DE69414420T2

DE69414420T2 - Verallgemeinerter schneller leistungsflussregler

Info

Publication number: DE69414420T2
Application number: DE69414420T
Authority: DE
Inventors: Laszlo Pittsburgh Pa 15235 Gyugyi; Colin D. Murrysville Pa 15668 Schauder
Original assignee: Westinghouse Electric Corp
Current assignee: CBS Corp
Priority date: 1994-08-11
Filing date: 1994-08-11
Publication date: 1999-05-27
Anticipated expiration: 2014-08-12
Also published as: AU7561194A; JPH10504177A; AU693471B2; KR970705215A; CZ29097A3; EP0783789A1; BR9408615A; EP0783789B1; DE69414420D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Steuern des Leistungsflusses auf Wechselstromübertragungsleitungen und insbesondere einen Leistungsflußcontroller der einen oder mehrere von Blindleistungsfluß. Übertragungsleitungsimpedanz, Übertragungsleitungsspannungsgröße und Übertragungsleitungsspannungsphasenwinkel steuern kann.

HINTERGRUNDINFORMATIONEN

Der elektrische Leistungsfluß durch eine Wechselstromübertragungsleitung ist eine Funktion der Leitungsimpedanz, der Größe der sendeseitigen und der empfangsseitigen Spannungen und der Phasenwinkel zwischen diesen Spannungen. Bis heute wurden Übertragungssysteme für elektrische Leistung mit dem Verständnis entworfen, daß diese drei, den Leistungsfluß bestimmenden Parameter nicht schnell genug gesteuert werden können, um dynamische Systemzustände handhaben zu können. Darüber hinaus kompensierten oder steuerten die verfügbaren Steuereinrichtungen gewöhnlich nur eine der drei Variablen: Impedanz, Spannung oder Phasenwinkel. D. h., Übertragungssysteme wurden mit festen oder mechanisch geschalteten Reihen- und Shunt- Blindkompensationen, zusammen mit spannungssteuernden und phasenverschiebenden Transformatorabgriffwechslern entworfen, um die Leitungsimpedanz zu optimieren, Spannungsänderungen zu minimieren und den Leistungsfluß unter stationären oder langsam veränderlichen Lastbedingungen zu steuern. Die Probleme des dynamischen Systems wurden allgemein durch Überdimensionierung gehandhabt; Leistungsübertragungssysteme wurden mit großzügigen Stabilitätsspielräumen ausgestattet, um sich aus Zuständen des schlimmstmöglichen Fehlerfalles, der sich aus Fehlern, Leitungs- und Generatorausfällen und Gerätefehlern ergibt, zu erholen. Diese Überdimensionierungspraktiken haben natürlich zu einer schwachen Ausnutzung des Übertragungssystems geführt.
In den letzten Jahren haben Energie-, Umwelt-, Wegerechts- und Kostenprobleme den Bau von Erzeugerstationen und Übertragungsleitungen verzögert. Dies hat eine Änderung in den Konzepten und Praktiken von herkömmlichen Leistungssystemen erforderlich gemacht; eine bessere Ausnutzung von existierenden Leistungssystemen wurde zwingend erforderlich.
Eine bessere Ausnutzung der Leistungsübertragungssysteme ohne merkbare Abschwächung der Zuverlässigkeit der elektrischen Stromversorgung ist nur möglich, wenn der Leistungsfluß während der folgenden dynamischen Systemstörungen schnell gesteuert werden kann.
Das elektrische Übertragungssystem ist häufig Störungen verschiedener Stärken unterworfen. Z. B. können manche der Stromerzeuger oder manche der parallelen Übertragungsleitungen für Wartungszwecke ausgeschaltet werden. Große Lasten können ein- und ausgeschaltet werden. Es kann auch Fehler zwischen Leitung und Erde oder zwischen Leitungen aufgrund des Ausfalls von Isolierungen oder aufgrund von Geräteausfall geben. Diese Störungen können in einem plötzlichen und scharfen Ansteigen oder Abfallen der übertragenen elektrischen Leistung resultieren. Die elektrische Leistung wird durch rotierende Generatoren zur Verfügung gestellt, die von einer Art von Turbinen angetrieben sind, die mechanische Leistung erzeugen. Die mechanische Ausgangsleistung der Turbinen kann nicht schnell geändert werden, um die mechanische Leistung in Gleichgewicht mit dem neuen und sich schnell ändernden elektrischen Leistungsbedarf zu bringen. Daher werden die Generatoren dazu gezwungen, zu beschleunigen oder abzubremsen. Die Änderung der Umdrehungszahl bei manchen Generatoren resultiert in einer entsprechenden Änderung der Winkelstellung bezüglich der stationären Winkelstellung, die am anderen Ende der Leitung von anderen Generatoren aufrecht erhalten wird. Die Winkelstellungsänderung zwischen den sendeseitigen und den empfangsseitigen Generatoren ändert den Betrag an übertragener, elektrischer Leistung. Sobald die Störung vorbei ist (Fehler behoben, neue Konfiguration des Übertragungssystems, neuer Wert der Leistungserzeugung oder neuer Lastbedarf eingestellt) versuchen die gestörten Generatoren, eine neue Winkelstellung anzunehmen, die zu dem neuen, stationären Zustand des Leistungssystems paßt. Die Generatoren besitzen jedoch zusammen mit den zugehörigen Turbinen eine beträchtliche Rotationsträgheit, und aus diesem Grunde wird die neue Winkelstellung nur nach einem "Überschuß" oder einer Überschwingung erreicht. Diese vorübergehenden Winkeländerungen und Schwingungen manifestieren sich natürlich als vorübergehende elektrische Stromänderungen und - schwankungen. Im Extremfall können diese vorübergehenden Änderungen nicht stabilisiert werden: das Gleichgewicht zwischen der verfügbaren mechanischen Leistung und der übertragenen, elektrischen Leistung kann nicht wieder aufgebaut werden, und der Winkel- "Überschuß" nimmt weiter zu (d. h. die Maschine beschleunigt weiter), bis der Generator abgestellt wird. Es kann auch passieren, daß die Winkelschwingung unverändert bleibt oder sogar aufgrund unzureichender Dämpfung des Leistungssystems ansteigt. Dies würde auch zwingend zu einem Abschalten des Leistungssystems führen.
Die Fähigkeit eines Leistungssystems, elektrische Leistung zur Deckung des Lastbedarfs zur Verfügung zu stellen, wird durch den Ausdruck "Stabilität" bezeichnet. Der Ausdruck Stabilität bedeutet, daß die Generatoren eines elektrischen Leistungssystems dazu neigen, synchron zu laufen. Der Ausdruck "transiente Stabilität" bedeutet, daß ein Leistungssystem nach einer größeren Störung (Fehler, Mangel an Erzeugung, etc.) wieder in seinen normalen Betrieb zurück gelangen kann. Der Ausdruck "dynamische Stabilität" bedeutet, daß ein Leistungssystem den normalen Betriebszustand nach einer geringen Störung, die eine Leistungsschwingung einspeist, wiedererlangen kann. Mit anderen Worten besitzt ein dynamisch stabiles Leistungssystem eine positive Dämpfung.
In den letzten fünfzehn Jahren wurden beträchtliche Anstrengungen bei der Entwicklung von schnellen, thyristor-gesteuerten Geräten für die dynamische Kompensation und Steuerung von Wechselstromübertragungssystemen geleistet. Diese thyristor-gesteuerten Geräte bezogen sich wiederum auf einen der drei Parameter des Leistungssystems, die den Leistungsfluß bestimmen: Spannung, Impedanz und Phasenwinkel. So wurden oder werden thyristor-gesteuerte, statische Blindleistungskompensatoren, thyristor-gesteuerte Reihenkompensatoren und thyristor-gesteuerte phasenverschiebende Transformatoren für die Steuerung der Übertragungsleitungsspannung (erreicht durch die Steuerung des Blindleistungsflusses), der Leitungsimpedanz und des Phasenwinkels entwickelt.
Thyristor-gesteuerte, statische Blindleistungskompensatoren werden verwendet, um die Übertragungsleitungsspannung indirekt zu steuern, und dadurch die übertragene elektrische Leistung durch Erzeugen von Blindleistung für das oder durch Absorbieren dessen von dem Übertragungssystem. Diese statischen Blindkompensatoren besitzen eine schnelle Reaktion (ein oder zwei Zyklen) auf dynamische Änderungen, die den Leistungsfluß beeinflussen, und können mit ausreichender VA-Bemessung die transienten und dynamische Stabilität des Leistungssystems signifikant erhöhen.
Gegenwärtige, statische Blindleistungskompensatoren verwenden feste und/oder thyristor-geschaltete Kondensatoren zusammen mit thyristor-gesteuerten Drosseln. Auf der kapazitiven Ausgangsebene approximieren die festen und thyristor-geschalteten Kondensatoren mit einer positiven Varianz den Blindleistungserzeugungsbedarf (für den gewünschten Übertragungsspannungswert) auf treppenförmige Art, und die thyristorgesteuerten Drosseln absorbieren den Überschuß der Blindleistungskapazität. Auf der induktiven Ausgangsebene werden die thyristor-gesteuerten Drosseln mit dem geeigneten Leitungswinkel betrieben, um die erforderliche Blindleistungsabsorbtion zur Verfügung zu stellen. Bei richtiger Koordinierung der Kondensatorschaltung und der Drosselsteuerung kann die Blindleistungsabgabe kontinuierlich und schnell zwischen der kapazitiven und der induktiven Bemessung der Geräte verändert werden. Der statische Blindleistungskompensator wird normalerweise betrieben, um die Spannung des Übertragungssystems zu steuern, manchmal mit einer Option, um eine geeignete Spannungsmodulation zu schaffen, um Leistungsschwingungen zu dämpfen.
Eine in jüngerer Zeit entwickelte und entscheidend unterschiedliche Implementation des statischen Blindleistungskompensators verwendet einen Festkörperschaltumrichter, der mit der Übertragungsleitung durch einen Koppeltransformator parallel geschaltet ist. Der Schaltumrichter ist gewöhnlich ein spannungsgespeister Umrichter, der Abschalt- (gateturn-off GTO)-Thyristoren verwendet und von einem Gleichstromspeicherkondensator betrieben wird, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die mit der Wechselspannung des Systems V in Phase ist. Die Amplitude der Wechselrichterausgangsspannung Vo ist bezüglich der Amplitude der Wechselspannung V des Systems schnell steuerbar. Wenn Vo = V, (wenn das Windungsverhältnis des Koppeltransformators ignoriert wird), zieht der Wechselrichter keinen Strom. Wenn jedoch Vo > V, ist der von dem Wechselrichter über die Leckinduktivität des Transformators gezogene Strom rein kapazitiv. In ähnlicher Weise, wenn Vo < V, wird der von dem Wechselrichter gezogene Strom induktiv. Daher kann durch Steuern der Ausgangsspannung des Wechselrichters zwischen den bemessenen Werten von Vomax und Vomin der Ausgangsblindstrom kontinuierlich von maximal kapazitiv bis maximal induktiv variiert werden.
Wie oben angemerkt, kann die elektrische Leistung in einer Übertragungsleitung auch durch Steuern der Gesamtleitungsimpedanz variiert werden. Dies kann erreicht werden, indem eine steuerbare Reihenleitungskompensation geschaffen wird, die die Blindimpedanz der Leitung tatsächlich senkt (oder vergrößert). Der thyristor-gesteuerte Reihenleitungskompensator kann ähnlich wie der parallel geschaltete statische Blindleistungskompensator entweder durch thyristor-geschaltete Kondensatoren oder durch einen festen Reihenkondensator implementiert sein, der mit einer thyristor-gesteuerten Drossel parallel geschaltet ist.
Eine neue, reihenkompensierende Festkörperanordnung, die einen schaltenden Leistungsumrichter verwendet, ist im US-Patent Nr. 5.198,746 vorgeschlagen. In diesem System wird ein spannungsgespeister Wechselrichter verwendet, um eine Spannung Vc (mit der Grundfrequenz des Wechselstroms) in Reihe mit der Leitung einzufügen. Die Spannung Vc, die von dem Invertierer erzeugt wird, ist um 90º (nacheilend) zum Leitungsstrom phasenverschoben. Indem die Amplitude von Vc proportional zur Amplitude des Leitungsstrom gemacht wird, kann die Wirkung der Reihen- (kapazitiven) Kompensation genau reproduziert werden.
Schnell steuerbare Phasenschieber wurden bis jetzt in praktischen System noch nicht implementiert. Anordnungen, die thyristor-gesteuerte, abgriffändernde Transformatoren verwenden, die eine Technik ähnlich zu der, wie sie bei herkömmlichen, mechanisch geschalteten abgriffändernden Transformatoren verwendet wird, anwenden, wurden in Labormodellen vorgeschlagen und ausgewertet.
Grundsätzlich kann eine thyristor-geschaltete, abgriffändernde Transformatoranordnung die Größe der Spannung ändern, die um 90º phasenverschoben zur Leitungsspannung von dem Einfügetransformator hinzugefügt wurde, um den Phasenwinkel zwischen den sendeseitigen und den empfangsseitigen Spannungen der Übertragungsleitung zu steuern.
Der abgriffändernde Phasenschieber vom Transformatortyp stellt eine stufenförmige Steuerung zur Verfügung, obwohl die Stufenhöhe durch kluge Wahl der ausgewählten Windungsverhältnisse minimiert werden kann. Beispielsweise kann mit drei nicht identischen Transformatorwindungen im Verhältnis 1 : 3 : 9 und einer Schaltanordnung, die eine Windung umgehen oder ihre Polarität umkehren kann, eine Gesamtzahl von 27 Stufen realisiert werden.
Die thyristor-geschaltete, abgriffändernde Transformatoranordnung leidet auch an dem größeren Nachteil, daß sie keine Blindleistung erzeugen oder absorbieren kann. Die Blindleistung, die sie in die Leitung speist oder von ihr absorbiert, wenn sie die 90º phasenverschobene Spannung einspeist, muß von ihr durch das Wechselstromleistungssystem absorbiert oder ihr zugeführt werden. Die großen Spannungsabfälle, die gewöhnlich mit Blindleistungsübertragung in Verbindung gebracht werden, würden dazu neigen, die Wirksamkeit des abgriffändernden Phasenschiebers für Leistungsflußsteuerung in vielen Anwendungen zu negieren.
Eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Leistungsflußcontroller für ein Übertragungssystem zur Verfügung zu stellen, der schnell reagieren kann, um in Echtzeit die Blindleistung, die Übertragungsleitungsimpedanz, die Übertragungsleitungsspannung und den Übertragungsleitungsspannungswinkel entweder einzeln oder in einer beliebigen Kombination dynamisch zu steuern.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Diese und andere Aufgaben werden durch die Erfindung verwirklicht, die auf einen verallgemeinerten, schnellen Leistungsflußcontroller gerichtet ist zum Steuern des Flusses der elektrischen Leistung in einem Wechselstromübertragungssystem, das eine Übertragungsleitung mit zwei Enden enthält und Wechselstrom bei einer ausgewählten Übertragungsleitungsspannung und einer Grundfrequenz zwischen den beiden Enden führt, wobei der Controller enthält:
eine Schaltleistungsumrichteinrichtung, die eine Wechselspannung mit der Grundfrequenz des Wechselstroms erzeugt; eine Einrichtung, die die von der Schaltleistungsumrichteinrichtung erzeugte Wechselspannung in Reihe mit der Übertragungsleitungsspannung koppelt; und eine Steuereinrichtung, die die von der Schaltleistungsumrichteinrichtung erzeugte Wechselspannung auf die Grundfrequenz steuert, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung die von der Schaltleistungsumrichteinrichtung erzeugte Wechselspannung auf eine Größe und einen beliebigen Phasenwinkel bezüglich der Übertragungsleitungsspannung steuert, um die effektive Impedanz der Übertragungsleitung, den effektiven Phasenwinkel zwischen den Spannungen an den beiden Enden der Übertragungsleitung und die Größe der Übertragungsleitungsspannung selektiv anzupassen, individuell und in Koordination, um dadurch den Leistungsfluß in der Übertragungsleitung zu steuern.
Der Umrichter kann in Reihe mit der Übertragungsleitung eine Spannung einer ausgewählten Größe und irgendeines Phasenwinkels zwischen 0 und 360º bezüglich der Phase der Übertragungsleitungsspannung einspeisen. Diese vollständige Freiheit, die Größe und den Phasenwinkel der angelegten Spannung auszuwählen, schafft die Möglichkeit, irgendeinen oder mehrere der folgenden Systemparameter einzustellen: die Größe der Übertragungsleitungsspannung, die Übertragungsleitungsimpedanz und den Phasenwinkel der Übertragungsleitungsspannung. Die für das Einspeisen einer solchen Spannung erforderliche Wirkleistung wird in Übereinstimmung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung durch einen weiteren Wechselrichter zur Verfügung gestellt, der parallel zur Übertragungsleitung geschaltet ist und mit dem anderen Wechselrichter durch eine Gleichstrom Verbindung verbunden ist, die vorzugsweise einen Gleichstrom Verbindungskondensator enthält. Auf den mit der Übertragungsleitung parallel geschalteten Wechselrichter wird zweckmäßigerweise mit erster Wechselrichter Bezug genommen. Dieser erster Wechselrichter kann, indem die Größe einer Komponente seiner Wechselstrom-Spannung, die um 90º phasenverschoben zu dem Übertragungsleitungsstrom ist, eingestellt wird, gesteuert werden, um die Blindleistung auf der Übertragungsleitung einzustellen. Durch die Einstellung des Phasenwinkels dieser Spannung kann der erste Wechselrichter die von dem zweiten Wechselrichter verlangte Wirkleistung durch die Gleichstrom-Verbindung liefern.
Jeder Wechselrichter kann eine Mehrzahl von mittels Zwischenstufentransformatoren miteinander verbundenen Sechs-Impuls-Wechselrichtern enthalten, um Impulsgruppen höherer Ordnung für ein Hochleistungsflußcontrollersystem zu bilden. Die ersten und die zweiten Wechselrichter sind vorzugsweise spannungsquellengesteuerte Wechselrichter und sind aus Gründen der wirtschaftlichen Herstellung und einfacher Wartung austauschbar.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Ein vollständiges Verständnis der Erfindung kann aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele erhalten werden, wenn sie in Verbindung mit den anliegenden Zeichnungen gelesen wird.
Es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines verallgemeinerten Leistungsflußcontrollers in Übereinstimmung mit der Erfindung;
Fig. 2 ein Phasenzeigerdiagramm, das das Verhältnis der von dem in Fig. 1 dargestellten Controller in ein Übertragungssystem eingespeisten Spannung zu der Spannung des Übertragungssystems darstellt;
Fig. 3 die Wellenformen von Wechselrichterpol- und Ausgangsspannung für die Wechselrichter, die Bestandteil des Leistungsflußcontrollers von Fig. 1 sind;
Fig. 4A und 4B wenn sie nebeneinander gelegt werden, ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Hochleistungswechselrichtersystems dar, das für den Leistungsflußcontroller der Erfindung konfiguriert ist;
Fig. 5 eine vereinfachte, funktionale Darstellung des Leistungsflußcontrollers von Fig. 1:
Fig. 6 ein Phasenzeigerdiagramm, das relevante Systemvariablen in einem Bezugsrahmen darstellt, der für die Erklärung der Wirkungsweise der Erfindung gewählt ist;
Fig. 7 ein schematisches Diagramm des Controllersystems in Blockform, der Bestandteil des Leistungsflußcontrollers von Fig. 1 ist; und
Fig. 8 bestimmte der Komponenten des Controllersystems von Fig. 6 in weiteren Einzelheiten.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Mit Bezug auf Fig. 1 bilden zwei Schaltleistungsumrichter 1 und 2, die Gateabschalt-(GTO)Thyristoren 3 oder ähnliche Leistungshalbleiter verwenden und von einem gemeinsamen Gleichstrom-Verbindungskondensator 4 aus betrieben werden, den verallgemeinerten Leistungsflußcontroller 5 der Erfindung. Ein Umrichter ist in der Tat ähnlich zu dem spannungsgespeisten Umrichter, wie er in der halbleitergesteuerten, seriellen Kompensatoranordnung verwendet wird, die im US Patent Nr. 5,198,746 beschrieben ist und oben diskutiert wurde. Der andere Wechselrichter 1 ist ähnlich dem spannungsgespeisten Wechselrichter, der in der oben beschriebenen statischen Halbleiterblindleistungskompensatoranordnung verwendet wurde.
Der Umrichter 2 wird verwendet, um eine Spannung v(pq) steuerbarer Amplitude bei der Grundfrequenz zu erzeugen, die der Systemspannung v auf der Übertragungsleitung 6 durch den in Reihe geschalteten Koppel- (oder Injektions-)transformator 7 hinzugefügt wird. Die Phasenbeziehung dieser eingespeisten Spannung, v(pq) zu der Systemwechselspannung ist willkürlich (d. h. sie ist vollständig steuerbar): sie kann um 90º phasenverschoben, in Phase oder in einer beliebigen anderen Phasenbeziehung stehen, wie es durch das Phasenzeigerdiagramm in Fig. 2 dargestellt ist. Daher kann die eingespeiste Spannung für eine direkte Spannungssteuerung (die Ausgangsspannung des Umrichters 2 wird in Phase mit der Systemspannung hinzugefügt), zur Phasenverschiebung (die eingespeiste Spannung ist die vektorielle Summe zweier Komponenten, wobei die eine eine Gleichphasenkomponente für die Spannungssteuerung und die andere eine um 90º verschobene Komponente für die Phasenwinkelsteuerung darstellt) verwendet werden. Der Ausgang des Umrichters 2 kann auch dafür verwendet werden, um Reihenkompensation für die Leitungsimpedanzsteuerung hervorzubringen. In diesem Fall wird die Spannung um 90º phasenverschoben bezüglich des Leitungsstroms eingespeist. Tatsächlich können sämtliche dieser Größen gleichzeitig dadurch gesteuert werden, wenn es so gewünscht ist, indem die verlangten, individuellen Komponentenspannungen abgeleitet werden und ihre vektorielle Summe als Ausgang des Umrichters 2 erzeugt wird.
Die in Reihe mit der Leitung eingespeiste Spannung wirkt im wesentlichen als eine Spannungsquelle bei der Grundfrequenz, die in Reihe mit der Systemspannung geschaltet ist, die ihrerseits von den Generatoren des Wechselstrom-Systems zur Verfügung gestellt wird.
Der durch die eingespeiste Spannungsquelle fließende Strom ist derselbe, wie der der Übertragungsleitung 6 am Einspeisepunkt, und er wird im wesentlichen durch die übertragene elektrische Leistung und die Impedanzkennlinie der Leitung bestimmt. Die VA-Bemessung der eingespeisten Spannungsquelle (d. h. die des Leistungsumrichters 2, der diese VA handhabt) ist durch das Produkt der maximalen, eingespeisten Spannung mit dem maximalen Leitungsstrom bestimmt. Diese gesamte VA besteht aus zwei Komponenten, die eine ist die maximale Wirkleistung, die durch den maximalen Leitungsstrom, und die Komponente der maximalen, eingespeisten Spannung, die in Phase liegt mit diesem Strom, bestimmt ist, und die andere ist die maximale Blindleistung, die durch den maximalen Leitungsstrom und die Komponente der maximalen, eingespeisten Spannung, die um 90º phasenverschoben mit diesem Strom ist, bestimmt ist. Der spannungsgespeiste Wechselrichter, der zur Bereitstellung der Funktion des Umrichters 2 verwendet wird, kann intern die gesamte, als ein Ergebnis der Spannungs-/Impedanz-/Phasenwinkelsteuerung ausgetauschten Blindleistung erzeugen, und nur die Wirkleistung muß als seine Gleichstrom-Eingangsleistung zur Verfügung gestellt werden.
Der Schaltumrichter 1, der in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel auch ein spannungsgespeister Wechselrichter ist und mit dem Wechselstrom-System über einen Koppeltransformator 8 parallel geschaltet ist, wird gesteuert, um den Wirkleistungsbedarf an dem gemeinsamen Gleichstrom-Anschluß von dem Wechselstrom-System zur Verfügung zu stellen. Da der Umrichter 1, ebenso wie der Umrichter 2 an ihren Wechselstrom-Anschlüssen unabhängig von der an ihrem Gleichstrom-Anschluß anliegenden Wirkleistung Blindleistung erzeugen oder absorbieren können, folgt daraus, daß er mit einer sorgfältigen Steuerung die Funktion eines unabhängigen, stationären Blindleistungskompensators erfüllen kann, der für eine Blindleistungskompensation für das Übertragungsnetz sorgt und daher eine indirekte Spannungs- und Leistungsflußsteuerung durchführt.
Wie oben beschrieben, kann die vorgeschlagene Leistungssteuerunganordnung mit sorgfältiger Steuerung 18, die die Zündung der GTO Thyristoren 3 in den Umrichtern 1 und 2 steuert, in irgendeiner Kombination sämtliche Funktionen der verfügbaren Kompensations- /Steuerungsgeräte des Standes der Technik für Übertragungssysteme zur Verfügung stellen: stationärer Blindleistungskompensator, steuerbarer Reihenkompensator, thyristorgesteuerter, abgriffändernder Transformator für direkte Spannungssteuerung und thyristorgesteuerter, abgriffändernder Transformator für Phasenverschiebung in einem einzigen Gerät. Darüber hinaus ist die gesamte VA-Bemessung des vorgeschlagenen Leistungsflußcontrollers nicht höher als die für den thyristor-gesteuerten, abgriffändernden Phasenschieber vom Transformatortyp des Standes der Technik für die Einzelfunktion alleine. Es sollte auch angemerkt werden, daß die Phasenschieber des Standes der Technik nicht nur nicht im Stande dazu sind, irgendeine Blindleistung für eine externe Netzkompensation zu liefern, sondern sie können die in dem normalen Phasenschiebevorgang erzeugte oder absorbierte Blindleistung nicht intern zur Verfügung stellen; sämtliche involvierte Blindleistung müßte von dem Wechselstrom-System oder von einer separaten Blindleistungsquelle, wie etwa einem stationären Blindleistungskompensator geliefert werden.
Um die funktionalen Möglichkeiten des vorgeschlagenen Leistungsflußcontrollers zur Verfügung zu stellen, müssen die beiden spannungsgespeisten Wechselrichter, die die Umrichter 1 und 2 in der grundsätzlichen Anordnung darstellen, von einem gemeinsamen Gleichstrom-Verbindungskondensator aus auf solche Weise betrieben werden, daß die unabhängige Steuerung der gewählten Netzparameter (d. h. Spannung, Impedanz, Phasenwinkel und Blindleistung) und die koordinierte Steuerung des gesamten Wirkleistungsbedarfs (aufgrund der direkten Spannungssteuerung. Phasenwinkelsteuerung und internen Umrichterverluste) möglich ist.
Hinsichtlich des Wechselrichters (Umrichters) 1, ist der Wirkleistungsfluß zu oder von den Wechselstrom-Anschlüssen eines Wechselrichters, und daher das Fließen in oder aus der Gleichstrom-Verbindung durch den Phasenwinkel der Wechselstrom-Spannungen bestimmt, die von dem Wechselrichter bezüglich der Wechselstrom-Systemspannungen erzeugt werden. Andererseits ist der Blindleistungsfluß zu oder von dem Wechselrichter an seinen Wechselstrom-Anschlüssen durch die Amplitudendifferenz zwischen den Wechselrichter- und den Wechselstrom-Spannungen bestimmt: wenn die Differenz Null ist (die Wechselrichterspannung hat dieselbe Amplitude wie die Systemspannung), dann ist die Blindleistung ebenfalls Null, wenn diese Differenz positiv ist (die Amplitude der Wechselrichterspannung ist größer), dann liefert der Wechselrichter Blindleistung (kapazitiv), und wenn diese Differenz negativ ist (die Amplitude der Wechselrichterspannung ist geringer), dann verbraucht der Wechselrichter Blindleistung (induktiv). Die für eine vollständige Blindleistungsabgabe gebrauchte Differenzspannung wird hauptsächlich durch die Leckimpedanz des Koppeltransformators 8 bestimmt: sie beträgt typischerweise nicht mehr als 15% der Nennspannung des Systems. Um die Wirk- und Blindleistungen unabhängig zu steuern, muß daher die nominale Gleichstrom- Verbindungsspannung groß genug sein, um die Ausgangsspannungen des Wechselrichters 1 mit einer Amplitude zu erzeugen, die ähnlich zu der Wechselstrom-Systemspannung auf der Sekundärseite des Koppeltransformators 8 ist.
Die Situation hinsichtlich des Wechselrichters (Umrichters) 2, der die gewünschte Wechselstrom-Spannung in Reihe mit der Leitung einspeist, ist recht unterschiedlich. In diesem Falle wird ein Wechselstrom-Spannungsvektor, der durch seine Größe und seinen Phasenwinkel hinsichtlich einer gegebenen Referenz (z. B. der Systemspannung oder dem Leitungsstromvektor) dargestellt ist, erzeugt, um die Leistungsflußanforderungen zu decken. An dem statischen Arbeitspunkt könnte dieser Spannungsvektor Null sein (keine Spannungssteuerung, keine Phasenverschiebung und keine Impedanzkompensation), was keine oder eine geringe Gleichstrom-Verbindungsspannung erfordern würde, wenn die Amplitude der Wechselstrom-Ausgangsspannung direkt mit der Gleichstrom-Verbindungsspannung in Verbindung steht. In dem Maß, wie die Größe des eingespeisten Spannungsvektors erhöht wird, müßte auch die Gleichstrom-Verbindungsspannung in direktem Verhältnis erhöht werden. Der aus der Spannungseinspeisung resultierende Wirkleistungsbedarf würde direkt an den Gleichstrom- Anschlüssen erscheinen, während die benötigte Blindleistung automatisch von dem Wechselrichter intern erzeugt werden würde. Die Gleichstrom-Verbindung muß dazu im Stande sein, den Wirkleistungsbedarf zu decken (über Wechselrichter 1), sonst könnte die Ausgangsspannung des Wechselrichters 2 nicht aufrecht erhalten werden.
Um die verschiedenen, grundsätzlichen Betriebsanforderungen des Wechselrichters 1 zu korrelieren (relativ hohe Gleichstrom-Verbindungsspannung entsprechend zur Amplitude der Wechselstrom-Systemspannung bei Null-Blindleistungserzeugung und geringer Variation diesbezüglich für eine bemessene Blindleistungsabgabe) und des Wechselrichters 2 (Null- Gleichstrom-Verbindungsspannung für Null-Spannungseinspeisung, die proportional zu der Amplitude der eingespeisten Spannung erhöht werden muß) wird in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel angenommen, daß die Amplituden der erzeugten Ausgangsspannungen von Wechselrichter 1 und Wechselrichter 2 intern durch wohlbekannte Techniken wie Impulsbreitenmodulation (PWM) oder vektorielle Summierung der von den beiden (Gruppen von) Wechselrichtern erzeugten Spannungen, die einen gemeinsamen Koppeltransformator beliefern, gesteuert werden. Mit dieser Anordnung kann die Gleichstrom-Verbindungsspannung (durch Wechselrichter 1) auf einem im wesentlichen konstanten Wert gehalten werden, der der höchsten Ausgangsspannung entspricht, die von einem der beiden Wechselrichter erzeugt wird. Es sollte angemerkt werden, daß diese Anordnung kein notwendiges Erfordernis für den Betrieb der vorgeschlagenen Anordnung ist. Es wäre nämlich möglich, z. B. den Wechselrichter 1 ohne eine interne Spannungssteuerung zu betreiben. In diesem Falle würde die Gleichstrom-Verbindungsspannung gemäß der von diesem Wechselrichter zur Verfügung gestellten Blindleistungskompensation aufgebaut werden (die typischerweise um etwa +/- 15% um den statischen Ruhewert herum variiert, der die Nennamplitude der Wechselstrom- Systemspannung darstellt. Der Wechselrichter 2 würde die Amplitude seiner eigenen Ausgangsspannung durch eine leicht variierende Gleichstrom-Verbindungsspannung über einen internen (z. B. PWM) Steuermechanismus steuern.
Der spannungsgespeiste Wechselrichter 2, der in dem Ausführungsbeispiel der vorgeschlagenen Reihenkompensation verwendet wird, besteht in seiner einfachen Form aus sechs selbstkommutierten Halbleiterschaltern, wie etwa den gateabschaltbaren (GTO) Thyristoren 3, denen jedem eine umgekehrt- parallel geschaltete Diode 9, wie in Fig. 1 dargestellt, parallel geschaltet ist. Von einer mit ihren Eingangsanschlüssen verbundenen Gleichstrom-Versorgung (die durch den geladenen Kondensator 4 bereitgestellt wird) können die Wechselrichter 1 und 2 jeweils eine Menge von drei Quasi-Rechteck- Spannungswellenformen einer gegebenen Frequenz produzieren, indem die Gleichstrom- Eingangsspannung sequentiell mit den drei Ausgangsanschlüssen über die geeigneten Wechselrichterschalter verbunden wird. Der Betrieb der Wechselrichterschalter und die erzeugten Spannungswellenformen an den Mittelpunkten der Schalt-"Pole" (vA, vB, und vC) und am Ausgang (vAB, vBC, und vCA) sind in Fig. 3 dargestellt.
Der in Fig. 1 gezeigte, ursprüngliche Wechselrichter 2, der betrieben wird, um die in Fig. 3 dargestellten Ausgangsspannungswellenformen zu produzieren, würde für die meisten praktischen Anwendungen zuviel Verzerrungen erzeugen. Auch wäre er nicht dazu fähig, die Größe der Ausgangsspannung unabhängig von der Gleichstrom-Verbindungsspannung zu steuern. Aus diesen Gründen würde die Ausgangsspannungswellenform für die betrachteten praktischen Anwendungen so aufgebaut sein, daß die Erzeugung von harmonischen Komponenten minimiert und die Steuerung der Grundkomponente ermöglicht würde. Es gibt verschiedene, wohlbekannte Techniken, um dies zu erreichen, wie etwa Impulsbreitenmodulation und Multipulswellenformsynthese (harmonische Neutralisierung), zusammen mit der vektoriellen Summierung der phasen-beabstandeten Grundkomponenten, wie sie von separaten Wechselrichtergruppen erzeugt werden (z. B. "doppelt gespeiste" Koppeltransformator- Anordnungen).
Ein Hochleistungsumrichtersystem für den Leistungsflußcontroller 5' ist schematisch in den Fig. 4A und 4B gezeigt. In dieser Anordnung sind die in Sternschaltung geschalteten drei Primärwicklungen 8PA, 8PB und 8PC des Paralleltransformators 8 mit den drei Phasen der Übertragungsleitung 6 durch einen Drei-Phasentrennschalter 10 verbunden. Jede Phasenwicklung 8SA, 8SB und 8SC auf der Sekundärseite des Transformators 8 ist vom Abschnitt 1L und 1R des Wechselrichters 1 durch die Anordnungen 11 und 12 des Zwischenstufentransformators doppelt gespeist. Jeder der Abschnitte 1L und 1R des Konverters 1 enthalten vier Sechs-Impuls-Wechselrichtergruppen 1L1-1L4 und 1R1-1R4. In jeder dieser Sechs-Impuls-Gruppen stellt das Symbol 13 einen GTO Thyristor 3 und eine zugeordnete Paralleldiode 9 dar. Die Sekundärwicklung 8SC für die Phase C des Paralleltransformators 8 ist beispielhalber an gegenüberliegenden Enden durch die Zwischenstufentransformatoren 11C und 12C geführt. Gegenüberliegende Enden der Transformatorwicklung 11C sind durch die Wicklungen 11CL und 11CR geführt. Gegenüberliegende Enden der Wicklungen 11CL sind ihrerseits durch die Phase C der Sechs- Impuls-Gruppen 1L1 und 1L2 geführt, während die gegenüberliegenden Enden der Wicklung 11CR durch die Phase C der Sechs-Impuls-Gruppen 1L3 und 1L4 geführt sind. In ähnlicher Weise führen die C-Phasen GTO Thyristoren der Impulsgruppen 1R1 und 1R2 gegenüberliegende Enden der Transformatorwicklung 12CL, während die Sechs-Impuls-Gruppen 1R3 und 1R4 an die gegenüberliegenden Enden des Zwischenstufentransformators 12CR geschaltet sind. Die Transformatoren 12CL und 12CR sind an gegenüberliegende Enden des Transformators 12C geschaltet. Durch geeignete Steuerung der Zündwinkel der Sechs-Impuls-Gruppen werden die Wechselrichterabschnitte 1L und 1R geöffnet, um eine 48-Impuls-Spannung zu erzeugen, die über den Paralleltransformator 8 an die Übertragungsleitung 6 angelegt wird. In Übereinstimmung mit der Erfindung wird die Zündung der GTO-Thyristoren in 8 Sechs-Impuls- Gruppen gesteuert, um die Größe und den Phasenwinkel der durch den Paralleltransformator 8 an die Übertragungsleitung 6 angelegte Spannung in geeigneter Weise einzustellen.
Der Wechselrichter 2 des Hochleistungswechselrichtersystems 5', wie er in Fig. 4B gezeigt ist, ist auch ein 48-Impuls-Wechselrichtersystem mit zwei Abschnitten 2L und 2R, die jeweils vier Sechs-Impuls-Wechselrichtermodule, 2L1-2L4 und 2R1-2R4 haben, die durch Zwischenstufentransformatoranordnungen 14 und 15 mit entgegengesetzten Enden der Dreiphasen-Wicklung 7SC, 7SA und 7SB der Sekundärseite des Einspeisetransformators 7 verbunden sind. Die drei Primärwicklungen 7PC, 7PA und 7PB sind in Reihe geschaltet mit der Drei-Phasen-Übertragungsleitung 6 durch das Schließen des Schalters 16 und das Öffnen des Unterbrechers 17. Durch die Steuerung der Zündwinkel der GTO-Thyristoren in den Wechselrichtermodulen kann die Größe und der Phasenwinkel relativ zu der Übertragungsleitungspannung der von dem Wechselrichter 7 in die Übertragungsleitung 6 eingespeisten Spannung in Übereinstimmung mit der Erfindung gesteuert werden.
Zu Fig. 1 zurückkehrend ist die Steuerung 18, die die beiden spannungsgespeisten Wechselrichter betreibt, ein integraler Bestandteil des vorgeschlagenen Leistungsflußcontrollersystems 5. Seine Hauptfunktion besteht darin, die beiden Wechselrichter 1 und 2 auf koordinierte Weise zu betreiben, so daß folgendes sichergestellt ist:
(1) die Wechselstrom-Ausgangsspannung des Wechselrichters 2, die in Reihe mit der Leitung 6 eingespeist wird, besitzt die richtige Größe und den richtigen Phasenwinkel, um die momentanen Anforderungen für die gesteuerten Systemparameter (Leitungsimpedanz. Phasenwinkel, Spannungssgröße) am Ausgangsende des Einspeisetransformators 7 für einen optimalen Leistungstransfer zu erfüllen, wie sie von den relevanten, an die Steuerung 18 gelieferten Referenzsignalen diktiert werden, und
(2) die Wechselstrom-Ausgangsspannung des Wechselrichters 1, der mit dem Wechselstrom-System durch den parallel geschalteten Transformator 8 verbunden ist, besitzt die richtige Größe und den richtigen Phasenwinkel, um den Wirkleistungsbedarf des Wechselrichters 2 bereit zu stellen, und um die Blindleistung an den Eingangsenden des Einspeisetransformators 7 zu erzeugen oder zu absorbieren, um die Spannung an diesem Punkt gemäß der extern definierten Referenz zu steuern.
Die Steuerung 18 ist so aufgebaut, daß sie extern abgeleitete Referenzsignale empfangen kann. Diese Signale werden in geeigneten, geschlossenen Steuerkreisen verwendet, um die Wechselrichter dazu zu zwingen, ihre Ausgangsspannungen so zu erzeugen, daß sie zu den Referenzen passen. Die Ableitung der Referenzsignale wird durch externe Messung der relevanten Parameter des Wechselstrom-Systems erledigt. Dies ist nicht Bestandteil der vorliegenden Erfindung; Techniken, wie sie in US Patent Nr. 5,309.346 beschrieben sind, sind jedoch geeignet.
Um das Steuerschema, das durch die Steuerung für die beiden spannungsgespeisten Wechselrichter 1 und 2 implementiert ist, zu definieren und zu verifizieren, ist es notwendig, zunächst ein Modell aufzustellen, das das dynamische Verhalten des Systems darstellt. Fig. 5 stellt eine vereinfachte, funktionelle Darstellung des Leistungsflußcontrollers 5 dar. Die beiden Wechselrichter 1 und 2 sind als ideale Spannungsumrichter gezeigt, wobei jeder seine Gleichstrom-seitige Spannung (Vdc) in eine abgeglichene Menge von drei sinusförmigen, Wechselstrom-seitigen Spannungen mit dem momentanen Phasenwinkel θ, und momentaner Größe τ · Vdc auf folgende Weise umrichtet:
In jedem Fall werden τ und θ durch die geeignete Torschaltung der Leistungsschalter 3 in dem Wechselrichter eingestellt. Diese Parameter können schnell und unabhängig in Antwort auf die Referenzsignale (τ*, θ*), wie sie von dem Steuersystem 18 geliefert werden, variiert werden. Diese Referenzsignale sind die einzigen Steuereingaben an das System.
Fig. 5 zeigt die Wechselstrom-seitigen Spannungen des mit der Übertragungsleitung durch einen idealen Transformator 7A, 7B, 7C in Reihe geschalteten Wechselrichters 2. Wir vernachlässigen daher die Wirkungen der Leck-Reaktanz in dem Transformator und nehmen an, daß die Wechselstrom-seitigen Ströme des Wechselrichters 2 proportional zu den Übertragungsleitungsströmen sind. Die Wechselstrom-Seite des Wechselrichters 1 ist als mit der Übertragungsleitung über die in Reihe geschalteten Spulen 19A, 19B und 19C verbunden dargestellt, die die äquivalente Leck-Induktivität des Transformators 8 (siehe Fig. 1) darstellen, der parallel zu der Übertragungsleitung 6 in der eigentlichen Schaltung geschaltet ist.
Fig. 5 definiert Kennungen und Polaritätskonventionen für die Ströme und Spannungen in den verschiedenen Zweigen der äquivalenten Leistungsschaltung. Zusätzlich wird eine geeignete vektorielle Notation verwendet, um die momentanen Werte der Drei-Phasen- Variablensätze (Ströme und Spannungen) darzustellen. Gemäß dieser Notation wird der momentane Wert jedes der Drei-Phasensätze durch einen zweidimensionalen Vektor gekennzeichnet, der durch seine Koordinaten in einem orthogonalen (d, q-Achse) Bezugsrahmen definiert ist. Der Bezugsrahmen ist solchermaßen definiert, daß die d-Achse immer (per Definition) mit einem ausgewählten Referenzvektor übereinstimmt. In diesem Falle ist der Referenzvektor die Übertragungsleitungsspannung am Verbindungspunkt für den Wechselrichter 1. Fig. 8, die unten beschrieben werden soll, definiert, wie alle relevanten Systemvektoren in diesem Bezugssystem aus den zugehörigen Drei-Phasen-Größen erhalten werden. Das Phasenzeigerdiagramm in Fig. 6 stellt diese Vektoren grafisch dar.
Diese vektorielle Notation wird eingeführt, weil die d, q-Komponenten der Vektoren in dem gewählten Bezugsrahmen die Beschreibung des momentanen Leistungsflusses erleichtern. Im Falle des Wechselrichters 1 ist die momentane, von der Übertragungsleitung genommene (negotiated) Leistung
P&sub1; = 3/2 v · id1 Gl. 2
Somit trägt die Stromkomponente id1 der gesamten Wirkleistung Rechnung, ohne Rücksicht auf den Wert von iq1. Daher wird iq1 als der "momentane Blindstrom" in diesem Zweig definiert, und wir können weiter die momentane Blindleistung als
Q&sub1; = 3/2 v · iq1 Gl. 3
definieren.
Das Steuersystem trachtet danach, diese beiden Komponenten getrennt zu steuern, um den Wirkleistungsbedarf (für die Gleichstrom-Kondensatorspannungssteuerung) und den Blindleistungsbedarf (für die externe Systemsteuerung) zu befriedigen.
In dem Fall des Wechselrichters 2 wird der Wechselstrom-seitige Anschlußspannungsvektor #(ed2, eq2) nämlich zu dem Referenzspannungsvektor (v, 0) addiert, um den eingestellten Ausgangsspannungsvektor #(V'd, V'q) zu erzeugen. Da #&sub2; ein willkürlicher Phasenwinkel bezüglich # und eine willkürliche Größe (innerhalb von Grenzen) praktisch momentan zugeordnet werden kann, kann #' schnell und genau in Phase und Größe eingestellt werden.
Fig. 6 stellt die Anordnung der Systemvektoren für einen typischen, stationären Betriebszustand dar. Beachte, daß, wenn der Vektor willkürliche Phasenwinkel annehmen darf, der Wechselrichter 2 unvermeidlich Wirkleistung von der Übertragungsleitung umrichtet. Diese Leistung ist gegeben durch
P&sub2; = 3/2 (ed2 · id2 + eq2 · iq2) Gl. 4
Unter Vernachlässigung von Leistungsverlusten in den Wechselrichtern nehmen wir an, daß in jedem Fall die Wechselstrom-seitige Anschlußleitung in gleicher Größe an den Gleichstrom-Anschlüssen erscheint. Da Wechselrichter 2 die Freiheit besitzt, seine Wirkleistung zu variieren, muß daher Wechselrichter 1 eine gleiche und entgegengesetzte Wirkleistung plus einen zusätzlichen Betrag aufbringen, der erforderlich ist, um die Verluste wieder auszugleichen und die Kondensatorspannung auf einem eingestellten Wert zu halten.
Das Steuersystem 18 ist in Fig. 7 dargestellt. Die externe Steuerung 20 verwendet die gemessenen Variablen einschließlich der drei Phasenströme, ia1 · ic1, die von dem Wechselrichter 1 an das Übertragungsleitungssystem geliefert werden, die Wechselstrom- Ströme, ia2 · ic2, die durch den zweiten Wechselrichter fließen und die Leitung-Zu- Leitungsspanungen, Vab-Vcb auf einer Übertragungsleitung an dem Punkt, an dem der Wechselrichter 1 mit der Übertragungsleitung verbunden ist, zusammen mit den Referenzeingaben und Parametereinstellungen, die, wie oben diskutiert, bestimmt wurden, um den Referenzwert für die Größe e*&sub2; in dem transformierten Referenzsystem für die von dem Wechselrichter 2 in die Übertragungsleitung einzuspeisende Spannung einzustellen. Diese Spannungsreferenz wird in Koordinaten für die feste Referenzebene transformiert, indem e*&sub2; durch Vdc in Block 21 dividiert wird, um die Größenreferenz τ*&sub2; zu erzeugen, und indem die Winkelreferenz α*&sub2; zu dem Winkel ψ summiert wird, der seinerseits von dem durch den vektorphasenstarren, geschlossenen Kreis 22 durch Summieren der Verbindung 223 erzeugt wurde, um die Phasenwinkelreferenz θ*&sub2; zu erzeugen. Die Referenzen τ*&sub2; und θ*&sub2; werden an die Gate-Steuerung 24 für den Wechselrichter 2 angelegt, der die GTO-Thyristoren des Wechselrichters 2 zündet, um die eingespeiste Spannung bei der verlangten Größe und dem verlangten Phasenwinkel zu erzeugen.
Wie oben erwähnt, ist die Steuerung von #&sub2; mittels des Wechselrichters 2 trivial und praktisch augenblicklich. Das Steuersystem ist daher hauptsächlich damit betraut, die Wechselstrom-seitigen Ströme (id1, iq1) des Wechselrichters 1 zu steuern, um die Gleichstrom-seitige Spannung aufrecht zu erhalten und den parallelen Blindleistungsbedarf, Q&sub1;* zu decken, der auch von der externen Steuerung 20 abgeleitet wird.
Der Controller arbeitet mit Rückkopplung des gemessenen Vektors. #&sub1;, mit den Komponenten id1, iq1, die durch eine Rotationsachsen-Koordinatentransformationsfunktion 23 von den Wechselströmen ia1, ib1 und ic1 des Wechselrichters 1 erzeugt werden, indem die von dem phasenstarren Kreis 22 erzeugten Winkel φ verwendet werden. Unter stationären, abgeglichenen, sinusförmigen Bedingungen ist der Vektor #&sub1; eine Konstante. Die Komponenten id1, iq1 werden in den Summations-Differenz-Verknüpfungen 24 bzw. 25 mit Referenzwerten '*d1, i*q1 verglichen, um d- und q-Fehlersignale zu erzeugen, von denen jedes durch einen proportional-integral-Kompensationsblock 26. 27 geführt wird. Die Größe des Leitungsspannungsvektors (#) wird in Block 28 gemessen und vorwärts in den Vorwärtspfad der d-Achsensteuerung durch die Summierverknüpfung 29 geführt, um alle Effekte aufgrund von Dynamik auf der Übertragungsleitung zu beseitigen. Die sich ergebenden d- und q- Achsensignale definieren für Wechselrichter 1 den Wechselstrom-seitigen Spannungsvektorbedarf e*d1, e*q1. Der Controller verwendet so ed1, um den Wert von id1, zu beeinflussen, und e*q1, um 1*q1 zu beeinflussen. Daher gibt es eine Kreuzkopplung zwischen den d- und den q-Achsen-Größen, so daß Änderungen in ed1 und eq1 auch Änderungen in iq1 bzw. id1 erzeugen. Die Analyse des geschlossenen Steuerkreises hat gezeigt, daß diese Wechselwirkungen das dynamische Verhalten des Systems nicht signifikant beeinträchtigen. Die d- und q-Achsenkreuzkopplung kann jedoch entfernt werden, indem der Ausdruck ωLiq1 in die d-Achsen-Fehlerstrecke durch die Verknüpfung 30 vorwärts geleitet wird, und ωLid1 in die q-Achsen-Fehlerstrecke geleitet wird, wie es in Fig. 7 angezeigt ist. L ist die Leckinduktivität des Paralleltransformators 8 und ω ist die Grundfrequenz des Systems.
Die beiden Komponenten i*d1 und i*q1 des Stromreferenzvektors werden von separaten Quellen abgeleitet. Der Referenzwert von i*q1 wird einfach von Q*&sub1;, dem Blindleistungsbedarf, der von dem externen Steuersystem 20 in Übereinstimmung mit Gleichung 3 oben, durch Anlegen eines skalaren Faktors von 2/3 in Block 31 und durch Dividieren des Ergebnisses durch die Vektorgröße v in der Dividierfunktion 32. Andererseits enthält i*q1 das für die von dem Wechselrichter 1 umgesetzte Wirkleistung verantwortlich ist, zwei Komponenten, die bei Verknüpfung 33 aufsummiert werden. Die erste von diesen ist das negative der Wirkleistung des Wechselrichters 2, gemessen an seinen Gleichstrom-Anschlüssen. So wird der Gleichstrom-Strom idc2 mit der Gleichstrom-Spannung Vdc im Multiplizierer 34 multipliziert. Das Produkt P* wird um den Faktor 2/3 in Block 35 skaliert und dann durch die Spannungsgröße v im Dividierblock 36 dividiert. Das resultierende Signal ermöglicht, daß die Wirkleistung von in Wechselrichter 1 schnell eingestellt werden kann, um die willkürlichen Wirkleistungsvariationen von Wechselrichter 2 nachzuführen.
Der zweite Teil von i*d1 kommt von dem Fehlersignal des Rückkopplungssteuerkreises, der für das Steuern der Gleichstrom-Verbindungsspannung vdc auf einen Referenzwert, v*dc verantwortlich ist. Der Fehler zwischen der gemessenen Gleichstrom-Verbindungsspannung vdc und dem Referenzwert v*dc wird in dem Differenzfunktionsblock 37 erzeugt. Proportional- Integral-Steuerung wird an den Fehler in Block 38 angelegt. Dieser Kreis kompensiert die Leistungsverluste des Systems und anderes, nicht-ideales Verhalten, das sonst den Wert von Vdc dazu bringen würde, sich erratisch zu ändern.
Die Werte e*d1 und e*q1 stellen Real- bzw. Imaginärteile der von dem Wechselrichter 1 in das rotierende Bezugskoordinatensystem einzuspeisenden Spannung dar. Der Vektor #&sub1; wird auf die Polarkoordinaten e*&sub1; und α*&sub1; in Block 39 transformiert. Die Größe e*&sub1; wird durch die Dividierfunktion 40 auf die Gleichstrom-Verbindungsspannung vdc normalisiert, um die Größenreferenz τ*1 zu erzeugen. Der von der phasenstarren Schleife erzeugte Winkel ψ wird in der Summierverknüpfung 41 zu α*1 summiert, um den Referenzphasenwinkel θ*&sub1; zu erzeugen. Wie in Fig. 7 angezeigt, dienen τ*1 und θ*&sub1; als Eingänge zur Gate-Steuerung 42 für den Wechselrichter 1.
Fig. 8 veranschaulicht genauer einige der Elemente des Steuersystems von Fig. 7. Der Vektorkoordinatenwandler 43 erzeugt die Real- und Imaginärteile vds und vqs eines Vektors v in dem rotierenden Bezugsystem aus den gemessenen Leitung-Zu-Leitungsspannungen vab und vcb. Der Realteil vds wird durch Anlegen eines skalaren Faktors von 2/3 auf vab in Block 44 erzeugt, durch Skalieren von vcb um einen Faktor von 1/3 in Block 45 und durch Erzeugen der Differenz bei Verknüpfung 46. Der Imaginärteil vqs wird durch Anlegen eines skalaren Faktors von -1/ 3 in Block 47 erzeugt. Der Vektorgrößenkalkulator 28 erzeugt v, die Größe der Übertragungsleitungsspannung, aus den Real-und Imaginärteilen vdS und vqs.
Der vektorphasenstarre Kreis 22 erzeugt den Phasenwinkel φ, um die Zündung der GTO- Thyristoren des Wechselrichters mit der Übertragungsleitungsspannung zu synchronisieren. Der Realteil vds wird in Block 48 mit dem Sinus von dem Winkel φ, abgeleitet in Block 49, multipliziert. Dieses Produkt wird in der Differenzverknüpfung 50 von dem in Block 51 berechneten Produkt aus Imaginärteil vqs der Spannung und dem Kosinus von φ in Block 52 abgeleitet, berechnet. Eine Proportional-integral-Steuerung wird an die Differenz in Block 53 angelegt, und das Resultat wird in Block 54 integriert, um den Winkel φ zu erzeugen.
Der Winkel φ wird von dem Rotationsachsen-Koordinatentransformationsblock 23 verwendet, um den Real- und dem Imaginärteil des Stroms von Wechselrichter 1 aus den gemessenen Drei-Phasen-Strömen von Wechselrichter 1 zu erzeugen. Die Drei-Phasen-Ströme ia1, ib1 und ic1 werden in den Blöcken 55 bis 57 mit den Sinusfunktionen von φ multipliziert, mit den Ergebnissen in Verknüpfung 58 negativ summiert, um den Imaginärteil iq1 des Stromes von Wechselrichter 1 in dem Rotationsachsenbezugssystem zu erzeugen. In ähnlicher Weise werden die gemessenen Ströme in Verknüpfung 62 mit Kosinus-Funktionen von φ in den Blöcken 59 - 61 multipliziert, um den Realteil id1 zu bilden.
Der Flußcontroller der Erfindung steuert mit einem einzigen Gerät sämtliche der zuvor von separaten Geräten durchgeführten Funktionen. Wechselrichter 1 kann betrieben werden, um die Blindleistung auf der Übertragungsleitung zu steuern, während dem Wechselrichter 2 Wirkleistung zugeführt wird. Wechselrichter 2 kann verwendet werden, um unabhängig oder gleichzeitig die Leitungsimpedanz, den Spannungsphasenwinkel oder die Spannungsgröße einzustellen. Daher kann der Flußcontroller der Erfindung verwendet werden, um den Fehlerstrom durch Einstellung der Leitungsimpedanz durch Konverter 2 zu begrenzen. Er kann auch zur Stromstabilisierung in parallelen Übertragungsleitungen durch Einstellung von Übertragungsleitungsimpedanz oder durch Einstellung des Phasenwinkels verwendet werden. Ein weiterer Vorteil des Flußcontrollers der Erfindung besteht darin, daß er eine Spannung nur bei der Grundfrequenz einspeist, daher induziert er keine subsynchrone Resonanz. Andererseits kann er verwendet werden, um Schwingungen zu dämpfen, falls es einen existierenden Kondensator auf der Übertragungsleitung gibt. All dieses kann ökonomisch dadurch erreicht werden, daß die Wechselrichter 1 und 2 identisch sind, wodurch Vorteile für die Wirtschaftlichkeit bei der Herstellung geschaffen werden.
Obwohl spezifische Ausführungsbeispiele der Erfindung in Einzelheiten beschrieben wurden, wird es von den Fachleuten erkannt werden, daß zahlreiche Modifikationen und Alternativen zu den Einzelheiten im Lichte der Gesamtlehre der Offenbarung entwickelt werden könnten. Die besonderen, offenbarten Anordnungen sind dementsprechend nur illustrativ gemeint und sollen den Schutzbereich der Erfindung nicht begrenzen, dem die volle Breite der angehängten Ansprüche beigemessen werden soll.

Claims

1. Leistungsflußcontroller (5) zum Steuern des Flusses der elektrischen Leistung in einem Wechselstromübertragungssystem, das eine Übertragungs-leitung (6) mit zwei Enden enthält, die Wechselstrom bei einer ausgewählten Übertragungsleitungsspannung und Grundfrequenz zwischen den beiden Enden führt, wobei der Controller (5) enthält:

eine Schaltleistungsumrichteinrichtung (2), die eine Wechselspannung mit der Grundfrequenz des Wechselstroms erzeugt;

eine Einrichtung (7), die die von der Schaltleistungsumrichteinrichtung erzeugte Wechselspannung in Reihe mit der Übertragungsleitungs-spannung koppelt:

und eine Steuereinrichtung (18), die die von der Schaltleistungsumrichteinrichtung erzeugte Wechselspannung bei der Grundfrequenz steuert,

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung die von der Schaltleistungsumrichteinrichtung erzeugte Wechselspannung auf eine Größe und einen beliebigen Phasenwinkel bezüglich der Übertragungsleitungs-spannung steuert, um die wirksame Impedanz der Übertragungsleitung, den wirksamen Phasenwinkel zwischen den Spannungen an den beiden Enden der Übertragungsleitung und die Größe der Übertragungsleitungsspannung selektiv anzupassen, nämlich individuell und in Koordination, um dadurch den Leistungsfluß in der Übertragungsleitung zu steuern.

2. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 1, wobei die Schaltleistungsumrichteinrichtung einen Gleichstrom/Wechselstrom-Wechselrichter (2) und eine Einrichtung (1) enthält, die Gleichstrom-Leistung an den Wechselrichter liefert.

3. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 2, wobei die Gleichstrom-Leistung an die Gleichstrom/Wechselstrom-Wechselrichter liefernde Einrichtung einen zusätzlichen Gleichstrom/Wechselstrom-Wechselrichter (1), eine die Gleichstrom-Anschlüsse des zusätzlichen Wechselrichters mit den Gleichstrom-Anschlüssen des Gleichstrom/Wechselstrom- Wechselrichters verbindende Einrichtung und eine Einrichtung (8) enthält, die die Wechselstrom-Anschlüsse des zusätzlichen Wechselrichters an eine Wechselstrom- Leistungsquelle koppelt.

4. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 3, wobei die Wechselstrom-Leistungsquelle die Übertragungsleitung (6) ist.

5. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 1, wobei die Schaltleistungsumrichteinrichtung eine Wechselstrom/Wechselstrom-Umsetzeinrichtung (1, 2), die die Wechselspannung an den Ausgangsanschlüssen erzeugt, und eine Einrichtung zum Liefern von Wechselstrom-Leistung an die Eingangsanschlüsse der Wechselstrom/Wechselstrom- Umsetzeinrichtung enthält.

6. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 5, wobei die Wechselstrom-Leistung an die Wechselstrom/Wechselstrom-Umsetzeinrichtung liefernde Einrichtung eine Einrichtung (8) enthält, die die Eingangsanschlüsse an die Übertragungsleitung koppelt.

7. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 1, wobei die Steuereinrichtung (18), die die steuerbare Größe und den Phasenwinkel der von der Schaltleistungsumrichteinrichtung erzeugten Wechselspannung steuert, die wirksame Reihenwirkimpedanz und Reihenblindimpedanz der Übertragungsleitung selektiv einstellt.

8. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 1, wobei die Steuereinrichtung (18) eine erste Einrichtung zur Ableitung der Größe und des Phasenwinkels der mit der Übertragungsleitung in Reihe geschalteten Wechselspannung, um die gewählte Übertragungsleitungsimpedanz, den gewählten Übertragungswinkel und die gewählte Übertragungsleitungsspannung herzustellen, um den gewählten Leistungsfluß auf der Übertragungsleitung herzustellen, und eine zweite Einrichtung enthält, die auf die erste Einrichtung anspricht, um die Schaltleistungsumrichteinrichtung zu betreiben, die Wechselspannung zu erzeugen.

9. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 1, wobei die Schaltleistungsumrichteinrichtung enthält:

eine erste Gleichstrom/Wechselstrom-Wechselrichtereinrichtung (1) mit Wechselstrom- Anschlüssen, die parallel zur Übertragungsleitung geschaltet sind und mit Gleichstrom- Anschlüssen;

eine zweite Gleichstrom/Wechselstrom-Wechselrichtereinrichtung (2) mit Wechselstrom-Anschlüssen, die geschaltet sind, um eine Wechselspannung in Reihe mit der Übertragungsleitung einzuspeisen, und mit Gleichstrom-Anschlüssen:

und eine Gleichstrom-Verbindungseinrichtung, die die Gleichstrom-Anschlüsse des ersten mit denen des zweiten Wechselrichters verbinden;

und wobei die Steuereinrichtung (18) den Wirk- und den Blindleistungsaustausch zwischen der Übertragungsleitung (6) und dem ersten Wechselrichter (1) steuert, um Wirkleistung für den zweiten Wechselrichter (2) bei einem gewählten Leistungsfaktor zu liefern, wobei die Steuereinrichtung auch die zweite Wechselrichtereinrichtung steuert, um die Wechsel Spannung mit einer gewählten Größe und einem gewählten Phasenwinkel zwischen 0º und 360º zu erzeugen, um eine gewählte Übertragungsleitungsimpedanz, einen gewählten Übertragungswinkel und eine gewählte Übertragungsleitungsspannung aufzubauen, um den Leistungsfluß durch die Übertragungsleitung zu steuern.

10. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 9, wobei die Steuereinrichtung (18) ein Vektorcontroller ist, der Torschaltungssignale für den ersten und den zweiten Wechselrichter zur Verfügung stellt, wobei der Controller enthält;

eine phasenstarre Schleifeneinrichtung (22) zur Erzeugung eines Winkelsignals, das den Vektorphasenwinkel der Wechselstrom-Übertragungsleitungsspannung darstellt;

eine Größenberechnungseinheit (28) zur Erzeugung eines Größensignals, das die Vektorgröße einer Übertragungsleitungsspannung darstellt;

eine Koordinatentransformationseinrichtung (23) zur Erzeugung eines ersten Stromsignals, das einen gleichphasigen Wechselstrom-Strom der ersten Wechselrichtereinrichtung darstellt, und eines zweiten Stromsignals, das einen um 90º phasenverschobenen Wechselstrom-Strom der ersten Wechselrichtereinrichtung darstellt;

eine Gleichstrom-Spannungssteuereinrichtung zur Erzeugung eines gleichphasigen Wechselstrom-Stromreferenzsignals für den ersten Wechselrichter;

eine Referenzeinrichtung zur Erzeugung eines um 90º phasenverschobenen Referenzsignals für den um 90º phasenverschobenen Wechselstrom-Strom, ein Referenzsignal für die Wechselstrom-Spannungsvektorgröße für den zweiten Wechselrichter und ein Referenzsignal für den Wechselstrom-Spannungsvektorwinkel für den zweiten Wechselrichter;

eine Einrichtung (42) die Torschaltungssignale für den ersten Wechselrichter aus dem Winkelsignal, dem Größensignal, dem ersten Stromsignal, dem zweiten Stromsignal und dem gleichphasigen Wechselstrom-Stromreferenzsignal erzeugt;

und eine Einrichtung (24) die Torschaltungssignale für den zweiten Wechselrichter aus dem Winkelsignal, dem Referenzsignal für die Wechselstrom-Spannungsvektorgröße und dem Wechselstrom-Spannungsvektor-winkelsignal erzeugt.

11. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 10, wobei die Gleichstrom- Spannungssteuereinrichtung auf ein Gleichstrom-Spannungsrückführsignal, das eine Gleichstrom-Spannung zwischen dem ersten Wechselrichter und dem zweiten Wechselrichter darstellt, auf ein Gleichstrom-Stromrückführsignal, das den Gleichstrom-Strom des zweiten Wechselrichters darstellt und auf ein Gleichstrom-Spannungsreferenzsignal, das einen gewünschten Gleichstrom-Spannungswert darstellt, anspricht.

12. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 10, wobei die Referenzeinrichtung auf wenigstens eines der Signale anspricht, das einen Übertragungsleitungsspannungsvektor, einen Übertragungsleitungsstromvektor und einen Wechselstrom-Stromvektor des ersten Wechselrichters darstellt.

13. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 10, wobei die Gleichstrom- Verbindungseinrichtung eine Energiespeichereinrichtung (4) zum Speichern von Wirkleistung enthält.

14. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 13, wobei die Energiespeichereinrichtung (4) eine Kondensatoreinrichtung enthält.

15. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 10, wobei die erste und die zweite Wechselrichtereinrichtung beide spannungsgespeiste Wechselrichter sind.

16. Leistungsflußcontroller nach Anspruch 10, wobei der erste und der zweite Wechselrichter beide stromgespeiste Wechselrichter sind.