CN101297480B - 用于向动态负载传递功率的系统和方法 - Google Patents

Abstract

提供了向动态负载(260)传递功率的系统(200)和方法。该系统包括：电源(210)，用于提供具有基本上恒定的功率开环响应的DC功率；功率放大器(220)，用于将DC功率转换成RF功率；传感器(240)，用于测量与RF功率相关的电压、电流以及电压和电流矢量之间的相角；电可控阻抗匹配系统(250，252)，用于将功率放大器的阻抗修改成至少基本上匹配的动态负载(260)阻抗；以及控制器(230)，用于控制电可控阻抗匹配系统(200)。系统(200)还包括：传感器校准测量模块，用于确定由功率放大器所传递的功率；电子匹配系统校准模块(252)，用于确定传递给动态负载(260)的功率；以及功率耗散模块，用于计算在电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率。

Description

用于向动态负载传递功率的系统和方法

背景 

存在各种向动态负载提供RF功率的方法。RF发生器通常以约400kHz到200MHz之间的频率向动态负载提供功率。一些科学、工业和医疗应用中所用的频率约为2MHz、13.56MHz和27MHz。 

如图1A所示，一个向动态负载(即等离子体负载140)提供RF功率的系统100包括固定频率RF发生器110以及通过50Ω传输线130连接的双轴可调谐匹配网络120。可调谐匹配网络120包括串联电动真空可变电容器122和电感器124以及并联电动真空可变电容器126。用于确定串联和并联电容的算法是基于一般用幅值和相位检测器150进行的阻抗测量的。独立的功率控制是基于RF发生器110处的功率测量的。功率控制环160和阻抗控制环162是独立的。 

如图1B所示，另一个向动态负载提供RF功率的系统100′包括固定元件匹配网络120′，该网络由RF发生器110来馈送并通过50Ω传输线130来连接。固定元件匹配网络120′包括串联电容器122和电感器124以及并联电容器126。RF发生器110的频率可以被调至某一范围(比如13.56MHz±5％)。RF发生器110频率命令是基于电压驻波比例(VSWR)的值的。独立的功率环和VSWR(阻抗)控制环160′是基于RF发生器110的输出处的测量的。 

如图1C所示，另一个向动态负载提供RF功率的系统100″包括集成的RF发生器-阻抗匹配网络120″。RF发生器-阻抗匹配网络120″包括串联电容器122和电感器124以及多个并联电容器126a...126n。并联电容器126a...126n耦合到开关电路127a...127n，这些开关电路用于将电容器126耦合到接地以及断开两者的耦合。系统100″的功率控制和频率控制没有同时进行。 

概要 

这些先前的技术和方法都有缺点。先前的技术和方法的相关成本通常较  高，原因在于它们都需要至少两个单独的模块：1)RF发生器/放大器；以及2)阻抗匹配网络，它们通过传输线相连。此外，每一个模块都需要RF电压/电流传感器或幅值/相位检测器。 

等离子体阻抗取决于传递给等离子体的功率。此外，由RF发生器所传递的功率取决于该发生器所“看到的”阻抗。结果，清楚的循环相互依赖存在于所传递的功率以及负载阻抗之间，从而产生了带有交叉耦合的多输入多输出(MIMO)系统。在现有技术的系统中，RF发生器控制环和阻抗匹配控制环是独立的，由此无法补偿功率控制和阻抗匹配控制环之间的交叉耦合。这导致闭环性能较差。 

任何受控系统的动态响应都只能和最慢的功能模块(传感器、制动器、或控制系统参数)一样快。在现有技术的系统中，最慢的功能模块通常是DC电源。具体来讲，给RF功率放大器的输入供电的DC电源通常包括较大的电解电容器，用于过滤较高的频率。使用这种滤波网络的缺点是不管控制更新速率是多少动态响应(比如对功率命令中的阶跃变化的响应)都比较慢。因此，系统无法充分补偿等离子体的不稳定性。 

在使用由电动机驱动的真空电容器的系统中，响应时间是在几百个毫秒的量级上。因为感兴趣的等离子体瞬变过程(突然且迅速的阻抗变化)发生在几百个微秒之内，所以真空电容器无法用于匹配于因等离子体瞬变而导致的负载变化。 

现有技术中所用的匹配网络的控制算法依赖于测得的阻抗的实部和虚部。基于阻抗测量的匹配控制具有固有的缺点。例如，为了校正或修改阻抗的实部，并联电容的变化导致该阻抗的虚部出现了不期望有的变化。相似的是，为了校正或修改阻抗的虚部，串联电容或频率的变化导致该阻抗的实部出现了不期望有的变化。用于将受控可变矢量(由该阻抗的实部和虚部表示)和控制可变矢量(由并联和串联电容或并联电容和频率表示)关联起来的矩阵是非对角化的。因此，基于阻抗测量的控制算法是无效的。相似的是，通过使用该阻抗的幅值和相位测量而表示的基于阻抗的控制算法也是无效的。 

现有技术系统的校准方法对电子匹配网络的输入处的RF阻抗分析器或VI探针进行校准。这些校准方法假定，对于电子匹配网络所有的状态以及工作频  率，该电子匹配网络中的功率损耗都是固定的。然而，电子匹配网络的损耗对整个系统操作都有显著贡献。 

相应地，因此，需求一种改进的方法和系统能够控制提供给动态等离子体负载的功率及其相关损耗。 

提供了一种向动态负载传递功率的系统。该系统包括：电源，用于提供具有基本上恒定功率开环响应的DC功率；功率放大器，用于将DC功率转换成RF功率；传感器，用于测量与RF功率相关的电压、电流以及电压和电流矢量之间的相角；电可控阻抗匹配系统，用于修改功率放大器的阻抗以至少基本上匹配于动态负载的阻抗；以及控制器，用于控制该电可控阻抗匹配系统。该系统进一步包括：传感器校准测量模块，用于确定功率放大器所传递的功率；电子匹配系统校准模块，用于确定传递给动态负载的功率；以及功率耗散模块，用于计算该电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率。 

在一个实施方式中，该电可控阻抗匹配系统可以包括电感器、与该电感器串联的电容器以及与动态负载并联的多个开关电容器。电感器可以是多抽头式电感器或可变式电感器。多个开关电容器中的每一个可以与开关和附加电容器串联。在另一个实施方式中，该电可控阻抗匹配系统可以包括电容器以及与动态负载并联的多个开关电容器，其中多个电容器中的每一个与开关和附加电容器串联。在另一个实施方式中，该电可控阻抗匹配系统可以控制在功率放大器和动态负载之间的阻抗匹配的频率。 

在一个实施方式中，该控制器可以控制电可控阻抗匹配系统以便同时控制与功率放大器和动态负载之间的阻抗相关联的电导和电纳。在另一个实施方式中，该控制器可以同时控制RF功率频率、RF功率幅值以及功率放大器和动态负载之间的阻抗。在另一个实施方式中，该控制器可以控制电可控阻抗匹配系统以便将电导和电纳调节到能使不稳定的动态负载变稳定的设置点。 

电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率是功率放大器所传递的功率与传递给动态负载的功率之差。传递给动态负载的功率是传递给电阻负载的功率与负载模拟器内部所耗散的功率之和。 

传感器校准测量模块将传感器校准到一电阻负载中，其中该电阻负载是50Ω。电子匹配模块将电可控阻抗匹配系统的输出校准到负载模拟器中。负载模  拟器可以是反转的电可控阻抗匹配系统。该电子匹配系统校准模块可以包括：功率计校准模块，用于确定传递给电阻负载的功率；以及负载模拟器校准模块，用于确定负载模拟器内部所耗散的功率。该电阻负载可以是50Ω。射频功率传递系统与现有技术的系统相比至少提供了下列优点。该系统可以用高速(比如在一个实施方式中超过50kHz)数字多输入多输出(MIMO)控制来增强功率设置点的调节、阻抗的匹配和负载干扰的缓解。在等离子体负载特性有瞬时变化的情况下以及在涉及快速等离子体稳定化的情况下，该系统都可以工作。该系统可以提供一种面对系统启动期间的瞬变依然稳固的RF功率传递系统。该系统可以提供较高的功率递升比例，其中较高的功率递升比例是100(比如15W到1500W)。该系统可以测量传递给与集成发生器系统的输出相连的负载的功率。该系统可以允许调节与各种受控变量的状态/值相关联的功率损耗变化无关的功率。该系统可以不再需要基于诀窍的等离子体负载校准。 

附图说明

根据下文对本发明较佳实施方式的具体描述，就像附图所示那样，本发明的上述和其它目的、特征和优点将变得很明显。这些附图不必按比例绘制，其重点在于示出本发明的原理。 

图1A是根据现有技术具有双轴可调谐匹配网络的RF功率传递系统的图； 

图1B是根据现有技术具有固定匹配网络的RF功率传递系统的图； 

图1C是根据现有技术具有集成RF发生器-阻抗匹配网络的RF功率传递系统的图； 

图2是腔室上RF功率传递系统的基于模块的图； 

图3是等离子体稳定性的图； 

图4是图2的快速DC总线的一个实施方式； 

图5是图2的RF阻抗分析器或VI探针的一个实施方式； 

图6是图2的电子匹配网络的一个实施方式； 

图7是图2的DSP补偿器板的基于模块的图的一个实施方式； 

图8是用于校准腔室上RF功率传递系统的框图； 

图9A是用于将功率计校准到50Ω热量计功率参考的一个实施方式； 

图9B是用于将负载模拟器校准到DC功率参考的一个实施方式； 

图9C是用于将RF阻抗分析器校准到50Ω负载的一个实施方式；以及 

图9D是用于校准被传递到负载模拟器的功率的一个实施方式。 

具体实施方式

通常，针对动态负载应用(比如电感和/或电容的等离子体负载)，提供集成的射频(RF)功率传递系统。图2示出了集成射频(RF)功率传递系统200。集成系统200的代表性功能模块包括快速DC总线210、RF功率放大器(″PA″)220、数字信号处理器(″DSP″)补偿器板230、RF阻抗分析器或VI探针240以及电子匹配网络250。系统200耦合到等离子体负载260。本领域的技术人员应该理解，集成系统200可以被实现成用于范围很广的电阻和电抗负载。 

通常，快速DC总线210将DC功率传递给功率放大器220。功率放大器220将来自快速DC总线210的DC功率转换成某一频率的RF功率。电子匹配系统250切换并联电容器(未示出)以匹配于功率放大器220和等离子体负载260之间的阻抗从而促进从功率放大器220到等离子体负载260的稳定和最大功率转移。DSP补偿器板230基于从快速总线控制器212和RF阻抗分析器240处接收到的测量结果来控制系统200的操作。RF阻抗分析器240测量RMS电压、RMS电流以及RF电压和电流矢量之间的相角。基于这些测量结果，通过DSP补偿器板230来计算相关RF参数。这些参数包括但不限于阻抗矢量 

导纳矢量 传递的功率P_del以及电压驻波比例(″VSWR″)。DSP补偿器板的典型操作包括：通过快速总线控制器212的功率设置点；通过功率放大器驱动器222的RF频率设置点；以及通过电子匹配控制器252的切换频率。 

在一个方面中，系统200实现了同时对功率和阻抗进行调节。独立的电纳调节能够实现仅基于电导与电导设定值的偏差的频率控制算法。结果，两个控制环可以同时且高速地工作，从而产生改进的稳固性。此外，通过设置任意的电导和电纳设置点且与快速DC总线210的操作相结合，便可以使带负电的低压等离子体(如图3所示5mT和300W处的SF6)公知的不稳定性变得稳定。 

图4是部分谐振反相器电源型快速DC总线210的图。快速DC总线210提供了因其相关恒定功率开环响应所导致的工艺稳定性。快速DC总线210改  进了整个负载空间上的FET利用情况，这导致在PA 220(图2)相同的情况下有更多的功率被传递到该负载。快速DC总线210具有快速响应速率，从而允许它将增加的功率传递给等离子体使得它不熄灭，同时还允许灵活地减小总线电压以确保PA 220上的FET工作在安全模式中。其它拓朴类型也可以用于快速DC总线210。例如，参阅2004年9月22日在美国提交的共同待批的部分继续申请10/947,397，其内容引用在此作为参考。 

在一个实施方式中，快速DC总线可以是部分谐振反相器210，它包括一对开关(MOSFET)302a、302b、电感器(L)306、电容器(C)308以及四个二极管310a、310b、310c和310d。在操作过程中，部分谐振反相器300将输入电压转换成方波或其它已知类型的DC波形。该方波穿过电感器306和电容器308(两者组合形成LC滤波器)，经二极管310c、310d而固定电平，经变压器整流器304而耦合和整流，且经滤波以获得期望的DC电压(功率设置点)。该DC功率设置点是从DSP补偿器板230(图2)中提供的。就其矢量倒数(被称为导纳)而言，可以指定期望的阻抗设置点，并且这构成了同时将电导调节到任意的电导设置点且将电纳调节到任意的电纳设置点。部分谐振反相器300(DC-DC转换器)的输出连接到RF功率发生器/放大器220的DC输入。 

在操作过程中，电容器308被周期性地充电到输入干线电压(+Vin)，并且在电容器电流流过等离子体负载260(图2)的同时被放电。每一次充电或放电循环，电阻负载中所存放的能量等于CV²/2，与负载电阻无关。由此，该功率等于F_sw×CV²/2，其中F_sw是开关频率且V是输入电压。电感器306确保电容器308在有限的时间内完全充电和放电。部分谐振反相器300设计的一个优点是能够通过改变V和/或F_sw来控制输出电压。 

图5是RF阻抗分析器或VI探针240的一个实施方式的图。VI探针240包括DC电源242、分析板组件244以及探针头组件246。分析板组件244接收来自探针头组件246的低电平RF信号。探针头组件246提供两个电压输出：1)存在于探针头组件246中的时变电场的电压表示(电压信号)；以及2)存在于探针头组件246中的时变磁场的电压表示(电流信号)。分析板组件244接收并处理探针头组件246的两个电压输出，并且将RF参数输出给DSP补偿器板230(图2)。MKS仪器公司的VI-Probe-4100和VI-Probe-350是可用于  此目的的典型分析器。 

图6是电子匹配网络250的一个实施方式的图。在一个实施方式中，电子匹配网络250包括：与负载260串联的电感254(比如带有多个抽头点的小型电感器)；固定的或可变的串联-填充电容器252；以及场效应晶体管(″FET″)256a...256n，它们将一个或多个上方电容器C_tu(i)258a...258n切换到相应的下方电容器C_td(i)258a′...258n′，这些下方电容器终止于接地。在一些实施方式中，电子匹配网络250不包括与负载260串联的电感254。其它类型的电子匹配网络也是可以使用的。例如，参阅美国专利6,887,339，其全部内容引用在此作为参考。 

图7示出了DSP补偿器板230的基于模块的图。DSP补偿器板230包括数字信号处理器(″DSP″)以及现场可编程门阵列(″FPGA″)，并且一起控制整个集成系统200。DSP补偿器板包括导纳补偿模块232、频率控制模块234、电子匹配控制模块236、RF功耗模块237以及RF功率控制模块238。通常，DSP补偿器板接收来自VP探针240的输出。导纳计算模块232使用VI探针输出来计算系统200的导纳。频率控制模块234使用该导纳来改变功率放大器220的频率。电子匹配控制模块236使用该导纳将电子匹配网络250的FET 256切换到开或关。RF功率计算模块237使用VI探针输出来计算系统200的RF功率。RF功率控制模块234使用RF功率计算来调节从快速DC总线电源210处提供的功率。下文更详细地阐明了系统200的操作。 

下面阐明了功率调节目的和算法的一个实施方式：目的是将所传递的功率P_del调节到用户定义的设置点P_sp。为了确保平滑的过渡，使用轨迹发生器。在一个实施方式中，一阶轨迹是按如下产生的： 

$\frac{d{P}_t}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_t}(P_t\left(t\right)-P_{\mathrm{sp}})$ 方程1 

其中τ_t是轨迹时间常数，P_t是期望的功率轨迹。就指示给快速总线的功率变化而言，传递-功率控制算法是由下面的关系给出的： 

P_cmd＝k_p(P_t-P_del)+k_i∫(P_t-P_del)dt    方程2 

其中k_p和k_t分别是正比和积分增益。 

导纳调节目的：归一化的导纳矢量被定义如下： $\stackrel{\‾}{y}=g+\mathrm{jb},$ 其中g是归一化的电导，b是归一化的电纳。阻抗匹配控制目的是按如下进行的：g→g_sp和b→b_sp，其中g_sp和b_sp是选择用于增强等离子体稳定性的任意设置点。通过注意到阻抗被定义为导纳的倒数，就阻抗而言，根据下列关系重新解释了上述目的： 

$z=\frac{1}{y}=r+\mathrm{jx}=\frac{R+\mathrm{jX}}{Z_0}=\frac{R+\mathrm{jX}}{R_0+j0}$ 方程3 

其中z是归一化的阻抗，r和x是电阻和电抗，Z₀＝R₀+j0表示额定RF放大器特征阻抗。当g→1和b→0时，我们得到R→R₀和X→0。 

导纳调节算法：通过像下述那样将电导测量结果用作PI控制算法，来设计频率控制环： 

f_cmd＝k_pf(g_sp-g)-k_if∫(g_sp-g)dt    方程4 

其中k_pf和k_if是标量正比和积分控制增益。通过像下述那样将电导测量结果用作PI控制算法，来设计并联电容控制环： 

C_tcmd＝-k_pc(b_sp-b)-k_ic∫(b_sp-b)dt    方程5 

其中k_pc和k_ic是标量正比和积分控制增益。 

在操作过程中，现在参照图2、3和6，在用户提供非零设置点之后，轨迹发生器以及功率和导纳控制算法被同时激活和执行。VI探针240提供正比于RF电压和RF电流的模拟信号，这些信号被模数转换器同步采样，被发送到混频器和CIC滤波器(未示出)，并最终通过校准矩阵进行发送以产生RF电压和RF电流测量，这由下列关系式给出： 

$\stackrel{\‾}{V}=V_r+j{V}_i$ 和 $\stackrel{\‾}{I}=I_r+j{I}_i$ 方程6 

其中 

分别表示瞬时RF电压和电流的矢量表示，脚标r和i被用于表示实部和虚部标量值。 

平均传递功率是按下式计算的： 

$P_{\mathrm{del}}=\frac{1}{2}\mathrm{Re}\left\{{\stackrel{\‾}{\mathrm{VI}}}^{*}\right\}=V_r{I}_r+V_i{I}_i$ 方程7 

其中Re{}_i表示该矢量的实部，脚标*被用于表示该矢量的复数共轭。然后，导纳矢量 

是按下式计算的： 

$\stackrel{\‾}{Y}=\frac{\stackrel{\‾}{I}}{\stackrel{\‾}{V}}=\frac{(I_r{V}_r+I_i{V}_i)}{V_r^2+V_i^2}+j\frac{(I_i{V}_r-I_r{V}_i)}{V_r^2+V_i^2}\≡G+\mathrm{jB}$ 方程8 

其中电导G和电纳B是导纳 

的实部和虚部。 

归一化的电导g和归一化的电纳b是按下式计算的： 

$g=Z_{0}G=Z_0\frac{(I_r{V}_r+I_i{V}_i)}{V_r^2+V_i^2}$ 和 $b=Z_{0}B=Z_0\frac{(I_i{V}_r-I_r{V}_i)}{V_r^2+V_i^2}$ 方程9 

其中Z₀表示RF放大器的特征阻抗。P_del，g，b的测量结果分别被发送到适用于P_cmd，f_cmd，C_tcmd的控制算法。 

电子匹配控制器252对FET 256(图6)进行切换，由此对并联电容器258进行切换以匹配于功率放大器20和动态负载260之间的阻抗。因为不存在移动机械部分，所以导致更高的可靠性。在一个实施方式中，系统200的阶跃响应比大约1ms要快，因为响应的速度受电子设备的控制而不受机械响应的控制。 

频率变化导致了电导和电纳的变化。然而，对于没有传输线缆的集成系统而言，并联电容的变化仅导致电纳的变化，而并不影响电导的值。由此，用于将受控可变矢量(由导纳的实部和虚部表示)和控制可变矢量(由并联和串联电容或并联和频率表示)关联起来的矩阵是三角形的。结果，通过改变并联电  容，便实现了独立的调节。 

独立的电纳调节能够实现仅基于电导与电导设定值的偏差的频率控制算法。结果，基于电导的频率控制环和基于电纳的并联电容控制环可以同时且高速地工作，从而产生改进的稳固性。 

图8是一种用于确定电子匹配网络250(图2)中所耗散(损失)的功率以提高系统200的效率的方法的方框图300。步骤一(310)，功率计314(图9A)被校准到50Ω热量计功率参考以确定传递给50Ω负载的功率。步骤二(320)，负载模拟器热量计332(图9B)被校准到DC功率参考以确定负载模拟器342(图9D)内部所耗散的功率。步骤三(330)，VI探针240(图2)被校准到50Ω负载以确定由功率放大器220所传递的功率(图2)。步骤四(340)，系统200的输出被校准到负载模拟器342以确定传递给Z_L＝R_L+jX_L的功率。步骤五(350)，通过功率放大器220所传递的功率以及传递给Z_L＝R_L+jX_L的功率之差，来计算电子匹配系统中所耗散的功率。 

图9A是用于校准功率计314的步骤310的详细实现方式图。热量计耦合到VI探针240的输出，从功率放大器220中施加RF功率，并且功率计314得到校准。热量测定是热损失的测量。它是这样实现的：使50Ω负载在热量计(322)中热隔离以防止环境热损耗；并且测量冷却水的流率和温度上升。该功率计被校准到负载中的功率耗散，这是通过 $Q=\frac{\mathrm{dm}}{\mathrm{dt}}C(T_{\mathrm{out}}-T_{\mathrm{in}})$ 来计算的，其中 表示质量流率，C表示水的比热，并且T_in，T_out′分别表示入口温度和出口温度。计算机324采集流率和温度测量结果以计算负载中的功率耗散以及相对于功率计的读出的差(误差)。然后，计算机324将该误差用作对功率计的校正从而完成校准过程。 

图9B是用于校准负载模拟器热量计332的步骤320的详细实现方式图。负载模拟器热量计332耦合到DC电源334，施加DC功率，并且校准负载模拟器热量计332。DC电源提供DC功率测量。通过使用冷却系统入口和出口处的流率和温度测量结果，计算机324计算负载模拟器中所耗散的功率。然后，计算机324将DC电源所报告的功率与利用热量测定所计算的功率之间的差用作对负载模拟器的校正从而完成校准过程。 

图9C是用于校准RF阻抗分析器或VI探针240的步骤330的详细实现方  式图。通常，每一个集成RF发生器系统200中的VI探针240校准过程包括下列能产生矩阵传递函数的步骤，该矩阵传递函数将DSP补偿器板230所测定的VI探针电压和电流与实际的RF线路电压和电流关联起来。 

首先，短路连接器312耦合到VI探针240的RF线路输出端，从功率放大器220中施加RF功率，Z_sc ^dsp被计算，其中Z_sc ^dsp被定义成V_dsp/I_dsp的比，就像用于短路的DSP补偿器板230所测得的那样。其次，开路连接器312耦合到VI探针240的RF线路输出端，从功率放大器220中施加RF功率，并且Z_oc ^dsp被计算，其中Z_oc ^dsp被定义成V_dsp/I_dsp的比，就像用于开路的DSP补偿器板230所测量的那样。第三，50Ω负载(Z_L)316耦合到VI探针240的输出，从功率放大器220中施加RF功率，V_m和被I_m记录，并且RF线路电压V_L被计算，其中  $V_L=\sqrt{P_L{Z}_L}.$ P_L是功率计318在50Ω负载316处测得的传递功率。最后，通过下列方程来计算VI探针校准矩阵传递函数： 

$\left[\frac{V_L\left(t\right)}{I_L\left(t\right)}\right]=\left(\begin{array}{cc}\frac{V_L}{V_m-Z_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{dsp}}{I}_m}& \frac{{-Z}_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{dsp}}{V}_L}{V_m-Z_{\mathrm{sc}}^{\mathrm{dsp}}{I}_m}\\ \frac{-V_L}{Z_L({-Z}_{\mathrm{oc}}^{\mathrm{dsp}}{I}_m-V_m)}& \frac{Z_{\mathrm{oc}}^{\mathrm{dsp}}{V}_L}{Z_L({-Z}_{\mathrm{oc}}^{\mathrm{dsp}}{I}_m-V_m)}\end{array}\right)\left[\frac{V_{\mathrm{dsp}}\left(t\right)}{I_{\mathrm{dsp}}\left(t\right)}\right]$ 方程10 

方程10中的表达将VI探针测量信号翻译成VI探针240的输出处的RF线路电压和RF线路电流。 

图9D是用于校准系统200(图2)的步骤340的详细实现方式图。对于一系列数值匹配网络变量，系统级校准被用于量化电子匹配网络250中的损耗。负载模拟器342耦合到电子匹配网络250的输出。通常，负载模拟器是与电子匹配网络250相反的电子匹配网络。50Ω负载耦合到负载模拟器342的输出。RF发生器系统200的系统级校准是按下列执行的。首先，在用于L_s∈[L_s min，L_s max]的ll步骤中调节串联电感。其次，在pp步骤P_sp∈[P_sp min，P_sp max]W中，改变功率设置点值。第三，在cc步骤C_tcmd∈[C_tcmd min，C_tcmd max]中，改变并联电容设置点值。最后，在ff步骤f∈[f_min，f_max]Hz中，改变RF频率值。 

对于上述步骤的每一种组合，设置负载模拟器342以呈现电子匹配网络250的输出处的阻抗失配。接下来，从功率放大器220中施加RF功率，并且功率  计314测量终结负载312电阻。该终结负载电阻由P_50Ω来表示，并且被转变到负载模拟器342的输入。模拟的负载由P_sys表示，就像P_sys＝f_50-to-sim(P_50Ω，C₁，C₂)那样，其中C₁和C₂表示负载模拟器的串联和并联电容，并且f_50-to-sim表示列表排列。与电子匹配网络250相关的损耗是由P_L和P_50Ω之差来计算的。 

在一些实施方式中，具有尺寸ll×pp×cc×ff的校准表格可以被存储在非易失性存储器(比如闪存)中，就像P_sys＝f_VI-to-sim(L_s，P_sp，C_tcmd，f)那样，其中f_VI-to-sim表示列表排列。在系统200的操作期间，高速实时控制环使通过校准表格进行快速搜索成为必要。非易失性存储器(比如闪存)往往比易失性存储器(比如动态RAM)要慢。高速易失性存储器被有效地利用，其中校准表格的排列(尺寸ll×pp×cc×ff)可以基于L_s，P_sp，C_tcmd和f是如何频繁地变化的。具体来讲，校准表格可以被分割成ll存储块；每一块包括pp个存储页；每一个存储页包括cc×ff尺寸的表格。当L_s变化时，新的存储块可以被载入非易失性存储器中，当功率设置点改变时，可以载入新的存储页，并且与C_tcmd和f相关的合适的存储页的校准点可以被实时地执行。 

尽管已参照较佳实施方式具体显示和描述了本发明，但是本领域的技术人员应该理解，在不背离所附权利要求书所包含的本发明的范围的情况下可以做出各种形式和细节方面的变化。 

Claims (31)

1.一种用于向动态负载传递功率的系统，包括：

电源，用于提供具有基本上恒定的功率开环响应的DC功率；

功率放大器，用于将DC功率转换成RF功率；

传感器，用于测量与RF功率相关的电压、电流以及电压和电流矢量之间的相角；

电可控阻抗匹配系统，用于修改功率放大器的阻抗以至少基本上匹配于动态负载的阻抗；以及

控制器，用于控制所述电可控阻抗匹配系统。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器控制所述电可控阻抗匹配系统以便同时控制与功率放大器和动态负载之间的阻抗相关联的电导和电纳。

3.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述电可控阻抗匹配系统包括电感器、与所述电感器串联的电容器以及与所述动态负载并联的多个开关电容器。

4.如权利要求3所述的系统，其特征在于，所述电感器是多抽头式电感器或可变式电感器。

5.如权利要求3所述的系统，其特征在于，所述多个开关电容器中的每一个都与一开关和一附加电容器串联。

6.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述电可控阻抗匹配系统包括电容器以及与所述动态负载并联的多个开关电容器，其中所述多个开关电容器中的每一个都与一开关和一附加电容器串联。

7.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器同时控制RF功率频率、RF功率幅值以及所述功率放大器和所述动态负载之间的阻抗。

8.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述电可控阻抗匹配系统控制在所述功率放大器和所述动态负载之间的阻抗匹配的频率。

9.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器控制所述电可控阻抗匹配系统以将所述功率放大器和所述动态负载之间的电导和电纳调节到用于当所述动态负载不稳定时使所述动态负载变稳定的设置点。

10.如权利要求1所述的系统，还包括：

传感器校准测量模块，用于确定由功率放大器所传递的功率；

电子匹配系统校准模块，用于确定传递给动态负载的功率；以及

功率耗散模块，用于计算在所述电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率。

11.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率是由所述功率放大器所传递的功率与传递给所述动态负载的功率之差。

12.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述传感器校准测量模块包括与所述传感器连接的电阻负载以确定在所述电阻负载中所耗散的功率以用于校准所述传感器。

13.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述电阻负载是50Ω。

14.如权利要求10所述的系统，其特征在于，还包括与所述电子匹配系统校准模块的输出相耦合的负载模拟器以校准所述电可控阻抗匹配系统的输出。

15.如权利要求14所述的系统，其特征在于，所述负载模拟器是相反的电可控阻抗匹配系统。

16.如权利要求12所述的系统，其特征在于，所述电子匹配系统校准模块包括：

功率计校准模块，用于确定传递给所述电阻负载的功率；以及

负载模拟器校准模块，用于确定在负载模拟器内部所耗散的功率，所述负载模拟器与所述电子匹配系统校准模块的输出相耦合。

17.如权利要求16所述的系统，其特征在于，所述电阻负载是50Ω。

18.如权利要求16所述的系统，其特征在于，传递给所述动态负载的功率是传递给电阻负载的功率与负载模拟器内部所耗散的功率之和。

19.一种用于向动态负载传递功率的方法，包括：

提供具有基本上恒定的功率开环响应的DC功率；

通过功率放大器将DC功率转换成RF功率；

通过传感器测量与RF功率有关的电压、电流以及电压和电流矢量之间的相角；以及

用电可控阻抗匹配系统修改功率放大器的阻抗以至少基本上匹配于动态负载的阻抗。

20.如权利要求19所述的方法，还包括同时控制与功率放大器和动态负载之间的阻抗相关联的电导和电纳。

21.如权利要求19所述的方法，还包括同时控制RF功率频率、RF功率幅值以及功率放大器和动态负载之间的阻抗。

22.如权利要求19所述的方法，还包括控制在功率放大器和动态负载之间的阻抗匹配的频率。

23.如权利要求19所述的方法，还包括控制所述电可控阻抗匹配系统以便将所述功率放大器和所述动态负载之间的电导和电纳调节到用于当所述动态负载不稳定时使所述动态负载变稳定的设置点。

24.如权利要求19所述的方法，还包括：

通过传感器校准测量模块确定由功率放大器所传递的RF功率，其中所述传感器校准测量模块包括与所述传感器连接的电阻负载以确定在所述电阻负载中所耗散的功率以用于校准所述传感器；

通过电子匹配系统校准模块确定传递给动态负载的功率；以及

计算在所述电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，所述电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率是由所述功率放大器所传递的功率与传递给所述动态负载的功率之差。

26.如权利要求24所述的方法，其特征在于，确定传递给动态负载的功率包括：

确定传递给所述电阻负载的功率；以及

确定在负载模拟器内部所耗散的功率，其中所述负载模拟器与所述电子匹配系统校准模块的输出相耦合。

27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，传递给所述动态负载的功率是传递给所述电阻负载的功率与所述负载模拟器内部所耗散的功率之和。

28.如权利要求24所述的方法，还包括将所述传感器校准到所述电阻负载。

29.如权利要求26所述的方法，还包括将所述电可控阻抗匹配系统的输出校准到所述负载模拟器。

30.一种用于向动态负载传递功率的系统，包括：

用于提供具有基本上恒定的功率开环响应的DC功率的装置；

用于通过功率放大器将DC功率转换成RF功率的装置；

用于通过传感器测量与RF功率有关的电压、电流以及电压和电流矢量之间的相角的装置；以及

用电可控阻抗匹配系统修改功率放大器的阻抗以至少基本上匹配于动态负载的阻抗的装置。

31.如权利要求30所述的系统，还包括：

用于确定由功率放大器所传递的RF功率的装置；

用于确定传递给动态负载的功率的装置；以及

用于计算在所述电可控阻抗匹配系统中所耗散的功率的装置。

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