CN115004498A - 波导电路或传输线中的功率因数调整方法与传输线发电系统 - Google Patents

Abstract

本发明研究了在波导电路或传输线电路中调整功率因数的方法和装置。研究表明在波导电路或传输线电路中，当传输线选择了合适的波导电路或传输线电路的介质、结构和负载后，可以通过监控控制信号在(等效)传播时的相位变化量调整由电源源提供的功率和阻抗。还表明，通过选择合适的频率、传输线和负载，可以实现(等效)传输电路的功率因数为负，并且还可以使从电源输出的功率小于加载功率。

Description

波导电路或传输线中的功率因数调整方法与传输线发电系统

【技术领域】

波导电路和传输线的功率因数调整方法和装置，以及利用该装置的传输线发电系统。

【背景技术】

是自然界中存在的波导的一个例子，大规模集成电路中使用的传输线如微波传输线、三平板传输线、电介质条状线等也属于波导。

【发明内容】

【技术问题】

通过控制波导或传输线中传输信号的相位变化量而改变波导和传输线中的功率因数，并基于功率因数调制的传输线发电系统。

【技术方案】

传输线发电系统由如下部分构成：

可转换为等效传输线电路的传输线电路或波导电路；

AGRF，其被配置为产生交流电压波并通过基于所述的交流电压波的频率调整相对相位来控制由电源提供的功率，其中所述的相对相位是所述的电压波在波导或传输线中传输时的相位变化的绝对值。

其中，功率因数校正器，为使用位于所述的波导电路或所述的传输线电路中的一个或多个组件来控制所述的波导电路或所述的传输线电路的前端的功率因数进行的配置。

其中，所述的(等效)传输线电路中所述的电源供给的功率是由所述的(等效)传输线的特性阻抗、所述的负载的阻抗、所述的相对相位、所述的电压波在通过所述的波导或所述的传输线的介质传播时的衰减，以及从所述的电源传输的所述的电压波的幅值所决定。

其中，所述的(等效)传输线电路的阻抗由所述的(等效)传输线的特性阻抗、所述的负载的阻抗、所述的相对相位，以及

所述的电压波在通过所述的波导或所述的传输线的介质传播时的衰减所决定。

其中，所述的相对相位由所述的频率和/或所述的波导或所述的传输线的长度和/或所述的波在所述的波导或所述的传输的介质中的传播速度所控制。

其中，所述的功率因数校正器

通过最小化无功功率的大小来将所述的波导电路或所述的传输线电路前端的所述的功率因数控制为(接近)-1，当所述的电路的阻抗位于

所述的阻抗的复平面的第二象限或第三象限；或将所述的功率因数为(接近)1当它位于第一或第四象限；或将所述的功率因数为零当所述的电路的所述的阻抗的电阻为零时。

其中，监测控制模块，此模块

用于通过改变所述的频率来控制所述的相对相位，或者通过监测脉冲宽度调制或脉冲频率调制来控制输送到所述的负载的功率从而监控所述的负载的所述的阻抗的变化。

功率因数调整方法由如下部分组成：

通过AGRF产生交流电压波；

所述的AGRF通过基于所述的交流电压波的频率调整相对相位来控制由电源供应的功率，其中所述的相对相位是波在波导或传输线中传输时的相位变化的绝对值。

其中，通过功率因数校正器，利用

位于波导电路或传输线电路中的一个或多个组件来控制所述的波导电路或所述的传输线电路前端的功率因数。

其中，所述的相对相位由所述的频率和/或所述的波导或所述的传输线的长度，和/或所述的波在所述的波导或所述的传输线的介质中的传播速度所控制。

其中，通过所述的功率因数校正器通过最小化无功功率的大小来将所述的波导电路或所述的传输线电路前端的所述的功率因数控制为(接近)-1，当所述的电路的阻抗位于

所述的阻抗的复平面的第二象限或第三象限；或将所述的功率因数为(接近)1当它位于第一或第四象限；或将所述的功率因数为零当所述的电路的所述的阻抗的电阻为零时。

其中，通过监测控制模块监控所述的负载的所述的阻抗的变化；

通过所述的AGRF控制所述的负载动态变化时的所述的相对相位。

发电传输线系统的功率控制方法包括以下部分：

通过监测控制模块监测负载阻抗的变化；

通过所述的监测控制模块根据所述的负载的所述的阻抗的所述的变化，通过脉冲宽度调制或脉频调制控制输送给所述的负载的功率。

【有益效果】

根据上述公开内容，当波导电路或传输线的结构和负载确定时，源端的输出功率和波导或传输线等效电路阻抗可以通过信号相位变化来改变。同时，传输电路的负功率因数可以通过选择合适的频率、传输线、负载来实现，并使得源端输出功率小于负载消耗功率。

【附图说明】

图1为传输线电路

图2表示阻抗Z(-l)的分子在复平面内的表示

图3表示阻抗Z(-l)在复平面内的表示所包含的因数

图4表示当r＝1时阻抗Z(-l)在复平面内的表示所包含的因数

图5表示当r＞1时阻抗Z(-l)在复平面内的表示所包含的因数

图6为传输线发电装置(PGTLS)示意图

图7为PGTLS在源端存在负载时的示意图

图8表示控制电池组充电的开关，装置由电池组供电而不是由PGTLS供电

图9表示PGTLS与动态AGRF

图10为长寿命电池系统示意图

图11为低功耗系统示意图，该系统能变换电压并采用整流器为电路的一部分

图12为无储电设备的自持系统示意图

图13为有储电设备的自持系统示意图

图14为包含监测控制系统和储电设备的自持系统

图15表示功率三角形

图16表示功率因数为负时的功率三角形

图17为包含功率因数调整器的PGTLS系统示例

图18表示PGTLS的等效电路

图19为H桥电路形式的PGTLS切换模块

图20表示以变压器为负载的传输线电路

图21为传输线发电系统(PGTLS)框图

图22为无反馈电路的PGTLS系统框图

图23为包含变压器的SMPS系统框图

图24为SMPS装置中的脉冲宽度调制(PWM)模块框图

图25为包含半桥式或全桥式放大电路，使用SMPS作为DC-to-DC变换器的无反馈PGTLS系统框图

图26表示与TRAN连接的全桥式电路

图27表示有反馈的PGTLS系统框图

图28表示为包含半桥式或全桥式放大电路，使用SMPS作为DC-to-DC变换器的有反馈PGTLS系统框图

图29为有反馈PGTLS电路的简化系统框图

图30为使用半桥式或全桥式放大电路的无反馈PGTLS简化系统框图

图31为有反馈PGTLS系统简化系统框图

图32表示包含变压器的有反馈PGTLS电路简化系统框图

图33包含半桥式或全桥式放大电路的有反馈PGTLS简化系统框图

【具体实施方式】

从此处开始，包含图像的实例和示例将用引用来标记，引用序号对全篇通用。因此，所述实例并不一定与引用图像完全相同。对应地，引用图像的实例描述仅为对当前所述方面的介绍。

在国际专利PCT申请文件#PCT/KR2017/014540中，详细阐述了通过调整变压器的相位变化来调整功率因数的方法。本发明与之相似，但是不是针对变压器，而是对波导电路和传输线电路(Won Don Lee，Hijung Chai，and Aquila Hwan Lee，Power factoradjustment method and apparatus through the phase control，PCT Internationalapplication#：PCT/KR2017/014540.)

在电磁领域寻找解需要使用到麦克斯韦方程。本文并不采用麦克斯韦方程对波导进行分析，而是根据传输线对波导进行建模。波导和传输线都用于传输波，优势也可以互换。在本发明中，除非特殊说明，我们对其进行如下区分：传输电磁场的为波导，传输电压电流信号的为传输线。因此，在研究传输线问题中探讨的是电压电流信号而非电磁场信号。由于电压电流信号更便于研究，波导电路将变换为等效传输线电路进行分析。由于波导电路可以被转换为等效传输线电路并分析其电压电流关系，本发明中的传输线电路也包括由波导电路转换来的等效传输线电路。

在传输线模型中，参数R，L，G，和C分别代表单位长度的阻抗，电感，电导，电容。要对波导转换的等效输电线电路进行建模，需要确定各参数的准确数值。

当没有损耗时，波导中的场可以转换为传输线中的波，传输线中的参数可通过波导的尺寸和介质参数得出。当损耗较大时，波导等效输电线电路的参数不能简单地由波导参数得出，电压和电流也难以以简单表达式来表示。因此准确表达波导等效传输线电路参数的表达式非常重要。

假设一个均匀的波导，其横截面在整个传播方向上的形状和大小都相等，以波导传输方向为z轴，介电常数和磁导率为各向同性的，传输线为单模，允许正向传输和反向传输。

当输电线的节点阐述和磁导率在横向和纵向上没有耦合时，则可拓展为各向异性。(Roger B.Marks and Dylan F.Williams，A general waveguide circuit theory，Journal of Research of NIST，Sept.-Oct.1992，Vol.97，No.5：pp.553-562.)当波导中不止一个模式传输时，每个模式将有其对应的传输线参数。

当把波导转换为等效传输线时，传播常熟和功率这两个参数在转换前后保持不变(John R.Brews，Transmission line models for lossy waveguide interconnectionsin VLSI，IEEE Transactions on Electron Devices，Vol.ED-33，No.9，Sept.1986：pp.1356-1365.)

波导及其等效传输线之间的关系的简要介绍如下：

由于对给定波导总存在等效传输线，因此传输线的解可被直接用于波导。传输线模型中功率关系的解同样适用于高频信号传输波导。尽管在高频时电压和电流信号变得难以分析，但由于波导和等效传输线的功率相同，解可以适用于所有波导和传输线。

等效传输线上的z轴方向电压取决于横向电场，同样，z轴方向的电流与横向磁场相关。

前向传播的场所乘因数为exp(-γz)，其中γ为传播常数，可展开为下式：

(公式1) γ＝α+jβ，

其中α和β分别为衰减常数和相位常数。

正如之前所提到的，波导中的传播常数γ与等效传输线的传播常数相同，因此传播常数可表示为：

(公式2) γ²＝(R+jωL)(G+jωC).

其中ω为角频率

沿波导z轴单模传输的横向电场E_t和磁场H_t分别为：(Roger B.Marks and DylanF.Williams，A general waveguide circuit theory，Journal of Research of NIST，Sept.-Oct.1992，Vol.97，No.5：pp.553-562.)

(公式3) E_t＝[c_texp(-γz)+c_bexp(γz)]e_t＝[v(z)/V₀]e_t.，

(公式4) H_t＝[c_texp(-γz)-c_bexp(γz)]h_t＝[i(z)/i₀]h_t.，

其中c_f，c_b分别为结合前向传播和反向传播的参数，e_t和h_t为归一化的横向电场和磁场向量，v(z)和i(z)分别为波导电压和电流，v₀和i₀分别为归一化常数。

v₀和i₀与功率的关系如下：

(公式5) p₀＝φ_s(1/2)e_txh_t ^*·dS＝(1/2)v₀i₀ ^*.

因此复功率p(z)在z轴方向上的值为：

(公式6) p(z)＝φ_s(1/2)E_txH_t ^*·dS＝(1/|2)v(z)i(z)^*.

根据前文所述，波导内的信号功率与等效传输线的信号功率相同。功率随场传播方向而传播：

(公式7) Re(p₀)＞0.

其中Re表示实部。

前向模式的特征阻抗如下：

(公式8) Z₀＝v₀/i₀＝|v₀|²/(2p₀ ^＊)＝2P₀/|i₀|².

根据公式5～8可以看到阻抗和功率的相位应当相同，虚部与实部功率之比H如下式所示：

(公式9) H＝Im(p₀)/Re(p₀)＝Im(Z₀)/Re(Z₀).

其中Im表示虚部。

因此等效传输线参数R，L，G，和C可以通过波导参数H，α，和β表示：(John R.Brews，Transmission line models for lossy waveguide interconnections in VLSI，IEEETransactions on Electron Devices，Vol.ED-33，No.9，Sept.1986：pp.1356-1365.)

(公式10) ωL/R＝(αH+β)/(α-βH)，

(公式11) ωC/G＝-(αH-β)/(α+βH)，

(公式12) GR＝(α²-β²H²)/(1+H²)，

(公式13) ω²LC＝-(α²H²-β²)/(1+H²).

与传输线一样，波导的各项参数也可以通过等效传输线来确定，即使在传播有损的情况下以及电导率和介电常数随位置变化的情况下也能确定参数。(John R.Brews，Transmission line models for lossy waveguide interconnections in VLSI，IEEETransactions on Electron Devices，Vol.ED-33，No.9，Sept.1986：pp.1356-1365.)

通过归一化，可以得到前向和反向传播电压v_f(z)和v_b(z)分别为：

(公式14)

(公式15)

因此电压和电流可表示为：

(公式16)

(公式17)

从而实功率P(z)可表示为：

(公式18)

P(z)＝Re[p(z)]＝Re[(1/2)v(z)i(z)^＊]＝Re{(1/2)v₀i_o ^＊[|v_f(z)|²-|v_b(z)|²+v_b(z)v_f(z)^＊-v_b(z)^＊v_f(z)]}/Re(p₀)＝|v_f(z)|²-|v_b(z)|²+Re{(1/2)v₀i_O ^＊[v_b(z)v_f(z)^＊-v_b(z)^＊v_f(z)]}/Re(p₀)＝|v_f(z)|²-|v_b(z)|²+(1/2)Re{(|i₀|²Z₀)jIm[2v_b(z)v_f(z)^＊]}/Re(p₀)＝|v_f(z)|²-|v_b(z)|²-|i₀|²Im(Z₀)Im[v_b(2)v_f(2)^＊]/Re(p₀)＝|v_f(z)|²-|v_b(z)|²-2Im[v_b(z)v_f(z)^＊]Im(Z₀)/Re(Z₀).

上式说明的是传输线上的功率不等于前向传播功率减去反向传播功率，除非公式最后一行右边第三项为0。关于该公式，Roger B.Marks and Dylan F.Williams评论说″虽然该公式有点反直觉，但却是基于基础物理推导而来的″。换句话说，如果阻抗Z₀不为实数时，则信号功率并非简单的计算为前向传播功率与反向传播功率之差。

进一步理解这句话需要结合反射系数将上述公式合并为一个公式。反射系数Γ(z)定义如下：

(公式19) Γ(z)＝v_b(z)/v_f(z).

因此实功率P(z)可以表示为：

(公式20) P(z)＝|v_f(z)|²{1-|Γ(z)|²-2Im[Γ(z)]Im(Z₀)/Re(Z₀)}.

N.Marcuvitz也得出了类似的公式并指出：″可以看到对于有损传输线，|Γ|²不能被视为功率反射因数。此外，|Γ|可大于1，只有当有损传输线上的电压和电流能够让特性导纳为实数时Γ才可被视为反射系数″(Marcuvitz，Waveguide Handbook，New York：MaGraw-Hill，1951：p.27.)

换句话说，当阻抗Z₀不为实数时，需要仔细考察该公式所得出的结论。

1.功率差

我们提出如下问题：

(1)传输线上两点之间的功率差为多少？源端和负载的功率差为多少？

(2)两点的功率相同吗？

(3)如果不相同，使两点功率相同需要什么条件？

(4)如果不相同，是否可能存在功率差值为正，即源端功率小于负载功率的情况？

(5)如果可能，如何实现正功率差？

(6)电路阻抗是否能位于复平面的第二和第三象限？是否可以将电路的阻抗置于阻抗复平面的第二或第三象限？换句话说，是否可以使功率因数为负？为方便起见，我们省略了功率或其他物理量的单位。

首先我们需要求出传输线上两点间的功率差。反射系数包含以下参数：(Sophocles J.Orfanidis，Electromagnetic waves and antennas，Rutgers University，1999：p.155.[Online].Available：http://eceweb1.rutgers.edu/～orfanidi/ewa/)

(公式21) Γ(z)＝Γ(0)exp(2γz).

z＝0处的功率为：

(公式22) P(0)＝|v_f(0)|²{1-|Γ(0)|²-2Im[Γ(0)]Im(Z₀)/Re(Z₀)}.

z＝-l处的功率为：

(公式23) P(-l)＝|v_f(-l)|²{1-|Γ(-l)|²-2Im[Γ(-l)]Im(Z₀)/Re(Z₀)}.

因此，z＝0和z＝-l之间的功率差为：

(公式24)

P(0)-P(-l)＝|vf₍0)|²{1-|Γ(0)|²-2Im[Γ(0)]Im(Z₀)/Re(Z₀)}-|v_f(-l)|²{1-|Γ(-l)|²-2Im[Γ(-l)]Im(Z₀)/Re(Z₀)}.

在比较两点的功率差时，不考虑传输线上的功率损耗，因此有：

(公式25) α＝0.

因此，

(公式26) v_f(0)＝v_f(-l)exp(-jβl)，

(公式27) |v_f(0)|＝|v_f(-/)|，

(公式28) Γ(-l)＝Γ(0)exp(-j2βl)，

(公式29) |Γ(-l)|＝|Γ(0)|，

(公式30)

P(0)-P(-l)＝|v_f(0)|²{-2Im[Γ(0)]Im(Z₀)/Re(Z₀)+2Im[Γ(-l)]Im(Z₀)/Re(Z₀)}＝2|v_f(0)|²[Im(Z₀)/Re(Z₀)]{Im[Γ(-l)]-Im[Γ(0)]).

Γ(0)可由下式表示：

(公式31) Γ(0)＝|Γ(0)|exp(jθ₀)，

其中θ₀是Γ(0)的相位。

因此有，

(公式32) Im[Γ(0)]＝|Γ(0)|sinθ₀，

(公式33)

Im[Γ(-l)]＝Im[Γ(0)exp(-j2βl)]＝Im[|Γ(0)|exp(jθ_O)exp(-j2βl)]＝Im{|Γ(0)|exp[j(θ₀-2βl)]}＝|Γ(0)|sin(θ₀-2βl).

功率差为：

(公式34)

P(0)-P(-l)＝2|v_f(0)|²[Im(Z₀)/Re(Z₀)]|Γ(0)|[sin(θ₀-2βl)-sinθ₀]＝-4|v_f(0)|²[Im(Z₀)/Re(Z₀)]|Γ(0)|cos(θ₀-βl)sin(βl).

由此可知，传输线上两点的功率相同需要特征阻抗Z₀为实数或：

(公式35) |Γ(0)|＝0，

或

(公式36) βl＝kπ，

或

(公式37) βl＝θ₀+π/2+kπ.

其中k为整数。

当负载的阻抗与传输线的阻抗相匹配时，|Γ(0)|为0，两点的功率相等。

另一种两点功率相等的情况为βl＝kπ，在该情况下，

(公式38) l＝kλ/2.

其中λ为波长，即传输线长度为半波长的整数倍，在该情况下两点的功率相等。

还有一种两点功率相等的情况为βl＝θ₀+π/2+kπ。

当波相负载端传输时，将经过衰减和相位变化(-φ)，其中φ为相对相位，相对相位与距离之间的关系如下式：

(公式39) φ＝βl＝ωl/υ＝2πfl/υ.

式中υ为相速度(phase velocity)，f为频率。

既然相对相位φ为波在传输线上传输的相位变化绝对值，且与频率呈比例关系，因此相对相位可通过频率来控制，因此可以选择合适的频率满足上述条件。

能够通过调整频率使功率差变为0说明也存在信号频率使功率因数为正或为负。

如果不能满足上述使功率差为0的条件，则功率差不为0，即两点之间的功率不同。不仅功率不同，而且通过控制相位变化能够使功率差为正。

至此，问题1～4已得到解决。为了回答下面的问题，将要对传输线的功率表达式进行推导并证明式(公式34)为正确的。我们将证明当传输线阻抗Z₀不为实数时，两点的功率由于波传输导致的相位变化出现数值不一致的情况。

此外，对于剩下的问题，我们将证明功率差可以为正值，这表明负责出耗散的能量将大于源端提供的能量。我们也将找出使功率差为正值的条件。

2.传统传输线模型

图1为传输线电路.

设传输信号的电压和电流分别为v和i，信号由电压源v_S驱动，角频率为ω，如图1所示。

图中，传输线的长度为l。源端的阻抗为Z_S，可以使电压源的内阻或源端的负载。

Z_T和Z_L分别为传输线特征阻抗和传输线终端阻抗。设源端的位置为z＝-l，负传输线终端的位置为z＝0，在下面的叙述中除非特殊说明将用负载端代替传输线终端的说法。

传输线的传播系数γ_T为：

(公式40) γ_T＝α_T+jβ_T

其中α_T和β_T分别为衰减系数和相位常数

对于电源通过传输线连接到负载，源端和负载端都有反射的情况，为了清晰区分入射波和反射波，设v_i(-l)和i_i(-l)分别为从源端传往负载端的电压和电流。下标i表示事件。电流i_i(-l)为：

(公式41) i_i(-l)＝V_i(-l)/Z_T.

信号经过传输后的相位变化量为(-φ_T)，其中为相对相位φ_T，距离l和有关：

(公式42) φ_T＝β_Tl.

在负载端，电压值v_i(0)和反射电压v_r(0)分别为：

(公式43) v_i(0)＝exp(-γ_Tl)v_t(-l)，

(公式44) v_r(0)＝Γ_L v_i(0)＝exp(-γ_Tl)Γ_L v_i(-l).

其中下标r表示反射，Γ_L为负载端的反射系数：

(公式45) Γ_L＝(Z_L-Z_T)/(Z_L+Z_T)＝|Γ_L|exp(θ_Γ).

其中θ_Γ为Γ_L的相位

图1中位于传输线前端的点A处的电压和电流分别为v(-l)和i(-l)，可以表示为：

(公式46) v(-l)＝v_s-i(-l)Z_S＝v_i(-l)+v_r(-l)，

(公式47) i(-l)＝[v_i(-l)-v_r(-l)]/Z_T，

其中v_r(-l)为负载端的反射电压，v_r(0)为反射电压传输到源端的值。其中v_i(-l)为：

(公式48)

v_i(-l)＝v_sZ_T/(Z_S+Z_T)+v_r(-l)(Z_s-Z_T)/(Z_S+Z_T)＝ηv_s+Γ_S v_r(-l)，

(公式49) η＝Z_T/(Z_S+Z_T)，

(公式50) Γ_S＝(Z_S-Z_T)/(Z_S+Z_T).

其中Γ_S为源端的反射系数。上市说明电压v_i(-l)包含两部分，一部分为由阻抗分压后的电压，另一部分为从负载端反射传到源端的电压。

该过程将一直循环，信号不仅在负载端反射，也在源端发生反射。以防信号从负载端反射又回到源端，信号在传输中会经过衰减和和相位变化，系数为exp(-γ_Tl)。因此，反射传播到源端的电压值v_r(-l)可以被表示为：

(公式51) v_r(-l)＝exp(-γ_Tl)v_r(0)＝exp(-2γ_Tl)Γ_L V_i(-l).

将v_r(-l)替换到v_i(-l)的公式中可得：

(公式52) v_i(-l)＝ηV_s/[1-exp(-2γ_Tl)Γ_SΓ_L].

因此，源端z＝-l处和负载端z＝0处的电压和电流分别为：

(公式53)

v(-l)＝v_i(-l)+v_r(-l)＝v_i(-l)+exp(-2γ_T/)Γ_L v_i(-l)＝ηv_s[1+exp(-2γ_Tl)Γ_L]/[1-exp(-2γ_Tl)Γ_SΓ_L]，

(公式54)

v(0)＝v_i(0)+v_r(0)＝exp(-γ_Tl)v_i(-l)+v_r(0)＝exp(-γ_Tl)v_i(-l)+exp(-γ_Tl)Γ_Lv_i(-l)＝exp(-γ_Tl)(1+Γ_L)v_i(-l)＝exp(-γ_Tl)(1+Γ_L)ηv_s/[1-exp(-2γ_Tl)Γ_SΓ_L]，

(公式55) i_i(0)＝exp(-γ_Tl)i_i(-l)＝exp(-γ_Tl)v_i(-/)/Z_T，

(公式56) i_r(0)＝-Γ_Li_i(0)＝-exp(-γ_Tl)Γ_LV_i(-/)/Z_T，

(公式57) i_r(-l)＝exp(-γ_Tl)i_r(0)＝-exp(-2γ_Tl)Γ_Lv_i(-l)/Z_T，

(公式58)

i(-l)＝i_i(-l)+i_i(-l)＝v_t(-l)/Z_T-exp(-2γ_Tl)Γ_L v_i(-l)/Z_T＝v_i(-l)[1-exp(-2γ_Tl)Γ_L]/Z_T.

假设传输线的特征阻抗Z_T的实部不为0，图1中点A的功率P_s为：

(公式59)

P_s＝1/2 Re[v(-l)i(-l)^＊}]＝1/2 Re{[v_i(-l)+v_r(-l)][i_i(-l)+i_r(-l)]^*}＝Re([1+exp(-2γ_Tl)Γ_L]v_i(-l){[1-exp(-2γT_Il)Γ_L]v_i(-l)}^＊)/(2Z_T)＝|v_i(-l)|² Re[1-exp(-2γ_Tl)^＊Γ_L ^＊+exp(-2γ_Tl)Γ_L-exp(-4α_Tl)|Γ_L|²]/(2Z_T)＝|v_i(-l)|²[1-exp(-4α_Tl)|Γ_L|²]/(2Z_T)

负载所消耗的功率P_l为：

(公式60)

P_l＝1/2 Re{[v_i(0)+v_i(0)][i_i(0)+i_l(0)]^＊}＝Re{exp(-γ_Tl)(1+Γ_L)v_i(-l)[exp(-γ_Tl)(1-Γ_L)v_i(-l)]^＊}/(2Z_T)＝exp(-2α_Tl)|v_i(-l)|² Re(1-Γ_L ^＊+Γ_L-|Γ_L|²)/(2Z_T)＝exp(-2α_Tl)|v_i(-l)|²(1-|Γ_L|²)/(2Z_T).

因此，在忽视传输衰减的情况下，A点处的功率P_S和负载端的功率P_l相同。

结果表明，当假设传输线特征阻抗存在实部，由于传输线的特征阻抗可表示为：

(公式61)

当频率足够高时，R和G的值可被忽略，则特征阻抗为实数。在之前的传统传输线理论中，我们假设了在频率足够高是传输线特征阻抗存为实数。在接下的论证中，我们将讨论特征阻抗不是实数的情况，并证明源端提供的功率与负载端耗散的功率不相等。

3.传输线阻抗非实数时的功率和阻抗

本章将讨论当传输线特征阻抗为复数时的情况。该情况限定在信号频率符合传输线模型，又不至于过高导致特征阻抗变为实数。

传输线的特征阻抗Z_T可表示为：

(公式62) Z_T＝|Z_T|exp(jθ_T)，

其中θ_T为Z_T的相位。

3.1功率

源端传输功率在图1中A点处的值P_S为：

(公式63)

负载端消耗的功率P_L为：

(公式64)

功率P_S取决于相对相位φ_T，而功率P_L则与相对相位无关。从表达式可看出功率P_S和P_L不相同。在忽略信号衰减的情况下，P_L和P_S之间的功率差P_D可表示为：

(公式65)

P_D＝P_L-P_S＝(1/2)|v_i(-l)|²[cosθ_T-|Γ_L|cos(θ_Γ-θ_T)+|Γ_L|cos(θ_Γ+θ_T)-|Γ_L|²cosθ_T]/|Z_T|-(1/2)|v_i(-l)|²[cosθ_T-|Γ_L|cos(θ_Γ-θ_Γ-2φ_T)+|Γ_L|cos(θ_Γ+θ_Γ-2φ_T)-|Γ_L|²cosθ_T]/|Z_T|＝(1/2)|v_i(-l)|²[-|Γ_L|cos(θ_Γ-θ_T)+|Γ_L|cos(θ_Γ-θ_Γ-2φ_T)+|Γ_L|cos(θ_Γ+θ_T)-|Γ_L|cos(θ_Γ+θ_Γ-2φ_T)]/|Z_T|＝(1/2)|v_i(-l)|²|Γ_L|[2sin(θ_Γ-θ_Γ-φ_T)sinφ_T-2sin(θ_Γ+θ_Γ-φ_T)sinφ_T]/|Z_T|＝-2|v_i(-l)|²|Γ_L|sinφ_T cos(θ_Γ-φ_T)sin(θ_T)/|Z_T|.

我们将结果与(公式34)中的功率差进行比较发现：

(公式66) Z₀＝Z_T，

(公式67) Γ(0)＝Γ_L，

(公式68) θ₀＝θ_Γ，

(公式69) βl＝φ＝β_T/＝φ_T，

(公式70) |v_i(0)|＝|v_i(-l)|.

根据(公式16)，(公式14)式中的前向传输波v_f(0)和(公式43)式中的电压信号v_i(0)有如下关系：

(公式71)

(公式72)

(公式73) |v_f(0)|²＝|v_i(0)|²cosθ_T/(2|Z_T|)

从而(公式34)式可表示为：

(公式74)

P_D＝P(0)-P(-l)＝-4|v_f(0)|²(sinθ_T/cosθ_T)|Γ_L|cos(θ_Γ-φ_T)sinφ_T＝-2|v_i(0)|²cosθ_T(sinθ_T/cosθ_T)|Γ_L|cos(θ_Γ-φ_T)sinφ_T/|Z_T|＝-2|v_i(0)|²|Γ_L|sinθ_Tcos(θ_Γ-φ_T)sinφ_T/|Z_T|.

与预期相同，该表达式与(公式65)完全一致

此外，当以下条件满足时，功率差P_D将为正值：

(公式75) sinφ_T cos(θ_Γ-φ_T)sinθ_T＜0.

例如当φ_T和θ_Γ为第一象限的角度，θ_T为第四象限的角度时，满足上述条件。因此，源端提供的功率将小于负载端耗散的功率。

可以看出在功率差为正的情况下，当(公式74)最后一行的正弦函数和余弦函数幅值最大时，功率差P_D达到最大。φ_T和θ_Γ可以为任意值，而θ_T需要如(公式103)所示在一定范围内。因此，sinφ_T和cos(θ_Γ-φ_T)的最大绝对值为1，而sinθ_T的最大绝对值为sin(π/4)。

当负载的阻抗与传输线的特性阻抗相匹配时，负载处的功率P_L达到最大值。但是当负载的阻抗匹配时，功率差变为零，这种情况是不可取的，本发明对该情况不作处理。当负载阻抗几乎匹配时，|Γ_L|变得接近于零，并且如(公式74)所示功率差与|Γ_L|成正比，导致功率差几乎为零，这种情况也是不可取的。因此，在设计发电机时，需要在最大化功率差和最大化负载处耗散的功率之间进行折衷。

相对相位φ_T可以通过频率或传输线的长度来控制。传输线特性阻抗的相位θ_T是通过设置适当的R、L、G和C值来确定的。反射系数的相位θ_Γ可以由传输线特性阻抗和负载阻抗确定。

功率P_S不包括在传输线路中发生的诸如欧姆损耗等功率损耗。传输线前端的功率P_S对应负载耗散功率P_L。因此，在传输线前端测量时，由源端功率P_m比P_S多出损耗P_loss的量：

(公式76) P_m＝P_S+P_loss.

因此，在实际应用中，负载端和传输线前端的功率差可表示为(P_L-P_m)。

3.2阻抗

图1中A点的阻抗Z(-l)为：

(公式77)

Z(-l)＝v(-l)/i(-l)＝[1+exp(-2γ_Tl)Γ_L]v_i(-l)/({[1-exp(-2γ_Tl)Γ_L]V_i(-l)}/Z_T)＝Z_T[1+exp(-2γ_Tl)Γ_L]/[1-exp(-2γ_Tl)Γ_L]＝Z_T[1+exp(-2α_Tl)exp(-j2φ_T]Γ_L]/[1-exp(-2α_Tl)exp(-j2φ_T]Γ_L].

由于阻抗取决于相对相位φ_T，因此，传输线电路的阻抗可以通过控制相对相位φ_T来调节。

如果包含源端阻抗Z_S，则电路阻抗Z_A可表示如下：

(公式78) Z_A＝Z(-l)+Z_S.

(公式77)中的分子的因数可表示如下：

(公式79) B＝|B|exp(jθ_B)＝1+exp(-2γ_Tl)Γ_L＝1+exp(-2α_Tl)|Γ_L|exp[j(θ_Γ-2φ_T)].

其中θ_B为B的相位。

反射系数的绝对值|Γ_L|为：

(公式80) |Γ_L|＝|(Z_L-Z_T)/(Z_L+Z_T)|＝|(Z_L/Z_T-1)/(Z_L/Z_T+1)|.

Z_L/Z_T可表示如下：

(公式81) Z_L/Z_T＝a+jb.

其中a和b为实数。

如果满足下式：

(公式82) a≥0，

则：

(公式83)

例如当Z_T为实数且负载由电阻、电容和电感等无源元件组成时，上述等式成立。但如果Z_T非实数，那么|Γ_L|可以大于1.

图2表示阻抗Z(-l)的分子在复平面内的表示。

首先考虑|Γ_L|≤1的情况

可推导出下列结果：

(公式84) exp(-2α_Tl)≤1，

(公式85) exp(-2α_Tl)|Γ_L|≤1，

(公式86) 1-exp(-2α_Tl)|Γ_L|≤|B|≤1+exp(-2α_Tl)|Γ_L|.

如图2所示，B可以表示为复平面中半径为r的圆：

(公式87) r＝exp(-2α_Tl)|Γ_L|.

B的最大相位角θ_BMax和最小相位角θ_BMin分别位于第一和第四象限。

同样，阻抗Z(-l)的分母中的因子[1-exp(-2γ_Tl)Γ_L]可表示为复平面中的圆，分母可表示如下：

(公式88) F＝|F|exp(jθ_F)＝1-exp(-2γ_Tl)Γ_L.

其中θ_F为F的相位，F的最大相位角θ_FMax和最小相位角θ_FMin分别位于第一和第四象限。

为了不失一般性，假设在F在第一象限，B在第四象限，并考虑以下条件成立的情况：

(公式89) |F|≤|B|，

(公式90) θ_F≥|θ_B|.

图3表示阻抗Z(-l)在复平面内的表示所包含的因数。

从图3可以看出当半径r为1时(θ_F-θ_B)达到最大值。

图4表示当r＝1时阻抗Z(-l)在复平面内的表示所包含的因数。

在该情况下，从图4可以看出，三角形MNP和MPW为等腰三角形。

(公式91) r＝1，

(公式92) ∠MNP＝θ_F，

(公式93) ∠MWP＝|θ_B|，

(公式94) θ_F-θ_B+∠MNP+∠MWP＝180°，

(公式95) θ_F-θ_B＝∠MNP+∠MWP＝90°.

其中∠符号表示角度。当半径r为1时，(θ_F-θ_B)总为π/2，在|F|＞|B|时也可得出同样的结论。

因此，(θ_F-θ_B)的最大值为：

(公式96) Max(θ_F-θ_B)＝π/2.

当B位于第一象限，F位于第四象限时，

(公式97) Max(θ_B-θ_F)＝π/2.

因此，(θ_B-θ_F)的范围如下：

(公式98) -π/2≤(θ_B-θ_F)≤π/2，

电路的阻抗可以表示为：

(公式99)

Z(-l)＝|Z(-l)|exp(jθ_C)＝Z_T[1+exp(-2γ_Tl)Γ_L]/[1-exp(-2γ_Tl)Γ_L]＝Z_TB/F＝Z_T(|B|/|F|)exp[j(θ_B-θ_F)]＝(|Z_T||B|/|F|)exp[j(θ_T+θ_B-θ_F)].

其中θ_C为阻抗Z(-l)的相位。

传输线的复参数可表示如下：

(公式100)

(公式101)

其中θ_R和θ_G分别为对应相位。

如(公式61)所示，传输线的阻抗为上述两个量之比的平方根。假设R和G非负，当波导材料为无源的时，复数(R+jωL)和(G+jωC)位于第一象限或第四象限中的同一象限。(Roger B.Marks and Dylan F.Williams，A general waveguide circuit theory，Journal of Research of NIST，Sept.-Oct.1992，Vol.97，No.5：pp.553-562.)相位变化(θ_R-θ_G)的范围如下：

(公式102) -π/2≤(θ_R-θ_G)≤π/2.

由于Z_T的相位为(θ_R-θ_G)/2，其值的范围如下：

(公式103) -π/4≤θ_T＝(θ_R-θ_G)/2≤π/4.

阻抗Z(-l)的相位θ_C的范围如下：

(公式104) -3π/4≤θ_C＝(θ_T+θ_B-θ_F)≤3π/4.

换句话说，传输线阻抗Z(-l)可以位于任意象限，包括功率因数小于零的第三或第四象限。当功率因数小于零时，总体上功率流回源端。

(公式105) P_S＜0.

这表明该电路可以用作发电机。需要注意的是，在该情况下，功率仍会在负载处被耗散，而一部分功率会流回电源。当功率因数小于零时，功率差P_D始终为正。

(公式106) P_D＝P_L-P_S＞0.

对于下面的情况：

(公式107) |Γ_L|＞1.

当|Γ_L|≤1时，图2中圆的半径大于1，且可以看出，通过调整相对相位φ_T、传输线的特性阻抗和负载的阻抗，可以使相位θ_C位于任意象限中。

当满足上述等式时，令r如下：

(公式108) r＝exp(-2α_Tl)|Γ_L|＝1+ε.

其中ε为正数

图5显示了当(r＞1)时，阻抗Z(-l)在复平面中表示的因子

如图5所示，如果：

(公式109) θ_Γ-2φ_T≈0，

则

(公式110) |θ_F-θ_B|≈π.

即使r稍大于1，上式依然成立：

(公式111) ε＝0⁺.

因此，在r大于1的情况下，通过控制相对相位φ_T，传输线电路的阻抗相位θ_C可以为-π到π之间的任意值。需要注意的是，在该情况下，即使不添加相位θ_T来构成电路阻抗的相位，(θ_B-θ_F)也可以在任意象限中。当电路阻抗相位为π时，则电路的阻抗为负

考虑另一个例子，当下式满足时：

(公式112) r＝exp(-2α_Tl)|Γ_L|＝tan[3/(8π)]，

(公式113) θ_F＝|θ_B|.

则

(公式114) θ_F-θ_B＝3π/4，

(公式115) θ_C＝θ_T+θ_B-θ_F＝θ_T-3π/4

(公式116) |B|/|F|＝1，

(公式117) Z(-l)＝Z_T(|B|/|F|)exp[j(θ_B-θ_F)]＝|Z_T|exp[j(θ_T-3π/4)].

在这种情况下，电路阻抗与传输线的特性阻抗相同。由于θ_T不大于π/4，电路的阻抗位于第三象限，实现了负功率因数。

相对相位φ_T可以通过调整频率或传输线的长度来控制。频率不应高到足以使传输线的特性阻抗为实数。传输线特性阻抗的相位θ_T是在设计传输线时通过选择R、L、G和C的值来确定的。反射系数的相位θ_Γ由传输线的特性阻抗和负载的阻抗决定。因此，通过选择合适的频率、传输线及其长度和负载，可以在波导电路或传输线电路中实现负功率因数。

注意，一旦为波导电路或传输线电路选择了介质、结构和负载，调整电路相位和阻抗的变量就是相对相位φ_T，因为相对相位是由频率控制的。

4.输电线发电系统(PGTLS)

4.1输电线发电系统

通常，传输线用于传输电或电磁信号。从此处开始，传输线系统不仅包括同轴电缆、微带、三板、带状线等带有传输线的电路，还包括光纤、光子晶体光纤等带有波导的电路。上述电路可转换为等效传输线电路。从此处开始，由于波导电路可以转换为前面提到的等效传输线模型的电路。在本发明中描述的传输线系统中基本上可以包括电磁波传播的所有可能的波导电路。

由于本发明所述的原理适用于所有一般的传输线电路，因此本发明所述的传输线电路不仅包括转换为等效传输线电路的波导电路，还包括不是由波导电路转换而来的传输线电路。

这里发明的传输线电路的主要目的不仅仅是提供负载上消耗的功率。相反，它是根据电源提供的功率和电路的阻抗取决于波的相位变化量和其他变量的原理在负载处产生功率，如(公式74)和(公式77)中所述。

因此，在该传输线电路中，电源提供的功率整体上变小或为负，因为功率因数可能接近零或为负。为此需要通过控制相对相位来调整电路的功率因数。

除了要添加的负载之外，还可以找出传输线的频率、长度、电抗的正确组合，以获得电路阻抗的所需相位。

此外，传输线应构造成具有必要的相位。应选择传输线的四个参数R、L、G和C，以满足电路阻抗的所需相位和与负载阻抗的反射系数有关的特性阻抗。

在处理实际应用时，从此处开始，除非特殊说明，都用(P_L-P_m)代替(P_L-P_S)为功率差P_D。

系统需要有一个AC(交流电压)发生器来产生正确的频率，以便电路具有所需的功率因数或相对相位。该交流发电机应产生的相对相位的条件在(公式75)中进行了描述。因此，交流发电机和输电线路电路应配和在一起使得电路可以作为发电机工作。在这方面它不同于普通的传输线电路。

在本发明的“输电线发电系统(PGTLS)”中，交流发电机应与输电线路的配置高度匹配，使其频率处于正确的频率范围内或具有适当的相对相位，使得功率差P_D为正。

图6为输电线发电系统(PGTLS)

图6中的“具有正确频率的交流发电机(AGRF)”模块可以由两部分组成：频率合成器(或信号发生器)(Dean Banerjee，PLL Performance，Simulation and Design，4thed.Dog Ear Publishing，LLC.，Aug.2006.)和放大器部件。信号发生器产生使“传输线电路(TLC)”中的功率差P_D为正的频率，放大器部分放大信号发生器产生的信号，以正确的电压幅度馈入TLC。例如，AGRF可以是如H桥一类的脉冲波发生器。我们稍后会详细解释。

4.2传输线电路(TLC)

除了传输线后端的负载外，PGTLS中的源端也可以有负载。源端负载可以是交流电设备或直流电设备。如果是直流电设备，则TLC中需要一个整流器，将AC转换为DC，然后再进入设备。因此，这里所说的TLC是指负载为直流设备时包含必要整流器的电路。负载可以包括一个或多个电池或(超级)电容器。必要时，可以将TLC中的电压调整到适当的水平，以便为电池或(超级)电容器充电。在这种情况下，电池或(超级)电容器作为其后其他电路的新电源工作。

当交流负载设备使用与AGRF产生的频率不同的频率时，应将该频率转换为设备使用的频率。必要时，TLC可以包括该变频器。

图7为PGTLS系统源端有负载的例子。

PGTLS可以在源端有负载ZS，如图1所示。负载位于前端时的PGTLS示例在图7中，其中电池或(超级)电容器通过TLC源极侧的整流器。在图7中，将平面交叉点A1和A2左侧的电路转换为Thévenin等效电路时，可以按照与之前相同的方式分析该电路。这样，当功率因数变为负值时，可以在源侧的负载处消耗功率。

源端无负载时，在功率差P_D为正的情况下，可以使负载消耗的功率尽可能大。当源端也有负载时，根据用户的需要，可以增大源端或后端的功耗，或增大功率差。但功率差P_D为正的条件应当在任何情况下都满足。除非另有说明。使功率差P_D为正的这种条件适用于本发明的所有领域，不仅适用于PGTLS，而且适用于稍后描述的“自持系统”。

4.3具有正确频率的交流发电机(AGRF)

一般来说，AGRF会产生某一频率的正弦波。实际上，不仅单一频率的信号满足(公式75)，还有一些连续频率区域使功率差P_D为正。但为了使论证简单，我们在下文中仅以单一频率进行解释。

如果需要正弦波，则可以从AGRF生成其他形式的信号，并且可以附加选择特定频率的滤波器。因此，在这种情况下，它可以有两部分：第一部分用于产生电压信号，第二部分仅放大所需频率的信号。例如第一部分产生一个方波电压波，然后将其馈入串联LC滤波器，该滤波器仅通过具有正弦形式的所需频率信号。如果不需要正弦波，则可以省略滤波器。

AGRF可以进一步分为两种：固定的和动态的。固定类是当AGRF用于频率范围内的频率时，不会改变它产生的频率。这在负载阻抗不变时很有用。例如，如果负载是未连接到其他设备的电池，则即使总体上不消耗源端的能量，TLC也用于为电池充电。

4.4(自动)电池或(超级)电容器充电切换系统

如果PGTLS充电的电池连接到其他设备或消耗功率的负载，则负载的阻抗通常会发生变化。在这种情况下，可以使用下面描述的动态AGRF，或者可以使用多个电池，其中一些电池由PGTLS充电，而其余电池用于为设备供电，如图8所示。

图8显示了为电池组充电的开关系统。负载设备由未由PGTLS充电的电池组供电。

当一个电池组充满时，将依次对另一个电池组充电，并且负载设备将由冲满电的电池组供电。以上过程可以通过使用一个开关来完成，该开关通过(自动)测量电池组的充电水平来实现。当设备是交流设备时，可以使用逆变器将来自电池的直流电转换为交流电。这里的电池是为设备供电的可能来源的一个示例。其他设备也可以用作电源，例如(超级)电容器。必要时，可以将TLC中的电压调整到适当的水平，以便为电池或(超级)电容器充电。这种用于为电池或(超级)电容器组充电的(自动)切换系统适用于本发明的整个领域：不仅适用于PGTLS，而且适用于下文所述的“自持系统”。这种(自动)切换系统也适用于源侧的负载。

4.5动态AGRF及监测控制模块

当负载的阻抗发生变化时，需要动态改变频率使功率因数保持不变，除非功率差P_D足够大，或者系统停留在阻抗变化前的某个状态。需使电路的阻抗如公式77所示：

(公式118) Z(-l)＝Z_T[1+exp(-2γ_Tl)Γ_L]/[1-exp(-2γ_Tl)Γ_L]＝|Z(-l)|exp(jθ_C).

其中θ_C为电路阻抗Z(-l)的相位

例如，可以通过测量一些系统变量来监测负载的变化，从而监测电路阻抗相位的变化Δθ_C。为了动态控制频率，需要一个“监测控制模块”。

图9为包含动态AGRF的PGTLS系统

例如，电路阻抗相位θ_C可以通过观测P_S，v(-l)和i(-l)来监视

(公式119) θ_C＝acos[P_S/{V(-l)_rmsi(-l)_rms}].

其中下标rms表示均方根。

需要注意的是，在等效传输线模型中，电压和电流在高频下具有难以分析。但是，尽管电压和电流难以分析，但等效传输线模型中的功率与波导的功率相同，且使用上式测量的电路相位得到的结果也是正确的。

因此，如果θ_C发生变化，则可以相应地改变AGRF的频率，以满足与阻抗或前面提到的功率相关的一些条件。AGRF生成满足给定条件如功率差P_D相关的相位的新频率的信号。

4.6决定频率变化方向和幅度的模块

当相位θ_C或被监测的某些变量发生变化时，提高还是降低频率是由电路变量决定的，例如电路阻抗的大小和相位等。相对相位随着频率的提高而变大，对于频率的微小变化，相对相位的变化通常与频率的变化方向相同。但是，由于有些频率无法实现正功率差，因此应仔细确定频率变化的方向。

依据系统阻抗相位与频率之间关系是决定频率应当变化的方向和幅度的最简单方法之一。例如，当初始设置系统时，对于给定阻抗绝对值和相位及其他相关变量的电路，相位变化对频率变化的响应将记录在一个表格中。然后可以在记录表中查到频率变化的方向和幅度。

其中一种实现方法是使用机器学习算法。例如，使用神经网络训练频率变化的方向或数量。神经网络输入为电路的相位和阻抗大小或其他相关变量，输出为频率方向或频率变化量及隐藏单元的层数。经过训练后，只要监视器检测到电路的相位或阻抗发生某种变化，就可以使用神经网络调节频率变化。

另一种更简单的方法是″试错法″。当需要改变频率时，动态AGRF试图改变频率的某个或任意方向。如果那个方向没有给出预期的结果，那么它可以尝试相反的方向来改变频率。以这种方式，电路运行以在源侧以最小或负功率产生必要的功率。

这个决定频率变化方向和量的″监测控制模块″可以是软件、固件或硬件形式的模块。

4.7连接直流电源时：长寿命电池系统

考虑DC电源连接到PGTLS的情况。例如在智能手机内部有一块电池。如果电池连接到PGTLS，则电池仅提供驱动AGRF所需的功率而不是给TLC供电。TLC可以为智能手机中的其余电路供电。因此，电池可以使用更长的时间，并成为一个长寿命的电池系统。如前所述，TLC的负载可以是电池或(超级)电容器。然后电池或(超级)电容器成为智能手机其余部分的电源。此外，如图8所示，在这种情况下可以实现一个电池组充电而另一个电池组向设备供电的(自动)切换系统。

图10为长寿命电池系统

4.8连接交流电源时：低功耗系统

考虑将交流电源连接到PGTLS的情况。如果交流电源的频率不是使功率差P_D为正的期望频率，则有必要将频率改变为期望频率。改变频率可以通过变频器来完成。例如，可以使用整流器将交流电整流为直流电，然后使用直流电源，AGRF模块可以产生TLC模块所需的交流电。如前文所述，H桥可用于生成必要的脉冲波，必要时可加装滤波器，将脉搏波转换为正弦波。

图11低功耗系统，该例中在变频电路中使用了整流器。

以一个50或60Hz的市电与发电传输系统相连的系统为例。电源低频不适用于PGTLS，因为它不能使功率因数变低或为负。因此，如果将低频变为所需的高频，然后将高频馈送到PGTLS中的TLC，则可以通过PGTLS中的TLC为电子设备供电。这里，来自电网的功率仅用于将AGRF中的低频转换为高频。这样就可以实现一个不消耗太多功率的系统，同时设备所需的功率也由PGTLS提供。

4.9组合系统

“静态AGRF”或“动态AGRF”可以与“长寿命电池系统”或“低功耗系统”相结合。换句话说，有四种系统：

“具有PGTLS和静态AGRF的长寿命电池系统，”

“具有PGTLS和动态AGRF的长寿命电池系统”

“具有静态AGRF的PGTLS的低功耗系统”，以及

“采用PGTLS和动态AGRF的低功耗系统。”

此外，这些系统可以级联在一起以完成特定任务。

并且“为电池或(超级)电容器组充电的(自动)切换系统”可以连接到TLC的负载端或每个组合系统的源侧以对电池或(超级)电容器组充电。

4.10多相系统

至此提到的单相PGTLS的原理和应用可以以相同的方式应用于多相PGTLS，因为多相PGTLS由多个单相PGTLS组成。

5.自持系统

5.1自持系统：具有反馈的系统

上面提到的PGTLS由AC或DC电源提供功率输入。除了包含动态AGRF的系统外，PGTLS在系统中没有反馈。

当TLC产生的电能超过所提供的电能时，其输出不仅可以用于负载，还可以反馈给系统，形成自持系统。在这种情况下，有两种可能的系统：一种没有蓄能器的系统，另一种有蓄能器的系统。在此，“输出”功率不仅是指后端负载的功率，还包括当源提供的功率变为负值时源侧负载的功率(如果有的话)。

5.2无储电模块的自持系统

对于第一种无储电模块的自持系统，TLC的输出直接馈入源端以维持系统。由于TLC的输出电压反馈给系统，因此输出和输入电压波应该具有相同的幅度和相位，并且需要小心调整，不要使波形失真。

首先考虑AGRF的输入为直流电的情况。使TLC的输出电压变为AGRF的输入电压的一种方法是将DC-to-DC转换器连接在TLC的输出端使电压输出为直流电。

当TLC的输出为交流电时，可以将其转换为直流电，然后可以使用DC-to-DC转换器。然后转换器的输出被反馈到AGRF的输入。

处理带有交流输入的AGRF的一种方法是将直流到交流逆变器连接到TLC的输出。然后逆变器的输出反馈到AGRF的输入。例如，当AGRF的输入为市电频率为50或60Hz的交流电时，如果TLC的输出为交流电，则首先整流为直流电，然后转换为市电频率的交流电并传输到AGRF。

当有反馈时，TLC输出电压的相位调整应不使电压信号失真。输出电压的相位与TLC的输入相位进行比较，并在进入AGRF之前调整为具有适当的相位。需要注意的是进入TLC的波应该没有任何相位失真。

图12为无储电模块的自持系统

因此，图12中的“幅度和相位调整”模块作为AGRF的输入在输入AGRF之前对输出电压的幅度和相位进行了必要的调整。

“具有动态AGRF的PGTLS”和“无储电模块的自持系统”的区别在于“动态AGRF”的“监控模块”中，虽然会根据TLC阻抗的变化而改变频率，但TLC的输出不反馈给AGRF，而在“无储电模块的自持系统”中，只要负载没有变化，TLC的输出电压就会反馈给AGRF的输入端。当负载的阻抗发生变化时，即电路阻抗的幅度或相位发生变化时，“无储电模块的自持系统”的″幅度和相位调整模块″应当与″监测控制模块″具有相似的功能。也就是说，“幅相调节”模块在监测负载情况时应该能够适应负载的变化，产生具有适当幅值、相位和频率的电压波。在这里，为了方便起见，“幅度和相位调整”模块包括了AGRF如图12所示。

自持系统可为负载供电。如前所述，当功率差P_D为正时，负载可以在TLC的后端，当功率因数为负时，负载也可以在TLC的源极侧。这个关于负载的理论也可以应用到下面提到的“带有蓄能器的自持系统”中。

要启动“无储电模块的自持系统”，必须使用外部电源为系统供电。当系统进入稳定状态时，可切断外部电源，系统变为自持状态。

5.3有储电模块的自持系统

第二种自持系统是带有储电模块的。需要一个出点魔抗来存储AGRF的功率和可能的负载功率。TLC的输出功率用于为蓄能器充电。

图13为有储电模块的自持系统

工作流程如下：首先，储电模块是为系统提供功率，储电模块可以是电池或(超级)电容器(组)，然后由AGRF产生使功率差P_D为正的正确频率交流电并馈入TLC。接下来，在进入整流器之前调整TLC的输出电压幅度。这样，当输出电压变为直流时，给蓄电装置充电电压为合适值。调整TLC的输出电压幅度的这个过程可以在这个阶段或稍后完成如在整流过程之后。重要的是调整电压的幅度，以便它可以以正确的幅度再次馈入TLC。或者在对TLC的输出进行整流后，可以使用DC-to-DC转换器来调节输出电压电平，从而为蓄能器充电。

来自整流器的直流电进入储电模块。如前所述，电压的幅度可以在整流后进行调整。通常在整流电路中有一个电容来消除纹波。如果电容器的容量足以充当储电模块，则不必再连接一个储电模块。那么在这种情况下可以省略图13中的储电模块。

由于功率因数可以接近于零甚至为负，所以可以从系统中提取功率以进行有用的工作。

图14为带有一个带有监测控制模块和储电模块的自持系统

″有储电模块的自持系统″中的AGRF可以具有与″监测控制模块″类似的附加功能。在该情况下，AGRF模块监测负载情况的变化，并且应该能够适应负载的变化以产生具有适当幅度、相位和频率的电压波。在这种情况下，系统有一个从TLC到AGRF的反馈回路，如图14所示，因此AGRF可以获取有关负载情况的信息。实际上，由于负载可以连接到系统中的任何位置，反馈回路可以从系统中的任何模块连接到AGRF。在这种情况下，应该使用正确的反馈回路并相应地改变系统的结构。

5.4具有(自动)切换系统的自持系统

此外，如图8所示，(自动)切换系统可以与自持系统一起使用，为电池或(超级)电容器(组)充电，而另一个电池或(超级)电容器(组)则用作给设备供电的电源。因此，“自持系统”可以代替图8中的PGTLS。如前所述，不仅TLC的终端，而且源端都可以连接到(自动)切换系统，如在图7中。

5.5多相系统

到目前为止提到的原理和应用也可以以相同的方式应用于多相PGTLS，因为多相PGTLS由多个单相PGTLS组成。

5.6组合系统

到目前为止描述的所有系统，包括PGTLS和″自我维持系统″，都可以组合在一起完成特定任务。

5.7功率过大控制模块

可以将用于在产生过大功率时减少或切断电源的控制模块插入到PGTLS、″自我维持系统″和(组合)系统中。当功率过大时，可以将多余的功率转移到不同的负载如(可变)电阻器中。(可变)电阻器用作(可变)负载以吸收过多的功率。过功率控制模块可以为过功率计算出合适的电阻值来控制可变电阻。该模块可以放置在系统中的任何位置。例如，AGRF或TLC内部可以具有过功率控制模块的功能。当输出的功率大多时，过功率控制模块可以切断电路使电路不工作。

其他保护电路，如过流保护、过温保护、过压保护、短路保护、浪涌保护、欠压锁定和电压隔离等，都可以附加到系统中

6.PGTLS中的功率因数校核

AGRF模块向TLC提供必要的AC信号。TLC的阻抗通过控制信号在传输线传播时的相位变化量进行调整。

TLC阻抗的相位值，即TLC前端的电压相位与电流相位之间的差值，可以进行调整，从而从前端测量的AGRF发送的有效功率-TLC的结尾可以(接近)零甚至是负数。

从AGRF发出的有功功率的幅值之所以变小，并不是因为电流的幅值被最小化，而是因为电压相位与电流相位之间的差异

虽然AGRF发出的有功功率的幅值变小了，但视在功率的幅值仍然可以很大，电源需要产生幅值较大的电流。因此，电源显示出不必要的低效性。这就是为什么我们需要在PGTLS中进行功率因数校正。当添加功率因数校正器时，AGRF不必产生大峰值的电流，变得高效。

本发明的功率因数校正与传统的功率因数校正方法有以下不同：

a)本发明中的功率因数校正是为了使TLC前端的无功功率的幅值最小化。相比之下，电路中传统的功率因数校正是将后端侧负载处的无功功率幅值最小化。

b)当电路的阻抗位于第二或第三象限时，本发明的功率因数校正通过最小化无功功率的数值使功率因数(接近)-1。相比之下，传统的功率因数校正是通过最小化无功功率的大小使功率因数为(接近)1。

在电功率计算中，视在功率(S)、有功功率(P)和无功功率(Q)的关系如下：

(公式120) S²＝P²+Q²

当P与S的夹角为θ时，功率因数为cosθ，且

(公式121) cosθ＝P/S.

此外，角度θ是电路中电压相位与电流相位之间的差。

一般来说，传统的功率因数校正是为了使功率因数变大，从而使负载的无功功率的幅度最小化。

让我们考虑图15中传统功率因数校正的示例。设S₁和Q₁分别为功率因数校正前的原始视在功率和无功功率。在这种情况下，电源提供视在功率S₁。假设通过将无功功率Q_c添加到电路中，无功功率将变为Q₂。在这种情况下，视在功率变为S₂，这是可取的，因为电源提供的视在功率较小，从而完成″功率因数校正″。

功率因数校正的方法有：无源功率因数校正、有源功率因数校正和动态功率因数校正。尽管它们都可以用于校正本发明中描述的TLC的功率因数，但我们将以最简单的一种为例来说明本发明的概念。

例如，最简单的方法是在电路/系统中添加无源电抗元件，例如电容器或电感器，以降低电抗的总幅值。然后，额外的无功分量将提供无功功率以满足无功负载的需要。这样，由于电源不必向负载提供不必要的无功功率，因此可以减小视在功率的最大值。

图15显示了一个幂三角形。P为有功功率，Q₁为原始无功功率，S₁为功率因数校正前的原始视在功率。Q₂是新的无功功率，S₂是经过功率因数校正后加上Q_c无功功率后的新视在功率。

在交流电路中，有功功率是在一个完整周期内平均的电压和电流波的积分。如果阻抗位于第一象限或第四象限，积分值总是非负的，从而导致功耗。但是，如果有办法使阻抗位于第二或第三象限，则积分值将变为负值。在这种情况下，功率因数将变为负数，功率将流回至电源。

新的传输线电路公式的推导，包括上面的(公式77)，允许TLC的阻抗被放置在复阻抗平面的第二或第三象限中。可以通过控制相对相位来调整阻抗。

控制相对相位的一种方法是改变TLC的输入频率。然后根据(公式77)控制TLC的阻抗。

我们可以利用上述等式的阻抗调整构建许多PGTLS配置。PGTLS的基本配置通常由AGRF和TLC组成。可以对″监测控制模块″、″幅度和相位调整″等内容进行必要的操作。

尽管可以在所有配置中进行功率因数校正，但我们将使用最简单的配置来介绍与TLC的阻抗调整相关的功率因数校正的概念。

让我们假设一个PGTLS场景。负载可以加在TLC的源端和后端。虽然PGTLS中的负载可以在源端也可以在TLC的后端，但在以下讨论功率因数校正时，为了简化讨论，提到的负载是TLC后端的负载。

功率因数校正是电气工程中的一个既定理论。然而，传统的功率因数校正仅处理功率因数介于0和1之间的情况，其中阻抗位于复阻抗平面的第一或第四象限。

例如，如果TLC的阻抗相位为89度，则实际功率接近于零。它之所以变成一个小的正量，并不是因为电流的幅度最小，而是因为电压的相位和电流的相位不同。虽然有功功率变成了一个小的正量，但是AGRF仍然需要产生大峰值的电流。因此，AGRF变得不必要地低效。这就是为什么我们需要在PGTLS中进行功率因数校正。

TLC的阻抗可以放在阻抗复平面的第二或第三象限，这使得功率因数为负。在这种情况下，TLC前端的实际功率变为负值，因为TLC的阻抗相位超过90度且小于270度。

在传统配置中，功率因数可能变为负值，其值从0到-1，例如在太阳能电池板将剩余功率返回给电源的情况下。但在这种情况下，当太阳能电池板被视为电源时，功率因数变为正数。相比之下，在PGTLS中，由于信号在传输线路传播过程中发生的相位变化和其他因素，功率因数变为真正的负数。

图16显示了功率因数为负时的功率三角形。

在图16中，阻抗位于第二象限，因为有功功率变为负值且无功负载为感应电路。通过功率因数的校正，无功功率由Q₁变为Q₂。通过使功率因数校正器的无功功率Q_c等值于功率Q₁，从而使合成的无功功率Q₂变为零。

图17展示了具有功率因数校正器的PGTLS的示例。

在图17中，示例展示了包括功率因数校正器的PGTLS的框图。为了简化图表，从TLC到AGRF省略了在之前已经解释过的可选反馈部分。功率因数校正器模块可以是添加了一个或多个电抗元件的无源模块。它可以是有源或动态功率校正器，在这种情况下，可能需要来自TLC的反馈来获取有关TLC的阻抗或功率的信息。图17描述了需要这种反馈的情况。

当需要反馈时，关于TLC阻抗的信息可以来自TLC的前端，如图17所示，这些信息可以包括rms电压v(-l)_rms、rms电流i(-l)_rms和TLC前端的有功功率P_S。TLC的相位θ_C由(公式119)确定，幅值|Z(-l)|TLC的阻抗的计算公式如下：

(公式122) |Z(-l)|＝v(-l)_rms/i(-l)_rms.

TLC的相位信息可以来自TLC的其他部分。例如，当我们知道信号通过传输线传播时发生的衰减量和相位变化时，可以使用来自TLC后端的信息来计算前端TLC的阻抗使用量(公式77)。当反馈来自其他部分时，图17中的反馈回路应相应改变。

功率因数校正器可以放置在TLC中或能够获得有关TLC阻抗信息之处。因此，功率因数校正器可以放置在TLC的前端或PGTLS中的其他位置。

让我们考虑一些在PGTLS中进行功率因数校正的情况：

1)在PGTLS中，AGRF为TLC提供必要的电源。令W为AGRF电路为产生TLC所需的波而消耗的实际功率。W不包括提供给TLC的功率。由于功率差是TLC后端负载处的实际功率与TLC前端测得的提供给TLC的功率之差，通常为负值。然而，当满足诸如(公式75)之类的条件时，它变为正值。如果功率差为正，并且满足以下条件，则PGTLS作为一个整体产生功率：

(公式123) (P_L-P_m)＞W.

在满足上述条件时，TLC前端测得的TLC有功功率可以为正值或负值。在这种情况下，如果通过功率因数校正使无功功率变为0，则当TLC前端的有功功率为正值时，功率因数变为1，而当TLC前端的有功功率为-1时，功率因数变为-TLC的后端产生负值。

2)如果TLC的阻抗位于第二或第三象限，则TLC消耗的有功功率变为负值。在这种情况下，如果进行功率因数校正使无功功率为零，则功率因数变为-1。

3)如果TLC的有功功率为零，则TLC的功率因数为零。TLC消耗的实际功率可以为零的一种解释是，信号在通过传输线传播时会发生相位变化。虽然有功功率消耗在后端的负载上，但在TLC前端没有电阻值，因为TLC前端的阻抗取决于相对相位。在这种情况下，当通过功率因数校正使无功功率为零时，AGRF提供的电流幅度可以实现最小化，并且将效率提高。下面描述了这种情况的一个示例。

现在，我们将考虑一个具体的例子。尽管可以使用各种功率因数校正系统来校正PGTLS的所有可能配置的功率因数，但我们将给出最简单的示例来传达本发明的思路

让我们假设一个系统，其中将TLC视为图18(a)中的等效电路。TLC的阻抗Z(-l)即为：

(公式124) Z(-l)＝|Z(-l)|expθ_C＝R_C+jX_C.

其中R_C和X_C分别是在TLC前端看到的TLC的电阻和电抗。

图18显示了PGTLS的等效电路。图18(a)显示了没有功率因数校正的系统。图18(b)显示了一个电容为C的电容器并联用于TLC的功率因数校正。这里，ωL和1/(ωC)分别是感抗和容抗。

TLC阻抗的相位可以通过控制相对相位来调整到所需的值。不失一般性来说，让我们假设TLC的阻抗位于复阻抗平面的第二象限。(当TLC的阻抗在第三象限时，可以应用同样的原理。)那么TLC除了负阻性负载外，还有一个感性负载。

现在让我们假设在电路中放入一个电容器，如图18(b)所示。然后通过降低TLC中无功功率的幅度来应用功率因数校正原理，AGRF可以变得高效。

当TLC的阻抗的电阻R_C为零时，会出现有趣的现象，如上述情况3)中所述。虽然TLC后端的负载是纯阻性的，但是通过控制相对相位可以将TLC的阻抗相位设置为90度。在上述情况下，电容器的电抗如下进行赋值：

(公式125) 1/(ωC)＝ωL.

然后，在角频率

处，发生谐振，TLC与电容结合的阻抗幅度变得非常大。与未添加电容器(功率因数校正器)时的电流i_a相比，来自AGRF的电流i_b的幅度变得非常小。这样，AGRF不必消耗太多的功率来产生大振幅的电流。当感性负载需要时，电容器(功率因数校正器)提供必要的无功功率。

除了将无源无功元件用于功率因数校正之外，还可以使用其他方法，例如有源或动态功率因数校正模块。例如，当TLC连接到使用二极管的整流电路时，由于二极管是非线性器件，因此有源功率因数校正可能会派上用场。以上使用电容器作为无源功率因数校正器的说明是对本发明概念的示例。

功率因数校正器需要电源才能在PGTLS发电之前运行，因此可能需要备用电源。

尽管负载上的功率与电源提供的功率之间的功率差是正的，但在某些情况下，TLC的阻抗可以放在第一象限或第四象限。在这种情况下，可以应用相同的原理。那么功率因数在0和1之间，可以按照图15的说明进行功率因数校正。但是这种情况也与传统的功率因数校正不同，它试图去除前端的无功功率TLC的末端，而不是后端负载的无功功率。

当如上所述应用功率因数校正时，AGRF可以变得高效，因为它不必向TLC提供大幅度的电流。

注意，本发明中的功率因数校正不同于传统的功率因数校正。当应用于电路时，传统的功率因数校正是为了最小化电路后部负载的无功功率的大小。

然而，在本发明中，进行功率因数校正不是为了最小化TLC后端负载处的无功功率的峰值，而是最小化在TLC前端测量的无功功率的峰值。

此外，在本发明中，我们会根据TLC的阻抗，进行功率因数校正以使功率因数为(接近)1或-1，而在传统的功率因数校正中，是使功率因数为(接近)1.另外，当TLC消耗的有功功率为零时，可以制作谐振电路，使AGRF提供的电流幅值几乎为零。

7.设计负载

通常，通过在负载处添加电阻器和/或电抗元件，可以改变电路阻抗的相位。但是负载通常是电阻性的，并且假设电阻已经由于负载要求值固定。或者在功率差变为正值或较大的情况下，可以确定电阻，使负载处的功率尽可能大。因此，用适当的电抗值设计负载将有助于通过改变频率和/或改变传输线的长度来最小化相位变化。换言之，应选择负载的电抗值，以使TLC的阻抗置于复平面的所需象限内。

值的注意的是，负载的无功值会随着频率的变化而变化。例如，虽然负载是电阻器，但随着频率的升高，它会表现出一些电容和电感。因此，在设计负载时必须注意。

8.在传输线/波导中使用波速较慢的材料介质

一般来说，PGTLS中的AGRF会产生正确频率的电压波并将其发送到TLC，从而可以控制相对相位。

为了获得电路阻抗的所需相位，在给定的传输线上有三种方式或三种方式组合来实现：改变传输线的长度/使用不同的频率/确定了传输线电路的负载和介质后增加无功分量

用于传输线或波导的材料介质也与相对相位的控制有关。如(公式39)所示，相对相位与波速成反比关系。波速与材料介质的磁导率和介电常数有关。(Nannapaneni N.Rao，Fundamentals of Electromagnetics for Electrical and Computer Engineering，Chapter 5，Illinois ECE Series，available on the web：https://ece.illinois.edu/webooks/nnrao2009/Rao％20Fundamentals％202009％20full％20text.pdf)因此，如果波传播时要发生足够的相变，选择正确的材料作为传输线的介质很重要。

一般来说，随着波速变慢，相对相位变大。如果我们选择一种波速较慢的材料，在其他条件不变的情况下，相对相位会更大。因此，在这种材料中，可以用较低的频率或较短的传输线来实现相同的相对相位。

9.脉冲波在PGTLS中的分解和使用

当通过介质传播的波长与传输线的长度相当时，需要引入传输线理论中使用的分布式电路模型。当传输线的长度与波长相比很短时，则改用集成电路模型。

当电波的频率很高时，(公式61)中的R和G值可以忽略不计，传输线的特性阻抗变为实数。在这种情况下，TLC的功率因数不能变为负值。因此，本发明中使用的频率不应设置过高以实现传输线的阻抗赋值，但也不应该过低，以免不能使用传输线模型。

随着频率从零变得更高，对于给定的传输线长度，存在满足(公式36)或(公式37)的频率。满足(公式36)的传输线的最短正长度l_A与相对相位φ_A相关，关系如下所示：

(公式126) φ_A＝βl_A＝π.

而满足(公式37)的传输线的最短正长度l_B与相对相位φ_B相关，如下所示：

(公式127) φ_B＝βl_B＝θ₀+π/2+k_Bπ.

其中k_B是一个整数，它使l_B的最小正值。

在传输线长度的值l_A和l_B之间，选择较小的值作为l₀。例如，如果通过(公式126)找到l₀，则长度l₀是电波波长的一半。

由于存在使功率差使l₀长度处为零的频率，因此在l₀长度值附近存在使功率差变为正的频率区域。因此，传输线的长度可以在l₀长度的数量级。

(公式39)中描述的速度是相速度。当具有两个或更多频率成分的波在传输线中传播时，就会出现扩散。例如，脉冲由许多频率成分组成，因此当脉冲波通过传输线传播时，脉冲的形状会扩散。当波由围绕中心频率的许多不同频率成分组成时，脉冲的峰值以群速度传播。(Nannapaneni N.Rao，Fundamentals of Electromagnetics for Electrical andComputer Engineering，Chapter 8，Illinois ECE Series，available on the web：https://ece.illinois.edu/webooks/nnrao2009/Rao％20Fundamentals％202009％20full％20text.pdf)

当一个脉冲波在介质中扩散时，即使它有许多不同的频率成分，但如果传输线的长度不长，形状的失真程度是可以忽略的，因为我们关心的不是守恒波的确切形状，但功率与电压和电流波的乘积有关。尽管波会出现一些失真，但当电压和电流波相乘并积分在一起时，平均值仍会出现负值。因此，即使使用脉冲波作为信号，等效传输线电路也可以产生功率。如果需要，可以使用滤波器来去除脉搏波的高频成分。

上述功率因数校正适用于波形不是正弦波的情况。例如，通过使用基频电压波和电流波的相位差，或者通过测量有功功率和视在功率(如公式121)，可以计算出功率因数，并且可以应用功率因数校正的原理。

10.功率返回电源路径

图19显示了具有H桥形式的AGRF转换部分的PGTLS。

当功率流回电源时，为了利用功率，需要建立功率返回电源的路径。(E.Acha，V.G.Agelidis，O.Anaya-Lara，and T.J.E.Miller，Power electronic control inelectrical systems，Newnes，2002.p.201.)例如，让我们考虑当PGTLS中的AGRF的部分情况如图19所示，以H桥的形式与TLC相连。这里，H桥的开关由晶体管Q1到Q4组成。注意这里的Q1不同于图15和图16中″原始无功功率″的Q1。

当Q1和Q4导通且Q2和Q3截止时，电流i可以从源极正向流向TLC，或从TLC反向流向源极。当电流从TLC流向电源时，需要二极管D1和D4为电流反向流动。

现在，当Q2和Q3开启且Q1和Q4关闭时，电流i可以从电源流向TLC或从TLC流向电源。当电流从TLC流向电源时，需要二极管D2和D3来形成电流流动的路径。当TLC的功率因数为负值时，功率平均沿反向流动，通过这样形成电流的返回路径，可以利用反向功率。

因此，在制作PGTLS时，需要制作返回电流路径，以便电源可以反向流动。

11.PGTLS作为高效电能供给

当满足(公式123)时，PGTLS将成为发电机。虽然不满足(公式123)，但通过控制相对相位，可以调整TLC的阻抗，使PGTLS可以作为高效的电源。

AGRF需要给TLC供电的功率P_n为：

(公式128) P_n＝P_m+W.

在某个频率f₀下，当功率产生时，以下情况成立：

(公式129) (P_L(f₀)-P_n(f₀))＞0.

其中P_L(f₀)表示此负载下的功率，P_n(f₀)是频率f₀下的功率P_n。

让我们假设在频率f₁和f₂处不产生功率。那么以下关系成立

(公式130) (P_L(f₁)-P_n(f₁))＝P_A＜0，

(公式131) (P_L(f₂)-P_n(f₂))＝P_B＜0.

不失一般性地，让我们假设以下内容：

(公式132) P_A≤P_B.

然后，

(公式133) [P_L(f₂)-P_L(f₁)]-[P_n(f₂)-P_n(f₁)]＝P_B-P_A＞0，

(公式134) ΔP_L＝[P_L(f₂)-P_L(f₁)]＞[P_n(f₂)-P_n(f₁)]＝ΔP_n，

让我们进一步假设下面的结论是正确的：

(公式135) P_L(f₂)＞P_L(f₁)，

(公式136) P_n(f₂)＞P_n(f₁)＞0.

然后，(公式134)表示当频率从f₁变为f₂时，TLC负载处的频率f₁和f₂的功率差ΔP_L变得大于AGRF需要提供功率的功率差ΔP_n。上述情况是可能的，因为阻抗是通过控制相对相位来调整。通过这种方式，PGTLS可以起到充当高效电源的作用。

12.PGTLS中的功率因数校正扮演高效电源的角色

在PGTLS作为高效电源的扩展应用中，可以应用与上述功率因数校正相同的原理来降低AGRF提供的无功功率的幅值，从而使其更高效。

13.变压器电路作为负载

负载可以是任何电路并且可以包含变压器。

图20显示了以变压器电路作为负载的传输线电路

让我们考虑一个在TLC中连接为负载的单相变压器电路，如图20所示，其中和v₁和v₂分别是初级线圈和次级线圈的电压；i₁和i₂分别为一次回路和二次回路的电流；L₁和L₂分别是初级和次级绕组的自感；M为互感；Z₂为变压器二次回路负载阻抗。

然后表明变压器电路的阻抗Z_M为：(Won Don Lee，Hijung Chai，and Aquila HwanLee，Power factor adjustment method and apparatus through the phase control，PCT International application#：PCT/KR2017/014540.)

(公式137)

Z_M＝v₁/i₁＝jωL₁+exp(-2γ_M/_M)ω²M²/(jωL₂+Z₂)＝jωL₁+exp(-2α_M/_M)exp(-2jφ_M)ω²M²/(jωL₂+Z₂).

式中l_M为变压器铁芯初级线圈到次级线圈的磁芯长度，γ_M为磁通在变压器磁芯中的传播常数

(公式138) γ_M＝α_M+jβ_M.

其中，α_M，β_M分别为磁通量的衰减常数和相位常数，φ_M与β_M的关系如下：

(公式139) φ_M＝β_M/_M＝2πfl_M/υ_M.

其中υ_M是变压器磁芯中磁通量的通磁速度。由于变压器是TLC的负载，因此使用的频率f与AGRF提供的TLC中的频率相同。

那么整个TLC的阻抗Z(-l)变为：

(公式140) Z(-l)＝Z_T[1+exp(-2γ_Tl)Γ_LT]/[1-exp(-2γ_Tl)Γ_LT].

这里Γ_LT是指：

(公式141) Γ_LT＝(Z_M-Z_T)/(Z_M+Z_T)＝(Z_M/Z_T-1)/(Z_M/Z_T+1).

还表明，当满足一定条件时，变压器电路的阻抗Z_M可以置于阻抗复平面的第二或第三象限。(Won Don Lee，Hijung Chai，and Aquila Hwan Lee，Power factor adjustmentmethod and apparatus through the phase control，PCT Internationalapplication#：PCT/KR2017/014540.)

让我们假设变压器电路的阻抗在第二或第三象限，并使

(公式142) Z_M/Z_T＝g+jh，

其中g和h均为Z_M/Z_T的实部和虚部部分

然后，

(公式143) g＜0，

(公式144)

如之前所述，如果当幅值|Γ_L|的反射系数大于1，我们忽略衰减，通过控制相对相位，TLC的阻抗可以为-π到π之间的任意值。因此，在某些情况下，将TLC与变压器电路结合作为负载有利于结果实现。

14.天线作为负载

天线可以作为TLC的负载。在这种情况下，TLC的传输线用于将AGRF的功率传递到负载天线，传输线的特性阻抗和天线的阻抗决定了反射系数Γ_L。这样，功率或信号可以从TLC的负载天线无线传送到别处的接收天线。传统方法上，负载天线的阻抗要与传输线的阻抗相匹配。但是在本发明中我们不会将其进行匹配，从而使得波可以从负载天线通过传输线反射回源。这样，可以通过使功率因数为负，或者通过使负载天线消耗的功率与源提供的功率之间的功率差为正来产生功率。这是一个在发电的同时进行无线供电的系统。

15.多端口配置

本发明中所提及的推导和原理可以很容易地应用到传输线网络或波导网络的多端口网络。在计算功率时传输线的特性阻抗不存在的情况下，可以使用该领域已经建立的所有原理进行设计和计算。

16.无反馈的PGTLS框图

下面显示了一些发电传输线系统(PGTLS)的框图，并描述了在负载阻抗变化时控制功率的方法。

随着负载阻抗的变化，输送给负载的功率也应随之变化以满足负载的需要。为了控制PGTLS提供的功率，″监控模块″应根据负载阻抗的变化动态调整波的频率或占空比。如何通过脉冲宽度调制(PWM)改变占空比或通过脉冲频率调制(PFM)改变脉冲波的频率的方法将在以下部分中进行说明。

改变波的频率或占空比以控制PGTLS提供的功率的″监控模块″可以放置在传输线之前或之后。如果模块放置在传输线之后，尽管模块中的频率发生变化，但相对相位不会改变，因为相对相位会根据AGRF产生的通过传输线传播的波的频率而变化。请注意，AGRF产生的波的频率与″监控控制模块″的控制信号的频率不同。但是，如果将模块放置在传输线之前，则通过传输线传播的波的相位会随着频率的变化而相应变化，因为AGRF产生的波的频率与″监控模块″的控制信号的频率相同。

在″4.5动态AGRF和监测控制模块″一节中，我们讨论了通过放置在传输线之前的″监测控制模块″改变AGRF频率的方法。在这种情况下，波的占空比是固定的。

在接下来的章节中，不仅要讨论改变频率的方法，还要讨论通过″监控模块″改变波形占空比以满足负载所需功率的方法。″监控模块″可以放置在传输线之前或之后。

PGTLS由″具有正确频率的交流发电机(AGRF)″和″传输线电路(TLC)″组成，如图6所示。AGRF由″信号发生器″和″放大器″组成。在AGRF模块中，″信号发生器″产生的信号被″放大器″放大，具有正确频率的波在传输线中由于产生必要的相位变化(从现在开始，TLC中的传输线表示为″TRAN″)生成。TLC由TRAN和″整流器和滤波器″模块以及负载组成。这里，假设负载需要直流电源。如果负载需要交流电源，则需要使用逆变器将直流转换为具有适当频率的交流。AGRF产生的波在PGTLS中的TRAN中发生相位变化。因此，本发明中的TRAN是具有足够长度以完成波的必要相位变化的传输线。

图21示出了发电传输线系统(PGTLS)的框图。

PGTLS框图由″信号发生器″、″放大器″、″TRAN″、″整流器和滤波器″以及″负载″组成，如图21所示

我们可以在图21中的TRAN之前或之后插入电抗元件，以获得电路阻抗的所需相位。然而，在整个发明专利中，为了简单起见，图中省略了用于改变电路阻抗相位的电抗元件。此外，为简单起见，图21中省略了输入电压和信号。

图22显示了没有反馈的PGTLS的框图

更详细的PGTLS框图如图22所示。从此处开始，框图采取不带箭头的线绘制，因为模块之间的流向很明显。在本发明中，假设信号发生器、放大器和负载为直流供电，图22中的V_IN为输入直流电压。例如，输入电压VIN可以由电池或手摇发电机或电网通过整流提供。不仅放大器需要输入电压V_IN，信号发生器也可能需要不同于V_IN的输入电压。当信号发生器需要的电压与V_IN不同时，应在信号发生器中将电压调整到合适的值。

如果只有交流电源可用作输入，则可以通过整流过程将交流转换为直流。为了简单起见，省略了必要的整流模块的图示。同样，如果任何模块需要交流电源，则可以通过功率逆变器将直流转换为交流。同样，框图中省略了在这种情况下所需的功率逆变器。

在下面的讨论中，图22中的每个模块的描述均为从左到右。

16.1信号发生器

信号发生器可以产生周期性信号，例如具有确定频率的正弦波或脉冲波。当上述电波由一些不同的频率组成时，就会有扩散。当波在介质中分散时，如果PGTLS中的TRAN的长度不长，波的形状失真程度是可以忽略不计。这是因为我们关注的问题不是波的固定形状的守恒，而是与电压和电流波的乘积有关的功率守恒。

尽管电波有部分失真，但当电压和电流相乘并做积分时，平均值中仍会出现负功率值。因此，即使使用脉冲波作为信号，PGTLS也可以发电。如果需要，可以使用滤波器来筛除脉冲波的高频成分。

16.2放大器

放大器会放大信号发生器所产生的信号。我们可以使用任何放大输入信号的放大器，但最好使用高效的放大器。例如，D类放大器的理论功率效率为100％。(Jun Honda andJonathan Adams，Class D audio amplifier basics，Application note AN-1071，International Rectifier，2005.)

在众多配置中，特定类型的D类放大器具有半桥或全桥(H桥)配置。在本发明的框图中，均以半桥或全桥作为放大器为例。但是请注意，任何类型的放大器都可以在这里使用，只要只要满足是一个高效的放大器的条件。

即使使用低效的放大器也可以实现PGTLS。例如，如图18(b)所述，当连接功率因数校正器时，AGRF提供的视在功率可能非常小。因此，虽然放大器效率低下，但可以用它来实现PGTLS。

16.3滤波器

如果放大器的输出需要为正弦波，或者如果需要去除一些不需要的频率，则可以在放大器之后添加一个滤波器，如图22所示。但是，由于放大器的输出不需要为正弦波，则这个过滤器可以省略。

16.4功率因数校正器

上面已经解释了PGTLS中的功率因数校正。例如，如果使用有源功率因数校正器，则输入电源也需要连接到功率因数校正器。需要时添加功率因数校正器，因此这一项也是可选的。

16.5 TRAN

如前文所述，TRAN有足够的长度来完成相变过程。电源传送到负载的功率与传输的电压波幅值平方成正比，如(公式63)和(公式64)所示。一旦确定了TRAN和负载的阻抗，就可以通过调整源侧的频率和阻抗Z_S来最大化传输电压的幅度，如(公式52)所示。

16.6整流器和滤波器

TRAN的输出是交流波，需要经过整流和滤波才能将交流转换为直流。整流器和滤波器的示例分别是桥式整流器和电容器。

16.7 DC-to-DC转换器

在整流和滤波完成后，需要一个DC-to-DC转换器，因为电压应调整到负载所需的水平。如果负载的阻抗随时间保持恒定，并且如果″整流器和滤波器″的输出电压是负载所需的电压，则可以省略该DC-to-DC转换器。

DC-to-DC转换器的示例是开关模式电源(SMPS)。(Mohammad Kamil，AN1114，Switch Mode Power Supply(SMPS)Topologies(Part I)，Microchip Technology Inc.，2017.)也可以使用其他稳压器，例如齐纳二极管、线性稳压器等。或者可以组合一种以上的方法来调节电压。

在框图的示例中，作为示例，SMPS被用作DC-to-DC转换器。SMPS有多种拓扑结构，只要SMPS提供负载所需的输出电压，任何一种都可以使用。甚至可以使用市售的现成DC-to-DC转换器或SMPS产品。

图23显示了带有变压器的SMPS的框图。

图23显示了带有变压器的SMPS的框图。在SMPS中，监控电路中的电压或电流以调节输出功率。在图23中的SMPS示例中，控制单元监控″整流器和滤波器″的输出电压以生成调制控制信号。

图24示出了使用脉冲宽度调制(PWM)的SMPS的PWM控制单元的框图。

图24显示了使用脉冲宽度调制(PWM)的SMPS的PWM控制单元。有多种实现控制单元的方式。

在控制单元中可以使用另一种调制方法，例如脉冲频率调制(PFM)。PFM控制有两种：一种是导通时间固定，关断时间变化，另一种是关断时间固定，导通时间变化。

在PWM控制中，随着占空比的变化，脉冲的开/关时间比也随之发生变化。

例如，当我们时时监控电路中的电压以随时调节输出功率时，输出电压以输出传感器的值为准并与参考电压进行比较。然后将误差通过误差放大器放大。接着，电隔离后，输入直流通过高频开关变为斩波的高频信号，高频开关由PWM信号发生器切换。例如，光耦合器用于隔离器。

PWM信号的占空比是根据负载阻抗的变化来控制的，以便将所需的功率传输到输出端。SMPS具有4.5节中描述的″监控模块″的功能，因为SMPS根据负载阻抗的变化来控制输送到负载的功率。因此，放置在PGTLS的TRAN之后的SMPS的PWM(或PFM)控制单元即对应PGTLS的″监控控制模块″，以控制输送到负载的功率。

由于SMPS放置在TRAN之后，并且由于PWM信号的频率与AGRF的频率不同，因此占空比会随着要传输的功率的增加/减少而增加/减少。

同样，当控制单元使用固定导通时间的PFM时，下一个脉冲到来所需的时间长度会相应随之变化，以满足负载消耗功率的需要，以及随着要输送的功率增加/减少，同时增加/减少。

一些理想的功能，如过流保护、过温保护、过压保护、短路保护、浪涌保护、欠压锁定和电压隔离等，这些功能在商用现货SMPS产品中很容易获得，可以插入PGTLS的DC-to-DC转换器。

16.8负载

负载消耗DC-to-DC转换器输出的功率。

图22中描述的PGTLS没有从TLC输出返回系统的反馈回路。当输入来自电池时上面显示的不带反馈的PGTLS对应于″长寿命电池系统″，如前面″4.7连接到DC时：长寿命电池系统″一节中所述。

图25显示了没有反馈的PGTLS的框图示例，其中半桥或全桥作为放大器，SMPS作为DC-to-DC转换器。

图25显示了没有反馈闭环的PGTLS框图示例，其中半桥或全桥作为放大器，SMPS作为DC-to-DC转换器。

图26显示了连接到TRAN的全桥

图26显示了连接到TRAN的全桥。信号发生器产生两个脉冲波，p1和p2，如图25所示。当p1为高电平时图26中的晶体管Q1和Q4导通，而Q2和Q3截止。当p2为高电平时，晶体管Q2和Q3导通，而Q1和Q4截止。应小心生成脉冲波p1和p2，以免在Q1和Q2或Q3和Q4同时开启时发生击穿。

图25中的点A和B分别对应于图26中的点A和B。在图26中，仅示出了TRAN的两个输入端，没有示出TRAN的输出端

当使用半桥或全桥时，最好使用具有隔离拓扑的SMPS作为DC-to-DC转换器。这是因为TRAN的一次回路与TRAN的二次回路接地方式不同。通常，变压器在SMPS中起到阻断的作用。通过使用隔离开关电源，负载的接地线可以连接到信号发生器或放大器接地线，在这种情况下是半桥或全桥。为清楚起见，图25显示了接地的连接方式。

17.带反馈的PGTLS框图

图27显示了带有反馈的PGTLS的框图。

图27显示了带有反馈回路的PGTLS的框图。在图中，为方便起见，省略了接地信号。DC-to-DC转换器的输出被反馈到放大器。DC-to-DC转换器的输出也应连接到任何需要电源的模块。例如，如果使用有源功率因数校正器，则输出也需要连接到功率因数校正器。

在反馈回路中，为了防止功率从电源反向流向DC-to-DC转换器，可以插入一个二极管。在这种情况下，DC-to-DC转换器的输出电压是V_IN加上二极管正向电压。图27中省略了二极管。

如果负载的阻抗随时间保持恒定，并且如果″整流器和滤波器″的输出电压等于未插入二极管时的V_IN，并且等于负载所需的电压，则DC-to-DC转换器可以省略，在这种情况下，反馈回即为从″整流器和滤波器″的输出到放大器的回路。

如″5.3带蓄电装置的自持系统″一节中所述，″整流器和滤波器″中的电容器可以用作蓄电装置。在以下PGTLS框图中，为简单起见，省略了电源储存器。

要启动PGTLS，请暂时打开开关以启动系统。功率通过反馈回路循环后，开关关闭，系统继续发电。

图28显示了带有反馈的PGTLS的框图示例，其中半桥或全桥作为放大器，SMPS作为DC-to-DC转换器。

图28显示了带有反馈的PGTLS框图示例，其中半桥或全桥作为放大器，SMPS作为DC-to-DC转换器。反馈回路的生成即为从SMPS的输出到放大器(半桥或全桥)的回路。

SMPS以第16.7节中描述的相同方式控制待传送的功率。SMPS具有4.5节所述的″监控模块″功能。因此，置于PGTLS的TRAN之后的SMPS的控制单元对应于PGTLS的″监控控制模块″。

当在控制单元中使用PWM时，PWM信号的占空比随着要传输的功率增加/减少而增加/减少。当控制单元采用固定导通时间的PFM时，下一个脉冲到来的时间长度会相应变化，以满足负载消耗功率的需同时导通次数增加/随着要传递的功率增加/减少而减少。

18.PGTLS的简化框图

请注意，图24中SMPS的PWM(或PFM)控制单元生成高频信号，就像图22中的信号发生器一样。此外，图23中的高频开关的功能与图22中的放大器相同。因此，当合并具有相同功能的模块时，可以将图22中的框图简化为更简单的框图。

图29显示了没有反馈的PGTLS的简化框图

图29显示了没有反馈的PGTLS的简化框图，其中SMPS的控制单元用作信号发生器，随着负载阻抗的变化，产生具有不同占空比的脉冲序列。因此，控制单元对应于与PGTLS的″监控控制模块″相结合的信号发生器。

为简单起见，图29中省略了图22中的可选″滤波器″和″功率因数校正器″。请注意，图29说明了一个具有从输出到控制单元的反馈的系统，但是这种情况被归类为系统没有反馈，因为输出功率不通过反馈回路为系统供电。因此，当去掉″滤波器″和″功率因数校正器″时，图22的框图可以简化为图29中的简化框图。

请注意，如果将图29中的TRAN替换为变压器，则图29中没有反馈的PGTLS的简化框图与使用图23所示变压器的SMPS的框图相同。因此，一些理想的功能，如过流保护、过温保护、过压保护、短路保护、浪涌保护、欠压锁定和电压隔离等，在商用现货开关电源中很容易获得产品，可插入PGTLS。

图30显示了使用半桥或全桥放大器的无反馈PGTLS的简化框图

图30显示了使用半桥或全桥放大器的无反馈PGTLS的简化框图。在图30中，PWM控制单元生成用于切换半桥或全桥的PWM脉冲。

图31显示了带有反馈的PGTLS的简化框图

图31显示了带有反馈的PGTLS的简化框图。移除″滤波器″和″功率因数校正器″后，图27的框图可以简化为图3|的简化框图。当输出电压无法达到V_IN时，需要使用电压转换器。在这种情况下，当电压转换器插入到TRAN之前或之后，它就是一个AC-to-AC转换器。电压经过″整流滤波″调整后，电压转换器就是DC-to-DC转换器。

图32显示了带有电压转换器反馈的PGTLS的简化框图。

图32显示了带有电压转换器反馈的PGTLS的简化框图。在这种情况下，变压器可以用作电压转换器。变压器可以是没有长磁芯的普通变压器，也可以是长磁芯的变压器。当使用长磁芯的变压器作为电压转换器时，PGTLS的阻抗的大小和相位都会受到衰减和变压器相位变化的影响，正如PCT国际文件中所解释的那样专利申请#PCT/KR2017/014540。

图33显示了带有半桥或全桥放大器反馈的PGTLS的简化框图

图33显示了带有半桥或全桥放大器反馈的PGTLS的简化框图。去掉″滤波器″和″功率因数校正器″后，图28的框图可以简化为图33的简化框图。

在PGTLS的简化框图中，通过TRAN波的相位会根据控制单元的频率而变化。由于相对相位随着频率的增加而增加，对于频率的微小变化，相对相位的变化通常与频率的变化方向相同。但有些频率没有给出功率差的正值，因此应注意频率变化的方向。

当在控制单元中使用PWM时，PWM信号的占空比随着要传输的功率增加/减少而增加/减少。当控制单元采用固定导通时间的PFM时，下一个脉冲到来的时间长度会相应变化，以满足负载消耗功率的需要，导通次数增加/随着要传递的功率增加/减少而减少。

图29至33中的每个控制单元不仅起到″监控控制模块″的作用，还起到PGTLS的信号发生器的功能作用。因此，当PWM(或PFM)控制单元放置在TRAN之前并连接到放大器(高频开关)时，控制单元对应于与PGTLS的″监控控制模块″组合的信号发生器。

总之，PGTLS的″监控模块″可以放置在TRAN之前或之后，可以通过PFM改变频率或通过波的PWM改变占空比，以控制输送到负载的功率。注意，当″监控控制模块″放在TRAN之后时，PWM(或PFM)控制信号与AGRF的信号发生器产生的波形不同。

尽管我们已经参考实例具体地进行展示和描述，但是希望本领域相关普通技术人员可以理解，在不背离公开的基准和范围的情况下，根据所附权利的具体需求可以对其中的实现形式和操作细节进行各种改变。实施用例仅为描述性质的，而不是为了以限制为目的。因此，本发明的范围并非由本发明的详细说明所界定，而是以所附权利要求为边界，且合理解释范围内的所有差异均包含在本发明中。

Claims (13)

1.一种发电传输线系统，包括：

可转换为等效传输线电路的传输线电路或波导电路；

AGRF，其被配置为产生交流电压波并通过基于所述的交流电压波的频率调整相对相位来控制由电源提供的功率，其中所述的相对相位是所述的电压波在波导或传输线中传输时的相位变化的绝对值。

2.根据权利要求1所述的发电传输线系统，还包括：

功率因数校正器，为使用位于所述的波导电路或所述的传输线电路中的一个或多个组件来控制所述的波导电路或所述的传输线电路的前端的功率因数进行的配置。

3.根据权利要求|所述的发电传输线系统，其中，所述的(等效)传输线电路中所述的电源供给的功率是由所述的(等效)传输线的特性阻抗、所述的负载的阻抗、所述的相对相位、所述的电压波在通过所述的波导或所述的传输线的介质传播时的衰减，以及从所述的电源传输的所述的电压波的幅值所决定。

4.根据权利要求1所述的发电传输线系统，其中，所述的(等效)传输线电路的阻抗由所述的(等效)传输线的特性阻抗、所述的负载的阻抗、所述的相对相位，以及所述的电压波在通过所述的波导或所述的传输线的介质传播时的衰减所决定。

5.根据权利要求1所述的发电传输线系统，其中，所述的相对相位由所述的频率和/或所述的波导或所述的传输线的长度和/或所述的波在所述的波导或所述的传输的介质中的传播速度所控制。

6.根据权利要求2所述的发电传输线系统，其中，所述的功率因数校正器通过最小化无功功率的大小来将所述的波导电路或所述的传输线电路前端的所述的功率因数控制为(接近)-1，当所述的电路的阻抗位于所述的阻抗的复平面的第二象限或第三象限；或将所述的功率因数为(接近)1当它位于第一或第四象限；或将所述的功率因数为零当所述的电路的所述的阻抗的电阻为零时。

7.根据权利要求1所述的发电传输线系统，还包括：

监测控制模块，此模块用于通过改变所述的频率来控制所述的相对相位，或者通过监测脉冲宽度调制或脉冲频率调制来控制输送到所述的负载的功率从而监控所述的负载的所述的阻抗的变化。

8.功率因数调整的方法，包括：

通过AGRF产生交流电压波；

所述的AGRF通过基于所述的交流电压波的频率调整相对相位来控制由电源供应的功率，其中所述的相对相位是波在波导或传输线中传输时的相位变化的绝对值。

9.根据权利要求8所述的功率因数调整方法，还包括：

通过功率因数校正器，利用位于波导电路或传输线电路中的一个或多个组件来控制所述的波导电路或所述的传输线电路前端的功率因数。

10.根据权利要求8所述的功率因数调整方法，其中，所述的相对相位由所述的频率和/或所述的波导或所述的传输线的长度，和/或所述的波在所述的波导或所述的传输线的介质中的传播速度所控制。

11.根据权利要求9所述的功率因数调整方法，其中，所述的功率因数控制包括：

通过所述的功率因数校正器通过最小化无功功率的大小来将所述的波导电路或所述的传输线电路前端的所述的功率因数控制为(接近)-1，当所述的电路的阻抗位于所述的阻抗的复平面的第二象限或第三象限；或将所述的功率因数为(接近)1当它位于第一或第四象限；或将所述的功率因数为零当所述的电路的所述的阻抗的电阻为零时。

12.根据权利要求8所述的功率因数调整方法，还包括：

通过监测控制模块监控所述的负载的所述的阻抗的变化；

通过所述的AGRF控制所述的负载动态变化时的所述的相对相位。

13.发电传输线系统的功率控制方法，包括：

通过监测控制模块监测负载阻抗的变化；

通过所述的监测控制模块根据所述的负载的所述的阻抗的所述的变化，通过脉冲宽度调制或脉频调制控制输送给所述的负载的功率。

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