JP2011182065A - 固体撮像装置およびその駆動方法、カメラ - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズ特性の改善の両立を図る、相関二重検出（ＣＤＳ）部を有する固体撮像装置を提供する。
【解決手段】固体撮像装置１は、行列状に配置された複数の単位画素３を有し行単位に選択される単位画素３から画素信号を読み出す固体撮像装置であって、前記複数の単位画素３の列毎に設けられた列信号線１９と、複数の単位画素３のそれぞれに含まれ、前記画素信号を出力する増幅トランジスタと、前記複数の単位画素３の列毎に設けられ、画素信号のリセット成分、および、画素信号のリセット成分と信号成分を含むデータ成分から、相関二重検出することにより、信号成分を検出する相関二重検出部２５と、増幅トランジスタの出力端子と相関二重検出部との間の列信号線１９に挿入され、もしくは、相関二重検出部２５の中に設けられた低域通過フィルタ３００とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、固体撮像装置、その駆動方法およびカメラに関するものである。

固体撮像装置は、光電変換素子のセルサイズ縮小が行われ、１０００万画素以上の高解像度の固体撮像装置が市場で主に使用されている。

このような高解像度の固体撮像装置を実現するために、ＭＯＳイメージセンサの信号読み出し方式について、様々なものが提案されている（例えば、特許文献１、２）。

すなわち、従来技術の固体撮像装置では、低ノイズ化と高速化のため、画素信号の検出では、列毎に設けられたＡＤ変換部によってディジタル変換されたリセット成分とデータ成分（＝リセット成分＋信号成分）のディジタル信号を相関二重検出することにより検出する技術を開示している。

特開２００５−３２３３３１号公報 特開２００９−１０７８７号公報

固体撮像装置は高解像度に伴って微細化されるため、信号成分（Ｓ：Ｓｉｇｎａｌ）が低下する。したがって、ＳＮ比特性を維持するためには、ノイズ成分（Ｎ：Ｎｏｉｓｅ）も低減（改善）する必要がある。

しかし、特許文献１に示された従来技術の列並列出力型のＡＤ変換構成は、画素の増幅トランジスタの出力抵抗Ｒｓと垂直信号線に付加された寄生容量で低域通過フィルタが構成され、遮断周波数ｆｃは数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ程度である。特許文献１に示された列並列出力型のＡＤ変換構成によるディジタルＣＤＳでは、画素のリセット成分とデータ成分（リセット成分＋信号成分）のＤＣ信号のみが必要な成分であることを考えると、ノイズ特性の観点からは、必要以上の信号帯域でとなっている。

すなわち、特許文献１に示された従来技術の列並列出力型のＡＤ変換構成は、高速化対応のために信号帯域を広くしているために、不要な高周波のノイズ成分も取り込んでしまい、ノイズ特性が悪いという課題を有している。

一方、特許文献２に示された従来技術の列並列出力型のＡＤ変換構成では、電荷保持のためのサンプルホールド容量が追加されており、画素の増幅トランジスタの出力抵抗Ｒｓとこのサンプルホールド容量で低域通過フィルタが構成されるが、ノイズ特性は不十分であるという課題を有している。

なお、一般的にノイズ特性を改善するために、アンチエイリアスの役目を果たす低域通過フィルタを入れて信号帯域を狭くすると、画素信号の応答速度が低下するという課題がある。これは、例えば、低域通過フィルタが単純にＲＣから構成されているとすれば、遮断周波数ｆｃ＝１／（２πＲＣ）を低くすれば、応答時間τ＝ＲＣは遅くなるためである。

しかし、一般的によく使われているオペアンプを使ったアクティブフィルタなどを搭載すれば、素子数が増えたことによるデバイスノイズによるノイズ劣化の懸念、および、チップ面積の増加し、列ピッチの面積制約のある列並列出力型の固体撮像装置の特徴となる高速読み出しとノイズ特性の両立が困難となる新たな課題が発生する。

本発明は、ノイズ特性の改善を図る、列毎に設けられた相関二重検出部を有する固体撮像装置、その駆動方法およびカメラを提供することを第1の目的とする。

本発明は、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図る、列毎に設けられた相関二重検出部を有する固体撮像装置、その駆動方法およびカメラを提供することを第２の目的とする。

上記第１の目的を達成する固体撮像装置は、行列状に配置された複数の単位画素を有し行単位に選択される単位画素から画素信号を読み出す固体撮像装置であって、前記複数の単位画素の列毎に設けられた列信号線と、前記複数の単位画素のそれぞれに含まれ、前記画素信号を出力する増幅トランジスタと、前記複数の単位画素の列毎に設けられ、前記画素信号のリセット成分、および、前記画素信号のリセット成分と信号成分を含むデータ成分から、相関二重検出することにより、信号成分を検出する相関二重検出部と、前記増幅トランジスタの出力端子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入され、もしくは、前記相関二重検出部の中に設けられた低域通過フィルタとを備える。

この構成によれば、低域通過フィルタを備えることにより、ノイズ特性を改善することができる。

ここで、前記単位画素のそれぞれは、光を信号電荷に変換するフォトダイオードと、信号電荷を保持する浮遊拡散層と、前記浮遊拡散層の信号電荷をリセットするリセットトランジスタと、前記フォトダイオードから浮遊拡散層に信号電荷を転送する転送トランジスタと、前記浮遊拡散層に保持された信号電荷に応じた前記画素信号を出力する前記増幅トランジスタとを備え、前記低域通過フィルタは、第１のフィルタ特性と、前記第１のフィルタ特性よりも低域遮断周波数が高くかつ過度応答速度が速い第２のフィルタ特性との間で切り替え可能であり、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間では前記第２のフィルタ特性で動作し、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間では前記第１のフィルタ特性で動作する構成としてもよい。

この構成によれば、上記第２の目的を達成することができる。すなわち、前記画素信号が変動する期間では低域遮断周波数が高く（つまり帯域が広く）かつ過度応答速度が速い第２のフィルタ特性で動作するので、高速読み出しをも実現することができる。

ここで、前記低域通過フィルタは、前記列信号線に挿入された抵抗素子と、前記抵抗素子の前記相関二重検出部側の一端とグランド線と間に接続された容量素子とを備える構成としてもよい。

この構成によれば、例えば、低域通過フィルタを抵抗素子と容量素子とからなる単純な構成とした場合には、例えば、高速性よりも感度が重要な暗視カメラなどのように特に低照度での撮像におけるノイズ特性を改善することができる。

ここで、前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１のスイッチ素子を備える構成としてもよい。

この構成によれば、スイッチ素子により第１のフィルタ特性と第２のフィルタ特性との切り替えを容易に制御することが可能になる。

ここで、前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１ＰＮ接合素子と、前記第１ＰＮ接合素子と逆極性で前記抵抗素子に並列接続された第２ＰＮ接合素子とを備えるとしてもよい。

この構成によれば、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

ここで、記低域通過フィルタは、さらに、正入力端子と負入力端子と出力端子とを有するトランスコンダクタンスを備え、前記正入力端子は前記抵抗素子の前記増幅トランジスタ側の一端に接続され、前記負入力端子および前記出力端子は前記抵抗素子の前記相関二重検出部側の他端に接続される構成としてもよい。

この構成によれば、第１のフィルタ特性と第２のフィルタ特性を切り換える制御信号および制御信号用の配線が不要であり、面積の増加を抑えることができる。

ここで、前記低域通過フィルタは、前記列信号線に挿入された抵抗素子と、前記列信号線とグランド線とに接続された容量素子を備え、前記固体撮像装置は、さらに、前記列信号線毎に設けられ、対応する列信号線から出力されるアナログ信号をサンプルおよびホールドする信号保持部を備え、前記信号保持部は、前記抵抗素子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入された第２のスイッチ素子を有し、前記容量素子は、前記第２のスイッチ素子と前記相関二重検出部との間の列信号線とグランド線との接続され、前記容量素子は、前記相関二重検出部による相関二重検出動作前には、前記第２のスイッチ素子をオン状態に維持し低域通過フィルタの一部として動作し、前記相関二重検出手段による相関二重検出動作中には、前記第２のスイッチ素子をオフ状態に維持し電荷保持部の一部として動作する構成としてもよい。

ここで、前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１のスイッチ素子を備える構成としてもよい。

ここで、前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子の前記増幅トランジスタ側の列信号線に一端が接続され、前記第２のスイッチ素子の前記相関二重検部側の列信号線に他端が接続された前記第１のスイッチ素子を備える構成としてもよい。

この構成によれば、低域通過フィルタと信号保持部とで容量素子を共用することができ（つまり容量素子は兼用され）、面積の増加を抑えることができる。

ここで、前記第１のスイッチ素子は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間ではオンであり、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間ではオフであるようにしてもよい。

ここで、前記第１のスイッチ素子は、前記リセットトランジスタによるリセット動作を含む期間である第１の期間中オンであり、前記第１の期間の完了時にオフになり、前記転送トランジスタによる転送動作を含む期間である第２の期間中オンであり、前記第２の期間の完了時にオフになるようにしてもよい。

ここで、前記ＡＤ変換部は、スロープ状に変化するランプ波形を有する参照信号を発生する参照信号生成部と、各列ごとに設けられた電圧比較器と、時間長をカウントするカウンタとを備え、前記電圧比較器は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号と前記参照信号とを入力する２つのトランジスタを含む差動入力部と、差動出力間に接続された負荷容量素子とを備え、前記電圧比較器は、比較により前記画素信号を時間長に変換し、前記カウンタは、前記時間長をディジタル信号に変換し、前記低域通過フィルタは、前記２つのトランジスタと前記負荷容量素子により構成されるようにしてもよい。

この構成によれば、低域通過フィルタと、前記相関二重検出部の中に設けられた電圧比較器とで容量素子を共用することができ（つまり容量素子は兼用される）、面積の増加を抑えることができる。

ここで、前記第１のフィルタ特性の遮断周波数は、前記相関二重検出の対象である前記リセット成分と前記データ成分の読み取り周波数の半分の周波数よりも低いようにしてもよい。

この構成によれば、過度応答速度が低い状態であっても、ノイズスペクトラムを低域に移動することができるので、ノイズ除去効果を高めることができる。

ここで、前記第１のフィルタ特性の遮断周波数は、ＡＤ変換部におけるクロック周波数の１／１０００倍の周波数よりも低く、前記クロック周波数の信号は、前記第２のフィルタ特性を前記第１のフィルタ特性に切り換えることにより、６０ｄＢ以上減衰する構成としてもよい。

この構成によれば、低域通過フィルタ後のクロックノイズは６０ｄＢ減衰することになるので、これらディジタルノイズに対してもノイズ耐性を高めることができる。

ここで、前記抵抗素子は、ＭＯＳトランジスタから構成してもよい。
ここで、前記トランスコンダクタンスは、ＭＯＳトランジスタから構成してもよい。

また、上記第１の目的を達成するカメラは、上記の固体撮像装置を備える。
また、上記第２の目的を達成する固体撮像装置の駆動方法は、行列状に配置された複数の単位画素を有し行単位に選択される単位画素から画素信号を読み出す固体撮像装置の駆動方法であって、前記固体撮像装置は、前記複数の単位画素の列毎に設けられた列信号線と、前記複数の単位画素のそれぞれに含まれ、前記画素信号を出力する増幅トランジスタと、前記複数の単位画素の列毎に設けられ、前記画素信号のリセット成分、および、前記画素信号のリセット成分と信号成分を含むデータ成分から、相関二重検出することにより、信号成分を検出する相関二重検出部と、前記増幅トランジスタの出力端子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入され、もしくは、前記相関二重検出部の中に設けられた低域通過フィルタとを備え、前記単位画素のそれぞれは、前記低域通過フィルタは、第１のフィルタ特性と、前記第１のフィルタ特性よりも低域遮断周波数が高くかつ過度応答速度が速い第２のフィルタ特性との間で切り替え可能であり、前記固体撮像装置の駆動方法は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間では前記第２のフィルタ特性で前記低域通過フィルタを動作させ、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間では前記第１のフィルタ特性で前記低域通過フィルタを動作させる。

本発明に係る固体撮像装置によれば高解像度の固体撮像装置において高速読み出しとノイズ特性の低減の両立を図ることができるという効果を奏する。

第１〜７の実施形態に係る固体撮像装置を示す回路構成例を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）は第１の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ａの回路構成例を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）は第２の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｂの回路構成例を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）は第３の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｃの回路構成例を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）は第４の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｄの回路構成例を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）は第５の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｅの回路構成例を示す図である。 （Ａ）（Ｂ）は第６の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｆの回路構成例を示す図である。 第７の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｇの回路構成例を示す図である。 第８の実施形態に係る固体撮像装置を示す回路構成例を示す図である。 第８の実施形態に係る列回路を示す回路構成例を示す図である。 第１〜７の実施形態に係る固体撮像装置の数フレームのタイミングチャートである。 第１〜７の実施形態に係る固体撮像装置の１Ｈのタイミングチャートである。 本発明の実施形態に係る画素回路構成例を示す図である。 低域通過フィルタのＣＤＳ前後のノイズのシミュレーション結果である。

（第１の実施形態）
本実施の形態における固体撮像装置は、行列状に配置された複数の単位画素を有し行単位に選択される単位画素から画素信号を読み出す固体撮像装置であって、前記複数の単位画素の列毎に設けられた列信号線と、前記複数の単位画素のそれぞれに含まれ、前記画素信号を出力する増幅トランジスタと、前記複数の単位画素の列毎に設けられ、前記画素信号のリセット成分、および、前記画素信号のリセット成分と信号成分を含むデータ成分から、相関二重検出することにより、信号成分を検出する相関二重検出部と、前記増幅トランジスタの出力端子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入され、もしくは、前記相関二重検出部の中に設けられた低域通過フィルタとを備える。

これにより、低域通過フィルタを備えることにより、ノイズ特性を改善を図っている。
以下、図面を参照しながら、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る、撮像装置（カメラ機器）、固体撮像装置を示した構造平面図である。

図１より、撮像装置は、固体撮像装置１と、複数の単位画素３が行および列に配列された画素アレイ１０と、画素アレイ１０の外側に設けられて垂直列ごとに配置された低域通過フィルタ３００ａと、カラム処理部２６と、カラム処理部２６のカラムＡＤ回路２５にＡＤ変換用の参照電圧ＲＡＭＰを供給するＤＡＣ２７ａ（ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を有して構成された参照信号生成部２７と、出力回路２８とを備えている。

また、列アドレスや列走査を制御する水平走査回路（列走査回路ともいう）１２と、行アドレスや行走査を制御する垂直走査回路（行走査回路ともいう）１４と、端子５ａを介してマスタークロックＭＣＬＫを受け取り、種々の内部クロックを生成し水平走査回路１２や垂直走査回路１４などを制御するタイミング制御部２０を備えている。

また、各単位画素３は、垂直走査回路１４で制御される水平信号線（行制御線ともいう）１５や画素信号をカラム処理部２６に伝達する垂直信号線（列信号線ともいう）１９とで接続される。

また、各単位画素３からの画素信号は、水平信号線１５（Ｖ１、Ｖ２、・・・、Ｖｎ）ごとに、垂直信号線１９（Ｈ０、Ｈ１、・・・、Ｈｍ）と低域通過フィルタ３００ａとＡＤＣ入力線４０（ＡＤＩＮ０、ＡＤＩＮ１、・・・、ＡＤＩＮｍ）とを経由して、カラムＡＤ回路２５に入力される。カラムＡＤ回路２５は、このアナログの画素信号と参照信号生成部２７で生成される参照電圧ＲＡＭＰとを比較する電圧比較器２５２と、電圧比較器２５２が比較処理を完了するまでの時間をカウンタ部２５４を利用してカウントした結果を保持するメモリとして構成されたデータ記憶部２５６と、を備えて構成され、ｎビットＡＤ変換機能を有している。

また、電圧比較器２５２の一方の入力端子（＋）には、他の電圧比較器２５２の一方の入力端子（＋）と共通に、参照信号生成部２７で生成される階段上の参照電圧ＲＡＭＰが入力され、他方の入力端子（一）には、それぞれ対応する垂直列の低域通過フィルタ３００ａの出力線であるＡＤＣ入力線４０（ＡＤＩＮ０、ＡＤＩＮ１、・・・、ＡＤＩＮｍ）が接続され、画素アレイ１０から画素信号電圧が個々に入力される。電圧比較器２５２の出力信号はカウンタ部２５４に供給される。

また、カラムＡＤ変換回路２５では、電圧比較器２５２に参照電圧ＲＡＭＰを供給すると同時にクロック信号でのカウント（計数）を開始し、低域通過フィルタ３００ａの出力線であるＡＤＣ入力線４０（ＡＤＩＮ０、ＡＤＩＮ１、・・・、ＡＤＩＮｍ）を介して入力されたアナログの画素信号を参照電圧ＲＡＭＰと比較することによってパルス信号が得られるまでカウントすることでＡＤ変換を行う。

また、この際、ＡＤ変換とともに、低域通過フィルタ３００ａの出力線であるＡＤＣ入力線４０（ＡＤＩＮ０、ＡＤＩＮ１、・・・、ＡＤＩＮｍ）を介して入力されたアナログ電圧の画素信号に対して、画素リセット直後のリセット成分Ｖｒｓｔ（ノイズを含む）と真の（受光光量に応じた）信号成分を含むデータ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）との差分をとる処理を行う。これによって、カラムＡＤ回路２５で誤差となる各列のクロックスキューやカウンタディレイ等のばらつきを排除して、真の信号レベルＶｓｉｇのみを取り出すことが可能になる。つまり、ディジタルＣＤＳが可能となる。

なお、図１では、例えば、リセット成分Ｖｒｓｔ（ノイズを含む）をダウンカウントし、データ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）をアップカウントすることで真の信号成分Ｖｓｉｇのみを取り出す構成であり、このカラムＡＤ回路２５でディジタル化された画素データは、水平走査回路１２からの水平選択信号により駆動される図示しない水平選択スイッチを介して水平信号線１８に伝送され、さらに出力回路２８に入力される。

この構成により、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置は、電荷生成部としての受光素子が行列状に配された画素アレイ１０からは、行ごとに各垂直列について画素信号が順次出力される。そして、受光素子が行列上に配された画素アレイ１０に対する１枚分の画像すなわちフレーム画像が、画素アレイ１０全体の画素信号の集合で示されることとなる。

以上説明したように、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置は、垂直信号線１９と電圧比較器２５２の間に低域通過フィルタ３００ａを設ける点に特徴があり、低域通過フィルタ３００ａは、垂直信号線１９と電圧比較器２５２の入力端子との間のＡＤＣ入力線４０に挿入される。

なお、図１の単位画素３は、画素、転送トランジスタ、ＦＤ、リセットトランジスタ及び増幅トランジスタを有する構造、いわゆる１画素１セル構造とともに、複数の画素を含み、さらに、ＦＤ、リセットトランジスタ及び増幅トランジスタのいずれか、あるいは、すべてを単位セル内で共有する構造、いわゆる多画素１セル構造を用いることが出来る。

また、画素は半導体基板の表面、すなわち、トランジスタのゲート端子及び配線が形成された面と同じ面側に形成される構造とともに、画素が半導体基板の裏面、すなわちトランジスタのゲート端子及び配線が形成された面に対して裏面側に形成される、いわゆる、裏面照射型イメージセンサ（裏面照射型固体撮像装置）の構造を用いることも出来る。

次に、図２（Ａ）（Ｂ）は、本発明の第１の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ａの回路構成例を説明するための図面である。

図２（Ａ）の低域通過フィルタ３００ａの構成例は、単位画素３の増幅トランジスタＴ１２のソース出力端子と電圧比較器２５２の入力端子（一）との間のＡＤＣ入力線４０に挿入された抵抗素子Ｒ１と、抵抗素子Ｒ１の電圧比較器２５２側の一方の端子側（一）とグランド線とに接続された容量素子Ｃ１と、スイッチＳＷ１とを備える。

ここで、図２（Ｂ）に示すように、ＳＷ１はＯＮ抵抗の小さいトランジスタＭ１で、抵抗Ｒ１はＯＮ抵抗の大きいトランジスタＭ３で構成するなどにしてもよい。

次に、図１２は、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置の駆動方法を説明するためのタイミングチャートである。従来例に追加されている制御信号は、低域通過フィルタ３００ａの帯域設定用の制御信号ＣＮ１２と、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１である。ここで、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１は、サンプルホールドを行う第５、６、８の実施の形態において有効である。

本発明のポイントは、画素信号が変動する期間では、過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができ、一方、画素信号が安定している期間では、画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ノイズ除去効果を高めることができる。

まず、１回目の読み出しのため、タイミング制御部２０は、カウンタ部２５４のカウント値を設定された初期値にリセットさせるとともに、カウンタ部２５４をダウンカウントモードに設定する。ここで、カウント値の初期値は“０”であっても、任意の値であってもよいものとする。

次に、図１３において、まず、選択信号線ΦＳＥＬが時刻ｔ４でＨｉｇｈレベルとなり単位画素の選択トランジスタＴ１３をオンさせると選択された行Ｖｘが選択されることになる。

次に、読み出し信号線ΦＴＲがＬｏｗレベルとなり読出しトランジスタＴ１０がオフされた状態で、時刻ｔ４でリセット信号線ΦＲＳがＨｉｇｈレベルとなりリセットトランジスタＴ１１をオンさせ、各単位画素３のフローティング拡散ノードＦＤの電圧をリセットする。

次に、一定時間が過ぎてからフローティング拡散ノードＦＤの電圧がリセットされた状態で、リセット信号線ΦＲＳがＬｏｗレベルとなりリセットトランジスタＴ１１をオフする。

そして、各単位画素３のフローティング拡散ノードＦＤの電圧が増幅トランジスタＴ１３によって増幅され、リセット成分（Ｖｒｓｔ）が垂直信号線１９を介して読み出される。

ここで、低域通過フィルタ３００ａの帯域を制御する帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は、リセット信号線ΦＲＳがオン／オフして出力電圧が変動している第１の期間（Ｔ１＿ＲＳの期間）にはＨｉｇｈレベルを出力して低域通過フィルタ３００ａを構成する抵抗素子Ｒ１をスイッチＳＷ１はショートして、低域通過帯域は広くなり過渡応答が高めるようにしている。このように、スイッチＳＷ１は、第１の期間中（Ｔ１＿ＲＳの期間）はオンであり、第１の期間完了時（時刻ｔ６）にオフになる。この第１の期間は、リセットトランジスタＴ１１等によるリセット動作を含む期間であり、垂直信号線１９の出力電圧が大きく変動する期間を示している。

すなわち、図１２では第１の期間中（Ｔ１＿ＲＳの期間）はリセットトランジスタＴ１１等にリセット信号線ΦＲＳが印加されることにより、増幅トランジスタＴ１２から垂直信号線１９に出力される画素信号が変動する期間である。

しばらくして、十分に安定した後（時刻ｔ４＋Ｔ１＿ＲＳ後＝時刻ｔ６）に、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２がＬｏｗレベルを出力すると、低域通過フィルタ３００ａを構成する抵抗素子Ｒ１がスイッチＳＷ１によってショートされないため、低域通過帯域は狭くなり、ノイズ特性は改善する。

この状態では、高周波領域のノイズ成分を低減することができるので、Ｔ２＿ＲＳの期間内にダウンカウントを行う。

このダウンカウント時には、タイミング制御部２０は、参照信号生成部２７に向けて、参照電圧ＲＡＭＰ生成用の制御信号ＣＮ４を供給する。これを受けて、参照信号生成部２７は、電圧比較器２５２の一方の入力端子（＋）への比較電圧として、ランプ状に時間変化させた参照電圧ＲＡＭＰを入力する。電圧比較器２５２は、この参照電圧ＲＡＭＰの電圧と低域通過フィルタ３００ａの容量Ｃ１に印加された各列のＡＤＣ入力線４０（ＡＤＩＮｘ）の画素のリセット成分（Ｖｒｓｔ）の電圧とを比較する。

また、電圧比較器２５２の入力端子（＋）への参照電圧ＲＡＭＰの入力と同時に、電圧比較器２５２における比較時間を、行ごとに配置されたカウンタ部２５４で計測するために、参照信号生成部２７から発せられるランプ波形電圧に同期して（時刻ｔ１０）、カウンタ部２５４のクロック端子にタイミング制御部２０からカウントクロックＣＫ０を入力し、１回目のカウント動作として、設定された初期値からダウンカウントを開始する。

また、電圧比較器２５２は、参照信号生成部２７からのランプ状の参照電圧ＲＡＭＰとＡＤＣ入力線４０を介して入力される選択されたＶｘ行の画素リセット成分の電圧（Ｖｒｓｔ）とを比較し、双方の電圧が同じになったときに、電圧比較器２５２の出力をＨレベルからＬレベルへ反転させる（時刻ｔ１２）。つまり、リセット成分Ｖｒｓｔに応じた電圧と参照電圧ＲＡＭＰを比較して、リセット成分Ｖｒｓｔの大きさに対応した時間軸方向の大きさをカウントクロックＣＫ０でカウント（計数）することで、リセット成分Ｖｒｓｔの大きさに対応したカウント値を得る。言い換えれば、カウンタ部２５４は、ＲＡＭＰ波形の変化の開始時点をカウンタ部２５４のダウンカウント開始時点として、電圧比較器２５２の出力が反転するまでダウンカウントすることにより、リセット成分Ｖｒｓｔの大きさに対応したカウント値を得る。

また、タイミング制御部２０は、所定のダウンカウント期間を経過すると（ｔ１４）、電圧比較器２５２への制御データの供給と、カウント部２５４へのカウントクロックＣＫ０の供給とを停止する。これにより、電圧比較器２５２は、ランプ状の参照電圧ＲＡＭＰの生成を停止する。

この１回目の読み出し時は、選択されたＶｘ行の画素信号電圧におけるリセット成分Ｖｒｓｔを電圧比較器２５２で検知してカウント動作を行っているので、単位画素３のリセット成分Ｖｒｓｔを読み出していることになる。

このように、垂直信号線１９の出力信号をＣＤＳ手段であるカラムＡＤ回路２５で読み取った後（時刻ｔ１４）に、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は再びＨｉｇｈレベルとなり広い帯域が選択され、過渡応答を高めるように動作するようになる。

そして、この画素リセット成分のＡＤ変換が終了すると、続いて２回目の画素信号読み出し動作を開始する。また、２回目の読み出し時には、リセット成分Ｖｒｓｔに加えて、単位画素３ごとの入射光量に応じた信号成分Ｖｓｉｇを読み出す動作を行う。１回目の読み出しと異なる点は、カウンタ部２５４をアップカウントモードに設定する点である。

具体的には、時刻ｔ１６で、読み出し信号線ΦＴＲがＨｉｇｈレベルとなり読出しトランジスタＴ１０をオンさせれば、フォトダイオードＰＤ１に蓄積された全ての光電荷は、フローティング拡散ノードＦＤに伝達される。その後、読み出し信号線ΦＴＲがＬｏｗレベルとなり読出しトランジスタＴ１０をオフする。

そして、増幅トランジスタＴ１２のデータ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）が垂直信号線１９を介して読み出される。

このときも上記と同様に、低域通過フィルタ３００ａの帯域を制御する帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は、読出しトランジスタＴ１０がオンして出力電圧が変動しているとき第１の期間中（Ｔ１＿ＴＲの期間）にはＨｉｇｈレベルを出力して低域通過フィルタ３００ａを構成する抵抗素子Ｒ１をスイッチＳＷ１はショートして、低域通過帯域は広くなり過渡応答が高まるようにしている。このように、スイッチＳＷ１は、第１の期間中（Ｔ１＿ＴＲの期間）にはオンであり、第２の期間完了時（Ｔ２＿ＴＲ後）にオフになる。この第１の期間（Ｔ１＿ＴＲの期間）は、読出しトランジスタＴ１０による転送動作を含む期間であり、垂直信号線１９の出力電圧ＶＯＵＴ１が変動する期間を示している。

すなわち、図２の例では第１の期間（Ｔ１＿ＴＲの期間）は、読出しトランジスタＴ１０に読み出し信号線ΦＴＲが印加されることにより、増幅トランジスタＴ１２の出力が変化する期間である。

しばらくして、十分に安定した後（時刻ｔ１６＋Ｔ１＿ＴＲ後＝時刻ｔ１８）に、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２がＬｏｗレベルを出力すると、低域通過フィルタ３００ａを構成する抵抗素子Ｒ１がスイッチＳＷ１によってショートされないため、低域通過帯域は狭くなり、低域通過帯域は狭くなり、ノイズ特性は改善する。

この状態では、高周波領域のノイズ成分を低減することができ、Ｔ２＿ＴＲの期間内にアップカウントを行う。

アップカウント時には、参照信号生成部２７によりランプ状となるように階段状に時間変化させた参照電圧ＲＡＭＰを入力し、各列のＡＤＣ入力線４０を介して入力され、選択された行Ｖｘの画素信号成分の電圧との比較を電圧比較器２５２にて行う。

このとき、電圧比較器２５２の一方の入力端子（＋）への参照電圧ＲＡＭＰの入力と同時に、電圧比較器２５２における比較時間をカウンタ部２４を利用して計測するために、参照信号生成部２７から発せられるランプ波形電圧に同期して（時刻ｔ２０）、カウンタ部２４は、２回目のカウント動作として、ダウンカウントが停止したカウント値から、アップカウントを開始する。

また、電圧比較器２５２は、参照信号生成部２７からのランプ状の参照電圧ＲＡＭＰと各列のＡＤＣ入力線４０を介して入力され、選択されたＶｘ行の画素信号成分のデータ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）とを比較し、双方の電圧が同じになったときに、コンパレータ出力をＨレベルからＬレベルへ反転させる（時刻ｔ２２）。

このように、垂直信号線１９の出力信号をＣＤＳ手段であるカラムＡＤ回路２５で読み取った後（時刻ｔ２４）に、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は再びＨｉｇｈレベルとなり広い帯域が選択され、過渡応答を高めるように動作するようになる。

つまり、データ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）に応じた電圧信号と参照電圧ＲＡＭＰを比較して、信号成分Ｖｓｉｇの大きさに対応した時間軸方向の大きさをカウントクロックＣＫ０でカウント（計数）することで、信号成分Ｖｓｉｇの大きさに対応したカウント値を得ることが出来る。言い換えれば、カウンタ部２５４は、ＲＡＭＰ波形の変化の開始時点をカウンタ部２５４のアップカウント開始時点として、電圧比較器２５２の出力が反転するまでアップカウントすることにより、データ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）の大きさに対応したカウント値を得る。

このように、ディジタルＣＤＳは、例えば、カウンタ２５４の設定を、リセット成分（Ｖｒｓｔ）を読み出すときにはダウンカウント、データ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）を読み出すときにはアップカウントとすることにより、カウンタ２５４内で自動的に減算が行われ、信号成分Ｖｓｉｇは相当するカウント値を得ることによって行っている。

そして、ＡＤ変換されたデータはデータ記憶部２５６に転送、保持することで、カウンタ部２５４の動作前（時刻ｔ３０）に、タイミング制御部２０からメモリ転送指示パルス制御信号ＣＮ８に基づき、前行のＶｘ−１のカウント結果をデータ記憶部２５６に転送する。

以上より、カラムＡＤ回路２５は全ての行Ｖｘの画素読み出し時に対してディジタルＣＤＳを実行している。ここで、図１１に特許文献１と本発明の第１の実施形態に係るイメージセンサの数フレーム動作を示す。第ｋフレームにおいて、１行目読み出しからｎ行目読み出しまで、各行の画素読み出しには、画素のリセット成分を読み出すためのダウンカウント期間と、画素の信号成分を読み出すためのアップカウント期間を必要としている。

このように、本発明の第１の実施形態に示されたイメージセンサでは、図１１に示すように各行Ｖｘの単位画素３の読み出し、つまり、ＡＤ変換期間はダウンカウント期間とアップカウント期間で構成され、上記ＡＤ変換期間を各行で実行することで１フレームの映像データＤ１を出力している。

以上の通り、本発明では、画素信号の変動時には低域通過フィルタ３００ａの過渡応答を高めて収束時間を早めて、安定時には過渡応答を遅くしてノイズ特性を改善させる。そして、ＣＤＳを実施することによって、ノイズを低減することができ、単位画素３の増幅トランジスタＴ１２で発生するランダムノイズなどを改善することが可能になる。

ここで、好ましくは、ＡＤ変換手段における折り返し雑音を遮断するために低域通過フィルタの遮断周波数を狭めたときの遮断周波数は、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓ（リセット成分とデータ成分を読み出す時間差τ（＝時刻ｔ２２−ｔ１２）の逆数）の半分の周波数よりも低いことである。

なお、実施例１のように、サンプルホールド容量がないときは、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓ（＝１／τ）は、リセット成分（Ｖｒｓｔ）の読出し時には、信号レベルに応じて時刻ｔ１０からｔ１４まで変化し、データ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）の読出し時には、信号レベルに応じて時刻ｔ２０からｔ２４まで変化するものである。

次に、回路で発生するデバイスノイズに関しては、各トランジスタ素子や抵抗素子などの各デバイスから発生する、ホワイトノイズのサーマルノイズや周波数に依存した１／ｆノイズなどがあり、本発明の目的のノイズ低減の対象とするサーマルノイズについて説明する。

まず、固体撮像装置におけるランダムノイズの支配的な要因は、単位画素３の増幅トランジスタＴ１２であるため、このノイズに着目して説明すると、画素の増幅トランジスタＴ１２の相互コンダクタンスＧｍと出力抵抗Ｒｓは、（式１）で表すことができる。ここで、Ｌはゲート長、Ｗはゲート幅、μは移動度、Ｃｏｘはゲート酸化膜容量、Ｉｄはトランジスタに流れる電流である。

［式１］
Ｇｍ＝１／Ｒｓ＝√（２・μ・Ｃｏｘ・Ｗ／Ｌ・Ｉｄ） （式１）

次に、画素トランジスタＴ１２で発生する単位周波数当たりのサーマルノイズＶｎは、（式２）で表すことができる。また、一般的に、抵抗素子で発生する単位周波数当たりのサーマルノイズＶｎは、（式３）で表すことができる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。

［式２］
Ｖｎ＾２＝８ｋＴ／３Ｇｍ （式２）
［式３］
Ｖｎ＾２＝４ｋＴＲ （式３）

また、ＲＣから構成される１次の低域通過フィルタの遮断周波数ｆｃは、（式４）で表すことができる。

［式４］
ｆｃ＝１／（２πＲＣ） （式４）

次に、本発明の第１の実施形態に係る構成での全帯域のノイズを見積もってみる。まず、ＳＷ１がオンのときは、ノイズは増幅トランジスタＴ１２のサーマルノイズで決定される。そして、遮断周波数は、この増幅トランジスタＴ１２の出力抵抗Ｒｓ（＝１／Ｇｍ）と容量Ｃ１の積で決定される。このため、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は（式５）で表すことができる。ここで、１次の低域通過フィルタでは、全帯域のノイズは、遮断周波数ｆｃにπ／２を掛けていることによって算出することができる。

［式５］
Ｖｎ＾２＝（８ｋＴ／３Ｇｍ）・（１／（２π・Ｒｓ・Ｃ１））・（π／２）
＝（２／３）・ｋＴ／Ｃ１ （式５）

次に、ＳＷ１がオフのときは、ノイズは増幅トランジスタＴ１２のサーマルノイズと低域通過フィルタ３００ａを構成する抵抗Ｒ１のサーマルノイズの２乗平均で決定される。そして、遮断周波数ｆｃは、この増幅トランジスタＴ１２の出力抵抗Ｒｓ（＝１／Ｇｍ）と抵抗Ｒ１の加算値、および、容量Ｃ１との積で決定される。このため、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は（式６）で表すことができる。ここで、１次の低域通過フィルタでは、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は、遮断周波数ｆｃにπ／２を掛けていることによって算出することができる。また、条件として、ここでは、容量Ｃ１は、垂直信号線１９の寄生容量（図１３の寄生容量２６３（Ｃｐ））よりも大きいと仮定している。また、増幅トランジスタＴ１２の出力抵抗Ｒｓ（＝１／Ｇｍ）＜＜低域通過フィルタのＲ１を仮定している。

［式６］
Ｖｎ＾２
＝（８ｋＴ／３Ｇｍ＋４ｋＴＲ１）・（１／（２π（Ｒｓ＋Ｒ１）Ｃ１））・（π／２）
≒（４ｋＴＲ１）・（１／（２π・Ｒ１・Ｃ１））・（π／２）
＝ｋＴ／Ｃ１ （式６）

このように、低域通過フィルタ３００ａの抵抗素子Ｒ１の両端をショートするか否かを切り換えることによって、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は、それぞれ（式５）と（式６）で表される。ここで、最近のゲート長Ｌｇが１００ｎｍ程度以下の微細プロセスでは、（式２）で表されるトランジスタのサーマルノイズは、係数が８／３以上との実測結果もあり、（式５）で表される低域通過フィルタのノイズは、（式６）の値に近づくなることになる。つまり、着目すべき点としては、低域通過フィルタ３００ａの抵抗素子Ｒ１をオン／オフすることによって、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は、実際にはほぼ同等レベルと考えられることである。

なお、特許文献１の従来技術の回路では、単位画素３の増幅トランジスタＴ１２の出力抵抗Ｒｓ（＝１／Ｇｍ）と垂直信号線１９の寄生容量（図１３の２６３のＣｐ）の間には、低域通過フィルタが構成され、１次の低域通過フィルタとすれば、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は（式５）のとおり、Ｖｎ＾２＝（２／３）・ｋＴ／Ｃｐで表される。つまり、理論的には、上記説明の通り、ＲｓとＣｐから構成される低域通過フィルタの全帯域のノイズは、遮断周波数ｆｃには依存せずに容量Ｃｐで決まる。ノイズ低減の対策としては、容量Ｃｐを積極的に大きくすることであるが、課題となるのは、過渡応答速度（τ＝Ｒｓ・Ｃｐ）の低下である。

また、特許文献２の従来技術の回路では、単位画素３の増幅トランジスタＴ１２の出力抵抗Ｒｓ（＝１／Ｇｍ）とサンプルホールド容量Ｃ１の間には、低域通過フィルタが構成され、１次の低域通過フィルタとすれば、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は（式５）のとおり、Ｖｎ＾２＝（２／３）・ｋＴ／Ｃ１で表される。ここで、サンプルホールド容量Ｃ１は、垂直信号線１９の寄生容量（図１３の２６３のＣｐ）よりも大きいと仮定している。つまり、理論的には、上記説明の通り、ＲｓとＣ１から構成される低域通過フィルタの全帯域のノイズは、遮断周波数ｆｃには依存せずに容量Ｃ１で決まる。ノイズ低減の対策としては、容量Ｃ１を積極的に大きくすることであるが、課題となるのは、過渡応答速度（τ＝Ｒｓ・Ｃ１）の低下である。

また、以上の説明では、電圧比較器２５２の入力インピーダンスをハイ・インピーダンス（ＨｉＺ）として扱い、電流の入出力はゼロとして見積ったものである。

次に、ディジタルＣＤＳと低域通過フィルタ３００ａの遮断周波数ｆｃの関係を説明する。ディジタルＣＤＳの主な目的は、ノイズ成分の中で、ＤＣ成分を含む比較的低い周波領域の電圧成分（１／ｆノイズなど）を取り除くものである。本発明では、ＣＤＳと組み合わせることによって、ホワイトノイズであるサーマルノイズに対しても、効果的に低減することができるので、その説明を行う。

まず、図１２のタイミングチャートを用いて、ＣＤＳの説明を行う。カラムＡＤ回路２５は、先に格納されたリセット成分（Ｖｒｓｔ）と後に格納されたデータ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）との電圧差を利用し、単位画素３の信号成分Ｖｓｉｇを算出する役目を果たす。

定性的には、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓ（リセット成分とデータ成分を読み出す時間差（時刻ｔ２２−ｔ１２）の逆数）に比べて低い周波数のノイズについては、リセット成分Ｖｒｓｔと後に格納されたデータ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）に含まれるノイズ電圧が等しくなり、ノイズの電圧差がゼロになるためにディジタルＣＤＳによって除去することができる。

一方、比較的高い周波数のノイズについては、時刻ｔ２２と時刻ｔ１２でレベルが異なり、ノイズの電圧差がゼロにならないためにディジタルＣＤＳによって除去することができない。

詳細には、ＣＤＳの伝達関数Ｈ（ｆ）は（式７）で表すことができる。ここで、τは１／ｆｓである。そして、このＨ（ｆ）の絶対値の２乗│Ｈ（ｆ）│＾２は、（式８）で表すことができる。この式によると、定性的には、ＣＤＳの周波数ｆｓ（＝１／τ）よりも低い周波数ｆの信号またはノイズは、│Ｈ（ｆ）│＾２≒０となり、減衰されることを示している。

［式７］
Ｈ（ｆ）＝１−ｅｘｐ（−２πｆτ） （式７）
［式８］
│Ｈ（ｆ）│＾２＝２・（１−ｃｏｓ（２πｆτ）） （式８）

以上の通り、比較的低い周波数領域の１／ｆノイズに対する対策としては、ディジタルＣＤＳが有効である。

次に、ホワイトノイズであるサーマルノイズに対するＣＤＳの効果を説明する。
まず、わかりやすく説明するために、図１４に理想のＲＣから構成される低域通過フィルタにおける、遮断周波数ｆｃを変えたときの低域通過フィルタで発生するノイズのシミュレーション結果を示している。ここで、遮断周波数ｆｃは、容量を一定として、抵抗値Ｒを１０倍変えたものである。ＣＤＳの周波数ｆｓは１０００ｋＨｚ（τ＝１ｕｓ）としている。横軸は周波数（単位ｋＨｚ）であり、縦軸は正規化したノイズ（単位Ｖ／√Ｈｚ）である。（１）は遮断周波数ｆｃ＝１０００ｋＨｚの場合の低域通過フィルタで発生するノイズ特性である。（２）は遮断周波数ｆｃ＝１００ｋＨｚの場合のノイズ特性である。抵抗値Ｒの抵抗値を１０倍に上げて、遮断周波数を下げることによって、ノイズスペクトラムは低域に移動しているが、ＣＤＳを実施する前では、低域通過フィルタで発生する全帯域の２乗平均ノイズ電圧は、理論的には等しくＶｎ＾２＝ｋＴ／Ｃである。

一方、（３）は遮断周波数ｆｃ＝１０００ｋＨｚの場合の低域通過フィルタで発生するＣＤＳ後のノイズ特性である。（４）は遮断周波数ｆｃ＝１００ｋＨｚの場合のＣＤＳ後のノイズ特性である。（３）（４）より、ＣＤＳ後の全帯域のノイズは、遮断周波数ｆｃが低い方が低減していることがわかる。つまり、低域通過フィルタで発生する２乗平均ノイズ電圧は、遮断周波数ｆｃを下げていけば、ＣＤＳを実施することにより、低減していくことがわかる。

ここで、ＣＤＳの伝達関数Ｈ（ｆ）は前記（式７）（式８）を使用している。
つまり、ＣＤＳを実施しなければ、理想的なＲＣから構成される低域通過フィルタの全帯域の２乗平均ノイズ電圧は、遮断周波数ｆｃには依存せずにＶｎ＾２＝ｋＴ／Ｃで表される。ここで、遮断周波数ｆｃを低くすれば、全帯域のノイズは一定であるが、ノイズスペクトラムは低域側に移動させられる。

一方、この遮断周波数ｆｃを低くしたときにおいては、ノイズスペクトラムは低域側に移動させられるので、ＣＤＳを実施することにより、主に低周波領域のノイズは除去され、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は低減することができる。

まとめると、固体撮像装置では、ランダムノイズの支配的な要因は、単位画素３の増幅トランジスタＴ１２であり、その絶対量を低減するためには、トランジスタのサイズを大きくする必要がある。しかしながら、高画素化にともなう画素トランジスタの微細化によって、その対応は困難な状況である。

このため、本実施形態の通り、比較的高い周波領域をも有するホワイトノイズに対するノイズ低減対策としては、まず、低域通過フィルタ３００ａを用いてその遮断周波数ｆｃを下げて、ノイズスペクトラムを低周波領域に移動させる。そして、ディジタルＣＤＳを実施して、低周波領域のノイズ低減を図るという実施形態が有効な手段であることがわかる。

しかしながら、ノイズ低減を優先して、低域通過フィルタ３００ａの信号通過帯域を単純に狭くしすぎると、過渡応答が遅くなるなどのデメリットが発生してしまう。このため、本発明の実施形態のように低域通過フィルタａの帯域を、画素信号の読出しのタイミングに応じて変化する解決手段が有効である。

以下、本実施形態における固体撮像装置について、さらにまとめて説明する。
（ａ）前記単位画素３のそれぞれは、光を信号電荷に変換するフォトダイオードＰＤ１と、信号電荷を保持する浮遊拡散層ＦＤと、前記浮遊拡散層の信号電荷をリセットするリセットトランジスタ（Ｔ１１）と、前記フォトダイオードから浮遊拡散層に信号電荷を転送する転送トランジスタ（Ｔ１０）と、前記浮遊拡散層に保持された信号電荷に応じた前記画素信号を出力する前記増幅トランジスタ（Ｔ１２）とを備える。前記低域通過フィルタは、第１のフィルタ特性と、第１のフィルタ特性よりも低域遮断周波数が高くかつ過度応答速度が速い第２のフィルタ特性との間で切り替え可能である。前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間では前記第２のフィルタ特性で動作し、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間では前記第１のフィルタ特性で動作する。

これによれば、上記第２の目的を達成することができる。すなわち、前記画素信号が変動する期間では低域遮断周波数が高く（つまり帯域が広く）かつ過度応答速度が速い第２のフィルタ特性で動作するので、高速読み出しをも実現することができる。

（ｂ）前記低域通過フィルタは、前記列信号線に挿入された抵抗素子（Ｒ１）と、前記抵抗素子の前記相関二重検出部側の一端とグランド線と間に接続された容量素子（Ｃ１）とを備える。この構成によれば、例えば、低域通過フィルタを抵抗素子と容量素子とからなる単純な構成とした場合には、例えば、高速性よりも感度が重要な暗視カメラなどのように特に低照度での撮像におけるノイズ特性を改善することができる。

（ｃ）前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１のスイッチ素子（ＳＷ１）を備える。この構成によれば、スイッチ素子により第１のフィルタ特性と第２のフィルタ特性との切り替えを容易に制御することが可能になる。

（ｄ）前記第１のスイッチ素子は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間（Ｔ１＿ＲＳ、Ｔ１＿ＴＲ）ではオンであり、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間（Ｔ２＿ＲＳ、Ｔ２＿ＴＲ）ではオフである。

（ｅ）前記第１のスイッチ素子は、前記リセットトランジスタによるリセット動作を含む期間である第１の期間（Ｔ１＿ＲＳ）中オンであり、前記第１の期間（Ｔ２＿ＲＳ）の完了時にオフになり、 前記転送トランジスタによる転送動作を含む期間である第２の期間（Ｔ１＿ＴＲ）中オンであり、前記第２の期間の完了時（Ｔ２＿ＴＲ）にオフになる。

（ｆ）前記ＡＤ変換部は、スロープ状に変化するランプ波形を有する参照信号を発生する参照信号生成部と、各列ごとに設けられた電圧比較器と、時間長をカウントするカウンタとを備える。前記電圧比較器は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号と前記参照信号とを入力する２つのトランジスタを含む差動入力部と、差動出力間に接続された負荷容量素子とを備える。前記電圧比較器は、比較により前記画素信号を時間長に変換する。前記カウンタは、前記時間長をディジタル信号に変換する。前記低域通過フィルタは、前記２つのトランジスタと前記負荷容量素子により構成される。

（ｇ）前記抵抗素子は、ＭＯＳトランジスタから構成されてもよい。
（ｈ）前記トランスコンダクタンスは、ＭＯＳトランジスタから構成されてもよい。

（ｉ）また、本実施の形態における前記固体撮像装置の駆動方法は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間では前記第２のフィルタ特性で前記低域通過フィルタを動作させるステップと、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間では前記第１のフィルタ特性で前記低域通過フィルタを動作させるステップとを有する。

（第２の実施形態）
本実施の形態における固体撮像装置では、前記低域通過フィルタは、抵抗素子と、前記抵抗素子に並列接続された第１ＰＮ接合素子と、前記第１ＰＮ接合素子と逆極性で前記抵抗素子に並列接続された第２ＰＮ接合素子とを備える。この構成によれば、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

以下、図面を参照にしながら、本発明の第２の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。

まず、本発明の第２の実施形態に係る、撮像装置、固体撮像装置の装置構成は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る撮像装置、固体撮像装置と同じである。

また、本発明の第２の実施形態に係るタイミングチャートは、図１２に示した本発明の第１の実施形態に係るタイミングチャートと同じである。

ここで、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１と帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は、設けておらず、回路構成が簡素化している。

図３（Ａ）（Ｂ）は、本発明の第２の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｂの回路構成例を説明するための図面である。

図３（Ａ）（Ｂ）において、図２（Ａ）（Ｂ）の本発明の第１の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ａと異なる点は、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって制御されるＳＷ１の代わりに、抵抗Ｒ１の両端に双方向のダイオードＤ１、Ｄ２を接続していることである。

ここで、列ピッチの面積制約がある中で簡単な構成にしようとすれば、図３（Ｂ）に示すように、例えば、抵抗Ｒ１はＯＮ抵抗の大きいトランジスタＭ３で、ダイオードＤ１とＤ２はソースとバックゲートを接続したトランジスタＭ４とＭ５で構成するなどにしてもよい。これによって、バックゲート（Ｐ型）とドレイン間（Ｎ型）で、ＰＮ接合の寄生ダイオードが構成されるからである。

ダイオード特性は（式９）で表すことができる。動作点におけるＯＮ抵抗は（式１０）で表すことができる。Ｖはダイオード両端の電位差であり、Ｉは電流である。ここで、ダイオードＤ１、Ｄ２の効果としては、抵抗Ｒ１の両端に電位差があるときは、電流Ｉが流れるために、（式１０）にしたがい低抵抗として働く。一方、抵抗Ｒ１の両端に電位差がないときは、電流Ｉが流れないために、（式１０）にしたがい高抵抗として働く。

［式９］
Ｉ＝Ｉｓ・（ｅｘｐ（ｑＶ／ｋＴ）−１） （式９）
［式１０］
ｒ＝（ｋＴ／ｑＩ） （式１０）

この結果、画素信号が変動する期間では、過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができる。具体的には、画素信号が高くなったときは、低域通過フィルタ３００ｂの入力側の電圧が高くなり、ダイオードＤ１の役目を有するトランジスタＭ４のＶｄｂ（ドレインーバックゲート間電圧）が大きくなり、コンデンサＣ１へのチャージ時間を高める。逆に、画素信号が低くなったときは、低域通過フィルタ３００ｂの入力側の電圧が低くなり、ダイオードＤ２の役目を有するトランジスタＭ５のＶｄｂ（ドレインーバックゲート間電圧）が大きくなり、コンデンサＣ１からのディジスチャージ時間を高める。

一方、画素信号が安定している期間では、画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ＣＤＳ手段と組合せて、ノイズ除去効果を高めることができる。

これによって、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

（第３の実施形態）
本実施の形態における固体撮像装置では、前記低域通過フィルタは、抵抗素子とさらに、正入力端子と負入力端子と出力端子とを有するトランスコンダクタンスを備える。前記正入力端子は前記抵抗素子の前記増幅トランジスタ側の一端に接続され、前記負入力端子および前記出力端子は前記抵抗素子の前記相関二重検出部側の他端に接続される。この構成によれば、第１のフィルタ特性と第２のフィルタ特性を切り換える制御信号および制御信号用の配線が不要であり、面積の増加を抑えることができる。

以下、図面を参照にしながら、本発明の第３の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。

まず、本発明の第３の実施形態に係る、撮像装置、固体撮像装置の装置構成は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る撮像装置、固体撮像装置と同じである。

また、本発明の第３の実施形態に係るタイミングチャートは、図１２に示した本発明の第１の実施形態に係るタイミングチャートと同じである。

ここで、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１と帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は、設けておらず、回路構成が簡素化している。

図４（Ａ）（Ｂ）は、本発明の第２の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｃの回路構成を説明するための図面である。

図４（Ａ）（Ｂ）において、図２（Ａ）（Ｂ）の本発明の第１の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ａと異なる点は、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって制御されるＳＷ１の代わりに、抵抗Ｒ１の両端にトランスコンダクタンス（ＯＴＡ：Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ Ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）ＯＴＡ１を接続しており、トランスコンダクタンスＯＴＡ１の入力側の＋端子を低域通過フィルタ３００ｃの入力側に接続し、トランスコンダクタンスＯＴＡ１の入力側のー端子と出力端子を低域通過フィルタ３００ｃの出力側に接続していることである。

ここで、列ピッチの面積制約がある中で簡単な構成にしようとすれば、図４（Ｂ）に示すように、例えば、抵抗Ｒ１はＯＮ抵抗の大きいトランジスタＭ３で、トランスコンダクタンスＯＴＡ１はソース端子とゲート端子間をトランジスタＭ３の両端に接続し、ドレイン端子を電源／ＧＮＤで接地したトランジスタＭ６とＭ７で構成するなどにしてもよい。これによって、出力電流ＩｏがＧｍ・Ｖｇｓで決定されるトランスコンダクタンスの役割を果たすためである。

トランスコンダクタンスの特性は（式１１）で表すことができる。今、負荷に容量Ｃ１が接続されているため、出力電圧の応答性は（式１２）で表すことができる。ｓは微分演算しであるので、１／ｓはその逆の積分演算子を表していることがわかる。Ｖｉｎは入力両端の電位差であり、Ｉｏは出力電流である。ここで、トランスコンダクタンスＯＴＡ１の効果は、抵抗Ｒ１の両端に電位差があるときは、（式１２）に示すように、出力電流Ｉｏが、負荷容量Ｃ１に急速充電するように動作する。一方、抵抗Ｒ１の両端に電位差がないときは、出力電流Ｉｏが流れないために、負荷容量Ｃ１の電圧は変動することはない。ここで、負荷容量Ｃ１へのチャージ／ディジスチャージの応答を高めるためには、トランスコンダクタンスＯＴＡ１の相互コンダクタンスＧｍを高めれば良いことがわかる。

［式１１］
Ｉｏ＝Ｇｍ・（Ｖ（＋）―Ｖ（−））＝Ｇｍ・Ｖｉｎ （式１１）
［式１２］
Ｖｏ＝Ｉｏ／（ｓ・Ｃ１）＝（Ｇｍ・Ｖｉｎ）／（ｓ・Ｃ１） （式１２）

この結果、画素信号が変動する期間では、過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができる。具体的には、画素信号が高くなったときは、低域通過フィルタ３００ｃの入力側の電圧が高くなり、トランスコンダクタンスＯＴＡ１の役目を有するトランジスタＭ６のＶｇｓが大きくなり、コンデンサＣ１へのチャージ時間を高める。逆に、画素信号が低くなったときは、低域通過フィルタ３００ｃの入力側の電圧が低くなり、トランスコンダクタンスＯＴＡ１の役目を有するトランジスタＭ７のＶｇｓが大きくなり、コンデンサＣ１からのディジスチャージ時間を高める。

一方、画素信号が安定している期間では、画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ＣＤＳ手段と組合せて、ノイズ除去効果を高めることができる。

ここで、トランジスタＭ６、Ｍ７において、閾値電圧Ｖｔは、ドーズ量を調整して、０Ｖ近辺にすれば、チャージ／ディジスチャージの応答は、さらに高めることができる。

これによって、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

（第４の実施形態）
本実施の形態における固体撮像装置では、前記低域通過フィルタは、前記列信号線に挿入された抵抗素子と、前記列信号線とグランド線とに接続された容量素子を備える最もシンプルな構成例について説明する。

以下、図面を参照にしながら、本発明の第３の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。

まず、本発明の第４の実施形態に係る、撮像装置、固体撮像装置の装置構成は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る撮像装置、固体撮像装置と同じである。

また、本発明の第４の実施形態に係るタイミングチャートは、図１２に示した本発明の第１の実施形態に係るタイミングチャートと同じである。

ここで、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１と帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は、設けておらず、回路構成が簡素化している。

図５（Ａ）（Ｂ）は、本発明の第４の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｄの回路構成を説明するための図面である。

図５（Ａ）（Ｂ）において、図２（Ａ）（Ｂ）の本発明の第１の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ａと異なる点は、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって制御されるＳＷ１がないことである。

ここで、列ピッチの面積制約がある中で簡単な構成にしようとすれば、図５（Ｂ）に示すように、例えば、抵抗Ｒ１はＯＮ抵抗の大きいトランジスタＭ３で構成するなどにしてもよい。

ＳＷ１がないために、過度応答速度は高めることができないが、常に過度応答速度が低い状態であり、ＣＤＳ手段と組合せて、ノイズ除去効果を高めることができる。高速読み出しが要望されずにノイズの低減化が重視される用途のときは有効に動作する。

例えば、監視カメラなどでは、画素数が比較的少ないために高速読出しは必須ではないが、低照度で撮影されることが多いためにノイズの低減が重要である。このようなときには、本実施形態は有効である。

（第５の実施形態）
本実施の形態における固体撮像装置では、前記低域通過フィルタは、前記列信号線に挿入された抵抗素子と、前記列信号線とグランド線とに接続された容量素子を備え、前記固体撮像装置は、さらに、前記列信号線毎に設けられ、対応する列信号線から出力されるアナログ信号をサンプルおよびホールドする信号保持部を備える。前記信号保持部は、前記抵抗素子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入された第２のスイッチ素子をする。前記容量素子は、前記第２のスイッチ素子と前記相関二重検出部との間の列信号線とグランド線とに接続される。前記容量素子は、前記相関二重検出部による相関二重検出動作前には、前記第２のスイッチ素子をオン状態に維持し低域通過フィルタの一部として動作し、前記相関二重検出手段による相関二重検出動作中には、前記第２のスイッチ素子をオフ状態に維持し電荷保持部の一部として動作する。この構成によれば、低域通過フィルタとサンプルホールドで容量素子を兼用することができ、面積の増加を抑えることができる。

ここで、前記第２のスイッチ素子と前記抵抗素子とを、オン抵抗の大きい（つまり抵抗素子と同程度のオン抵抗をもつ）スイッチ素子に置き換えてもよい。この構成によれば、回路素子数を減少させることができる。

ここで、前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１のスイッチ素子を備えている。

以下、図面を参照にしながら、本発明の第５の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。

まず、本発明の第５の実施形態に係る、撮像装置、固体撮像装置の装置構成は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る撮像装置、固体撮像装置と同じである。

また、本発明の第５の実施形態に係るタイミングチャートは、図１２に示した本発明の第１の実施形態に係るタイミングチャートと同じである。

図６（Ａ）（Ｂ）は、本発明の第５の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｅの回路構成を説明するための図面である。

図６（Ａ）（Ｂ）において、図２（Ａ）（Ｂ）の本発明の第１の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ａと異なる点は、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１の間にＳＷ２を設けサンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１で制御していることである。

ここで、列ピッチの面積制約がある中で簡単な構成にしようとすれば、図６（Ｂ）に示すように、例えば、ＳＷ１はＯＮ抵抗の小さいトランジスタＭ１で、ＳＷ２はＯＮ抵抗の小さいトランジスタＭ２で、抵抗Ｒ１はＯＮ抵抗の大きいトランジスタＭ３で構成するなどにしてもよい。

このとき、容量Ｃ１は低域通過フィルタの一部として動作すると同時に、アナログ信号を保持する電荷保持（サンプルホールド）手段としても動作する。つまり、低域通過フィルタとサンプルホールドを兼用することができるので面積の増加を抑えることができる。

図１２のタイミングチャートに基づき説明すると、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１が追加されていることである。

まず、リセット成分（Ｖｒｓｔ）を読み出す際には、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって、画素信号が変動する期間（Ｔ１＿ＲＳの期間）では、ＳＷ１をオンして過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができ、一方、画素信号が安定している期間（Ｔ２＿ＲＳ）では、ＳＷ１をオフして画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ノイズ除去効果を高めることができる。

また、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって制御されるＳＷ１をオフにして（時刻ｔ６）、安定した後に（Ｔｈ＿ＲＳ後）、スイッチＳＷ２をオフ状態に維持し（時刻ｔ７＝時刻ｔ６＋Ｔｈ＿ＲＳ後）、カラムＡＤ回路２５による変換動作を開始する。

一方、データ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）を読み出す際には、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって、画素信号が変動する期間（Ｔ１＿ＴＲの期間）では、ＳＷ１をオンして過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができ、一方、画素信号が安定している期間（Ｔ２＿ＴＲ）では、ＳＷ１をオフして画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ノイズ除去効果を高めることができる。

また、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって制御されるＳＷ１をオフにして（時刻ｔ１８）、安定した後に（Ｔｈ＿ＴＲ後）、スイッチＳＷ２をオフ状態に維持し（時刻ｔ１９＝時刻ｔ１８＋Ｔｈ＿ＴＲ後）、カラムＡＤ回路２５による変換動作を開始する。

ここで、リセット成分（Ｖｒｓｔ）のカラムＡＤ回路２５による変換動作と、データ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）の垂直信号線１９への読出し動作とは、直列に駆動しても並列に駆動してもよい。本実施形態のように直列に動作させるメリットは、ＡＤ変換手段の最中であっても画素信号が容量Ｃ１により保持されているために、画素欠陥などの画素信号の変動を受けずに、安定して変換できことである。一方、並列に動作させるメリットは、高速読み出しが実現できることである。

なお、本構成の信号保持（サンプルホールド）手段がある際には、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓは、１／（リセット成分とデータ成分を読み出す時間差τ（時刻ｔ１９−ｔ７））で表される。

ここで、好ましくは、ＡＤ変換手段における折り返し雑音を遮断するために低域通過フィルタの遮断周波数を狭めたときの遮断周波数は、このディジタルＣＤＳの周波数ｆｓの半分の周波数よりも低いことである。

これによって、サンプルホールド用の容量と低域通過フィルタを構成する容量を兼用することにより、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

（第６の実施形態）
本実施の形態における固体撮像装置では、前記低域通過フィルタは、抵抗素子と、前記抵抗素子の前記増幅トランジスタ側の列信号線に一端が接続され、前記第２のスイッチ素子の前記相関二重検部側の列信号線に他端が接続された前記第１のスイッチ素子を備える。この構成によれば、低域通過フィルタとサンプルホールドで容量素子を兼用することができ、面積の増加を抑えることができる。

以下、図面を参照にしながら、本発明の第６の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。

まず、本発明の第６の実施形態に係る、撮像装置、固体撮像装置の装置構成は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る撮像装置、固体撮像装置と同じである。

また、本発明の第６の実施形態に係るタイミングチャートは、図１に示した本発明の第１の実施形態に係るタイミングチャートと同じである。

図７（Ａ）（Ｂ）は、本発明の第６の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｆの回路構成を説明するための図面である。

図７（Ａ）（Ｂ）において、図２（Ａ）（Ｂ）の本発明の第１の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ａと異なる点は、抵抗Ｒ１と容量Ｃ１の間にＳＷ２を設けてサンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１で制御し、そして、抵抗Ｒ１の垂直信号線１９側とＳＷ２のＡＤＣ入力線４０側をＳＷ１の両端に接続して、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２で制御していることである。

ここで、列ピッチの面積制約がある中で簡単な構成にしようとすれば、図７（Ｂ）に示すように、ＳＷ１はＯＮ抵抗の小さいトランジスタＭ１で、ＳＷ２と抵抗Ｒ１はＯＮ抵抗の大きいトランジスタＭ３で構成するなどにしてもよい。これによって、サンプルホールド機能を有する本発明の第５の実施形態に比べて、素子数を１つ減らすことができ、制約のある列ピッチに対して納めやすくなる。

このとき、容量Ｃ１は低域通過フィルタの一部として動作すると同時に、アナログ信号を保持する電荷保持（サンプルホールド）手段としても動作する。つまり、低域通過フィルタとサンプルホールドを兼用することができるので面積の増加を抑えることができる。

図１２のタイミングチャートに基づき説明すると、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１が追加されていることである。

まず、リセット成分（Ｖｒｓｔ）を読み出す際には、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって、画素信号が変動する期間（Ｔ１＿ＲＳの期間）では、ＳＷ１をオンして過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができ、一方、画素信号が安定している期間（Ｔ２＿ＲＳ）では、ＳＷ１をオフして画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ノイズ除去効果を高めることができる。

また、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって制御されるＳＷ１をオフにして（時刻ｔ６）、安定した後に（Ｔｈ＿ＲＳ後）、スイッチＳＷ２をオフ状態に維持し（時刻ｔ７＝時刻ｔ６＋Ｔｈ＿ＲＳ後）、カラムＡＤ回路２５による変換動作を開始する。

一方、データ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）を読み出す際には、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって、画素信号が変動する期間（Ｔ１＿ＴＲの期間）では、ＳＷ１をオンして過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができ、一方、画素信号が安定している期間（Ｔ２＿ＴＲ）では、ＳＷ１をオフして画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ノイズ除去効果を高めることができる。

また、帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって制御されるＳＷ１をオフにして（時刻ｔ１８）、安定した後に（Ｔｈ＿ＴＲ後）、スイッチＳＷ２をオフ状態に維持し（時刻ｔ１９＝時刻ｔ１８＋Ｔｈ＿ＴＲ後）、カラムＡＤ回路２５による変換動作を開始する。

ここで、リセット成分（Ｖｒｓｔ）のカラムＡＤ回路２５による変換動作と、データ成分（リセット成分Ｖｒｓｔ＋信号成分Ｖｓｉｇ）の垂直信号線１９への読出し動作とは、直列に駆動しても並列に駆動してもよい。本実施形態のように直列に動作させるメリットは、ＡＤ変換手段の最中であっても画素信号が容量Ｃ１により保持されているために、画素欠陥などの画素信号の変動を受けずに、安定して変換できことである。一方、並列に動作させるメリットは、高速読み出しが実現できることである。

なお、本構成の信号保持（サンプルホールド）手段がある際には、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓは、１／（リセット成分とデータ成分を読み出す時間差τ（時刻ｔ１９−ｔ７））で表される。

ここで、好ましくは、ＡＤ変換手段における折り返し雑音を遮断するために低域通過フィルタの遮断周波数を狭めたときの遮断周波数は、このディジタルＣＤＳの周波数ｆｓの半分の周波数よりも低いことである。

これによって、サンプルホールド用の容量Ｃ１は、低域通過フィルタを構成する容量と兼用することができ、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

（第７の実施形態）
以下、図面を参照にしながら、本発明の第７の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。

まず、本発明の第７の実施形態に係る、撮像装置、固体撮像装置の装置構成は、図１に示した本発明の第１の実施形態に係る撮像装置、固体撮像装置と同じである。

また、本発明の第７の実施形態に係るタイミングチャートは、図１２に示した本発明の第１の実施形態に係るタイミングチャートと同じである。

ここで、サンプルホールド用の制御信号ＣＮ１１と帯域設定用の制御信号ＣＮ１２は、設けておらず、回路構成が簡素化している。

図８は、本発明の第７の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｇの回路構成を説明するための図面である。低域通過フィルタ３００ｇは、ＣＤＳ手段の手前の電圧比較部２５２に設けられている。電圧比較部２５２は、差動入力型の高利得アンプの構成となっている。電圧比較部２５２と異なる点は、負荷の差動出力間に容量素子Ｃ２が接続されていることである。これによって、Ｇｍ−Ｃフィルタのように動作するために帯域制限されるので、差動入力トランジスタ３０２、３０４、および、差動負荷トランジスタ３１２、３１４のサーマルノイズや１／ｆノイズを低減することができる。

簡単のためにサーマルノイズのみを考えると、差動入力トランジスタ３０２、３０４の相互コンダクタンスＧｍをＧｍｎとして、差動負荷トランジスタ３１２、３１４の相互コンダクタンスＧｍをＧｍｐとすれば、単位周波数当たりの入力換算ノイズＶｉｎ＾２は（式１３）と（式１４）を用いて、（式１５）で表すことができる。これより、入力換算ノイズを低減するためには、Ｇｍｎを大きくして、Ｇｍｐを小さくすればよいことがわかる。

［式１３］
Ｖｎｎ＾２＝８ｋＴ／３Ｇｍｎ （式１３）
［式１４］
Ｖｎｐ＾２＝８ｋＴ／３Ｇｍｐ （式１４）
［式１５］
Ｖｉｎ＾２＝２・Ｖｎｎ＾２＋２・（（Ｇｍｐ／Ｇｍｎ）・Ｖｎｐ）＾２（式１５）

また、このときは、低域通過フィルタの遮断周波数は、Ｃ＝Ｃ２、Ｒ＝１／Ｇｍｎとすれば、（式１６）で表すことができる。 なお、ここで、差動負荷トランジスタ３１２、３１４の相互コンダクタンスＧｍｐは、小さいと仮定している。

［式１６］
ｆｃ＝１／（２π・Ｒ・Ｃ）＝Ｇｍｎ／（２π・２Ｃ２） （式１６）

このため、このＧｍ−Ｃフィルタの構成によって、帯域制限を行い、ノイズ除去効果を高めることができ、全帯域の入力換算ノイズＶｉｎ＾２は、入力換算ノイズ（式１５）と遮断周波数（式１６）を用いて、（式１７）で表すことができる。ここで、１次の低域通過フィルタと仮定して、全帯域の２乗平均ノイズ電圧は、遮断周波数ｆｃにπ／２を掛けることによって算出している。

［式１７］
Ｖｎ＾２＝Ｖｉｎ＾２・ｆｃ・（π／２） （式１７）

このように、遮断周波数ｆｃは、負荷の容量Ｃ２を大きくすることによって狭めることができ、ノイズを低減することができる。

ここで、本発明の第４の実施形態に係る図５においては、帯域設定用のＳＷ１がないために、高速読み出しが困難であったが、本発明の第７の実施形態に係る図８においては、高速読み出しとノイズの低減の両立を図ることができる。この理由としては、電圧比較部２５２は、高利得アンプの構成になっているために、過度応答速度が低くても、ＲＡＭＰ信号のわずかな変化に対しても、電圧比較部２５２の出力が切り替わることによるものである。

例えば、スロープ状に所定変化率で時間的に変化するＲＡＭＰの信号が１ＬＳＢ＝２００ｕＶ変化した際に、出力信号を２．８Ｖ変化させようとすれば、Ｇａｉｎ＝２．８Ｖ／２００ｕＶ≒８０ｄＢ程度あればよいことがわかる。この電圧比較部２５２の利得が不十分であれば、アンプ構成を２段構成や３段構成にすることによって、容易に利得を高めることができる。また、過度応答速度がわずかに遅くなるために、クロックスキューなどのばらつきが懸念されるが、ディジタルＣＤＳによって、その影響をなくすことができる。

なお、本実施形態の１〜４と併用する構成の場合には、信号保持（サンプルホールド）手段がないために、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓは、１／（リセット成分とデータ成分を読み出す時間差τ（時刻ｔ２２−ｔ１２））で表される。

一方、本実施形態の５〜６と併用する構成の場合には、信号保持（サンプルホールド）手段がある際には、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓは、１／（リセット成分とデータ成分を読み出す時間差τ（時刻ｔ１９−ｔ７））で表される。

ここで、好ましくは、ＡＤ変換手段における折り返し雑音を遮断するために低域通過フィルタの遮断周波数を狭めたときの遮断周波数は、このディジタルＣＤＳの周波数ｆｓの半分の周波数よりも低いことである。

なお、図８は差動入力型のアンプ構成であるが、図８に示す画素信号部に電圧を保持し、その信号電圧をＡＤ変換する構成であれば、本発明の効果を同様に得ることができるため、この構成にとらわれない。

このように、低域通過フィルタ３００ｇによって、実施形態１のようなＳＷ１がないために、過度応答速度は高めることができないが、過度応答速度が低い状態であっても、ノイズスペクトラムを低域に移動することができるので、ＣＤＳ手段と組合せて、ノイズ除去効果を高めることができる。

また、第１のフィルタ特性の遮断周波数は、前記相関二重検出の対象である前記リセット成分と前記データ成分の読み取り周波数の半分の周波数よりも低いことが望ましい。この構成によれば、過度応答速度が低い状態であっても、ノイズスペクトラムを低域に移動することができるので、ノイズ除去効果を高めることができる。

（第８の実施形態）
以下、図面を参照にしながら、本発明の第８の実施形態に係る固体撮像装置およびその駆動方法について説明する。

図９は、本発明の第８の実施の形態における固体撮像装置の全体構成を示す図である。画素アレイ１０、垂直走査回路１４、カラムアンプ５３、クランプ回路５４、サンプルホールド回路５５、マルチプレクサ（ＭＵＸ）５６、列選択回路５７、出力アンプ５８、ＡＤ変換回路５９から構成される。

ここで、カラムアンプ５３は列方向に基本単位がアレイ状にならび、画素部５０からの行単位の出力を増幅する。

クランプ回路５４は列方向に基本単位がアレイ状にならび、カラムアンプ５３からの行単位の出力から画素の信号を増幅する。

サンプルホールド回路５５は列方向に基本単位がアレイ状にならび、クランプ回路５４からの行単位の出力を保持する。

ＭＵＸ５６はサンプルホールド回路の各基本単位と出力アンプとの接続を切り替える。
列選択回路５７は、制御線を備え、ＭＵＸ５６の列を順次選択する。

出力アンプ５８はＭＵＸ５６を介してサンプルホールド容量Ｃ１の出力を受け取り、増幅した後にチップ外部に出力する。

図１０はカラムアンプ５３、クランプ回路５４、サンプルホールド回路５５からなる列回路の詳細を示す図で、列回路の機能は画素回路から出力されるリセット成分（Ｖｒｓｔ）とデータ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）の差分を示す信号を一時保持した後にＭＵＸ５６に出力することである。

カラムアンプ５３は画素部の信号が一方の端子に入力される入力容量２３３（Ｃｉｎ）、入力容量５３３の他方の端子がゲートに接続され画素からの信号を増幅する増幅Ｔｒ５３０、ゲートにカラムアンプバイアス電位５３５が接続され増幅Ｔｒ５３０に駆動電流を供給するカラムアンプバイアスＴｒ５３１、増幅Ｔｒによる信号増幅の大きさを決めるフィードバック容量５３４（Ｃｆｂ）、ゲートにカラムアンプリセット信号が供給され、カラムアンプの出力を所定電位に設定するリセット動作を行うカラムアンプリセット用ＳＷ５３２からなる。

クランプ回路５４は、カラムアンプ５３の出力を入力しリセット成分（Ｖｒｓｔ）とデータ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）の差分すなわち信号成分（Ｖｓｉｇ）を求めるクランプ容量５４０（Ｃｃｌ）と、ゲートにクランプ信号が供給されクランプ容量５４０のカラムアンプとは反対側の端子電位をクランプ電位ＶＣＬに設定するためのクランプ用ＳＷ５４１からなる。

また、サンプルホールド回路５５は、画素信号を一時保持するサンプルホールド容量５５０（Ｃｓｈ）と、サンプルホールド容量５５０（Ｃｓｈ）への信号入力をオン／オフするサンプルホールド容量入力用ＳＷ２を含む。

ここで、アナログＣＤＳをリセット成分（Ｖｒｓｔ）とデータ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）に対して実施すると、サンプルホールド容量Ｃｓｈの電位はＣｃｌ／（Ｃｃｌ＋Ｃｓｈ）・Ｖｓｉｇだけ変化する。この電位変化は垂直信号線１９におけるリセット成分とデータ成分の差分に対応した信号成分（Ｖｓｉｇ）、すなわち画素信号である。

ここで、低域通過フィルタ３００ｈにおいて、サンプルホールド容量と低域フィルタ用の容量を兼用している図６の本発明の第５の実施形態に係る低域通過フィルタ３００ｅと異なる点は、抵抗Ｒ１とＳＷ２の間にクランプ容量Ｃｃｌを設けていることである。

このとき、容量ＣｃｌとＣｓｈは、抵抗Ｒ１との構成により、低域通過フィルタの一部として動作する（容量値はシリーズ容量となる）と同時に、それぞれ、アナログ信号を保持する信号保持（サンプルホールド）手段とクランプ容量の手段としても動作する。

帯域設定用の制御信号ＣＮ１２によって、画素信号が変動する期間では、ＳＷ１をオンして過度応答速度を高めて、画素信号を早期に安定化することができる。このときは、具体的には、低域通過フィルタの遮断周波数は、Ｃ＝（Ｃｃｌ・Ｃｓｈ）／（Ｃｃｌ＋Ｃｓｈ）、Ｒ＝１／Ｇｍａｍｐとすれば、（式１８）で表すことができる。ここで、Ｇｍａｍｐは、カラムアンプ増幅Ｔｒ５３０の相互コンダクタンスを表しており、カラムアンプの開ループゲインを高めて、列間のゲインばらつきを低減するために、大きな値に設定している。

一方、画素信号が安定している期間では、ＳＷ１をオフして画素信号を後段の回路が読み出すに際して、過度応答速度を低くして、ノイズ除去効果を高めることができる。このときは、具体的には、低域通過フィルタの遮断周波数は、Ｃ＝（Ｃｃｌ・Ｃｓｈ）／（Ｃｃｌ＋Ｃｓｈ）、Ｒ＝Ｒ１＋１／Ｇｍａｍｐとすれば、（式１８）で表すことができる。

［式１８］
ｆｃ＝１／（２πＲＣ） （式１８）

そして、ＳＷ１をオフにして、安定した後に、スイッチＳＷ２をオフ状態に維持し、このＣＤＳ回路のサンプルホールド容量Ｃｓｈに保持したアナログ信号を、水平走査回路の機能も有するマルチプレクサ５６により順次読み出される。

これによって、サンプルホールド用の容量Ｃｓｈとクランプ用の容量Ｃｃｌは、低域通過フィルタを構成する容量と兼用することができ、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

また、本構成の信号保持（サンプルホールド）手段がある際には、ディジタルＣＤＳの周波数ｆｓは、１／（リセット成分とデータ成分を読み出す時間差τ）で表される。

ここで、好ましくは、ＡＤ変換手段における折り返し雑音を遮断するために低域通過フィルタの遮断周波数を狭めたときの遮断周波数は、このディジタルＣＤＳの周波数ｆｓの半分の周波数よりも低いことである。

このように、本発明の第１〜７の実施形態では、列ごとに出力されるアナログ信号をディジタル信号に変換するためにディジタルＣＤＳ機能を有するカラムＡＤ回路２５が列ごとに配置されるとしたが、第８の実施形態に記載のように、アナログＣＤＳ回路を列ごとに配置して、ノイズキャンセルした画素信号をサンプルホールド容量Ｃｓｈに一旦保持し、このＣＤＳ回路に保持したアナログ信号を、水平走査回路の機能も有するマルチプレクサ５６により順次読み出し、Ａ／Ｄ変換回路５９によってディジタル信号に変換される構成でもよい。

なお、抵抗Ｒ１は、カラムアンプ５３とクランプ容量５４０（Ｃｃｌ）の間に挿入したが、同様な効果を得るために、クランプ容量５４０（Ｃｃｌ）とサンプルホールド容量５５０（Ｃｓｈ）の間に挿入しても構わない。

（まとめ）
以上説明したように、一般的に固体撮像装置の信号成分Ｓは光電変換部の開口エリアに比例して決まり、例えば、画素のサイズが半分（１／２倍）になれば信号成分Ｓは１／４倍（１２ｄＢ）低下するため、ＳＮを維持するためにはノイズ成分Ｎも１２ｄＢ低下（改善）させる必要（要求）があるが、本発明はその要求を実現することが出来る。

さらに、固体撮像装置は高画素化にともない、単位画素に有する増幅トランジスタのゲート長Ｌやゲート幅Ｗも微細化しておりノイズは悪化する傾向であるが、本発明はさらなる低ノイズ化の要求を実現することが出来る。

なお、一般に固体撮像装置から発生するノイズは、その種類により、ＦＰＮ（Ｆｉｘｅｄ Ｐａｔｔｅｒｎ Ｎｏｉｓｅ）とランダムノイズ（Ｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ）とに大別できる。また、前者のＦＰＮは、ノイズが発生している列や画素はデバイスごとに固定していることから固体撮像装置の後段に接続されたＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などの補正技術により、デバイスごとに最適化されて大部分を除去できるが、後者のランダムノイズは、主要なノイズ発生源は画素の増幅トランジスタであり、このノイズレベルは不規則（ランダム）であることから、デバイスごとに補正することはできない困難である。しかし、本発明はその絶対量の低減化し、その問題を解決することが出来る。

すなわち、本発明の固体撮像装置は、行列状に２次元配列された複数の単位画素３と、複数の単位画素３の列毎に設けられ、対応する列中の単位画素３から出力されるアナログ信号のノイズを低減するための低域通過フィルタ３００（ａ〜ｈ）と複数の単位画素３の列毎に設けられ、低域通過フィルタ３００（ａ〜ｈ）から出力された画素信号に対して、信号成分を検出するＣＤＳ手段とを備える。

そして、低域通過フィルタ３００（ａ〜ｃ、ｅ〜ｆ、ｈ）は、画素の増幅トランジスタＴ１２から出力される前記画素信号が変動する期間では低域遮断周波数を上げて過渡応答速度を高めて、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間では低域遮断周波数を下げて、ＣＤＳ手段と組合わせることにより、特に画素の増幅トランジスタＴ１２で発生するノイズ特性を良好にすることが出来る。

さらに、最近では、画素信号の高速読み出しに伴い、ＡＤ変換手段やシリアル出力のクロック周波数が５００ＭＨｚ〜１ＧＨｚ以上と高くなってきている。これらのクロックノイズは、高周波数の矩形波であるために、半導体基盤や電源／ＧＮＤを介して、同一の半導体基盤上に構成されている画素アレイに重畳しやすく、ノイズ特性を劣化する要因となってきている。そこで、本発明を用いることにより、例えば、低域通過フィルタの帯域を狭めたときの遮断周波数ｆｃをクロック周波数の１／１０００倍以下の５００ｋＨｚ程度に設定することにより、低域通過フィルタ後のクロックノイズは６０ｄＢ減衰することになるので、これらディジタルノイズに対してもノイズ耐性を高めることができる。これは、定性的な説明であるが、画素部に重畳するクロックノイズを数ｍＶと仮定して、低域通過フィルタによって６０ｄＢ減衰できれば、ＣＤＳ手段に入力されるレベルは、数１０ｕＶ程度になり、ほぼ許容できるようになるからである。

これによって、本発明は、列並列出力型の固体撮像装置において、列ピッチの制約があるにも関わらず、列毎に低域通過フィルタを配置することができ、チップ面積の増加を抑えつつ、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を図ることができる。

なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変形を行ってもよい。

例えば、垂直信号線１９と低域通過フィルタ３００（ａ〜ｅ）を直接接続したが、垂直信号線１９と低域通過フィルタ３００（ａ〜ｅ）の間に、図１０のカラムアンプ５３を設けてもよい。カラムアンプ５３を設けることで、単位画素３の増幅トランジスタＴ１２の出力電圧を増幅することが可能となり、Ｓ／Ｎの改善やゲインの切り替えが可能となる。

また、本発明の各実施形態の固体撮像装置１では、ＡＤ変換構成としてカラム処理部２６にカウンタ２５４を設ける構成をし、リセット成分（Ｖｒｓｔ）とデータ成分（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）をそれぞれダウンカウントとアップカウントで読み出すとしたが、リセット成分とデータ成分をそれぞれ読み出すＡＤ変換する構成であれば、本発明の効果を同様に得ることができるため、この構成にとらわれない。

また、本発明では、画素アレイ１０が１画素１セルで構成しているとしたが、多画素１セルの構成としてもよいことは言うまでもない。

また、本発明では、低域通過フィルタ３００（ａ〜ｈ）を抵抗１つと容量１つから構成される単純な１次ＲＣフィルタから構成されるとしたが、減衰特性を急峻にする必要があれば、２次フィルタなどの高次のフィルタ構成にしてもよいことは言うまでもない。

なお、第１のフィルタ特性の遮断周波数は、ＡＤ変換部におけるクロック周波数の１／１０００倍の周波数よりも低いことが望ましい。これにより、前記クロック周波数の信号は、前記第２のフィルタ特性を前記第１のフィルタ特性に切り換えることにより、６０ｄＢ以上減衰することになる。この構成によれば、低域通過フィルタ後のクロックノイズは６０ｄＢ減衰することになるので、これらディジタルノイズに対してもノイズ耐性を高めることができる。

以上説明したように、本発明は、高速読み出しとノイズ特性の改善の両立を、素子数が非常に少ない簡単な構成によって、列ピッチの面積制約がある中でも実現することができ、例えば、ＭＯＳ固体撮像装置、ディジタルスチルカメラ、ムービーカメラ、カメラ付き携帯電話機、監視カメラ等に適用できる。

１ 固体撮像装置
３ 単位画素
１０ 画素アレイ
１２ 水平走査回路
１４ 垂直走査回路
１５ 水平信号線
１９ 垂直信号線
２０ タイミング制御部
２５ カラムＡＤ回路
２６ カラム処理部
２７ 参照信号生成部
２７ａ ＤＡＣ
２８ 出力回路
２５２ 電圧比較器
２５４ カウンタ部
２５６ データ記憶部
２５８ スイッチ
３００ａ 低域通過フィルタ
３００ｂ 低域通過フィルタ
３００ｃ 低域通過フィルタ
３００ｄ 低域通過フィルタ
３００ｅ 低域通過フィルタ
３００ｆ 低域通過フィルタ
３００ｇ 低域通過フィルタ
３００ｈ 低域通過フィルタ

Claims (18)

1. 行列状に配置された複数の単位画素を有し行単位に選択される単位画素から画素信号を読み出す固体撮像装置であって、
   前記複数の単位画素の列毎に設けられた列信号線と、
   前記複数の単位画素のそれぞれに含まれ、前記画素信号を出力する増幅トランジスタと、
   前記複数の単位画素の列毎に設けられ、前記画素信号のリセット成分、および、前記画素信号のリセット成分と信号成分を含むデータ成分から、相関二重検出することにより、信号成分を検出する相関二重検出部と、
   前記増幅トランジスタの出力端子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入され、もしくは、前記相関二重検出部の中に設けられた低域通過フィルタとを備える
   固体撮像装置。
2. 前記単位画素のそれぞれは、
   光を信号電荷に変換するフォトダイオードと、
   信号電荷を保持する浮遊拡散層と、
   前記浮遊拡散層の信号電荷をリセットするリセットトランジスタと、
   前記フォトダイオードから浮遊拡散層に信号電荷を転送する転送トランジスタと、
   前記浮遊拡散層に保持された信号電荷に応じた前記画素信号を出力する前記増幅トランジスタと
   を備え、
   前記低域通過フィルタは、第１のフィルタ特性と、前記第１のフィルタ特性よりも低域遮断周波数が高くかつ過度応答速度が速い第２のフィルタ特性との間で切り替え可能であり、
   前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間では前記第２のフィルタ特性で動作し、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間では前記第１のフィルタ特性で動作する
   請求項１に記載の固体撮像装置。
3. 前記低域通過フィルタは、
   前記列信号線に挿入された抵抗素子と、
   前記抵抗素子の前記相関二重検出部側の一端とグランド線と間に接続された容量素子とを備える
   請求項２に記載の固体撮像装置。
4. 前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１のスイッチ素子を備える請求項３に記載の固体撮像装置。
5. 前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１ＰＮ接合素子と、前記第１ＰＮ接合素子と逆極性で前記抵抗素子に並列接続された第２ＰＮ接合素子とを備える請求項３に記載の固体撮像装置。
6. 前記低域通過フィルタは、さらに、正入力端子と負入力端子と出力端子とを有するトランスコンダクタンスを備え、
   前記正入力端子は前記抵抗素子の前記増幅トランジスタ側の一端に接続され、前記負入力端子および前記出力端子は前記抵抗素子の前記相関二重検出部側の他端に接続される
   請求項３に記載の固体撮像装置。
7. 前記低域通過フィルタは、
   前記列信号線に挿入された抵抗素子と、
   前記列信号線とグランド線とに接続された容量素子を備え、
   前記固体撮像装置は、さらに、前記列信号線毎に設けられ、対応する列信号線から出力されるアナログ信号をサンプルおよびホールドする信号保持部を備え、
   前記信号保持部は、前記抵抗素子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入された第２のスイッチ素子を有し、
   前記容量素子は、前記第２のスイッチ素子と前記相関二重検出部との間の列信号線とグランド線との接続され、
   前記容量素子は、前記相関二重検出部による相関二重検出動作前には、前記第２のスイッチ素子をオン状態に維持し低域通過フィルタの一部として動作し、前記相関二重検出部による相関二重検出動作中には、前記第２のスイッチ素子をオフ状態に維持し電荷保持部の一部として動作する
   請求項１記載の固体撮像装置。
8. 前記低域通過フィルタは、さらに、前記抵抗素子に並列接続された第１のスイッチ素子を備える請求項７に記載の固体撮像装置。
9. 前記低域通過フィルタは、さらに、
   前記抵抗素子の前記増幅トランジスタ側の列信号線に一端が接続され、前記第２のスイッチ素子の前記相関二重検部側の列信号線に他端が接続された前記第１のスイッチ素子を備える請求項７に記載の固体撮像装置。
10. 前記第１のスイッチ素子は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間ではオンであり、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間ではオフである
    請求項４、７または９に記載の固体撮像装置。
11. 前記第１のスイッチ素子は、
    前記リセットトランジスタによるリセット動作を含む期間である第１の期間中オンであり、前記第１の期間の完了時にオフになり、
    前記転送トランジスタによる転送動作を含む期間である第２の期間中オンであり、前記第２の期間の完了時にオフになる
    請求項４、７または９に記載の固体撮像装置。
12. 前記ＡＤ変換部は、
    スロープ状に変化するランプ波形を有する参照信号を発生する参照信号生成部と、
    各列ごとに設けられた電圧比較器と、
    時間長をカウントするカウンタと
    を備え、
    前記電圧比較器は、前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号と前記参照信号とを入力する２つのトランジスタを含む差動入力部と、
    差動出力間に接続された負荷容量素子と
    を備え、
    前記電圧比較器は、比較により前記画素信号を時間長に変換し、
    前記カウンタは、前記時間長をディジタル信号に変換し、
    前記低域通過フィルタは、前記２つのトランジスタと前記負荷容量素子により構成される
    請求項１に記載の固体撮像装置。
13. 前記第１のフィルタ特性の遮断周波数は、前記相関二重検出の対象である前記リセット成分と前記データ成分の読み取り周波数の半分の周波数よりも低い
    請求項２に記載の固体撮像装置。
14. 前記第１のフィルタ特性の遮断周波数は、ＡＤ変換部におけるクロック周波数の１／１０００倍の周波数よりも低く、前記クロック周波数の信号は、前記第２のフィルタ特性を前記第１のフィルタ特性に切り換えることにより、６０ｄＢ以上減衰する
    請求項２に記載の固体撮像装置。
15. 前記抵抗素子は、ＭＯＳトランジスタから構成される
    請求項３に記載の固体撮像装置。
16. 前記トランスコンダクタンスは、ＭＯＳトランジスタから構成される
    請求項６に記載の固体撮像装置。
17. 請求項１に記載の固体撮像装置を備えるカメラ。
18. 行列状に配置された複数の単位画素を有し行単位に選択される単位画素から画素信号を読み出す固体撮像装置の駆動方法であって、
    前記固体撮像装置は、
    前記複数の単位画素の列毎に設けられた列信号線と、
    前記複数の単位画素のそれぞれに含まれ、前記画素信号を出力する増幅トランジスタと、
    前記複数の単位画素の列毎に設けられ、前記画素信号のリセット成分、および、前記画素信号のリセット成分と信号成分を含むデータ成分から、相関二重検出することにより、信号成分を検出する相関二重検出部と、
    前記増幅トランジスタの出力端子と前記相関二重検出部との間の列信号線に挿入され、もしくは、前記相関二重検出部の中に設けられた低域通過フィルタとを備え、
    前記単位画素のそれぞれは、
    前記低域通過フィルタは、第１のフィルタ特性と、前記第１のフィルタ特性よりも低域遮断周波数が高くかつ過度応答速度が速い第２のフィルタ特性との間で切り替え可能であり、
    前記固体撮像装置の駆動方法は、
    前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が変動する期間では前記第２のフィルタ特性で前記低域通過フィルタを動作させ、
    前記増幅トランジスタから出力される前記画素信号が安定している期間では前記第１のフィルタ特性で前記低域通過フィルタを動作させる
    固体撮像装置の駆動方法。

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