JPH10504177A - 普及型高速電力潮流コントローラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 第１及び第２の、直流リンク、好ましくは電圧駆動型のインバータは、結合変圧器により送電線にそれぞれ並列及び直列に接続されている。第１のインバータのＧＴＯサイリスタのファイアリングは、送電線の無効電力を制御し且つ第２のインバータの有効電力条件を満足させるために制御される。第２のインバータは、送電線電圧の大きさ、送電線インピーダンス及び送電線電圧位相角の任意の１または２以上のものを選択的に調整するために、大きさをまた送電線電圧に対する位相角を０°から３６０°の間で調整可能な電圧を送電線に直列に注入するように制御される。コントローラの高電力構成において、各インバータは、複数の６パルスインバータモジュールを含み、これらモジュールは平衡した高次パルス群を形成するように段間変圧器により接続され、これらの群はパルス幅変調により或いは両群間の位相を調整することにより適当な交流電圧を発生させる。

Description

【発明の詳細な説明】 普及型高速電力潮流コントローラ 発明の背景 発明の分野 本発明は交流送電線上の電力潮流を制御する装置に関し、さらに詳細には、無 効電力の流れ、送電線インピーダンス、送電線電圧の大きさ及び送電線電圧の位 相角のうち任意の１または２以上のものを制御できる電力潮流コントローラに関 する。背景情報 交流送電線を介する電力の流れは、線路インピーダンス、送電端及び受電端電 圧の大きさ及びこれら電圧間の位相角の関数である。これまで、送電系の設計は 、電力潮流を決定するこれら３つのパラメータを充分迅速に制御することにより 系統の動的状態に対処できるという理解のもとに行われてきた。さらに、利用可 能な制御手段は通常、３つの変数：インピーダンス、電圧または位相角のうちの ただ１つだけを補償または制御するものであった。即ち、送電系は、固定値のま たは機械式スイッチによる直列及び並列切換えの無効電力補償と共に電圧調整用 及び移相用変圧器のタップ切換え器を用いて、線路インピーダンスを最適化し電 圧変動を最小限に抑え且つ定常状態または緩やかに変化する負荷条件のもとで電 力の流れを制御するように設計されている。系統の動的状態の問題は一般的にオ ーバーデザインにより対処している。即ち、故障、送電線・発電機の運転停止及 び装置の故障による最悪の緊急事態が発生しても復帰できるようにするため、送 電系がたっぷりした安定度マージンを持つように設計されている。勿論、このオ ーバーデザインにより送電系の利用率が低いものとなっている。 近年、エネルギー、環境、用地及びコストの問題により発電所だけでなく新し い送電線の建設に遅れが生じている。このため伝統的な送電の概念及び実施方法 を変えることが必要になり、既存の電力系の利用率の向上が喫緊の問題となって いる。 電力供給の信頼性を有意に損なうことなく送電系を高い利用率で運転すること は、系統の下記の動的擾乱発生時に電力潮流を迅速に制御できれる場合にのみ可 能である。 送電系は種々のマグニチュードの擾乱をしばしば受ける。例えば、発電機の一 部または並列の送電線の一部を保守のために切り離すことがある。また、大きな 負荷をスイッチによりオンまたはオフにすることもあろう。さらに、絶縁破壊ま たは装置故障により線地絡または線短絡故障が起こることもある。これらの擾乱 は、結果として送電電圧の突然且つ急激な上昇または下降を生ぜしめる。電力は 機械的エネルギーを発生するある種のタービンを駆動することにより発電機を回 転させて供給される。タービンの機械的出力エネルギーは、新しい且つ急に変化 する電力需要とバランスするように急速に変化させることは不可能である。その 結果、発電機は加速または減速を余儀なくされる。一部の発電機の回転速度が変 化すると、他の発電機によって送電線の他端で維持されている定常角位置に対す る角位置がそれに応じて変化する。送電端発電機と受電端発電機の間の角位置が 変化すると送電される電力量が変化する。擾乱が一旦おさまると（故障状態がク リアされ、新しい送電系の構成、新しい発電レベルまたは新しい負荷需要が生じ ると）、擾乱を受けた発電機は電力系の新しい定常状態に適した新しい角位置を 回復しようとする。しかしながら、発電機と関連のタービンにはかなりの回転慣 性があるため、新しい角位置への到達は通常、”オーバーシュート”または発振 の後である。勿論、これらの過渡的な角度変化及び発振は電力の過渡的変化及び 発振として現われる。極端な場合、これらの過渡的変化は安定化できず、利用可 能な機械的エネルギーと送電電力との間に再び平衡状態を確立できず、発電機が 停止するまで角位置の”オーバーシュート”が増加し続ける（即ち、発電機の加 速状態が継続する）。また、電力系の不十分な減衰により角位置の発振状態が不 変或いは増大することも起こり得る。このため、最終的に電力系が作動停止にな ることもあろう。 電力系が負荷需要を満たすように電力を供給する能力を”安定度”という用語 で呼ぶ。この用語”安定度”は、電力系の発電機が同期状態で作動する傾向を意 味する。用語”過渡的安定度”は、電力系が大きな擾乱（故障、発電の停止など ）の後定常作動状態に復帰する能力を意味する。用語”動的安定度”は、電力系 が電力の発振状態を始動させる小さな擾乱の後定常作動状態に復帰する能力を意 味する。換言すれば、動的に安定な電力系は正の減衰係数を有する。 過去１５年間、交流送電系の動的補償及び制御を行うための高速サイリスタ制 御装置の開発にかなりの努力が傾注されている。再言するが、このサイリスタ制 御装置は電力潮流を決定する送電系の３つのパラメータ、即ち、電圧、インピー ダンス、位相角の１つに照準を当てている。このため、サイリスタ制御静止バー ル補償装置(Static var compensators)、サイリスタ制御直列補償装置及びサイ リスタ制御移相変圧器が、送電電圧の制御（無効電力の流れの制御による）、線 路インピーダンス及び位相角の制御を行うために開発されている、また開発中で ある。 サイリスタ制御静止バール補償装置は、送電系のために無効電力を発生するか その系統から吸収して、送電線電圧を、従って送電電力を間接的に制御するため に用いられる。これらの静止バール補償装置は電力潮流に影響を与える動的変化 に対する応答が迅速で（１乃至２サイクル）、ＶＡ定格が充分な場合、送電系の 過渡的及び動的安定度の両方をかなり増加できる。 現在の静止バール補償装置はサイリスタ制御リアクトルと共に固定の及び／ま たはサイリスタにより切換えられるキャパシタを用いる。容量性出力の領域にお いて、その固定の、そしてサイリスタにより切換えられるキャパシタは、正方向 の変化で、（所望の送電電圧レベルを達成するための）無効電力需要をステップ 状に近似し、またサイリスタ制御リアクトルは余分の容量性無効電力を吸収する 。誘導性出力領域では、サイリスタ制御リアクトルは必要な無効電力を吸収する ために適当な導通角で作動される。キャパシタの切換え及びリアクトルの制御を 適正に協調させることにより、無効電力出力を装置の容量性定格と誘導性定格の 間で継続的且つ迅速に変化できる。静止バール補償装置は通常、送電系の電圧を 調整するように作動され、時として、電力発振を減衰させるために適当な電圧変 調を行えるオプションを有する。 最近開発された、原理が全く異なる静止バール補償装置は、結合変圧器により 送電線に並列に接続したソリッドステート・スイッチングコンバータを用いるも のである。このスイッチングコンバータは通常、ゲートターンオフ（ＧＴＯ）サ イリスタを用い直流蓄積キャパシタにより作動されて交流系統電圧Ｖと同相の出 力電圧を発生させる電圧駆動型(voltage-sourced)インバータである。インバー タの出力電圧Ｖｏの振幅は交流系統電圧Ｖの電圧に関し迅速に制御可能である。 Ｖｏ＝Ｖであれば、（結合変圧器の巻線比を無視すると）インバータは電流を吸 引しない。しかしながら、Ｖｏ＞Ｖであれば、インバータにより変圧器の漏洩イ ンダクタンスを介して吸引される電流は純粋に容量性である。同様に、Ｖｏ＜Ｖ であれば、インバータにより吸引される電流は誘導性となる。従って、インバー タの出力電圧をＶｏｍａｘとＶｏｍｉｎの定格値の間で制御すると、無効出力電 流を最大容量性から最大誘導性に連続して変化できる。 叙上のように、送電線の電力は総合線路インピーダンスを制御することによっ て変化させることができる。これは、事実上線路の無効インピーダンスを増減さ せる制御可能な量の直列の線路補償を行うことにより実現できる。サイリスタ制 御直列線路補償装置は、並列接続静止バール補償装置と同様、サイリスタにより 切換えられるキャパシタによるか或いはサイリスタ制御リアクトルを固定直列キ ャパシタに並列に接続した構成により実現可能である。 スイッチング電力コンバータを用いる新規のソリッドステート直列補償方式は 本出願人の共有米国特許第５，１９８，７４６号に提案されている。そのシステ ムは、電圧駆動型インバータを用いて（基本交流周波数の）電圧Ｖｃを線路に直 列に挿入する。インバータにより発生される電圧Ｖｃは線路電流に関し直角位相 である（遅れている）。Ｖｃの振幅を線路電流の振幅に比例させることにより、 直列（容量性）補償の効果を忠実に再現できる。 迅速に制御可能な移相器は未だ、実用的なシステムとして実現されていない。 サイリスタ制御タップ切換え変圧器を用いて、従来の機械式タップ切換え変圧器 に用いられているのと同じ方式を実現する方式は、実験室モデルとして提案・評 価されている。 サイリスタスイッチによるタップ切換え変圧器装置は原理的には、挿入変圧器 により線路電圧に直角位相で印加される電圧の大きさを変化させて送電線の送電 端電圧と受電端電圧の間の位相角を制御することができる。 タップ切換え変圧器型移相器はステップ状制御を行えるが、ステップの大きさ は巻線比を適当に選択することにより最小限に抑えることができる。例えば、巻 線比が１：３：９の３つの異なる変圧器巻線と、巻線をバイパスするかその極性 を逆転させられる切換え装置を用いて、合計２７個のステップを実現できる。 サイリスタスイッチによるタップ切換え変圧器装置はまた、無効電力の発生ま たは吸収ができないという大きな欠点を有する。直角位相の電圧を挿入する際そ の装置が線路に供給するかまたはその線路から吸収する無効電力は、交流電力系 によりその線路から吸収するか或いはその線路に供給する必要がある。無効電力 の転送に通常関連する大きな電圧降下は、多くの用途において電力潮流制御を行 うタップ切換え移相器の有効性を否定する傾向がある。 本発明の主要目的は、無効電力、送電線インピーダンス、送電線電圧及び送電 線電圧角度の任意の１つを単独に或いはその組合せをリアルタイムで動的に制御 するため迅速に応答可能な送電系電力潮流コントローラを提供することにある。 発明の概要 上記及び他の目的は、交流送電線の電力潮流を制御する普及型高速潮流コント ローラに係わる本発明により達成される。このコントローラは、送電線の電圧に 直列に、選択された振幅と送電線電圧の位相に対し０°と３６０°の間の任意の 位相角を有する電圧を注入できるインバータ手段を含む。注入電圧の大きさと位 相角を完全に自由に選択できることにより、位相角のシステムパラメータ、送電 線電圧の大きさ、送電線インピーダンス及び送電線電圧の位相角のうち任意の１ つまたは２以上のものを調整する機会が与えられる。かかる電圧を注入するに必 要な有効電力は、本発明の好ましい実施例に従うと、有利なことに、送電線に並 列に且つ他のインバータに好ましくは直列リンクキャパシタを含む直列リンクに より接続される別のインバータにより供給される。送電線に並列に接続されるイ ンバータを便宜的に第１のインバータと呼ぶ。この第１のインバータは、送電線 電流と直角位相のその交流電圧成分の大きさを調節することにより、送電線上の 無効電力を調節するように制御可能である。この電圧の位相角を調整することに より、第１のインバータは直流リンクを介して第２のインバータにより必要とさ れる有効電力を供給できる。 各インバータは、段間変圧器により相互接続されて高電力潮流コントローラ装 置のための高次パルス群を形成する複数の６パルスインバータにより構成しても よい。好ましくは、第１及び第２のインバータは電圧駆動制御型インバータであ り、製造の経済性及び保守の容易さのため相互に置換可能である。 図面の簡単な説明 本発明は、添付図面を参照して下記の好ましい実施例の説明を読むと完全に理 解できるであろう。 図１は、本発明による普及型電力潮流コントローラの概略図である。 図２は、図１に示すコントローラにより送電系に注入される電圧と送電系の電 圧との関係を示すフェーザ図である。 図３は、図１の電力潮流コントローラの一部を形成するインバータのインバー タ極電圧及び出力電圧の波形を示す。 図４Ａ及び４Ｂは、並置すると、本発明の電力潮流コントローラのために構成 した高電力インバータシステムの概略的な回路図を形成する。 図５は、図１の電力潮流コントローラの簡単な機能表示図である。 図６は、本発明の作動を説明するために選択した基準フレーム内の関連あるシ ステム変数を示すフェーザ図である。 図７は、図１の電力潮流コントローラの一部を形成する制御システムの概略的 なブロック図である。 図８は、図６の制御システムのある特定の構成要素をさらに詳細に示す。 好ましい実施例の説明 図１を参照して、ゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタ３または同様な電力 半導体を使用し、共通の直流リンクキャパシタ４により作動される２つのスイッ チング電力コンバータ１及び２は、本発明の普及型電力潮流コントローラ５を形 成する。実際、一方のコンバータは、上述し本発明の一部を形成するものとして 引用する共に係属中の米国特許出願第０７／７６０，６２７号に記載された制御 可能なソリッドステート直列補償方式に用いる電圧駆動型インバータと同様のも のである。もう一方のインバータ１は叙上のソリッドステート静止バール補償方 式に用いる電圧駆動型インバータと同様のものである。 コンバータ２は、振幅が制御可能で基本周波数の電圧ｖ（ｐｑ）を発生するた めに用いられ、この電圧は直列接続の結合（または注入）変圧器７により送電線 ６上の系電圧ｖに印加される。系の交流電圧に対するこの注入電圧ｖ（ｐｑ）の 位相関係は任意であり（即ち、完全に制御可能）、それは図２のフェーザー図に 示すように、直角位相、同相または任意の他の位相関係であってよい。従って、 注入電圧は、電圧を直接制御するための利用できる（コンバータ２の出力電圧を 系電圧と同相で印加する）。また、移相を行うために利用できる（注入電圧は２ つの成分、即ち電圧制御のための同相成分と位相角制御のための直角位相成分と のベクトル和である）。また、コンバータ２の出力は線路インピーダンスを制御 するため直列補償を与えるように利用できる。この場合、電圧は線電流に対して 直角位相で注入する。実際、これら全ての量は、必要な個々の成分電圧を取り出 しコンバータ２の出力としてそれらのベクトル和を発生させることにより、所望 に応じて同時に制御できる。 線路に直列に注入される電圧は、交流系統の発電機が発生する系電圧と直列に 接続された基本周波数の電圧源として本質的に作用する。注入電圧源を介して流 れる電流は注入点において送電線６の電流と同じであり、それは線路の送電電力 とインピーダンス特性とにより本質的に決まる。注入電圧源（即ち、このＶＡを 取り扱う電力コンバータ）２のＶＡ定格は、最大注入電圧と最大線路電流との積 により決まる。この総合ＶＡは、２つの成分より成り、その一方は最大線路電流 とこの電流と同相の最大注入電圧の成分とにより決まる最大有効電力であり、も う一方の成分は最大線路電流とこの電流と直角位相の最大注入電圧の成分とによ り決まる最大無効電力である。コンバータ２の機能の提供に用いられる電圧駆動 型インバータは、電圧／インピーダンス／位相角制御の結果交換される全ての無 効電力を内部で発生することができ、有効電力だけをその直流入力電力として供 給する必要がある。 好ましい実施例において結合変圧器８を介して交流系統に並列に接続される電 圧駆動型インバータであるスイッチングコンバータ１は、交流系統から共通の直 流端子において有効電力需要を提供するように制御される。コンバータ１はコン バータ２と同様、その直流端子において取り扱われる有効電力とは無関係にその 交流端子において無効電力を発生させるかそこから吸収できるため、適当な制御 により、送電線網のための無効電力補償を行い、これによって電圧及び電力の潮 流を間接的に制御する別個独立の静止バール補償装置の機能を果たすことになる 。 叙上のように、提案した電力潮流コントローラの構成は、インバータ１及び２ のＧＴＯサイリスタ３のファイアリングを適当な制御装置１８により制御すると 、入手可能な最新式の送電系補償／制御装置、即ち静止バール補償装置、制御可 能な直列補償装置、電圧を直接調整するためのサイリスタ制御タップ切換え変圧 器、及び移相用サイリスタ制御タップ切換え変圧器が持つ全ての機能の任意の組 合せを１つの装置で提供できる。さらに、提案した電力潮流コントローラの総合 ＶＡ定格は単一機能最新式サイリスタ制御タップ切換え変圧器式の移相器だけに 必要なものよりも高くない。また、最新式移相器は外部送電網補償のために任意 の無効電力を供給できないだけでなく、通常の移相プロセスにおいて発生または 吸収される無効電力を内部で供給できない。また、関連する無効電力全ては交流 系統または静止バール補償装置のような別個の無効電力源により供給する必要が あるであろう。 提案した電力潮流コントローラの機能を提供するために、基本方式においてコ ンバータ１及び２を表わす２つの電圧駆動型インバータは、選択された回路網パ ラメータ（即ち、電圧、インピーダンス、位相角及び無効電力）の独自の制御及 び（直接的な電圧制御、位相角制御及び内部インバータ損失による）全有効電力 需要の協調制御が可能なように共通の直流キャパシタリンクにより作動されなけ ればならない。 インバータ（コンバータ）１を考えると、インバータの交流端子へのまたは交 流端子からの有効電力の潮流、従って直流リンク内へまたは直流リンクから流れ る有効電力の潮流は、インバータによって発生される交流電圧の交流系電圧に対 する位相角により決まる。一方、インバータの交流端子へのまたはその端子から の無効電力の潮流は、インバータと交流系電圧との間の振幅の差により決まり、 もしこの差が零（インバータ電圧の振幅が系電圧の振幅と等しい）場合、無効電 力は零であり、もしこの差が正の値（インバータ電圧の振幅の方が大きい）ので あれば、インバータは無効（容量性）電力を供給し、もしこの差が負（インバー タ電圧の振幅の方が小さい）のであれば、インバータは無効（誘導性）電力を消 費する。全無効電力出力に必要とされる電圧差はおおむね、結合変圧器８の漏洩 インピーダンスにより決まり、それは公称系電圧の１５％よりも大きくないのが 普通である。かくして、有効電力及び無効電力をそれぞれ独立に制御するには、 インバータ１が振幅が結合変圧器８の二次側交流系電圧の振幅と同じ出力電圧を 発生させる程公称直流リンク電圧が充分に大きくなければならない。 所望の交流電圧を線路に直列に注入するインバータ（コンバータ）２について の状況は全く異なる。この場合、大きさと所与の基準（例えば、系電圧または線 路電流のベクトル）に対する位相角により表わされる交流電圧ベクトルは電力潮 流条件を満足させるために発生される。静止点では、この電圧ベクトルは零であ り得（電圧制御、移相及びインピーダンス補償がない）、交流出力電圧の振幅が 直流リンク電圧と直接関連がある場合は零または小さい直流リンク電圧を必要と する。注入電圧ベクトルの大きさが増加するにつれて、直流リンク電圧もまたそ れに正比例して増加させる必要があるであろう。電圧の注入に起因する有効電力 需要は直流端子に直接表われるであろうが、必要な無効電力は内部でインバータ により自動的に発生されるであろう。直流リンクは有効電力需要を（インバータ １を介して）供給できなければならない。そうでなければ、インバータ２の出力 電圧を維持することができない。 インバータ１の基本的作動条件（比較的高い直流リンク電圧が無効電力の発生 が零の時及び定格無効電力出力においてこの値からの変動が緩やかな時の交流系 電圧の振幅に対応する）と、それと異なるインバータ２の基本的作動条件（注入 電圧が零では直流リンク電圧が零であり、この電圧は注入電圧の振幅に比例して 増加する必要がある）を相関させるためには、好ましい実施例において、両方の インバータ１及び２が発生する出力電圧の振幅は、パルス幅変調（ＰＷＭ）によ りまたは共通の結合変圧器へ供給する２（群）のインバータにより発生される電 圧のベクトル加算のような周知の方式により内部で制御可能であると想定される 。この構成によると、直流リンク電圧はいずれかのインバータにより発生される 最も高い出力電圧に想倒する本質的に一定のレベルに（インバータ１）により維 持することができる。この構成は提案する方式が作動する必要条件でないことを 注意されたい。実際、例えば、電圧を内部で制御することなくインバータ１を作 動できるであろう。この場合、直流リンク電圧はこのインバータにより行われる 無効電力補償に従って決まるのであり（これは交流系統電圧の公称振幅を表わす 静止点の周りで普通約±１５％変動するであろう）。インバータ２は内部の（例 えばＰＷＭによる）制御機構により緩やかに変動する直流リンク電圧からそれ自 身の出力電圧の振幅を制御するであろう。 提案した直列補償の実施例に用いる電圧駆動型インバータ２は、その最も単純 な構成で、それぞれが図１に示すように逆並列接続のダイオード９で並列接続さ れたゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタ３のような６個の自己転流半導体ス イッチにより構成される。その入力端子に接続された（充電キャパシタ４により 構成される）直流電源から、インバータ１及び２はそれぞれ直流入力電圧を適当 なインバータスイッチを介して３つの出力端子に順次接続することにより所与の 周波数をもつ３個で１組の擬似方形電圧波形を発生できる。インバータスイッチ の作動、スイッチの”極”中心の発生電圧波形（ｖＡ、ｖＢ、ｖＣ）及び出力に おける発生電圧波形を図３に示す。 図３に示す出力電圧波形を発生するように作動される図１に示した基本的なイ ンバータ２は、ほとんどの実際的な用途において過大なひずみを発生するであろ う。また、直流リンク電圧とは無関係に出力電圧の大きさを制御することはでき ないであろう。これらの理由により、考察する実際的な用途において、出力電圧 波形は調波成分の発生を最小限に抑え基本成分を制御できるように構成される。 これを行うために、パルス幅変調及びマルチパルス波形合成（調波中和）のよう な種々の周知技術及び別個のインバータ群（例えば、二重に給電される結合変圧 器構成）により発生される位相を変位させた基本成分ベクトルの加算がある。 図４Ａ及び４Ｂには、電力潮流コントローラ５′の高電力コンバータシステム が略示してある。この構成では、分流変圧器８の３つのＹ字状接続一次巻線８Ｐ Ａ、８ＰＢ、８ＰＣが三相断路スイッチ１０を介して送電線６の３つの相に接続 されている。変圧器８の二次側の各相巻線８ＳＡ、８ＳＢ、８ＳＣは、段間変圧 器装置１１及び１２を介してインバータ１のセクション１Ｌ及び１Ｒから二重に 給電される。コンバータ１の各セクション１Ｌ及び１Ｒはそれぞれ、４個の６パ ルスインバータ群１Ｌ１−１Ｌ４及び１Ｒ１−１Ｒ４より成る。これらの６パル ス群の各々において、符号１３はＧＴＯサイリスタス３とその関連の並列ダイオ ード９を表わす。例示のため、分流変圧器８の相Ｃの二次巻線８ＳＣは段間変圧 器１１Ｃ及び１２Ｃを介してその両端で給電される。変圧器巻線１１Ｃの両端は 巻線１１ＣＬ、１１ＣＲにより給電される。巻線１１ＣＬの両端は６パルス群１ Ｌ１、１Ｌ２の相Ｃにより給電され、また巻線１１ＣＲの両端は６パルス群１Ｌ ３、１Ｌ４の相Ｃにより形成される。同様に、パルス群１Ｒ１、１Ｒ２のＣ相Ｇ ＴＯサイリスタは変圧器巻線１２ＣＬの両端を給電し、また６パルス群１Ｒ３、 １Ｒ４は段間変圧器１２ＣＲの両端に接続されている。変圧器１２ＣＬ、１２Ｃ Ｒは変圧器１２Ｃの両端に接続されている。６パルス群のファイアリング角を適 当に制御することにより、インバータのセクション１Ｌ、１Ｒは４８パルス電圧 を発生するように開放され、この電圧は分流変圧器８を介して送電線６に印加さ れる。本発明によると、８パルス群のＧＴＯサイリスタのファイアリングは分流 変圧器８により送電線６に印加される電圧の大きさ及び位相角を適当に設定する ように制御される。 図４Ｂに示す高電力インバータシステム５′のインバータ２もまた、それぞれ の４つの６パルスインバータモジュール２Ｌ１−２Ｌ４、２Ｒ１−２Ｒ４が段間 変圧器装置１４及び１５を介して注入変圧器７の二次側の三相巻線７ＳＣ、７Ｓ Ａ、７ＳＢの両端に接続された２つのセクション２Ｌ、２Ｒを有する４８パルス インバータシステムである。３つの一次巻線７ＰＣ、７ＰＡ、７ＰＢはスイッチ １６の閉路及びブレーカ１７の開路により三相送電線６と直列に接続される。本 発明によると、インバータモジュールのＧＴＯサイリスタのファイアリング角を 制御することにより、インバータ７により送電線６に注入される電圧の大きさ及 び送電線電圧に対する位相角を制御することができる。 図１に戻って、２つの電圧駆動型インバータを作動させる制御装置１８は提案 した電力潮流コントローラシステム５の一体的部分である。その主要機能は２つ のインバータ１及び２を下記のことが確保されるように協調作動させることであ る。 （１）線路６と直列に注入されるインバータ２の交流出力電圧は、制御装置１ ８に供給される関連基準信号により指定される最適の電力転送を行うように挿入 変圧器７の出力端において被制御システムパラメータ（線路インピーダンス、位 相角、電圧の大きさ）の瞬時的条件を満たすような適当な大きさ及び位相角をも つこと。 （２）並列接続の変圧器８により交流系に結合されたインバータ１の交流出力 電圧は、インバータ２の有効電力需要を与え且つ挿入変圧器７の入力端で無効電 力を発生または吸収することによってその点における電圧を外部で指定した基準 に従って調整するため適当な大きさ及び位相角をもつこと。 制御装置１８は外部から供給される基準信号を受け入れる構成である。これら の信号は、インバータが基準にマッチする出力電圧を発生させるように適当な閉 制御ループで用いられる。基準信号の取り出しは交流系の関連パラメータを外部 で測定することにより行う。これは本発明の一部ではないが、本明細書の一部を 形成するものとして引用する米国特許出願第０７／７６０，６２８号に記載され た方式が適当である。 ２つの電圧駆動型インバータ１及び２の制御装置により実現される制御方式を 規定し検証するためには、最初にそのシステムの動的挙動を表わすモデルを作る 必要がある。図５は電力潮流コントローラ５の単純化した機能表示図である。２ つのインバータ１及び２を各々がその直流側電圧（ｖdc）を瞬時的位相角θ、瞬 時的大きさτ・ｖdcが下記のような３つの正弦交流側電圧の平衡セットへ変換す る理想電圧コンバータとして示した。 各場合につき、τとθはインバータの電力スイッチ３を適当にゲートすること により決められる。これらのパラメータは、制御装置１８により供給される基準 信号（τ*、θ*）に応答して迅速且つ独立に変えることができる。これらの基準 信号はそのシステムにとって唯一の制御入力である。 図５は、理想変圧器７Ａ，７Ｂ，７Ｃを介して送電線に直列に結合したインバ ータ２の交流側電圧を示す。従って、変圧器の漏洩リアクタンスの効果を無視し 且つインバータ２の交流側電流が送電線電流に比例すると仮定する。インバータ １の交流側は、実際の回路では送電線にシャント接続された変圧器８（図１を参 照）の等価漏洩インダクタンスを表わす直列接続のインダクタ１９Ａ，１９Ｂ， １９Ｃを介して送電線に接続されるものとして示してある。 図５は、等価電力回路の種々の枝路の電流及び電圧及びその極性の表示方法を 示すものである。加えて、便利なベクトル表示により三相組の変数（電流及び電 圧）の瞬時値を表わす。この表示方法によると、各三相組の瞬時値は直角（ｄ， ｑ軸）基準フレームにおけるその座標により決まる二次元のベクトルで表わされ る。基準フレームはｄ軸が（定義により）常に、選択された基準ベクトルと一致 するように画定される。この場合、基準ベクトルはインバータ１の接続点におけ る送電線電圧である。以下に説明する図８は、関連する全ての系のベクトルがこ の基準フレームにおいて関連の三相量から如何にして得られるかを決定する。図 ６のフェーザ図はこれらのベクトルのグラフ表示である。 このベクトル表示は、選択した基準フレームにおけるベクトルのｄ及びｑ成分 により瞬時的な電力潮流が説明しやすくなるため導入した。インバータ１の場合 、送電線から渡される瞬時電力は P₁= 3/2 v.i_d1 式２ 従って、電流成分ｉ_d1はｉ_q1の値とは無関係に有効電力の全てのもととなる。 従って、ｉ_q1はこの枝路の瞬時無効電流として定義され、さらにこの瞬時無効電 力を下記のように定義する。 Q₁= 3/2 v.i_q1 式３ 制御装置は有効電力需要（直流キャパシタ電圧制御のため）及び無効電力需要 （外部のシステム制御のため）を満足させるためこれら２つの成分を別々に制御 するようにする。 た出力電圧ベクトルｖ（ｖ_′d，ｖ_′q）を発生させるため基準電圧ベクトル（ｖ ， きさ（制限内）を事実上瞬時的に与えることができるため、ｖはその位相及び大 きさを迅速且つ正確に調整できる。 図６は，典型的な定常作動条件における系のベクトルの位置を示す。ベクトル 効電力を渡されることに注意されたい。この電力は P₂= 3/2（e_d2・i_d2 + e_q2・i_q2） 式４ インバータの電力損失を無視すると、各場合につき、交流側端子電力は直流端 子において同量であるように見えると仮定する。インバータ２は自由にその有効 電力を変えることができるため、インバータ１は大きさが等しく符号が反対の有 効電力に、損失を補充しキャパシタ電圧を設定レベルに維持するに必要な別の量 を加えた値にする必要がある。 制御装置１８を図７に示す。外部制御装置２０は、送電系へインバータ１によ り送られる三相電流ｉ_a1−ｉ_c1、第２のインバータを流れる交流電流ｉ_a2−ｉ_c2 、及びインバータ１が送電線に接続された点の送電線の線間電圧ｖ_ab−ｖ_cbを含 む測定変数を、上述した基準入力及びパラメータ設定と共に用いることにより、 電圧をインバータ２により送電線に注入するための変換基準系における大きさｅ_*2 の基準値を設定する。この電圧基準値は、ブロック２１においてｅ_*2をｖ_dcで 割算して大きさの基準値τ_*2を発生させまた角度基準値α_*2を加算接続点２３に おいてベクトル位相ロックループ２２により発生される角度φと加算して位相角 基準値θ_*2を発生させることにより固定基準平面の座標に変換される。基準値τ_*2 及びθ_*2はインバータ２のＧＴＯサイリスタをファイアリングして必要な大き さ及び位相角の注入電圧を発生させるインバータ２のゲート制御装置２４へ印加 さ れる。 上瞬時に行われる。従って、制御装置は主として、直流側電圧を維持し外部制御 装置２２より求められる並列無効電力需要Ｑ_*1を満足させるようにインバータ１ の交流側電流（ｉ_d1、ｉ_q1）を制御することに係わる。 コントローラは、位相ロックループ２２により発生される角度φを用いインバ ータ１の交流電流ｉ_a1、ｉ_b1，ｉ_c1から回転軸座標変換機能２３により発生され れぞれ加算−減算接続点２４、２５において基準値ｉ_*d1，ｉ_*q1と比較されてｄ エラー信号及びｑエラー信号が発生し、各エラー信号は比例プラス積分補償ブ で測定された後、加算接続点２９を介してｄ軸制御のフォーワードパスに送られ るため、送電線の動的特性による影響がなくなる。その結果得られるｄ軸及びｑ 軸信号はインバータ１の交流側電圧ベクトル需要ｅ_*d1，ｅ_*q1を決定する。かく して、コントローラは電圧ｅ_d1を用いてｉ_d1及びｅ_q1の値に影響を与え、ｉ_q1に 影響を与える。従って、ｄ軸の量とｑ軸の量の間には交差結合があり、そのため ｅ_q1とｅ_d1の変化によりそれぞれｉ_q1とｉ_d1が変化する。閉ループ分析によると 、これらの相互作用は系の動的挙動に有意な影響を与えないことが分かっている 。しかしながら、ｄ−ｑ軸の交差結合は、図７において点線で示すように、項ω Ｌｉ_q1を接続点３０を介してｄ軸エラーパスへ、またωＬｉ_d1をｑ軸エラーパス へのフィードフォワードすることにより除去することが可能である。Ｌは分流変 圧器８の漏洩インダクタンス、ωは系の基本周波数である。 電流基準ベクトルの２つの成分ｉ_*d1及びｉ_*q1は別々のソースから取り出され る。基準値ｉ_*q1はＱ_*1から取り出されるに過ぎない。このＱ_*1は、ブロック３ １において３分の２のスカラー係数を適用し、またその結果を割算機能３２にお いてベクトルの大きさｖで割算することにより、式３に従って外部制御装置２０ が発生させる無効電力需要である。一方、インバータ１により渡される有効電力 のもととなる電流ｉ_*d1は２つの成分から成り、これらは接続点３３で加算さ れる。このうちの第１の成分はインバータ２の直流端子で測定される有効電力の 負の値である。従って、直流電流ｉ_dc2は乗算器３４で直流電圧ｖ_dcを乗算され る。その積Ｐ*はブロック３５において係数３分の２を乗算された後、割算ブロ ック３６において電圧の大きさｖで割算される。その結果得られる信号により、 インバータ１の有効電力はインバータ２の無効電力の任意の変動を追跡するよう に迅速に調整できる。 電流ｉ_*d1の第２の部分は、直流リンク電圧ｖ_dcを基準値ｖ_*dcに調整する役割 のフィードバック制御ループのエラー信号から得られる。測定直流リンク電圧ｖ_dc と基準値ｖ_*dcとの間の誤差は差機能ブロック３７で発生される。ブロック３ ８においてこの誤差に比例プラス積分制御が施される。このループは、系の電力 損失と、ｖ_dcの値を漂遊させるであろう他の理想から外れた挙動を補償する。 これらの値ｅ_*d1、ｅ_*q1は、回転基準座標系においてインバータ２により注入 される電圧の実数及び虚数成分を与える。ベクトルｅ₁は、ブロック３９におい て極座標ｅ_*d1、α_*1に変換される。その大きさｅ_*d1は、割算機能４０により直 流リンク電圧ｖ_dcに対して規準化されて大きさの基準値α_*1を発生させる。位相 ロックループ２２により発生される角度φが加算接続点４１でα_*1に加算され、 基準位相角θ_*1が得られる。図７に示すように、τ_*1及びφ_*1はインバータ１の ゲート制御装置への入力として働く。 図８は、図７の制御装置の一部の要素をさらに詳細に示すものである。ベクト ルレゾルバ４３は、測定線間電圧ｖ_ab，ｖ_cbから回転基準系においてベクトルｖ の実数及び虚数成分ｖ_ds，ｖ_qsを発生させる。実数成分ｖ_dsは、ブロック４４に おいて２／３のスカラー係数を乗算され、ブロック４５においてｖ_cbに１／３の 係数を乗算され、接続点４６においてその差を得ることにより発生される。虚数 成分ｖ_qsはブロック４７においてスカラー係数−１／√３を乗算することにより 発生される。ベクトル大きさ計算手段２８は、実数及び虚数成分ｖ_ds，ｖ_qsから 送電線電圧の大きさｖを発生させる。 ベクトル位相ロックループ２２は送電線電圧にインバータのＧＴＯサイリスタ のファイアリングを同期させるための位相角φを発生させる。実数成分ｖ_dsは、 ブロック４９において得られる角度φの正弦値をブロック４８において乗算され る。この積は、ブロック５１において計算された、電圧虚数成分ｖ_qsとブロック ５２において得られたφの余弦値との積から差接続点５０において減算される。 ブロック５３においてその差に比例プラス積分制御が施され、その結果がブロッ ク５４において積分されて角度φが発生する。 角度φは、回転軸座標変換ブロック２３が用いてインバータ１の測定三相電流 からインバータ１の電流の実数及び虚数成分を発生させる。三相電流ｉ_a1，ｉ_b1 ，ｉ_c1はそれぞれブロック５５−５７においてφの正弦値を乗算され、その結果 が接続点５８において加算されて回転軸基準系におけるインバータ１の電流の虚 数成分ｉ_q1が発生する。同様に、測定電流をブロック５９−６１においてφの余 弦値で乗算し、接続点６２において加算して実数成分ｉ_d1を発生させる。 本発明の潮流コントローラは、従来別々の装置が担っていた機能を全て１つの 装置で制御するものである。インバータ１は送電線の無効電力を調整するように 、一方インバータ２へ有効電力を供給するように作動可能である。インバータ２ は線路インピーダンス、電圧位相角または電圧の大きさをそれぞれ独立にまたは 同時に調整するように使用可能である。従って、本発明の潮流コントローラを用 い、コンバータ２により線路インピーダンスを調整して、故障電流を制限するこ とができる。また、送電線インピーダンスの調整または位相角の調整により並列 の送電線において電流を等化させるため使用可能である。本発明の潮流コントロ ーラのもう１つの利点は、注入する電圧は基本周波数のものだけであるため次同 期による共振が誘導されないことである。一方、送電線に既存のキャパシタがあ れば発振の減衰に利用できる。これら全ては、インバータ１及び２が同一である ため製造面で経済的メリットを得られるという意味で経済的に実現できる。 本発明の特定実施例を詳細に説明したが、本明細書及び図面全体の教示に照ら して種々の変形例を想到できることが当業者にとって明らかであろう。従って、 図示説明した特定の構成は例示的なものに過ぎず、本発明の範囲を限定するもの ではなく、これは後記の請求の範囲の全幅及び任意のそして全ての均等物の範囲 を与えられるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シャウダー，コリン，ディー アメリカ合衆国，ペンシルベニア州 15668，マリスビル，フォーブス・トレイ ル・ドライブ 3615

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．２つの端部を有する送電線が前記２つの端部間において選択された送電線 電圧及び基本周波数で交流電流を運ぶ交流送電系の電力潮流を制御する電力潮流 コントローラであって、前記コントローラは、 前記交流電流の前記基本周波数を有し、大きさ及び前記送電線電圧に対する位 相角が制御可能な交流電圧を発生させるスイッチング電力コンバータ手段と、 前記スイッチング電力コンバータ手段により発生される交流電圧を前記送電線 電圧と直列に結合する手段と、 前記基本周波数で前記スイッチング電力コンバータ手段により発生される交流 電圧の制御可能な大きさ及び位相角を制御することにより、前記送電線の実効イ ンピーダンス、前記送電線の前記２つの端部における電圧間の実効位相角及び送 電線電圧の大きさを独立に且つ協調して選択的に調整し、前記送電線の電力潮流 を制御する制御手段とよる成る電力潮流コントローラ。 ２．前記スイッチング電力コンバータ手段は、直流−交流インバータと、直流 電力を前記インバータへ供給する手段とより成る請求項１の電力潮流コントロー ラ。 ３．直流電力を前記直流−交流インバータへ供給する前記手段は、別の直流− 交流インバータと、前記別のインバータの直流端子を前記直流−交流インバータ の直流端子へ接続する手段と、前記別のインバータの交流端子を交流電源に結合 する手段とを含む請求項２の電力潮流コントローラ。 ４．前記交流電源は前記送電線である請求項３の電力潮流コントローラ。 ５．スイッチング電力コンバータ手段は、前記交流電力を出力端子で発生させ る交流−交流コンバータ手段と、交流電力を前記交流−交流コンバータ手段の入 力端子へ供給する手段とより成る請求項１の電力潮流コントローラ。 ６．交流電力を前記交流−交流コンバータ手段へ供給する前記手段は前記入力 端子を送電線に結合する手段を含む請求項５の電力潮流コントローラ。 ７．前記スイッチング電力コンバータ手段により発生される交流電圧の制御可 能な大きさ及び位相角を制御する制御手段は前記送電線の実効有効及び無効直列 インピーダンスを選択的に調整する請求項１の電力潮流コントローラ。 ８．制御手段は、前記送電線に直列に結合される前記交流電圧の大きさ及び位 相角を求めることにより選択された送電線インピーダンス、選択された位相角及 び選択された送電線電圧を決定して前記送電線における選択された電力潮流を求 める第１の手段と、前記第１の手段に応答して前記スイッチング電力コンバータ 手段を前記交流電圧を発生させるように作動させる第２の手段とを含む請求項１ の電力潮流コントローラ。 ９．交流送電線のための普及型高速電力潮流コントローラであって、前記電力 潮流コントローラは、 交流端子が送電線に並列に接続され且つ直流端子を有する第１の直流−交流イ ンバータと、 交流端子が前記送電線に交流電圧を注入するため接続され且つ直流端子を有す る第２の直流−交流インバータと、 前記第１及び第２のインバータの直流端子を接続する直流リンク手段と、 前記送電線と前記第１のインバータとの間における有効及び無効電力の交換を 制御することにより選択された力率で前記第２のインバータに有効電力を供給さ せる制御手段とより成り、 前記制御手段はまた第２のインバータを制御して選択された大きさ及び０°と ３６０°の間の選択された位相角をもつ前記交流電圧を発生させることにより前 記送電線を介する電力潮流を制御するための選択された送電線インピーダンス、 選択された位相角及び選択された送電線電圧を決定する電力潮流コントローラ。 １０．前記制御手段は前記第１及び第２のインバータへゲート信号を供給する ベクトル制御手段であり、前記電力潮流コントローラは、 送電線電圧ベクトルの位相角を表わす角度信号を発生させる位相ロックループ 手段と、 送電線電圧ベクトルの大きさを表わす大きさ信号を発生させる大きさ計算手段 と、 前記第１のインバータの同相交流電流を表わす第１の電流信号と第１のインバ ータの直角位相交流電流を表わす第２の電流信号とを発生させる座標変換手段と 、 前記第１のインバータのための同相交流電流基準信号を発生させる直流電圧制 御手段と、 前記直角位相交流電流のための直角位相基準信号と、前記第２のインバータの ための交流電圧ベクトル大きさ基準信号と、前記第２のインバータのための交流 電圧ベクトル角度基準信号とを発生させる基準手段と、 前記角度信号、前記大きさ信号、前記第１の電流信号、前記第２の電流信号及 び同相交流電流基準信号から前記第１のインバータのためのゲート信号を発生さ せる手段と、 前記角度信号、前記交流電圧ベクトル大きさ基準信号、及び前記交流電圧ベク トル角度信号から前記第２のインバータのためのゲート信号を発生させる手段と より成る請求項９の電力潮流コントローラ。 １１．前記直流電圧制御手段は、前記第１のインバータと前記第２のインバー タの間の直流電圧を表わす直流電圧フィードバック信号と、前記第２のインバー タの直流電流を表わす直流電流フィードバック信号と、所望の直流電圧レベルを 表わす直流電圧基準信号とに応答する請求項１０の電力潮流コントローラ。 １２．前記基準手段は電圧ベクトル、送電線電流ベクトル及び前記第１のイン バータの交流電流ベクトルの少なくとも１つに応答する請求項１０の電力潮流コ ントローラ。 １３．前記直流リンク手段は有効電力を貯蔵するためのエネルギー貯蔵手段を 含む請求項１０の電力潮流コントローラ。 １４．前記エネルギー貯蔵手段はキャパシタ手段より成る請求項１３の電力潮 流コントローラ。 １５．前記第１及び第２のインバータは共に電圧源インバータである請求項１ ０の電力潮流コントローラ。 １６．前記第１及び第２のインバータは共に電流源インバータである請求項１ ０の電力潮流コントローラ。