하는 곱셈블록이다.
Figure 112017040235792-pat00016
(수학식 1)
(수학식 2)
여기서,
Figure 112017040235792-pat00018
는 부하전류 산출식이고,
Figure 112017040235792-pat00019
는 부하저항의 추정값이고,
Figure 112017040235792-pat00020
는 부하전압 지령치이고,
Figure 112017040235792-pat00021
는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
제로 입력블록(234)은 입력값을 발생시키지 않는 블록이며, 펄스 대응 스위칭부(236)는 도시 안 된 프로그래머블 논리 장치에서 출력되는 펄스 온/오프 신호에 따라 부하전류 산출 곱셈블록(232)의 출력 신호와 제로 입력블록(234)의 출력 신호를 선택하여 제1 가산기(240)의 입력으로 전달한다.
예를 들어, 펄스 온 상태에서는 부하(160)가 존재하므로 펄스 대응 스위칭부(236)가 제로 입력블록(234)을 제1 가산기(240)로 스위칭 한다. 이 경우, 제1 가산기(240)는 제1 비례적분기(220)에서 출력되는 부하전류 지령 보상분(
Figure 112017040235792-pat00022
)을 그대로 출력한다.
다른 예로서, 펄스 오프 상태에서는 부하(160)가 무부하 상태이며, 이때 본 발명에 따른 컨버터 제어장치가 펄스 대응 스위칭부(236)를 전류 전향 보상 제어를 실시한다. 컨버터가 벅 모드로 동작될 때에는 (수학식 1)에 부하전압 지령치(VDD *)를 곱한 값으로 부하전류를 추산한다. 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때에는 (수학식 2)에 부하전압 지령치(VDD *)를 곱한 값으로 부하전류를 추산한다. 컨버터의 동작 모드에 따라 부하전류를 추산하여 피드포워드 부하전류 지령치(ILff *)로 제1 가산기(240)로 전달한다.
제2 오차 검출기(250)는 부하전류 지령치(ILff *)와 부하 측에서 측정된 부하전류 측정치(IL) 간의 오차를 검출한다. 부하전류 지령치(ILff *)에서 부하전류 측정치(IL)를 감산한 값은 제2 비례적분기(260)에 에러 값으로 입력된다.
제2 비례적분기(260)는 제2 오차 검출기(250)에서 출력된 오차를 비례 적분하여 듀티 지령 보상분(
Figure 112017040235792-pat00023
)을 생성한다.
피드포워드 듀티 지령 생성부(270)는 컨버터의 동작 모드에 따라 부하전압 지령치(VDD *)와 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분(VS), 상술한 정류회로부(120) 및 평활회로부(130)를 통해 출력되는 직류전압, 을 이용하여 피드포워드 듀티 지령치를 생성한다.
도시한 바와 같이, 피드포워드 듀티 지령 생성부(270)는 벅 모드 듀티 지령 연산블록(272)과, 제1 리미트 제어기(274)와, 부스트 모드 듀티 지령 연산블록(276)과, 제2 리미트 제어기(278)와, 듀티 지령 가산기(279)로 구성된다.
벅 모드 듀티 지령 연산블록(272)은 컨버터가 벅 모드로 동작될 때의 피드포워드 듀티 지령을 생성한다. 바람직하게는, 벅 모드 듀티 지령 연산블록(272)은 아래의 (수학식 3)에 의해 듀티 지령을 연산한다.
Figure 112017040235792-pat00024
(수학식 3)
여기서,
Figure 112017040235792-pat00025
는 벅 모드의 피드포워드 듀티 지령이고,
Figure 112017040235792-pat00026
는 부하전압 지령치이고,
Figure 112017040235792-pat00027
는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
부스트 모드 듀티 지령 연산블록(276)은 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때의 피드포워드 듀티 지령을 생성한다. 바람직하게는, 부스트 모드 듀티 지령 연산블록(276)은 아래의 (수학식 4)에 의해 듀티 지령을 연산한다.
Figure 112017040235792-pat00028
(수학식 4)
여기서,
Figure 112017040235792-pat00029
는 벅 모드의 피드포워드 듀티 지령이고,
Figure 112017040235792-pat00030
는 부하전압 지령치이고,
Figure 112017040235792-pat00031
는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
컨버터가 벅 모드로 동작될 때에는 입력전압에 비해 출력전압이 작은 강압 상태이므로, 직류전압 입력분(VS)에 비해 부하전압 지령치(VDD *)가 작게 나타난다. 따라서 벅 모드의 피드포워드 듀티 지령은 0~1 사이에 있게 된다. 완벽한 벅 모드의 제어를 위해서 제1 리미트 제어기(274)가 사용되며, 제1 리미트 제어기(274)는 벅 모드 듀티 지령 연산블록(272)의 출력을 0~1 내로 리미트 제어한다.
벅 모드에서 부스트 모드 듀티 지령 연산블록(276)에서는 직류전압 입력분(VS)에 비해 부하전압 지령치(VDD *)가 작은 상태이므로, 음수 값이 출력된다. 제2 리미트 제어기(278) 역시 부스트 모드 듀티 지령 연산블록(272)의 출력을 0~1 내로 리미트 제어하므로, 제2 리미트 제어기(278)의 출력은 0(zero)이다.
따라서 듀티 지령 가산기(279)는 제1 리미트 제어기(274)의 출력인 0~1의 피드포워드 듀티 지령치(Dff)를 출력한다.
제2 가산기(280)는 피드포워드 듀티 지령치(Dff)에 듀티 지령 보상분(
Figure 112017040235792-pat00032
)을 가산하여 최종 듀티 지령치를 출력하며, 이 값은 0~1의 범위 내에 있는 듀티 값이다.
최종 듀티 지령이 제1 비교기(292) 및 제2 비교기(294) 각각의 비반전 단자에 인가된다. 제1 비교기(292)는 듀티 지령치가 0~1의 범위에 있을 때 듀티 지령치를 기준 파형과 비교하여 제1 스위칭소자(S1) 및 제2 스위칭소자(S2)에 반대의 온/오프 신호를 출력한다. 이때, 제2 비교기(294)의 반전 단자에 인가되는 기준 파형은 듀티 값이 1~2의 범위에 있으므로, 제3 스위칭소자(S3)를 OFF 상태로, 제4 스위칭소자(S4)를 ON 상태로 고정시키는 일정한 출력을 발생시킨다.
벅 모드에서 듀티 지령치에 의해 컨버터 회로가 동작되는 관계에 대한 설명은 도 3 내지 5를 참조하여 후술한다.
컨버터가 부스트 모드로 동작될 때에는 입력전압에 비해 출력전압이 큰 승압 상태이므로, 직류전압 입력분(VS)에 비해 부하전압 지령치(VDD *)가 크게 나타난다. 벅 모드 듀티 지령 연산블록(272)은 1 이상의 값을 출력하게 되며, 제1 리미트 제어기(274)는 이 값을 1로 제한하여 출력한다.
부스트 모드에서 부스트 모드 듀티 지령 연산블록(276)에서는 직류전압 입력분(VS)에 비해 부하전압 지령치(VDD *)가 큰 상태이므로, (수학식 4)에 의해 0~1 범위의 듀티 지령을 출력한다.
따라서 듀티 지령 가산기(279)는 제1 리미트 제어기(274)의 출력인 1의 듀티 지령과 제2 리미트 제어기(278)의 출력인 0~1 범위의 듀티 지령을 가산하여, 1~2 범위의 피드포워드 듀티 지령치(Dff)를 출력하게 된다.
제2 가산기(280)는 피드포워드 듀티 지령치(Dff)에 듀티 지령 보상분(
Figure 112017040235792-pat00033
)을 가산하여 최종 듀티 지령치를 출력하며, 이 값은 1~2의 범위 내에 있는 듀티 값이다.
최종 듀티 지령이 제1 비교기(292) 및 제2 비교기(294) 각각의 비반전 단자에 인가된다. 제1 비교기(292)는 듀티 지령치가 1을 초과하는 상태이고, 반전 단자로 입력되는 기준 파형이 도 2에서와 같이 0~1의 범위에 있는 상태이므로, 제1 스위칭소자(S1)를 ON 상태로, 제2 스위칭소자(S2)를 OFF 상태로 고정시키는 일정한 출력을 발생시킨다. 제2 비교기(292)는 듀티 지령치(1~2 범위의)를 기준 파형(1~2 범위의)과 비교하여 제3 스위칭소자(S3) 및 제4 스위칭소자(S4)에 반대의 온/오프 신호를 출력한다.
부스트 모드에서 듀티 지령치에 의해 컨버터 회로가 동작되는 관계에 대한 설명은 도 6 내지 8을 참조하여 후술한다.
도 3 및 4는 본 발명에서 벅 컨버터의 전류 흐름을 예시한 회로도이고, 도 5는 본 발명에서 컨버터가 벅 모드로 동작될 때의 파형도이다. 도시된 회로도에서 직류전원(VS)은 도 1의 평활회로부(130)를 통해 출력되는 DC 성분을 의미한다.
컨버터를 벅 모드로 제어할 때, 도 3에서와 같이 제1 스위칭소자(S1)를 ON 상태로 제어하고 제2 스위칭소자(S2)를 OFF 상태로 제어하는 제1 구간과, 도 4에서와 같이 제1 스위칭소자(S1)를 OFF 상태로 제어하고 제2 스위칭소자(S2)를 ON 상태로 제어하는 제2 구간으로 구분된다. 제3 스위칭소자(S3)는 OFF 상태로, 제4 스위칭소자(S4)는 ON 상태로 고정된다.
제1 구간에서 DC 필터 인덕터(Lf) 양단에 인가되는 직류 전압(VLf)은 "VS - VDD"의 값을 갖게 된다. 제2 구간에서 VLf는 음의 VDD 값을 갖게 된다. DC 필터 인덕터(Lf)에 흐르는 전류(iLf)의 RMS 값은 부하전류에 해당하며, 출력 필터 커패시터(Cf)에 흐르는 전류(iCf)는 iLf에서 부하전류(I0)를 감산한 값에 해당된다. 부하전압 측정치(VDD)는 도시한 바와 같이 사인파 형태로 나타난다.
듀티 지령치를 "D"라 한다면, 제1 구간에서 제1 스위칭소자(S1)에 흐르는 전류(iS1)는 "DㅇI0"에서 점차 상승하다가 제2 구간에 이르러 0(zero)으로 떨어진다. 제2 구간에서 제2 스위칭소자(S2)에 흐르는 전류(iS2)는 "(1-D)ㅇI0"에서 점차 하강하다가 제1 구간으로 복귀하면서 0(zero)으로 떨어진다. 본 발명에 따른 컨버터 제어장치는 도 2에 도시된 제어계통을 이용하여 컨버터가 벅 모드로 동작될 때의 듀티 지령치를 조절함으로써, 스위칭소자에 흐르는 전류를 조절하여 스위칭 과정에서 발생되는 과도현상을 억제할 수 있다.
도 6 및 7은 본 발명에서 부스트 컨버터의 전류 흐름을 예시한 회로도이고, 도 8은 본 발명에서 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때의 파형도이다.
컨버터를 부스트 모드로 제어할 때, 도 6에서와 같이 제3 스위칭소자(S3)를 ON 상태로 제어하고 제4 스위칭소자(S4)를 OFF 상태로 제어하는 제3 구간과, 도 7에서와 같이 제3 스위칭소자(S3)를 OFF 상태로 제어하고 제4 스위칭소자(S4)를 ON 상태로 제어하는 제4 구간으로 구분된다. 제1 스위칭소자(S1)는 ON 상태로, 제2 스위칭소자(S2)는 OFF 상태로 고정된다.
제3 구간에서 DC 필터 인덕터(Lf) 양단에 인가되는 직류 전압(VLf)은 VS의 값을 갖게 된다. 제4 구간에서 VLf는 음의"VDD - VS"의 값을 갖게 된다. DC 필터 인덕터(Lf)에 흐르는 전류(iLf)의 RMS 값은 "I0/(1-D)"에 해당되며, 출력 필터 커패시터(Cf)에 흐르는 전류(iCf)는 iS4(제4 스위칭소자에 흐르는 전류)에서 부하전류(I0)를 감산한 값에 해당된다. 부하전압 측정치(VDD)는 도시한 바와 같이 제3 구간에서는 선형적으로 감소하고, 제4 구간에서는 비선형적으로 증가하는 형태로 나타난다.
제3 구간에서 제3 스위칭소자(S3)에 흐르는 전류(iS3)는 "DㅇI0/(1-D)"에서 점차 상승하다가 제4 구간에 이르러 0(zero)으로 떨어진다. 제4 구간에서 제4 스위칭소자(S4)에 흐르는 전류(iS4)는 "I0"에서 점차 하강하다가 제3 구간으로 복귀하면서 0(zero)으로 떨어진다. 본 발명에 따른 컨버터 제어장치는 도 2에 도시된 제어계통을 이용하여 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때의 듀티 지령치를 조절함으로써, 스위칭소자에 흐르는 전류를 조절하여 스위칭 과정에서 발생되는 과도현상을 억제할 수 있다.
도 9는 종래 RF 출력 파형에서 과도상태가 발생되는 것을 보인 파형도이고, 도 10은 본 발명에 따른 전류 전향 보상에 의해 RF 출력 파형에서 과도상태가 개선된 상태를 보인 파형도이다. 도 9 및 10은 부하전력 700W, 전력 증폭기의 펄스 모드 주파수 10Hz인 상태에서 동일한 조건으로 실험한 데이터로서, 도 9는 부하전류 지령을 피드백 제어로 고정하여 보상한 상태에서 실험한 데이터이고, 도 10은 본 발명에 따라 피드포워드 부하전류 지령 생성부에서 전류 전향 보상 제어를 실시한 상태에서 실험한 데이터이다.
도 9를 참조하면, 펄스 ON/OFF 과정에서 라이징 에지와 폴링 에지에서 출력전압에 과도현상이 발생되는 것을 확인할 수 있다. 이에 반해, 도 10에서 스케일을 확대하여 표시한 바와 같이 본 발명에 따른 출력 파형을 살피면, 펄스 ON/OFF 과정에서 출력전압의 과도현상을 대부분 억제하였음을 확인할 수 있다.
위에서 개시된 발명은 기본적인 사상을 훼손하지 않는 범위 내에서 다양한 변형예가 가능하다. 즉, 위의 실시예들은 모두 예시적으로 해석되어야 하며, 한정적으로 해석되지 않는다. 따라서 본 발명의 보호범위는 상술한 실시예가 아니라 첨부된 청구항에 따라 정해져야 하며, 첨부된 청구항에 한정된 구성요소를 균등물로 치환한 경우 이는 본 발명의 보호범위에 속하는 것으로 보아야 한다.
110 : 상용전원 120 : 정류회로부
130 : 평활회로부 140 : 벅 모드 스위칭부
150 : 부스트 모드 스위칭부 160 : 부하
210 : 제1 오차 검출기 220 : 제1 비례적분기
230 : 피드포워드 부하전류 지령 생성부
232 : 부하전류 산출 곱셈블록 234 : 제로 입력블록
236 : 펄스 대응 스위칭부 240 : 제1 가산기
250 : 제2 오차 검출기 260 : 제2 비례적분기
270 : 피드포워드 듀티 지령 생성부
272 : 벅 모드 듀티 지령 연산블록 274 : 제1 리미트 제어기
276 : 부스트 모두 듀티 지령 연산블록
278 : 제2 리미트 제어기 279 : 듀티 지령 가산기
280 : 제2 가산기 292 : 제1 비교기
294 : 제2 비교기

Claims (10)

  1. 펄스 형태의 고주파 전력을 생성하여 플라즈마 부하에 공급하는 고주파 전력 발생장치에 탑재되며, 교류전원을 직류전원으로 변환하여 전력 증폭기에 공급하는 컨버터를 제어하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치에 있어서,
    부하전압 지령치와 부하 측에서 측정되는 부하전압 측정치 간의 오차를 검출하는 제1 오차 검출기;
    상기 제1 오차 검출기의 출력을 비례 적분하여 부하전류 지령 보상분을 생성하는 제1 비례적분기;
    상기 부하전압 지령치를 이용하여 피드포워드 부하전류 지령치를 생성하는 피드포워드 부하전류 지령 생성부;
    상기 제1 비례적분기의 출력과 상기 피드포워드 부하전류 지령 생성부의 출력을 가산하여 부하전류 지령치를 생성하는 제1 가산기;
    상기 부하전류 지령치와 부하 측에서 측정되는 부하전류 측정치 간의 오차를 검출하는 제2 오차 검출기;
    상기 제2 오차 검출기의 출력을 비례 적분하여 듀티 지령 보상분을 생성하는 제2 비례적분기;
    상기 컨버터의 동작 모드에 따라 상기 부하전압 지령치와 상기 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분을 이용하여 피드포워드 듀티 지령치를 생성하는 피드포워드 듀티 지령 생성부; 및
    상기 제2 비례적분기의 출력과 상기 피드포워드 듀티 지령 생성부의 출력을 가산하여 듀티 지령치를 생성하는 제2 가산기
    를 포함하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터는 캐스케이드 벅-부스트 컨버터인 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 피드포워드 부하전류 지령 생성부는,
    상기 컨버터가 벅 모드로 동작될 때에는 상기 부하전압 지령치에 아래의 (수학식 1)에 의한 부하전류 산출식을 곱하고, 상기 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때에는 상기 부하전압 지령치에 아래의 (수학식 2)에 의한 부하전류 산출식을 곱하는 부하전류 산출 곱셈블록;
    입력값을 발생시키지 않는 제로 입력블록; 및
    프로그래머블 논리 장치에서 출력되는 펄스 온/오프 신호에 따라 상기 부하전류 산출 곱셈블록의 출력 신호와 상기 제로 입력블록의 출력 신호를 스위칭하여 상기 제1 가산기의 입력으로 전달하는 펄스 대응 스위칭부
    를 포함하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
    Figure 112018081210117-pat00034
    (수학식 1)
    Figure 112018081210117-pat00035
    (수학식 2)
    여기서,
    Figure 112018081210117-pat00036
    는 부하전류 산출식이고,
    Figure 112018081210117-pat00037
    는 부하저항의 추정값이고,
    Figure 112018081210117-pat00038
    는 부하전압 지령치이고,
    Figure 112018081210117-pat00039
    는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 컨버터는,
    상용 교류전원을 정류하는 정류회로부;
    상기 정류회로부의 출력을 평활화하는 평활회로부;
    상기 평활회로부와 부하 측에 DC 바이어스로 연결되는 DC 필터 인덕터(Lf);
    상기 부하 측에 병렬 접속되는 출력 필터 커패시터(Cf);
    상기 평활회로부의 출력단과 상기 DC 필터 인덕터(Lf) 사이에서 직렬 연결을 스위칭하는 제1 스위칭소자(S1)와 병렬 연결을 스위칭하는 제2 스위칭소자(S2)의 조합으로 구성되는 벅 모드 스위칭부; 및
    상기 DC 필터 인덕터(Lf)와 상기 출력 필터 커패시터(Cf) 사이에서 병렬 연결을 스위칭하는 제3 스위칭소자(S3)와 직렬 연결을 스위칭하는 제4 스위칭소자(S4)의 조합으로 구성되는 부스트 모드 스위칭부
    를 포함하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제2 가산기에서 출력되는 상기 듀티 지령치는 0~2의 범위를 갖는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 듀티 지령치가 0~1의 범위에서는 상기 컨버터를 벅 모드로 제어하며, 상기 듀티 지령치가 1~2의 범위에서는 상기 컨버터를 부스트 모드로 제어하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 듀티 지령치가 0~1의 범위에 있을 때 상기 듀티 지령치를 기준 파형과 비교하여 상기 제1 스위칭소자(S1) 및 상기 제2 스위칭소자(S2)에 반대의 온/오프 신호를 출력하는 제1 비교기; 및
    상기 듀티 지령치가 1~2의 범위에 있을 때 상기 듀티 지령치를 기준 파형과 비교하여 상기 제3 스위칭소자(S3) 및 상기 제4 스위칭소자(S4)에 반대의 온/오프 신호를 출력하는 제2 비교기
    를 더 포함하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
  8. 제4항에 있어서,
    상기 피드포워드 듀티 지령 생성부는,
    상기 컨버터가 벅 모드로 동작될 때의 피드포워드 듀티 지령을 생성하는 벅 모드 듀티 지령 연산블록;
    상기 벅 모드 듀티 지령 연산블록의 출력을 0~1 내로 리미트 제어하는 제1 리미트 제어기;
    상기 컨버터가 부스트 모드로 동작될 때의 피드포워드 듀티 지령을 생성하는 부스트 모드 듀티 지령 연산블록;
    상기 부스트 모드 듀티 지령 연산블록의 출력을 0~1 내로 리미트 제어하는 제2 리미트 제어기; 및
    상기 제1 리미트 제어기의 출력과 상기 제2 리미트 제어기의 출력을 가산하여 피드포워드 듀티 지령치를 생성하는 듀티 지령 가산기
    를 포함하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 벅 모드 듀티 지령 연산블록은 아래의 (수학식 3)에 의해 듀티 지령을 연산하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
    Figure 112017040235792-pat00040
    (수학식 3)
    여기서,
    Figure 112017040235792-pat00041
    는 벅 모드의 피드포워드 듀티 지령이고,
    Figure 112017040235792-pat00042
    는 부하전압 지령치이고,
    Figure 112017040235792-pat00043
    는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 부스트 모드 듀티 지령 연산블록은 아래의 (수학식 4)에 의해 듀티 지령을 연산하는 고주파 전력 발생장치의 컨버터 제어장치.
    Figure 112017040235792-pat00044
    (수학식 4)
    여기서,
    Figure 112017040235792-pat00045
    는 벅 모드의 피드포워드 듀티 지령이고,
    Figure 112017040235792-pat00046
    는 부하전압 지령치이고,
    Figure 112017040235792-pat00047
    는 컨버터에서 변환된 직류전압 입력분이다.
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