CN102859996A - 固体摄像装置及其驱动方法、照相机 - Google Patents
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Abstract
固体摄像装置（1）是一个具有被配置成矩阵状的多个单位像素（3），并从以行单位被选择的单位像素（3）中读出像素信号的固体摄像装置，其包括：列信号线（19），被设置在所述多个单位像素（3）的每个列；放大晶体管，被包含在多个单位像素（3）的每一个，输出所述像素信号；相关双重检测部（25），被设置在所述多个单位像素（3）的每个列，根据像素信号的复位成分以及数据成分来进行相关双重检测，从而检测出信号成分，该数据成分包含像素信号的复位成分和信号成分；低通滤波器（300），被插入到放大晶体管的输出端子和相关双重检测部之间的列信号线（19），或者被设置在相关双重检测部（25）中。
Description
技术领域
本发明涉及固体摄像装置、其驱动方法以及照相机。
背景技术
关于固体摄像装置，随着光电转换元件的单元尺寸的缩小，目前市场上以1000万像素以上的高分辨率固体摄像装置为主。
为了实现这种高分辨率的固体摄像装置，现在有各种关于MOS（金属氧化物半导体）图像传感器的信号读出方式的技术提案（例如，专利文献1、2）。
即，在现有技术的固体摄像装置中，为了低噪声化和处理的高速化，在像素信号检测中，通过相关双重检测来检测由被设置在每个列的AD（模数）转换部进行了数字转换的复位成分和数字成分（＝复位成分＋信号成分）的数字信号。
专利文献1：日本特开2005-323331号公报
专利文献2：日本特开2009-10787号公报
固体摄像装置随着高分辨率化而细微化，因此信号成分（S：Signal）也降低。从而，为了维持信噪比特性，有必要使噪声成分（N：Noise）也降低（改善）。
然而，在专利文献1所示的现有技术的列并行输出型AD转换结构中，由像素的放大晶体管的输出电阻Rs、和附加在垂直信号线上的寄生电容构成低通滤波器，该低通滤波器的截止频率fc为数MHz～数10MHz程度。由专利文献1所示的列并行输出型AD转换结构进行数字CDS时，只有像素的复位成分和数据成分（复位成分+信号成分）的DC信号是必要成分，因此，从噪声特性的观点看，信号频带超出需要。
即，在专利文献1所示的现有技术的列并行输出型AD转换结构中，为了对应高速化需求而扩大了信号频带，但这导致将不需要的高频噪声成分也带入其中，从而造成噪声特性不良的问题。
另一方面，在专利文献2所示的现有技术的列并行输出型AD转换结构中，追加了用于保持电荷的取样保持电容，由像素的放大晶体管的输出电阻Rs和该取样保持电容构成低通滤波器，但存在噪声特性不充分的问题。
另外，在一般情况下，为了改善噪声特性而采用具有反锯齿作用的低通滤波器来缩窄信号频带时，会出现像素信号的响应速度降低的问题。其理由在于，例如，在低通滤波器单纯地由RC构成的情况下，如果降低截止频率fc=1/（2πRC），应答时间τ=RC将变迟。
但是，如果搭载一般的采用了运算放大器的有源滤波器等的话，因元件数增加而发生器件噪声，可能会导致噪声劣化，以及会出现因芯片面积增加而难以兼顾到高速读出和噪声特性的两者的新问题，但对于列间距受面积限制的列并行输出型固体摄像装置而言，兼顾高速读出与噪声特性的两者是其特征所在。
发明内容
本发明的第一目的在于提供一种可改善噪声特性的、具有被设置在每个列的相关双重检测部的固体摄像装置及其驱动方法和照相机。
本发明的第二目的在于提供一种可兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者的、具有被设置在每个列的相关双重检测部的固体摄像装置及其驱动方法和照相机。
用于达成所述第一目的固体摄像装置具有被配置成矩阵状的多个单位像素，并从以行单位被选择的单位像素中读出像素信号，该固体摄像装置具备：列信号线，被设置在所述多个单位像素的每个列；放大晶体管，被包含在所述多个单位像素的每一个，输出所述像素信号；相关双重检测部，被设置在所述多个单位像素的每个列，根据所述像素信号的复位成分以及数据成分进行相关双重检测，从而检测出信号成分，该数据成分包含所述像素信号的复位成分和信号成分；低通滤波器，被插入到所述放大晶体管的输出端子和所述相关双重检测部之间的列信号线，或者，被设置在所述相关双重检测部中。
根据该结构，由于具备低通滤波器，因此能改善噪声特性。
在此，可以是，所述单位像素各自具备：光电二极管，将光转换成信号电荷；浮动扩散层，保持信号电荷；复位晶体管，对所述浮动扩散层的信号电荷进行复位；传输晶体管，将信号电荷从所述光电二极管传输到浮动扩散层；所述放大晶体管，输出与所述浮动扩散层所保持的信号电荷相应的所述像素信号。所述低通滤波器能够切换成第一滤波器特性或第二滤波器特性，与所述第一滤波器特性相比，该第二滤波器特性的下限截止频率高且瞬态响应速度快。所述低通滤波器,在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内，以所述第二滤波器特性进行动作，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内，以所述第一滤波器特性进行动作。
根据该结构，能够达成所述第二目的。即，在所述像素信号变动的期间内以下限截止频率高（即，频带宽）且瞬态响应速度快的第二滤波器特性进行动作，因此能够实现高速读出。
在此，可以是，所述低通滤波器具备：电阻元件，被插入到所述列信号线；电容元件，被连接在所述电阻元件的所述相关双重检测部侧的一端和地线之间。
根据该结构，例如在低通滤波器是由电阻元件和电容元件构成的单纯结构的情况下，尤其能够改善以低照度进行拍摄时的噪声特性，例如，比高速性更注重灵敏度的暗视照相机等。
在此，可以是，所述低通滤波器还具备与所述电阻元件并联连接的第一开关元件。
根据该结构，可通过开关容易地控制第一滤波器特性和第二滤波器特性的切换。
在此，可以是，所述低通滤波器还具备：第一PN结元件，与所述电阻元件并联连接；第二PN结元件，以与所述第一PN结元件反极性的方式，与所述电阻元件并联连接。
根据该结构，在抑制芯片面积增加的同时，能够兼顾高速读出和噪声特性改善的两者。
在此，可以是，所述低通滤波器还具备跨导放大器，该跨导放大器具有正输入端子、负输入端子和输出端子，所述正输入端子被连接于所述电阻元件的所述放大晶体管侧的一端，所述负输入端子以及所述输出端子被连接于所述电阻元件的所述相关双重检测部侧的另一端。
根据该结构，不需要用于切换第一滤波器特性和第二滤波器特性的控制信号以及控制信号用配线，从而能够抑制面积的增加。
在此，可以是，所述低通滤波器具备：电阻元件，被插入到所述列信号线；电容元件，被连接于所述列信号线和地线。所述固体撮像装置还具备信号保持部，该信号保持部被设置在每个所述列信号线，对从对应的列信号线输出的模拟信号进行取样以及保持。所述信号保持部具有第二开关元件，该第二开关元件被插入到所述电阻元件和所述相关双重检测部之间的列信号线。所述电容元件被连接于如下列信号线和地线之间，该列信号线是指所述第二开关元件和所述相关双重检测部之间的列信号线。所述电容元件，在由所述相关双重检测部进行相关双重检测动作之前，使所述第二开关元件维持接通状态，并作为低通滤波器的一部分进行动作，在所述相关双重检测部进行相关双重检测动作时，使所述第二开关元件维持切断状态，并作为电荷保持部的一部分进行动作。
在此，可以是，所述低通滤波器还具备第一开关元件，该第一开关元件与所述电阻元件并联连接。
在此，可以是，所述低通滤波器还具备第一开关元件，该第一开关元件的一端被连接于所述电阻元件的所述放大晶体管侧的列信号线，另一端被连接于所述第二开关元件的所述相关双重检测部侧的列信号线。
根据该结构，低通滤波器和信号保持部能够共享电容元件（即，电容元件被兼用），从而能够抑制面积的增加。
在此，可以是，所述第一开关元件，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内为接通状态，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内为切断状态。
在此，可以是，所述第一开关元件，在第一期间内为接通状态，在所述第一期间结束时切断，所述第一期间是包含所述复位晶体管的复位动作的期间；在第二期间内为接通状态，在所述第二期间结束时切断，所述第二期间是包含所述传输晶体管的传输动作的期间。
在此，可以是，所述AD转换部具备：参考信号生成部，产生具有斜坡波形的参考信号，该斜坡波形是呈倾斜状变化的波形；电压比较器，被设置在每个列；计数器，对时间长度进行计数。所述电压比较器具备：差动输入部，包含两个晶体管，该两个晶体管输入由所述放大晶体管输出的所述像素信号和所述参考信号；负荷电容元件，被连接于差动输出部之间。所述电压比较器通过进行比较，将所述像素信号转换成时间长度，所述计数器将所述时间长度转换成数字信号，所述低通滤波器由所述两个晶体管和所述负荷电容元件构成。
根据该结构，低通滤波器、和被设置在所述相关双重检测部中的电压比较器能够共享电容元件（即，电容元件被兼用），从而能够抑制面积的增加。
在此，可以是，所述低通滤波器的截止频率比作为所述相关双重检测的对象的所述复位成分和所述数据成分的读取频率的一半还低。
在此，可以是，所述第一滤波器特性的截止频率比作为所述相关双重检测的对象的、所述复位成分和所述数据成分的读取频率的一半还低。
根据该结构，即使在瞬态响应速度低的状态下，也能够使噪声频谱移动到低通，因此能够增强噪声去除效果。
在此，可以是，所述第一滤波器特性的截止频率比模数转换部的时钟频率的1/1000倍的频率还低，所述时钟频率的信号因所述第二滤波器特性被切换成所述第一滤波器特性而衰减60dB以上。
根据该结构，低通滤波器后的时钟噪声会衰减60dB，因此也能提高对于这些数字噪声的抗噪性。
在此，所述电阻元件可由MOS晶体管构成。
在此，所述跨导放大器可由MOS晶体管构成。
另外，达成所述第一目的的照相机，其具备所述固体摄像装置。
用于达成所述第二目的的固体摄像装置的驱动方法，该固体摄像装置具有被配置成矩阵状的多个单位像素，并从以行单位被选择的单位像素中读出像素信号，所述固体撮像装置具备：列信号线，被设置在所述多个单位像素的每个列；放大晶体管，被包含在所述多个单位像素的每一个，输出所述像素信号；相关双重检测部，被设置在所述多个单位像素的每个列，通过进行相关双重检测，从所述像素信号的复位成分以及数据成分中检测出信号成分，该数据成分包含所述像素信号的复位成分和信号成分；低通滤波器，被插入到所述放大晶体管的输出端子和所述相关双重检测部之间的列信号线，或者，被设置在所述相关双重检测部中。所述低通滤波器能够切换成第一滤波器特性或第二滤波器特性，与所述第一滤波器特性相比，该第二滤波器特性的下限截止频率高且瞬态响应速度快。所述固体撮像装置的驱动方法，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内，使所述低通滤波器以所述第二滤波器特性进行动作，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内，使所述低通滤波器以所述第一滤波器特性进行动作。
根据本发明的固体摄像装置，其效果在于在高分辨率固体摄像装置中能够兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者。
附图说明
图1是表示实施方式1～7的固体摄像装置的电路结构例的图。
图2A是表示实施方式1的低通滤波器300a的电路结构例的图。
图2B是表示实施方式1的低通滤波器300a的电路结构例的图。
图3A是表示实施方式2的低通滤波器300b的电路结构例的图。
图3B是表示实施方式2的低通滤波器300b的电路结构例的图。
图4A是表示实施方式3的低通滤波器300c的电路结构例的图。
图4B是表示实施方式3的低通滤波器300c的电路结构例的图。
图5A是表示实施方式4的低通滤波器300d的电路结构例的图。
图5B是表示实施方式4的低通滤波器300d的电路结构例的图。
图6A是表示实施方式5的低通滤波器300e的电路结构例的图。
图6B是表示实施方式5的低通滤波器300e的电路结构例的图。
图7A是表示实施方式6的低通滤波器300f的电路结构例的图。
图7B是表示实施方式6的低通滤波器300f的电路结构例的图。
图8是表示实施方式7的低通滤波器300g的电路结构例的图。
图9是表示实施方式8的固体摄像装置的电路结构例的图。
图10是表示实施方式8的列电路的电路结构例的图。
图11是实施方式1～7的固体摄像装置的数个帧的时间图。
图12是实施方式1～7的固体摄像装置的1H的时间图。
图13是表示本发明的实施方式的像素电路结构例的图。
图14是低通滤波器的CDS前后的噪声的模拟结果。
具体实施方式
（实施方式1）
本实施方式的固体摄像装置具有被配置成矩阵状的多个单位像素，并从以行单位被选择的单位像素中读出像素信号，该固体摄像装置具备：列信号线，被设置在所述多个单位像素的每个列；放大晶体管，被包含在所述多个单位像素的每一个，输出所述像素信号；相关双重检测部，被设置在所述多个单位像素的每个列，根据所述像素信号的复位成分以及数据成分，进行相关双重检测，从而检测出信号成分，该数据成分包含所述像素信号的复位成分和信号成分；低通滤波器，被插入到所述放大晶体管的输出端子和所述相关双重检测部之间的列信号线，或者，被设置在所述相关双重检测部中。
如上所述，通过配置低通滤波器来改善噪声特性。
以下，参照附图来说明本发明的实施方式1的固体摄像装置及其驱动方法。图1是表示本发明的实施方式1的摄像装置（照相机设备）、固体摄像装置的平面结构图。
如图1所示，固体摄像装置1具备：像素阵列10，由被排列成行以及列的多个单位像素3构成；低通滤波器300a，被设置在像素阵列10的外侧，且被配置在每个垂直列；列处理部26；参考信号生成部27，具有向列处理部26的列AD电路25提供AD转换用参考电压RAMP的DAC27a（DAC：Digital Analog Converter，数模转换器）；输出电路28。
另外，固体摄像装置1还具备：水平扫描电路（也称之为列扫描电路）12，控制列地址以及列扫描；垂直扫描电路（也称之为行扫描电路）14，控制行地址以及行扫描；定时控制部20，通过端子5a接收主时钟MCLK并生成各种内部时钟，从而控制水平扫描电路12和垂直扫描电路14等。
另外，各单位像素3被水平信号线（也称之为行控制线）15和垂直信号线（也称之为列信号线）19所连接，该水平信号线15被垂直扫描电路14控制，该垂直信号线19将像素信号传递给列处理部26。
另外，来自各单位像素3的像素信号，按每个水平信号线15（V1、V2、……、Vn），通过垂直信号线19（H0、H1、……、Hm）和低通滤波器300a以及ADC输入线40（ADIN0、ADIN1、……、ADINm），被输入到列AD电路25。列AD电路25是具备电压比较器252和数据存储部256的结构，具有n比特AD转换功能。所述电压比较器252对模拟像素信号和由参考信号生成部27生成的参考电压RAMP进行比较。所述数据存储部256是用于保持如下计数结果的存储器，该计数结果是指利用计数器部254来对电压比较器252进行完比较处理为止的时间进行计数的结果。
此外，在电压比较器252的一方的输入端子（+），与其他电压比较器252的一方的输入端子（+）同样，输入由参考信号生成部27生成的阶梯状的参考电压RAMP，在电压比较器252的另一方的输入端子（-），分别连接有作为对应的垂直列的低通滤波器300a的输出线的ADC输入线40（ADIN0、ADIN1、……、ADINm），像素信号电压分别从像素阵列10输入。电压比较器252的输出信号被提供给计数器部254。
另外，在列AD电路25中，在向电压比较器252提供参考电压RAMP的同时，根据时钟信号开始进行计数，并将计数进行到通过对模拟像素信号和参考电压RAMP进行比较而获得脉冲信号为止，由此进行AD转换。该模拟像素信号通过作为低通滤波器300a的输出线的ADC输入线40（ADIN0、ADIN1、……、ADINm）被输入。
另外，此时，在进行AD转换的同时，对于通过作为低通滤波器300a的输出线的ADC输入线40（ADIN0、ADIN1、……、ADINm）输入的模拟电压的像素信号进行如下处理，该处理是指取得刚进行完像素复位之后的复位成分Vrst（包含噪声）、和包含真正的（与受光光量相应的）信号成分的数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）的差的处理。即，列AD电路25具有作为相关双重检测部的功能。由此，可排除在列AD电路25中会造成误差的各列的时钟偏移以及计数器延迟等的偏差，而只取出真正的信号水平Vsig。即，可进行数字CDS。
另外，在图1中，例如通过对复位成分Vrst（包含噪声）进行降计数、对数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）进行升计数，从而只取出真正的信号成分Vsig。在该列AD电路25被数字化的像素数据，通过未图示的水平选择开关被转送到水平信号线18，并被输入到输出电路28，该水平选择开关被来自水平扫描电路12的水平选择信号所驱动。
根据该结构，在本发明的实施方式1的固体摄像装置中，从像素阵列10按每个行依次输出与各垂直列相关的像素信号，该像素阵列10由作为电荷生成部的受光元件以矩阵状排列而成。并且，与由受光元件以矩阵状排列而成的像素阵列10相对应的1张图像，即，帧图像被表示为像素阵列10整体的像素信号的集合。
如以上所说明的那样，本发明的实施方式1的固体摄像装置的特征在于，在垂直信号线19和电压比较器252之间设置低通滤波器300a，低通滤波器300a被插入到垂直信号线19与电压比较器252的输入端子之间的ADC输入线40。
另外，图1的单位像素3可以是具有像素、转移晶体管、FD、复位晶体管以及放大晶体管的所谓1像素1单元的结构，也可以采用包含多个像素并在单位单元内共享FD、复位晶体管以及放大晶体管中的某一个或全部的所谓多像素1单元的结构。
另外，像素可以被形成在半导体基板的表面，即，与形成有晶体管的栅极端子以及配线的面为相同侧的面，也可以采用将像素形成在半导体基板的背面，即，与形成有晶体管的栅极端子以及配线的面为相反侧面的所谓背面照射型图像传感器（背面照射型固体摄像装置）的结构。
以下，图2A、图2B是用于说明本发明的实施方式1的低通滤波器300a的电路结构例的图。
图2A的低通滤波器300a的结构例具备电阻元件R1、电容元件C1和开关SW1，电阻元件R1被插入到单位像素3的放大晶体管T12的源极输出端子和电压比较器252的输入端子（-）之间的ADC输入线40，电容元件C1连接在电阻元件R1的电压比较器252侧的一方的端子（-）和地线。
在此，如图2B所示，SW1可由接通电阻小的晶体管M1构成，电阻R1可由接通电阻大的晶体管M3构成。
另外，图12是用于说明本发明的实施方式1的固体摄像装置的驱动方法的时间图。在现有例的基础上追加的控制信号是低通滤波器300a的频带设定用控制信号CN12、和取样保持用控制信号CN11。在此，取样保持用控制信号CN11在进行取样保持的第5、6、8实施方式中有效。
本发明的重点是，在像素信号变动的期间内提高瞬态响应速度，从而能使像素信号早期稳定化，另一方面，在像素信号稳定的期间内，当由后段的电路读出像素信号时，降低瞬态响应速度，从而能提高噪声去除效果。
首先，为了进行第1次的读出，定时控制部20使计数器部254的计数值复位到所设定的初始值，并将计数器部254设定成降计数模式。在此，计数值的初始值可以是“0”，也可以是任意的值。
接下来，如图12所示，首先，选择信号ΦSEL在时刻t4成为High水平、单位像素的选择晶体管T13被接通时，将选定被选择的行Vx。
然后，在读出信号ΦTR成为Low水平、读出晶体管T10被切断的状态下，在时刻t4复位信号ΦRS成为High水平而使复位晶体管T11接通，对各单位像素3的浮动扩散节点FD的电压进行复位。
然后，经过一定时间之后，在浮动扩散节点FD的电压被复位的状态下，复位信号ΦRS成为Low水平，从而切断复位晶体管T11。
然后，各单位像素3的浮动扩散节点FD的电压被放大晶体管T13放大，复位成分（Vrst）通过垂直信号线19被读出。
在此，用于控制低通滤波器300a的频带的频带设定用控制信号CN12，在复位信号ΦRS被接通/切断，从而输出电压有变动的第一期间（T1_RS的期间）内，以High水平输出，构成低通滤波器300a的电阻元件R1因开关SW1而短路，从而能使低通频带变宽以及提高瞬态响应速度。如上所述，开关SW1在第一期间中（T1_RS的期间）是接通状态，而在第一期间结束时（时刻t6）被切断。该第一期间是包含由复位晶体管T11等进行复位动作的期间，表示垂直信号线19的输出电压有大的变动的期间。
即，图12中的第一期间（T1_RS的期间）是，由于复位信号ΦRS被施加在复位晶体管T11等，因此从放大晶体管T12向垂直信号线19输出的像素信号发生变动的期间。
经过了一定时间，待充分稳定之后（时刻t4+T1_RS后=时刻t6），当频带设定用控制信号CN12以Low水平输出时，由于构成低通滤波器300a的电阻元件R1不会因开关SW1而短路，因此低通频带会变窄，噪声特性得以改善。
在此状态下，能够降低高频域的噪声成分，在T2_RS的期间内进行降计数。
在进行该降计数时，定时控制部20向参考信号生成部27提供用于生成参考电压RAMP的控制信号CN4。接到该控制信号CN4之后，参考信号生成部27作为向电压比较器252的一方的输入端子（+）提供的比较电压，输入呈斜坡状时间变化的参考电压RAMP。电压比较器252对该参考电压RAMP的电压和被施加在低通滤波器300a的电容C1的、各列ADC输入线40（ADINx）的像素的复位成分（Vrst）的电压进行比较。
另外，在向电压比较器252的输入端子（+）输入参考电压RAMP的同时，为了通过在每个行配置的计数器部254来计量电压比较器252的比较时间，与从参考信号生成部27发出的斜坡波形电压同步地（时刻t10），从定时控制部20向计数器部254的时钟端子输入计数时钟CK0，并作为第1次的计数动作，从所设定的初始值开始进行降计数。
另外，电压比较器252对来自参考信号生成部27的斜坡状参考电压RAMP和通过ADC输入线40输入的、被选择的Vx行的像素复位成分的电压（Vrst）进行比较，在两个电压成为相同时，将电压比较器252的输出从High水平变更为Low水平（时刻t12）。即，通过对与复位成分Vrst对应的电压和参考电压RAMP进行比较，并通过以计数时钟CK0来对与复位成分Vrst的大小对应的时间长度进行计数，从而获得与复位成分Vrst的大小对应的计数值。换言之，计数器部254以RAMP波形的变化开始时点作为计数器部254的降计数开始时点，将计数进行到电压比较器252的输出发生反转为止，从而获得与复位成分Vrst的大小对应的计数值。
另外，在经过了规定的降计数期间之后（t14），定时控制部20就停止向电压比较器252提供控制数据，并停止向计数器部254提供计数时钟CK0。由此，电压比较器252停止生成斜坡状的参考电压RAMP。
在进行该第1次的读出时，由电压比较器252检测被选择的Vx行的像素信号电压的复位成分Vrst，并进行计数动作，因此相当于在读出单位像素3的复位成分Vrst。
如上所述，在由作为CDS部的列AD电路25读取垂直信号线19的输出信号之后（时刻t14），频带设定用控制信号CN12再次成为High水平，选择宽的频带，从而能提高瞬态响应速度。
并且，该像素复位成分的AD转换结束之后，接着开始第2次的像素信号读出动作。另外，在进行第2次的读出时，除了复位成分Vrst之外，还进行读出与每个单位像素3的射入光量对应的信号成分Vsig的动作。与第1次的读出不同的点在于，将计数器部254设定为升计数模式。
具体是，在时刻t16，读出信号ΦTR成为High水平，从而读出晶体管T10被接通时，被蓄积在光电二极管PD1中的全部光电荷被转移到浮动扩散节点FD。然后，读出信号ΦTR成为Low水平，读出晶体管T10被切断。
并且，放大晶体管T12的数据成分（Vrst+Vsig）通过垂直信号线19被读出。
此时也与以上所说明的同样，用于控制低通滤波器300a的频带的频带设定用控制信号CN12，在读出晶体管T10被接通，从而输出电压有变动的第一期间内（T1_TR的期间），以High水平输出，构成低通滤波器300a的电阻元件R1因开关SW1而短路，因此能使低通频带变宽以及提高瞬态响应速度。如上所述，开关SW1在第一期间内（T1_TR的期间）为接通状态，而在第二期间结束时（T2_TR后）被切断。该第一期间（T1_TR的期间）是包含由读出晶体管T10进行转移动作的期间，是表示垂直信号线19的输出电压VOUT1有变动的期间。
即，在图2的例子中，第一期间（T1_TR的期间）是放大晶体管T12的输出因向读出晶体管T10施加读出信号ΦTR而发生变化的期间。
经过了一定时间，待充分稳定之后（时刻t16+T1_TR后=时刻t18），当频带设定用控制信号CN12以Low水平输出时，构成低通滤波器300a的电阻元件R1不会因开关SW1而短路，因此低通频带会变窄，噪声特性得以改善。
在这种状态下，能够降低高频域的噪声成分，在T2_TR的期间内进行升计数。
在进行升计数时，由参考信号生成部27输入在时间上呈斜坡状变化的参考电压RAMP，并由电压比较器252对该参考电压RAMP和通过各列的ADC输入线40输入的、被选择的行Vx的像素信号成分的电压进行比较。
此时，在向电压比较器252的一方的输入端子（+）输入参考电压RAMP的同时，为了利用计数器部254来计量电压比较器252的比较时间，与由参考信号生成部27发出的斜坡状波形的电压同步地（时刻t20），作为第2次的计数动作，计数器部254从降计数所停止的计数值开始进行升计数。
另外，电压比较器252，对来自参考信号生成部27的斜坡状的参考电压RAMP、和通过各列的ADC输入线40输入的且是被选择的Vx行的像素信号的数据成分（Vrst+Vsig）进行比较，并在双方的电压成为相同时，使比较器的输出High水平转变为Low水平（时刻t22）。
如上所述，由作为CDS部的列AD电路25读取垂直信号线19的输出信号之后（时刻t24），频带设定用控制信号CN12再次成为High水平，从而能选择宽频带且提高瞬态响应速度。
即，通过对与数据成分（Vrst+Vsig）对应的电压信号和参考电压RAMP进行比较，并根据计数时钟CKO来对与信号成分Vsig的大小对应的时间长度进行计数，从而能够获得与信号成分Vsig的大小对应的计数值。换言之，计数器部254以RAMP波形的变化开始时点作为计数器部254的升计数开始时点，将升计数进行到电压比较器252的输出发生反转为止，从而获得与数据成分（Vrst+Vsig）的大小对应的计数值。
如上所述，关于数字CDS，例如通过以下方式进行，即，将计数器部254设定成在读出复位成分（Vrst）时进行降计数、在读出数据成分（Vrst+Vsig）时进行升计数，从而在计数器部254内自动地进行减法运算，获得相当于信号成分Vsig的计数值。
并且，通过将AD转换后的数据转送到数据存储部256并进行保持，在计数器部254的动作前（时刻t30），根据来自定时控制部20的存储器转送指示脉冲控制信号CN8来将前一行Vx-1的计数结果转送到数据存储部256。
如上所述，列AD电路25在所有行Vx的像素读出时执行数字CDS。在此，图11表示了专利文献1和本发明的实施方式1的图像传感器的数个帧的动作。在第k帧中，从读出第1行到读出第n行为止，各行的像素读出必须要有用于读出像素的复位成分的降计数期间和用于读出像素的信号成分的升计数期间。
如上所述，在本发明的实施方式1所示的图像传感器中，如图11所示，各行Vx的单位像素3的读出，即，AD转换期间由降计数期间和升计数期间构成，通过在各行执行所述AD转换期间的处理来输出1帧的影像数据D1。
如上所述，在本发明中，在像素信号变动时，通过提高低通滤波器300a的瞬态响应速度来加快收敛时间，而在像素信号稳定时，通过减慢瞬态响应速度来改善噪声特性。并且，通过实施CDS，能够降低噪声，以及可以改善在单位像素3的放大晶体管T12发生的随机噪声等。
在此，优选为，为了隔断AD转换部的折叠噪声而缩窄了低通滤波器的截止频率时的截止频率，比数字CDS的频率fs（读出复位成分和数据成分的时间差τ（=时刻t22-t12）的倒数）的一半频率还低。
另外，如实施方式1所示，在没有取样保持电容的情况下，数字CDS的频率fs（=1/τ），在读出复位成分（Vrst）时会根据信号水平，在时刻t10至t14发送变化，而在读出数据成分（Vrst+Vsig）时会根据信号水平，在时刻t20至t24发生变化。
接下来，关于在电路中发生的器件噪声，例如有在各晶体管元件或者电阻元件等各器件中发生的白噪声等的热噪声以及基于频率的1/f噪声等。以下，就作为本发明的噪声降低对象的热噪声进行说明。
首先，由于固体摄像装置中的随机噪声的主因在于单位像素3的放大晶体管T12，因此，若着眼于该噪声进行说明，可通过（式1）来表示像素的放大晶体管T12的互导Gm和输出电阻Rs表示。在此，L是栅长度、W是栅宽度、μ是移动度、Cox是栅极氧化膜电容、Id是流入晶体管的电流。
Gm=1/Rs=√（2·μ·Cox·W/L·Id）（式1）
其次，可通过（式2）表示在放大晶体管T12中发生的每单位频率的热噪声Vn。另外，一般而言，可通过（式3）表示在电阻元件中发生的每单位频率的热噪声Vn。在此，k是玻耳兹曼常数，T是绝对温度。
Vn^2=8kT/3Gm （式2）
Vn^2=4kTR （式3）
另外，可通过（式4）表示由RC构成的1次低通滤波器的截止频率fc。
fc=1/（2πRC）（式4）
以下，对本发明的实施方式1的结构的全频带的噪声进行估计。首先，当SW1被接通的情况下，噪声根据放大晶体管T12的热噪声而定。并且，截止频率根据该放大晶体管T12的输出电阻Rs（=1/Gm）和电容C1的积而定。因此，能通过（式5）来表示全频带的2乘方平均噪声电压。在此，在1次低通滤波器中，能够通过截止频率fc乘以π/2来算出1次低通滤波器。
Vn^2=（8kT/3Gm）·（1/（2π·Rs·C1））·（π/2）=（2/3）·kT/C1
（式5）
然后，当SW1被切断的情况下，噪声根据放大晶体管T12的热噪声和构成低通滤波器300a的电阻R1的热噪声的2乘方平均而定。并且，截止频率fc根据该放大晶体管T12的输出电阻Rs（=1/Gm）和电阻R1的加法运算值以及与电容C1的积而定。因此，可通过（式6）来表示全频带的2乘方平均噪声电压。在此，在1次低通滤波器中，能通过截止频率fc乘以π/2来算出全频带的2乘方平均噪声电压。另外，作为条件，在此设想为电容C1大于垂直信号线19的寄生电容（图13的寄生电容263（Cp））。另外，设想放大晶体管T12的输出电阻Rs（=1/Gm）<<低通滤波器的电阻R1。
如上所述，根据对是否使低通滤波器300a的电阻元件R1的两端短路进行切换，全频带的2乘方平均噪声电压分别被表示为（式5）和（式6）。在最近的栅极长度Lg为100nm程度以下的微细进程中，（式2）所示的晶体管的热噪声也有系数为8/3以上的实测结果，（式5）所示的低通滤波器的噪声接近（式6）的值。即，注目点在于，可认为通过低通滤波器300a的电阻元件R1的接通/切断，全频带的2乘方平均噪声电压实际上成为相等水平。
在专利文献1的现有技术的电路中，在单位像素3的放大晶体管T12的输出电阻Rs（=1/Gm）和垂直信号线19的寄生电容（图13的263Cp）之间构成有低通滤波器，如果是1次低通滤波器，全频带的2乘方平均噪声电压如（式5）所示，被表示为Vn^2=（2/3）·kT/Cp。即，在理论上，像以上所说明的那样，由Rs和Cp构成的低通滤波器的全频带的噪声不依赖于截止频率fc，而取决于电容Cp。作为降低噪声的对策，可积极增大电容Cp，但问题在于瞬态响应速度（τ=Rs·Cp）也会下降。
另外，在专利文献2的现有技术的电路中，在单位像素3的放大晶体管T12的输出电阻Rs（=1/Gm）和取样保持电容C1之间构成有低通滤波器，如果是1次低通滤波器，全频带的2乘方平均噪声电压如（式5）所示，被表示为Vn^2=（2/3）·kT/C1。在此，设想取样保持电容C1大于垂直信号线19的寄生电容（图13的263的Cp）。即，在理论上，像以上所说明的那样，由Rs和C1构成的低通滤波器的全频带的噪声不依赖于频率fc，而取决于电容C1。作为降低噪声的对策，可积极增大电容C1，但问题在于瞬态响应速度（τ=Rs·C1）也会下降。
另外，在以上的说明中，将电压比较器252的输入阻抗作为高阻抗（HiZ）处理，并将电流的输入输出估计为零。
以下，说明数字CDS与低通滤波器300a的截止频率fc的关系。数字CDS的主要目的是除去噪声成分中的包含DC成分的较低频域的电压成分（1/f噪声等）。在本发明中，通过与CDS进行组合，还能有效降低作为白噪声的热噪声，以下就此进行说明。
首先，参照图12的时间图说明CDS。列AD电路25根据被先存放的复位成分（Vrst）和被后存放的数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）的电压差，算出单位像素3的信号成分Vsig。
若进行定性说明的话，就频率比数字CDS的频率fs（读出复位成分和数据成分的时间差（时刻t22-t12）的倒数）低的噪声而言，其复位成分Vrst和被后存放的数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）所包含的噪声电压成为相等，即，噪声的电压差成为零，因此能够通过数字CDS来除去该这种噪声。
另一方面，就频率较高的噪声而言，其在时刻t22和时刻t12的水平不同，即，噪声的电压差不会成为零，因此不能通过数字CDS来除去。
详细而言，能够以（式7）来表示CDS的转移函数H（f）。在此，τ为1/fs。并且，能够以（式8）来表示该H（f）的绝对值的2乘方│H（f）│^2。根据该式，若进行定性说明，具有比CDS的频率fs（=1/τ）低的频率f的信号或噪声，成为表示其被衰减。
H（f）=1-exp（-2πfτ）（式7）
│H（f）│^2=2·（1-cos（2πfτ））（式8）
如上所述，作为针对较低频域的1/f噪声的对策，数字CDS有效。
以下，说明CDS对于作为白噪声的热噪声起到的效果。
首先，为了便于理解，图14中表示了在由理想的RC构成的低通滤波器中，当变更了截止频率fc时在低通滤波器中发生的噪声的模拟结果。在此，截止频率fc是在电容保持一定的情况下使电阻值R变更了10倍之后的频率。CDS的频率fs为1000kHz（τ=1us）。横坐标是频率（单位kHz），纵座标是标准化之后的噪声（单位V/√Hz）。（1）是截止频率fc=1000kHz时的低通滤波器中的噪声特性。（2）是截止频率fc=100kHz时的噪声特性。通过将电阻R的电阻值提高为10倍来降低截止频率，使噪声频谱移动到低域，但是在实施CDS之前，在低通滤波器发生的全频带的2乘方平均噪声电压在理论上是Vn^2=kT/C。
另一方面，（3）是截止频率fc=1000kHz时在低通滤波器发生的CDS后的噪声特性。（4）是截止频率fc=100kHz时的CDS后的噪声特性。根据（3）、（4），可知CDS后全频带的噪声中的截止频率fc低的一方在降低。即可知，如果降低截止频率fc，通过实施CDS可使在低通滤波器发生的2乘方平均噪声电压降低。
在此，CDS的转移函数H（f）利用了所述（式7）、（式8）。
即，如果不实施CDS，可将由理想的RC构成的低通滤波器的全频带的2乘方平均噪声电压表示为不依赖截止频率fc的Vn^2=kT/C。在此，当降低截止频率fc时，全频带的噪声保持一定，但噪声频谱被移动到低域。
另一方面，在降低了该截止频率fc的情况下，噪声频谱被移动到低域侧，因此，通过实施CDS，主要是除去低频域的噪声，从而能使全频带的2乘方平均噪声电压降低。
综上所述，在固体摄像装置中，随机噪声的主因在于单位像素3的放大晶体管T12，为了降低其绝对量，必须增大晶体管的尺寸。然而，由于放大晶体管随着高像素化而细微化，因此难以应对所述情况。
因此，作为针对具有较高频域的白噪声的噪声降低对策，如本实施方式所述，首先使用低通滤波器300a降低截止频率fc，再将噪声频谱转移到低频域，然后通过实施数字CDS来降低低频域噪声的实施方式的有效的方法。
然而，若以降低噪声为优先，而单纯地使低通滤波器300a的信号通过频带缩窄过度的话，将会发生瞬态响应速度变慢等的不利结果。因此，像本发明的实施方式这样使低通滤波器300a的频带根据像素信号的读出定时而变化的解决方法有效。
以下，就本实施方式的固体摄像装置进行更一步的总结说明。
（a）所述单位像素3各自具备：将光变换成信号电荷的光电二极管PD1、用于保持信号电荷的浮动扩散层FD、对所述浮动扩散层的信号电荷进行复位的复位晶体管（T11）、将信号电荷从所述光电二极管转移到浮动扩散层的转移晶体管（T10）、输出与所述浮动扩散层所保持的信号电荷相应的所述像素信号的所述放大晶体管（T12）。所述低通滤波器能够切换成第一滤波器特性或者第二滤波器特性，与第一滤波器特性相比，该第二滤波器特性的下限截止频率高且瞬态响应速度快。在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内以所述第二滤波器特性进行动作，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内以所述第一滤波器特性进行动作。
由此，能够达成所述第二目的。即，由于在所述像素信号变动的期间内是以下限截止频率高（即，频带宽）且瞬态响应速度快的第二滤波器特性进行动作，因此能够实现高速读出。
（b）所述低通滤波器具备：被插入到所述列信号线的电阻元件（R1）、被连接在所述电阻元件的所述相关双重检测部侧的一端和地线之间的电容元件（C1）。根据该结构，例如在低通滤波器是由电阻元件和电容元件构成的单纯结构的情况下，尤其能够改善在低照度下进行拍摄时的噪声特性，例如，比高速性更注重灵敏度的暗视照相机等。
（c）所述低通滤波器还具备与所述电阻元件并联连接的第一开关元件（SW1）。根据该结构，通过开关元件能够容易地控制第一滤波器特性和第二滤波器特性的切换。
（d）所述第一开关元件，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间（T1_RS、T1_TR）内为接通状态，而在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间（T2_RS，T2_TR）内为切断状态。
（e）所述第一开关元件，在第一期间中（T1_RS）为接通状态，在所述第一的期间结束时（T2_RS）成为切断状态，所述第一期间是包含由所述复位晶体管进行复位动作的期间，在第二期间中（T1_TR）为接通状态，在所述第二期间结束时（T2_TR）成为切断状态，所述第二期间是包含由所述转移晶体管进行转移动作的期间。
（f）所述AD转换部具备：生成具有呈倾斜状变化的斜坡波形参考信号的参考信号生成部、被设置在每个列的电压比较器、对时间长度进行计数的计数器。所述电压比较器具备：包含用于输入由所述放大晶体管输出的所述像素信号和所述参考信号的两个晶体管的差动输入部、被连接在差动输出部之间的负荷电容元件。所述电压比较器通过进行比较，而将所述像素信号转换成时间长度。所述计数器将所述时间长度转换成数字信号。所述低通滤波器由所述两个晶体管和所述负荷电容元件构成。
（g）所述电阻元件也可以由MOS晶体管构成。
（h）所述跨导放大器也可以由MOS晶体管构成。
（i）另外，本实施方式的所述固体摄像装置的驱动方法包括：在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内使所述低通滤波器以所述第二滤波器特性进行动作的步骤、在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内使所述低通滤波器以所述第一滤波器特性进行动作的步骤。
（实施方式2）
在本实施方式的固体摄像装置中，所述低通滤波器具备电阻元件、与所述电阻元件并联连接的第一PN结元件、以与所述第一PN结元件反极性的方式与所述电阻元件并联连接的第二PN结元件。根据该结构，能够抑制芯片面积增加的同时，兼顾到高速读出和改善噪声特性的两者。
以下，参照附图说明本发明的实施方式2的固体摄像装置及其驱动方法。
首先，本发明的实施方式2的摄像装置、固体摄像装置的装置结构与图1所示的本发明实施方式1的摄像装置、固体摄像装置相同。
另外，本发明的实施方式2的时间图与图12所示的本发明实施方式1的时间图相同。
在此，不需要取样保持用控制信号CN11和频带设定用控制信号CN12，因此电路结构被简化。
图3A、图3B是用于说明本发明的实施方式2的低通滤波器300b的电路结构例的图。
在图3A、图3B中，与图2A、图2B所示本发明的实施方式1的低通滤波器300a的不同点在于，取代由频带设定用控制信号CN12控制的SW1，在电阻R1的两端连接有双方向的二极管D1、D2。
在此，若想在列间距受面积限制的情况下实现简单的结构，如图3B所示，例如，电阻R1可由接通电阻大的晶体管M3构成，二极管D1和D2可由源极与背栅极相连接的晶体管M4和M5构成。从而，由背栅极（P型）和漏极（N型）构成PN结的寄生二极管。
二极管特性如（式9）所示。能通过（式10）来表示动作点的接通电阻。V是二极管两端的电位差，I是电流。在此，作为二极管D1、D2的效果，在电阻R1的两端有电位差时，会有电流I流动，从而作为低电阻，按（式10）进行动作。相反，在电阻R1两端没有电位差时，不会有电流I流动，从而作为高电阻，按（式10）进行动作。
I=Is·（exp（qV/kT）-1）（式9）
r＝（kT/qI）（式10）
其结果，在像素信号变动的期间内，高瞬态响应速度，从而能使像素信号早期稳定化。具体是，在像素信号变高了的情况下，低通滤波器300b的输入侧的电压变高，具有二极管D1的作用的晶体管M4的Vdb（漏极—背栅极之间的电压）变大，从而能提高向电容C1的充电时间。相反，在像素信号降低了的情况下，低通滤波器300b的输入侧的电压变低，具有二极管D2的作用的晶体管M5的Vdb（漏极—背栅极之间的电压）变大，从而能提高从电容器C1的放电时间。
另一方面，在像素信号稳定的期间内，在由后段的电路读出像素信号时，降低瞬态响应速度，并组合CDS部，从而能够提高噪声去除效果。
由此，能够在抑制芯片面积增加的同时，兼顾到高速读出和改善噪声特性的两者。
（实施方式3）
在本实施方式的固体摄像装置中，所述低通滤波器具备电阻元件和跨导，该跨导具有正输入端子、负输入端子和输出端子。所述正输入端子被连接在所述电阻元件的所述放大晶体管侧的一端，所述负输入端子以及所述输出端子被连接在所述电阻元件的所述相关双重检测部侧的另一端。根据该结构，无需设置用于切换第一滤波器特性和第二滤波器特性的控制信号以及控制信号用配线，能够抑制面积的增加。
以下，参照附图说明本发明的实施方式3的固体摄像装置及其驱动方法。
首先，本发明的实施方式3的摄像装置、固体摄像装置的装置结构与图1所示的本发明的实施方式1的摄像装置、固体摄像装置相同。
另外，本发明的实施方式3的时间图与图12所示的本发明的实施方式1的时间图相同。
在此，不需要取样保持用控制信号CN11和频带设定用控制信号CN12，因此电路结构被简化。
图4A、图4B是用于说明本发明的实施方式3的低通滤波器300c的电路结构的图。
在图4A、图4B中，与图2A、图2B所示本发明的实施方式1的低通滤波器300a的不同点在于，取代由频带设定用控制信号CN12控制的SW1，在电阻R1的两端连接有跨导放大器（OTA：OperationalTransconductance Amplifier：运算跨导放大器）OTA1，将跨导放大器OTA1的输入侧的“+”端子连接在低通滤波器300c的输入侧，并将跨导放大器OTA1的输入侧的“-”端子和输出端子连接在低通滤波器300c的输出侧。
在此，若想在列间距受面积限制的情况下构成简单的结构，如图4B所示，例如，电阻R1可由接通电阻大的晶体管M3构成，跨导放大器OTA1可由在源极端子和栅极端子之间连接有晶体管M3的两端、且漏极端子通过电源/GND接地的晶体管M6和M7构成。由此，能够起到输出电流Io根据Gm·Vgs而定的跨导放大器的作用。
能通过（式11）来表示跨导放大器的特性。在此，由于负荷上连接有电容C1，因此能以（式12）来表示输出电压的响应性。由于s是微分运算符，因此可知1/s表示其积分运算符的倒数。Vin是输入两端的电位差，Io是输出电流。在此，跨导放大器OTA1的作用是，在电阻R1的两端有电位差时，如（式12）所示，因输出电流Io，而向负荷电容C1迅速充电。相反，在电阻R1的两端没有电位差时，由于输出电流Io不会流动，因此负荷电容C1的电压不会发生变动。由此可知，为了提高负荷电容C1的充电/放电的响应，可采用提高跨导放大器OTA1的跨导Gm的方法。
Io=Gm·（V（+）-V（-））=Gm·Vin （式11）
Vo=Io/（s·C1）=（Gm·Vin）/（s·C1）（式12）
其结果，在像素信号变动的期间内，提高瞬态响应速度，从而能使像素信号早期稳定化。具体是，当像素信号提高了的情况下，低通滤波器300c的输入侧的电压变高，具有跨导放大器OTA1的作用的晶体管M6的Vgs变大，从而能提高向电容C1的充电时间。相反，在像素信号降低了的情况下，低通滤波器300c的输入侧的电压变低，具有跨导放大器OTA1的作用的晶体管M7的Vgs变大，从而能提高从电容C1的放电时间。
另一方面，在像素信号稳定的期间内，在由后段的电路读出像素信号时，使瞬态响应速度降低，并组合CDS部，从而能够增强噪声去除效果。
在此，在晶体管M6、M7中，如果通过调整剂量（Dose），使阈值电压Vt接近0v的话，能够进一步提高充电/放电的响应。
由此，能够在抑制芯片面积增加的同时，兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者。
（实施方式4）
在本实施方式的固体摄像装置中，说明所述低通滤波器的最简单的结构例，即，具备被插入到所述列信号线的电阻元件、连接在所述列信号线和地线的电容元件的结构例。
以下，参照附图来说明本发明的实施方式4的固体摄像装置及其驱动方法。
首先，本发明的实施方式4的摄像装置、固体摄像装置的装置结构与图1所示的本发明的实施方式1的摄像装置、固体摄像装置相同。
另外，本发明的实施方式4的时间图与图12所示的本发明的实施方式1的时间图相同。
在此，不需要取样保持用控制信号CN11和频带设定用控制信号CN12，因此电路结构被简化。
图5A、图5B是用于说明本发明的实施方式4的低通滤波器300d的电路结构的图。
在图5A、图5B中，与图2A、图2B所示本发明的实施方式1的低通滤波器300a的不同点在于，未设置由频带设定用控制信号CN12控制的SW1。
在此，若想在列间距受面积限制的情况下构成简单的结构，如图5B所示，例如，电阻R1可由接通电阻大的晶体管M3构成。
由于没有SW1，因此不能提高瞬态响应速度，但在瞬态响应速度始终低的状态下，通过与CDS部进行组合，能够增强噪声去除效果。在不要求高速读出而重视噪声减少的用途中，该结构可有效进行动作。
例如，在监控相机等中，由于像素数较少，而不需要进行高速读出，但由于以低照度进行拍摄的情况居多，因此重要的是减少噪声。在这种情况下，本实施方式有效。
（实施方式5）
在本实施方式的固体摄像装置中，所述低通滤波器具备被插入到所述列信号线的电阻元件、连接在所述列信号线和地线的电容元件，所述固体摄像装置还具备信号保持部，该信号保持部被设置在所述列信号线的每一个，对从对应的列信号线输出的模拟信号进行取样以及保持。所述信号保持部具有被插入到所述电阻元件和所述相关双重检测部之间的列信号线的第二开关元件。所述电容元件被连接在列信号线和地线，该列信号线是指所述第二开关元件和所述相关双重检测部之间的列信号线。所述电容元件，在所述相关双重检测部的相关双重检测动作之前，使所述第二开关元件维持接通状态，作为低通滤波器的一部分进行动作，而在所述相关双重检测部的相关双重检测动作中，使所述第二开关元件维持切断状态，作为电荷保持部的一部分进行动作。根据该结构，能使低通滤波器和取样保持器兼用电容元件，从而能抑制面积的增加。
在此，可以将所述第二开关元件和所述电阻元件替换成接通电阻大（即，具有与电阻元件相同程度的接通电阻）的开关元件。根据该结构，能够减少电路元件数。
在此，所述低通滤波器还具备与所述电阻元件并联连接的第一开关元件。
以下，参照附图来说明本发明的实施方式5的固体摄像装置及其驱动方法。
首先，本发明的实施方式5的摄像装置、固体摄像装置的装置结构与图1所示的本发明的实施方式1的摄像装置、固体摄像装置相同。
另外，本发明的实施方式5的时间图与图12所示的本发明的实施方式1的时间图相同。
图6A、图6B是用于说明本发明的实施方式5的低通滤波器300e的电路结构的图。
在图6A、图6B中，与图2A、图2B所示本发明的实施方式1的低通滤波器300a的不同点在于，在电阻R1和电容C1之间设有SW2，并由取样保持用控制信号CN11对SW2进行控制。
在此，若想在列间距受面积限制的情况下获得简单的结构，如图6B所示，例如，SW1可由接通电阻小的晶体管M1构成、SW2可由接通电阻小的晶体管M2构成、电阻R1可由接通电阻大的晶体管M3构成。
此时，电容C1在作为低通滤波器的一部分进行动作的同时，还作为用于保持模拟信号的电荷保持（取样保持器）部进行动作。即，能将低通滤波器兼用为取样保持器，因此能抑制面积的增加。
若根据图12的时间图进行说明，在此追加了取样保持用控制信号CN11。
首先，在读出复位成分（Vrst）时，根据频带设定用控制信号CN12，在像素信号变动的期间（T1_RS的期间）内，接通SW1来提高瞬态响应速度，从而能使像素信号早期稳定化，相对而言，在像素信号稳定的期间（T2_RS）内，切断SW1，在由后段的电路读出像素信号时，降低瞬态响应速度，从而能增强噪声去除效果。
另外，切断由频带设定用控制信号CN12控制的SW1（时刻t6），待稳定之后（Th_RS后），使开关SW2维持切断状态（时刻t7=时刻t6+Th_RS后），开始由列AD电路25进行的转换动作。
另一方面，在读出数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）时，根据频带设定用控制信号CN12，在像素信号变动的期间（T1_TR的期间）内，接通SW1来提高瞬态响应速度，从而能使像素信号早期稳定化，相对而言，在像素信号稳定的期间（T2_TR）内，切断SW1，在由后段的电路读出像素信号时，降低瞬态响应速度，从而能增强噪声去除效果。
另外，切断由频带设定用控制信号CN12控制的SW1（时刻t18），待稳定之后（Th_RS之后），使开关SW2维持切断状态（时刻t19=时刻t18+Th_RS后），开始由列AD电路25进行中动作。
在此，由列AD电路25转换复位成分（Vrst）的动作、和将数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）读出到垂直信号线19的读取动作，可以是串联驱动也可以是并联驱动。像本实施方式这样进行串联动作的优点在于，即使在AD转换动作中也能由电容C1保持像素信号，因此不会受像素缺陷等的像素信号变动的影响，能够稳定地进行转换。相反，进行并联动作的优点在于，能够实现高速读出。
在此，在具备本结构的信号保持（取样保持）部情况下，可将数字CDS的频率fs表示为1/（读出复位成分和数据成分的时间差τ（时刻t19-t7））。
在此，优选为，为了隔断AD转换部的折叠噪声而缩窄了低通滤波器的截止频率时的截止频率，比该数字CDS的频率fs的一半频率还低。
由此，通过将取样保持用电容兼用为构成低通滤波器的电容，能够在抑制芯片面积增加的同时，兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者。
（实施方式6）
在本实施方式的固体摄像装置中，所述低通滤波器具备电阻元件和第一开关元件，该第一开关元件的一端连接在所述电阻元件的所述放大晶体管侧的列信号线，另一端连接在所述第二开关元件的所述相关双重检测部侧的列信号线。根据该结构，能将电容元件兼用于低通滤波器和取样保持器，从而能够抑制面积的增加。
以下，参照附图来说明本发明的实施方式6的固体摄像装置及其驱动方法。
首先，本发明的实施方式6的摄像装置、固体摄像装置的装置结构与图1所示的本发明的实施方式1的摄像装置、固体摄像装置相同。
另外，本发明的实施方式6的时间图与图1所示的本发明的实施方式时间图相同。
图7A、图7B是用于说明本发明的实施方式6的低通滤波器300f的电路结构的图。
在图7A、图7B中，与2A、图2B所示本发明的实施方式低通滤波器300a的不同点在于，在电阻R1和电容C1之间设置有SW2，并由取样保持用控制信号CN11对其进行控制。另外，电阻R1的垂直信号线19侧和SW2的ADC输入线40侧连接在SW1的两端，由频带设定用控制信号CN12控制SW1。
在此，若想在列间距受面积限制的情况下构成简单的结构，如图7B所示，开关SW1可由接通电阻小的晶体管M1构成，SW2和电阻R1可以接通电阻大的晶体管M3构成。根据该结构，与具有取样保持功能的本发明的实施方式5相比，能够削减1个元件数，从而在间距有限制的情况下容易进行配置。
此时，电容C1作为低通滤波器的一部分进行动作的同时，还作为用于保持模拟信号的电荷保持（取样保持器）部进行动作。即，由于能将低通滤波器兼用为取样保持器，因此能抑制面积的增加。
如果根据图12的时间图进行说明，在此追加了取样保持用控制信号CN11。
首先，在读出复位成分（Vrst）时，根据频带设定用控制信号CN12，在像素信号变动的期间（T1_RS的期间）内，接通SW1来提高瞬态响应速度，从而使像素信号早期稳定化，相对而言，在像素信号稳定的期间（T2_RS）内，切断SW1，在由后段的电路读出像素信号时，降低瞬态响应速度，从而能增强噪声去除效果。
另外，切断由频带设定用控制信号CN12控制的SW1（时刻t6），待稳定之后（Th_RS之后），使开关SW2维持切断状态（时刻t7=时刻t6+Th_RS后），开始由列AD电路25进行的转换动作。
另一方面，在读出数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）时，根据频带设定用控制信号CN12，在像素信号变动的期间（T1_TR的期间）内，接通SW1来提高瞬态响应速度，从而使像素信号早期稳定化，相对而言，在像素信号稳定的期间（T2_TR）内，切断SW1，在由后段的电路读出像素信号时，降低瞬态响应速度，从而能增强噪声去除效果。
另外，切断由频带设定用控制信号CN12控制的SW1（时刻t18)，待稳定之后（Th_RS后），使开关SW2维持切断状态（时刻t19=时刻t18+Th_RS后），开始由列AD电路25进行的转换动作。
在此，由列AD电路25转换复位成分（Vrst）的动作、和将数据成分（复位成分Vrst+信号成分Vsig）读出到垂直信号线19的动作，可以是串联驱动也可以是并联驱动。像本实施方式这样进行串联动作的优点在于，即使在AD转换中也能由电容C1保持像素信号，而不会受到像素缺陷等的像素信号变动的影响，能够稳定地进行转换。相对而言，并联动作的优点在于，能够实现高速读出。
在此，在具备本结构的信号保持（取样保持器）部的情况下，可将数字CDS的频率fs表示为1/（读出复位成分和数据成分的时间差τ（时刻t19-t7））。
在此，优选为，在为了隔断AD转换部的折叠噪声而缩窄了低通滤波器的截止频率时的截止频率，比该数字CDS的频率fs的一半频率还低。
由此，能将取样保持用电容C1兼用为构成低通滤波器的电容，从而能够在抑制芯片面积增加的同时，兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者。
（实施方式7）
以下，参照附图来说明本发明的实施方式7的固体摄像装置及其驱动方法。
首先，本发明的实施方式7的摄像装置、固体摄像装置的装置结构与图1所示的本发明的实施方式1的摄像装置、固体摄像装置相同。
另外，本发明的实施方式7的时间图与图12所示的本发明的实施方式1的时间图相同。
在此，不需要取样保持用控制信号CN11和频带设定用控制信号CN12，因此电路结构被简化。
图8是用于说明本发明的实施方式7的低通滤波器300g的电路结构的图。低通滤波器300g被设置在CDS部之前的电压比较器252中。电压比较器252具有差动输入型高增益放大器的结构。电压比较器252的特点在于，在负荷的差动输出部之间连接有电容元件C2。根据该结构，因进行像Gm-C滤波器那样的动作而频带会被限制，从而能降低差动输入晶体管302、304以及差动负荷晶体管312、314的热噪声以及1/f噪声。
为了简单起见，如果只考虑热噪声，并设想差动输入晶体管302、304的互导Gm为Gmn、差动负荷晶体管312、314的互导Gm为Gmp，那么根据（式13）和（式14），可将每单位频率的输入换算噪声Vin^2表示为（式15）。由此可知，为了降低输入换算噪声，使Gmn增大并使Gmp减小即可。
Vnn^2=8kT/3Gmn （式13）
Vnp^2=8kT/3Gmp （式14）
Vin^2=2·Vnn^2+2·（（Gmp/Gmn）·Vnp）^2（式15）
另外，此时，若设想为C=C2、R=1/Gmn，则能将低通滤波器的截止频率表示为（式16）。在此，假设差动负荷晶体管312、314的互导Gmp小。
fc＝1/（2π·R·C）=Gmn/（2π·2C2）（式16）
由此，根据该Gm-C滤波器的结构，能够进行频带限制以及提高噪声去除效果，利用输入换算噪声（式15）和截止频率（式16），能将全频带的输入换算噪声Vin^2表示为（式17）。在此，若设想是1次低通滤波器，可通过截止频率fc乘以π/2，来算出全频带的2乘方平均噪声电压。
Vn^2=Vin^2·fc·（π/2）（式17）
如上所述，通过使负荷的电容C2增大，能够缩窄截止频率fc，以及能够降低噪声。
在此，根据本发明的实施方式4的图5，由于没有频带设定用SW1，而难以进行高速读出，但根据本发明的实施方式7的图8，则能够兼顾到高速读出和噪声减少的两者。其理由在于，电压比较器252具有高增益放大器的结构，因此，即使瞬态响应速度低，对于RAMP信号的微小变化，也能切换电压比较器252的输出。
例如，当在时间上呈规定变化率的倾斜变化的RAMP信号变化了1LSB=200uV时，若想使输出信号变化2.8v，可知是
程度即可。如果该电压比较器252的增益不足，通过使放大器成为2阶段结构或者3阶段结构，就能容易地提高增益。另外，由于瞬态响应速度会稍微减慢，可能会出现时钟偏移等的偏差，但是，通过数字CDS，能够消除其影像。
另外，在将本实施方式与本实施方式1～4并用的情况下，由于没有信号保持（取样保持器）部，因此数字CDS的频率fs被表示为1/（读出复位成分和数据成分的时间差τ（时刻t22-t12））。
另一方面，在将本实施方式与本实施方式5～6并用的情况下，具有信号保持（取样保持器）部，数字CDS的频率fs被表示为1/（读出复位成分和数据成分的时间差τ（时刻t19-t7））。
在此，优选为，为了隔断AD转换部的折叠噪声而缩窄了低通滤波器的截止频率时的截止频率，比该数字CDS的频率fs的一半频率还低。
另外，图8表示了差动输入型的放大器结构，但是，只要能由图8所示的像素信号部保持电压并对该信号电压进行AD转换的结构，就能获得与本发明相同的效果，因此对其结构并无限定。
如上所述，根据低通滤波器300g，由于不具备实施方式1所述的SW1，而不能提高瞬态响应速度，但即使在瞬态响应速度低的状态下，也能使噪声频谱移动到低域，因此通过与CDS部进行组合，能够增强噪声去除效果。
另外，优选为，第一滤波器特性的截止频率比作为所述相关双重检测的对象的所述复位成分和所述数据成分的读出频率的一半频率还低。根据该结构，即使在瞬态响应速度低的状态下，也能使噪声频谱移动到低域，因此能够增强噪声去除效果。
（实施方式8）
以下，参照附图来说明本发明的实施方式8的固体摄像装置及其驱动方法。
图9是表示本发明的实施方式8的固体摄像装置的整体结构的图。所述固体摄像装置由像素阵列10、垂直扫描电路14、列放大器53、钳位电路54、取样保持电路55、多路调制器（MUX）56、列选择电路57、输出放大器58、AD转换电路59构成。
在此，列放大器53其基本单位在列方向上排列成阵列状，用于对来自像素部50的行单位输出信号进行放大。
钳位电路54其基本单位在列方向上排列成阵列状，用于对来自列放大器53的行单位输出信号即像素信号进行放大。
取样保持电路55其基本单位在列方向上排列成阵列状，用于保持来自钳位电路54的行单位输出信号。
MUX56对取样保持电路的各基本单位和输出放大器的连接进行切换。
列选择电路57具备控制线，依次选择MUX56的列。
输出放大器58通过MUX56接收取样保持电容C1的输出信号，并对该输出信号进行放大之后将其输出到芯片外部。
图10是表示由列放大器53、钳位电路54、取样保持电路55构成的列电路的详细结构的图。列电路的功能在于，对表示由像素电路输出的复位成分（Vrst）和数据成分（Vrst+Vsig）的差的信号进行临时保持，然后将该信号输出给MUX56。
列放大器53由如下各部分构成：输入电容533（Cin），像素部的信号输入到该输入电容533（Cin）的一方的端子；放大Tr530，其栅极与输入电容533的另一方的端子连接，对来自像素的信号进行放大；列放大器偏压Tr531，其栅极与列放大器偏压电位535连接，向放大Tr530提供驱动电流；反馈电容534（Cfb），决定由放大Tr对信号进行放大的大小；列放大器复位用SW532，列放大器复位信号536被提供给其栅极，进行将列放大器的输出设定成规定电位的复位动作。
钳位电路54由如下各部分构成：钳位电容540（Ccl），输入列放大器53的输出信号并求出复位成分（Vrst）和数据成分（Vrst+Vsig）的差即信号成分（Vsig）；钳位用SW541，钳位信号543被提供给其栅极，用于将与钳位电容540的列放大器为相反侧的端子电位设定成钳位电位VCL542。
另外，取样保持电路55包括：取样保持电容550（Csh），临时保持像素信号的；取样保持电容输入用SW2，使向取样保持电容550（Csh）的信号输入接通/切断。
在此，如果对复位成分（Vrst）和数据成分（Vrst+Vsig）进行模拟CDS的话，取样保持电容Csh的电位会恰好变化Ccl/（Ccl+Csh）·Vsig。该电位变化是与垂直信号线19中的复位成分和数据成分的差相对应的信号成分（Vsig），即，像素信号。如上所述，钳位电路54以及取样保持电路55具有作为相关双重检测部的功能。
在此，与图6所示的本发明实施方式5的那种将取样保持电容兼用为低通滤波器用电容的低通滤波器300e相比，低通滤波器300h的不同点在于，在电阻R1和SW2之间设有钳位电容Ccl。
此时，关于电容Ccl和Csh，它们与电阻R1构成的结构作为低通滤波器的一部分进行动作（电容值成为系列电容），另外，它们还分别作为用于保持模拟信号的信号保持（取样保持）部和钳位电容部进行动作。
根据频带设定用控制信号CN12，在像素信号变动的期间内，接通SW1来提高瞬态响应速度，从而能使像素信号早期稳定化。此时，具体为，当C=（Ccl·Csh）/（Ccl+Csh）、R=1/Gmamp时，可将低通滤波器的截止频率表示为（式18）。在此，Gmamp表示列放大Tr530的互导，为了提高列放大器的开环增益以及降低列之间的增益偏差，将Gmamp设定成大的值。
另一方面，在像素信号稳定的期间内，切断SW1，在由后段的电路读出像素信号时，使瞬态响应速度降低，从而能增强噪声去除效果。此时，具体为，当C=（Ccl·Csh）/（Ccl+Csh）、R=R1+1/Gmamp时，可将低通滤波器的截止频率表示为（式18）。
fc=1/（2πRC）（式18）
并且，切断SW1，待稳定之后，使开关SW2维持切断状态，由具有水平扫描电路的功能的多路调制器56依次读出该CDS电路的取样保持电容器Csh所保持的模拟信号。
由此，可将取样保持电容Csh和钳位电容Ccl兼用为构成低通滤波器的电容，从而能在抑制芯片面积增加的同时，兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者。
另外，在具有本结构的信号保持（取样保持）部时，能将数字CDS的频率fs表示为1/（读出复位成分和数据成分的时间差τ）。
在此，优选为，为了隔断AD转换部的折叠噪声而缩窄了低通滤波器的截止频率时的截止频率，比该数字CDS的频率fs的一半频率还低。
如上所述，在本发明的实施方式1～7中，说明了在每个列设置具有用于将按每个列被输出的模拟信号转换成数字信号的数字CDS功能的列AD电路25的结构。此外，也可以是像实施方式8中记载的那样，在每个列配置模拟CDS，将删除噪声之后的像素信号临时保持在取样保持电容器Csh中，然后由具有水平扫描电路的功能的多路调制器56依次读出该CDS电路中保持的模拟信号，并由AD转换电路59转换成数字信号的结构。
另外，以上说明了将电阻R1插入到列放大器53和钳位电容540（Ccl）之间的情况，此外，由于效果相同，也可以将电阻R1插入到钳位电容540（Ccl）和取样保持电容550（Csh）之间。
（总结）
如以上所说明的那样，在一般情况下，固体摄像装置的信号成分S与光电转换部的开口区域成比例而定，例如，当像素的大小减半时（1/2倍），信号成分S会降低1/4倍（12dB）。因此，为了维持信噪比，有必要（要求）使噪声成分N降低（改善）12dB，而本发明能够满足该要求。
并且，随着固体摄像装置的高像素化，单位像素所具有的放大晶体管的栅级长度L和栅极宽度W也趋于细微化，噪声特性也随之劣化，而本发明能够实现进一步的低噪声化。
另外，一般而言，由固体摄像装置发出的噪声，根据其种类可大致分为FPN（Fixed Pattern Noise：固定模式噪声）和随机噪声向（RandomNoise）。另外，关于前者的FPN，由于发出噪声的列或者像素按每个器件是固定的，因此，通过连接在固体摄像装置的后段的DSP（DigitalSignal Processor：数字信号处理器）等的校正技术，能够按每个器件进行最优化，除去大部分噪声。而关于后者的随机噪声，主要的噪声发生源是像素的放大晶体管，该噪声水平是无规律（随机）的，因此难以按每个器件进行校正。但是，本发明能够降低该随机噪声的绝对量，从而解决该问题。
即，本发明的固体摄像装置具备：多个单位像素3，被配置成二维状；低通滤波器300（a～h），被设置在多个单位像素3的每个列，用于降低从对应的列中的单位像素3输出的模拟信号的噪声；CDS部，被设置在多个单位像素3的每个列，对从低通滤波器300（a～h）输出的像素信号进行信号成分检测。
并且，低通滤波器300（a～c、e～f、h），在从像素的放大晶体管T12输出的所述像素信号变动的期间内，提高下限截止频率来提高瞬态响应速度，而在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内，降低下限截止频率，并与CDS部进行组合，来改善尤其是像素的放大晶体管T12中的噪声特性。
并且，最近，随着像素信号的高速读出，AD转换部或者串行输出的时钟频率提高到了500MHz～1GHz以上。由于这些时钟噪声是高频率的矩形波，因此，通过半导体基板和电源/GND，容易重叠在同一半导体基板上形成的像素阵列上，而成为噪声特性劣化的要因。在此，通过利用本发明，例如，通过将缩窄了低通滤波器的频带时的截止频率fc设定成时钟频率的1/1000倍以下的500kHz左右，低通滤波器之后的时钟噪声将会衰减60dB，因此也能提高对于这些数字噪声的抗噪性。此为定性说明，若设想重叠在像素部的时钟噪声为数mv，并能通过低通滤波器使之衰减60dB的话，那么被输入到CDS部的噪声水平将成为数10uV程度，为大体上可容许的水平。
由此，根据本发明，在列并行输出型固体摄像装置中，即使在行间距受限制的情况下，也能够按每个列配置低通滤波器，从而能够在抑制芯片面积增加的同时，兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者。
另外，本发明并不限定于所述实施方式，在不超出本发明宗旨的范围内可加以各种改良以及变形。
例如，以上说明了将垂直信号线19和低通滤波器300（a～e）直接连接的情况，此外也可以在垂直信号线19和低通滤波器300（a～e）之间设置图10的列放大器53。通过设置列放大器53，可对单位像素3的放大晶体管T12的输出电压进行放大，从而可改善信噪比以及切换增益。
另外，在本发明的各实施方式的固体摄像装置1中，作为AD转换结构，在列处理部26中设置计数器部254，并分别通过进行降计数和升计数来读出复位成分（Vrst）和数据成分（Vrst+Vsig）。此外，只要是能分别读出复位成分和数据成分的AD转换结构，就能够获得与本发明相同的效果，因此并不限于以上的结构。
另外，在本发明中，像素阵列10为1像素1单元的结构，此外当然也可以采用多像素1单元的结构。
另外，在本发明中，低通滤波器300（a～h）是由1个电阻和1个电容构成的单纯的1次RC滤波器，此外，若有必要使衰减特性急剧变化，当然可以采用2次滤波器等的高次元滤波器结构。
另外，优选为第一滤波器特性的截止频率比AD转换部的时钟频率的1/1000倍的频率还低。由此，通过将所述第二滤波器特性切换成所述第一滤波器特性，可使所述时钟频率的信号衰减60dB以上。根据该结构，低通滤波器之后的时钟噪声会衰减60dB，因此也能提高对于这些数字噪声的抗噪性。
另外，本发明的固体摄像装置并不限定于以上的实施方式。通过对各实施方式的任意结构要素进行组合而实现的其他实施方式、在不脱离本发明宗旨的范围内通过对各实施方式进行本领域技术人员所能想到的各种变形而获得的变形例、内置有本发明的固体摄像装置的各种设备也属于本发明的范畴内。
如以上所说明的那样，本发明通过元件数非常少的简单结构，即使在列间距受面积限制的情况下，也能兼顾到高速读出和噪声特性改善的两者，例如能适用于MOS固体摄像装置、数字静相照相机、摄像机、附带照相机的便携式电话机、监控摄像机等。
符号说明
1 固体摄像装置
3 单位像素
10 像素阵列
12 水平扫描电路
14 垂直扫描电路
15 水平信号线
19 垂直信号线
20 定时控制部
25 列AD电路
26 列处理部
27 参考信号生成部
27 DAC
28 输出电路
252 电压比较器
254 计数器部
256 数据存储部
258 开关
300a 低通滤波器
300b 低通滤波器
300c 低通滤波器
300d 低通滤波器
300e 低通滤波器
300f 低通滤波器
300g 低通滤波器
300h 低通滤波器
Claims (19)
1.一种固体摄像装置，具有被配置成矩阵状的多个单位像素，并从以行单位被选择的单位像素中读出像素信号，该固体摄像装置具备：
列信号线，被设置在所述多个单位像素的每个列；
放大晶体管，被包含在所述多个单位像素的每一个，输出所述像素信号；
相关双重检测部，被设置在所述多个单位像素的每个列，根据所述像素信号的复位成分以及数据成分,进行相关双重检测，从而检测出信号成分，该数据成分包含所述像素信号的复位成分和信号成分；以及
低通滤波器，被插入到所述放大晶体管的输出端子和所述相关双重检测部之间的列信号线，或者，被设置在所述相关双重检测部中。
2.如权利要求1所述的固体摄像装置，
所述单位像素各自具备：
光电二极管，将光转换成信号电荷；
浮动扩散层，保持信号电荷；
复位晶体管，对所述浮动扩散层的信号电荷进行复位；
传输晶体管，将信号电荷从所述光电二极管传输到浮动扩散层；以及
所述放大晶体管，输出与所述浮动扩散层所保持的信号电荷相应的所述像素信号，
所述低通滤波器能够切换成第一滤波器特性或第二滤波器特性，与所述第一滤波器特性相比，该第二滤波器特性的下限截止频率高且瞬态响应速度快，
所述低通滤波器,在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内，以所述第二滤波器特性进行动作，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内，以所述第一滤波器特性进行动作。
3.如权利要求2所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器具备：
电阻元件，被插入到所述列信号线；以及
电容元件，被连接在所述电阻元件的所述相关双重检测部侧的一端和地线之间。
4.如权利要求3所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器还具备与所述电阻元件并联连接的第一开关元件。
5.如权利要求3所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器还具备：
第一PN结元件，与所述电阻元件并联连接；以及
第二PN结元件，以与所述第一PN结元件反极性的方式，与所述电阻元件并联连接。
6.如权利要求3所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器还具备跨导放大器，该跨导放大器具有正输入端子、负输入端子和输出端子，
所述正输入端子被连接在所述电阻元件的所述放大晶体管侧的一端，所述负输入端子以及所述输出端子被连接在所述电阻元件的所述相关双重检测部侧的另一端。
7.如权利要求1所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器具备：
电阻元件，被插入到所述列信号线；以及
电容元件，被连接在所述列信号线和地线，
所述固体摄像装置还具备信号保持部，该信号保持部被设置在每个所述列信号线，对从对应的列信号线输出的模拟信号进行取样以及保持，
所述信号保持部具有第二开关元件，该第二开关元件被插入到所述电阻元件和所述相关双重检测部之间的列信号线，
所述电容元件被连接于如下列信号线和地线之间，该列信号线是指所述第二开关元件和所述相关双重检测部之间的列信号线，
所述电容元件，在由所述相关双重检测部进行相关双重检测动作之前，使所述第二开关元件维持接通状态，并作为低通滤波器的一部分进行动作，在所述相关双重检测部进行相关双重检测动作时，使所述第二开关元件维持切断状态，并作为电荷保持部的一部分进行动作。
8.如权利要求7所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器还具备第一开关元件，该第一开关元件与所述电阻元件并联连接。
9.如权利要求7所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器还具备第一开关元件，
该第一开关元件的一端被连接在所述电阻元件的所述放大晶体管侧的列信号线，另一端被连接在所述第二开关元件的所述相关双重检测部侧的列信号线。
10.如权利要求4、7或者9所述的固体摄像装置，
所述第一开关元件，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内为接通状态，在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内为切断状态。
11.如权利要求4、7或者9所述的固体摄像装置，
所述第一开关元件，
在第一期间内为接通状态，在所述第一期间结束时切断，所述第一期间是包含所述复位晶体管的复位动作的期间，
在第二期间内为接通状态，在所述第二期间结束时切断，所述第二期间是包含所述传输晶体管的传输动作的期间。
12.如权利要求1所述的固体摄像装置，
所述相关双重检测部具备：
参考信号生成部，产生具有斜坡波形的参考信号，该斜坡波形是呈倾斜状变化的波形；
电压比较器，被设置在每个列；以及
计数器，对时间长度进行计数，
所述电压比较器具备：
差动输入部，包含两个晶体管，该两个晶体管输入由所述放大晶体管输出的所述像素信号和所述参考信号；以及
负荷电容元件，被连接在差动输出部之间，
所述电压比较器通过进行比较，将所述像素信号转换成时间长度，
所述计数器将所述时间长度转换成数字信号，
所述低通滤波器由所述两个晶体管和所述负荷电容元件构成。
13.如权利要求12所述的固体摄像装置，
所述低通滤波器的截止频率比作为所述相关双重检测的对象的所述复位成分和所述数据成分的读取频率的一半还低。
14.如权利要求2所述的固体摄像装置，
所述第一滤波器特性的截止频率比作为所述相关双重检测的对象的、所述复位成分和所述数据成分的读取频率的一半还低。
15.如权利要求2所述的固体摄像装置，
所述第一滤波器特性的截止频率比模数转换部的时钟频率的1/1000倍的频率还低，所述时钟频率的信号因所述第二滤波器特性被切换成所述第一滤波器特性而衰减60dB以上。
16.如权利要求3所述的固体摄像装置，
所述电阻元件由MOS晶体管构成。
17.如权利要求6所述的固体摄像装置，
所述跨导放大器由MOS晶体管构成。
18.一种照相机，具备权利要求1所述的固体摄像装置。
19.一种固体摄像装置的驱动方法，该固体摄像装置具有被配置成矩阵状的多个单位像素，并从以行单位被选择的单位像素中读出像素信号，
所述固体摄像装置具备：
列信号线，被设置在所述多个单位像素的每个列；
放大晶体管，被包含在所述多个单位像素的每一个，输出所述像素信号；
相关双重检测部，被设置在所述多个单位像素的每个列，根据所述像素信号的复位成分以及数据成分，进行相关双重检测，从而检测出信号成分，该数据成分包含所述像素信号的复位成分和信号成分；以及
低通滤波器，被插入到所述放大晶体管的输出端子和所述相关双重检测部之间的列信号线，或者，被设置在所述相关双重检测部中，
所述低通滤波器能够切换成第一滤波器特性或第二滤波器特性，与所述第一滤波器特性相比，该第二滤波器特性的下限截止频率高且瞬态响应速度快，
所述固体摄像装置的驱动方法，
在从所述放大晶体管输出的所述像素信号变动的期间内，使所述低通滤波器以所述第二滤波器特性进行动作，
在从所述放大晶体管输出的所述像素信号稳定的期间内，使所述低通滤波器以所述第一滤波器特性进行动作。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| ASS | Succession or assignment of patent right |
Owner name: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY MANAGEMENT CO., LT Free format text: FORMER OWNER: MATSUSHITA ELECTRIC INDUSTRIAL CO, LTD. Effective date: 20150821 |
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| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| TA01 | Transfer of patent application right |
Effective date of registration: 20150821 Address after: Osaka Japan Applicant after: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY MANAGEMENT Co.,Ltd. Address before: Osaka Japan Applicant before: Matsushita Electric Industrial Co.,Ltd. |
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| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20200528 Address after: Kyoto Japan Patentee after: Panasonic semiconductor solutions Co.,Ltd. Address before: Osaka Japan Patentee before: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY MANAGEMENT Co.,Ltd. |
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| TR01 | Transfer of patent right |