JP2011176926A

JP2011176926A - 電源制御用半導体集積回路および絶縁型直流電源装置

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Publication number: JP2011176926A
Application number: JP2010038267A
Authority: JP
Inventors: Taro Isogai; 太郎磯貝; Yuji Yamanaka; 祐司山中
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2010-02-24
Filing date: 2010-02-24
Publication date: 2011-09-08
Anticipated expiration: 2030-02-24
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Abstract

【課題】トランスを備えた絶縁型の直流電源装置を構成するのに好適でありかつ部品点数を増加させることなく二次側出力の異常な状態に対する保護機能を備えた電源制御用ＩＣおよび直流電源装置を提供する。
【解決手段】トランスの一次側巻線に流す電流を制御する電源制御用ＩＣに、二次側からの検出電圧がフォトカプラを介してフィードバックされる外部端子と、入力電圧に応じてトランスの一次側巻線に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を生成し出力する制御回路と、入力電圧に基づいて内部基準電圧を発生する電圧生成回路と、前記外部端子に接続され該端子を前記内部基準電圧にプルアップして該端子に外付けされるフォトカプラの受光素子にバイアス電圧を付与可能なプルアップ手段と、外部端子の電圧と所定の参照電圧とを比較する電圧比較回路とを設け制御回路は電圧比較回路の出力に基づいて異常検出時に制御信号の出力を停止するように構成した。
【選択図】図２

Description

本発明は、電圧変換用トランスを備えた絶縁型直流電源装置および絶縁型直流電源装置を構成する電源制御用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。

直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータがある。絶縁型のＡＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線に流れる電流をスイッチング制御することで二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。

ところで、ＡＣ電源の電圧は国や地域によって異なっており、ＡＣ−ＤＣコンバータを構成する電源制御用半導体集積回路は様々なＡＣ電源に対応できることが望まれる。また、ＡＣ−ＤＣコンバータは負荷によって力率が変わることがある。そこで、従来、ＡＣ−ＤＣコンバータの力率を高めるため、一次側に、スイッチング電源装置とは別に力率を改善するための回路（ＰＦＣ）を設けたＡＣ−ＤＣコンバータが実用化されている。

しかし、かかる力率改善回路（ＰＦＣ）を設けたＡＣ−ＤＣコンバータは、ＩＣや外付け部品の数が多くコストアップを招く。一方、力率改善用の制御回路（ＰＦＣ）とスイッチング電源の制御回路を１つの半導体チップ上に半導体集積回路として形成するようにした発明も提案されている（例えば特許文献１参照）。

特表２００４−５２７１３８号公報

図７には、特許文献１に開示されている電源装置の構成が示されている。特許文献１に開示されている電源装置は、ＬＥＤ（発光ダイオード）駆動用の電源を生成するものである。このＬＥＤ用電源装置は、出力端子に接続されるＬＥＤの数が変化しても良好な力率が維持されるように、制御用半導体集積回路１２８にＰＦＣ機能が内蔵されている。また、負荷としてのＬＥＤ１２６に流れる電流に応じて、スイッチング素子Ｑ１をオン、オフ駆動してトランス１２４の一次側コイルに流す電流を制御するため、二次側の電流を検出してフォトカプラ１３２を介して制御用ＩＣ１２８にフィードバックをかけるようにしている。

ところで、ＡＣ−ＤＣコンバータからなるＬＥＤ用電源装置においては、負荷としてのＬＥＤが外されるなどして二次側の出力端子間がオープンになった場合（出力過電圧）や、ＬＥＤが故障して二次側の出力がショート状態になった場合、一次側の入力が過電力状態になった場合などに、電源装置を構成する回路を保護するための保護機能を設けるのが望ましい。特に、ＬＥＤは半導体素子で構成されており、定格電圧以上の過電圧の印加による接合破壊、電極の劣化や衝撃による断線等の故障によって、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力端子間がオープンになったり、二次側の出力がショート状態になったりするので、保護機能を設けることは極めて重要である。しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置には、かかる保護機能については記載されていない。

また、特許文献１に開示されている電源装置においては、フォトカプラ１３２を構成する受光側のトランジスタの電源を、トランス１２４に設けられた補助巻き線Ｗ５に誘起された交流をダイオードＤ３とコンデンサＣ４で直流に変換して生成するようにしている。そのため、補助巻線に交流が誘起されない電源起動直後はフォトカプラ１３２が有効に機能しないため、仮に制御用ＩＣ１２８に二次側の出力のショート状態に対する保護回路を内蔵させた場合には、電源起動時における保護回路の誤動作を回避するために電源の起動時にはフォトカプラ１３２の受光用トランジスタの信号を無効にする必要があり、それによって電源起動時には二次側の出力のショート状態に対する保護機能が働かなくなるという課題がある。

さらに、従来の一般的な二次側出力の過電圧を検出して保護する技術を、特許文献１に開示されている電源装置に適用して、過電圧保護回路を制御用ＩＣ１２８に内蔵させた場合には、図７に破線で示すように、別途フォトカプラ１３３やその電源を生成するレギュレータ１３４などを設ける必要があるため、部品点数が増加し装置の小型化を妨げるという課題がある。

この発明の目的は、電圧変換用のトランスを備えた絶縁型の直流電源装置を構成するのに好適でありかつ部品点数を増加させることなく電源装置において発生する異常な状態に対する保護機能を備えた電源制御用ＩＣおよびそれを使用したコンパクトな直流電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するため本発明は、
電圧変換用のトランスを有する絶縁型直流電源装置の前記トランスの一次側巻線に流す電流を制御する電源制御用半導体集積回路であって、
前記トランスの二次側からの検出電圧がフォトカプラを介してフィードバックされる第１の外部端子と、
前記第１の外部端子の電圧および前記トランスの一次側巻線の端子に印加される入力電圧に応じて前記トランスの一次側巻線に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を生成し出力する制御回路と、
前記トランスの一次側巻線の端子に印加される入力電圧に基づいて内部基準電圧を発生する電圧生成回路と、を備え、
前記第１の外部端子に接続され該第１の外部端子を前記内部基準電圧にプルアップして前記第１の外部端子に外付けされるフォトカプラの受光素子にバイアス電圧を付与可能なプルアップ手段と、
前記第１の外部端子に一方の入力端子が接続され、他方の入力端子に第１の参照電圧が印加された第１の電圧比較回路と、を備え、
前記制御回路は、前記第１の電圧比較回路の出力に基づいて、前記第１の外部端子の電圧が前記第１の参照電圧よりも低いまたは高い場合に、前記制御信号の出力を停止するように構成した（請求項１）。

上記した構成によれば、電圧変換用のトランスを備えた絶縁型の直流電源装置を構成する場合に、力率が良好なスイッチング制御を１つの電源制御用ＩＣで行えるとともに、電源起動時における誤動作を回避しつつ二次側の出力端子のショートのような異常な状態を検出して動作を停止する保護機能を、部品点数を増加させることなく実現することができる。

ここで、望ましくは、前記第１の外部端子に一方の入力端子が接続され、他方の入力端子に前記第１の参照電圧よりも電位の高い第２の参照電圧が印加された第２の電圧比較回路を備え、前記制御回路は、前記第１の電圧比較回路および前記第２の電圧比較回路の出力に基づいて、前記第１の外部端子の電圧が前記第１の参照電圧よりも低い場合または前記第１の外部端子の電圧が前記第２の参照電圧よりも高い場合に、前記制御信号の出力を停止するように構成する。

これにより、フィードバック端子を一つ監視しているだけで、二次側の出力端子のショートのほか、二次側の出力端子のオープンのような異常な状態を検出して動作を停止する保護機能を実現することがきる。

また、望ましくは、前記第２の電圧比較回路の出力を遅延する遅延回路を備え、前記制御回路は、前記第２の電圧比較回路によって前記第１の外部端子の電圧が前記第２の参照電圧よりも高いと判定された場合に、前記遅延回路からの信号に応じて出力の停止制御を遅延させるように構成する。これによって、電源起動時における誤動作を回避しつつ二次側の出力端子のオープンのような異常な状態を検出して動作を停止する保護機能を実現できるようになる。

さらに、望ましくは、前記入力電圧に比例した電圧が入力される第２の外部端子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に応じた電圧が入力される第３の外部端子と、前記第２の外部端子の電圧に反比例した電圧を出力するレベルシフト回路と、前記レベルシフト回路の出力電圧と前記第３の外部端子の電圧とを比較して入力の過電力状態を検出する第３の電圧比較回路と、を有し、前記制御回路は、前記第３の電圧比較回路の出力に基づいて、前記第３の外部端子の電圧が前記レベルシフト回路の出力電圧よりも高い場合に、前記制御信号の出力を停止するように構成する。これにより、力率改善のためのスイッチング制御と入力過電力状態の検出とを共通の外部端子の電圧に基づいて行うことができ、電源制御用ＩＣの端子数を減らすことができる。

本出願の他の発明は、
交流電圧を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路と、
該ダイオード・ブリッジ回路により整流された電圧が一次側巻線に入力される電圧変換用のトランスと、
該トランスの一次側巻線の電流を制御する請求項１のような構成を有する電源制御用半導体集積回路と、
前記トランスの二次側巻線の端子間に接続された平滑コンデンサと、
前記トランスの二次側巻線に誘起された交流を直流に変換して平滑コンデンサを充電可能な整流手段と、
前記トランスの二次側に接続された負荷に流れる電流を検出し、検出した電流に応じた信号を出力する出力電流検出回路と、
該出力電流検出回路の出力に応じて点灯駆動される発光素子および該発光素子の光を受光し光量に応じた電流を流す受光素子を有するフォトカプラと、を備え、
前記フォトカプラの受光素子が前記電源制御用半導体集積回路の前記第１の外部端子と接地点との間に接続され、前記プルアップ手段を介して前記受光素子にバイアス電圧が付与されるように構成した。

上記した構成によれば、力率が良好なスイッチング制御を１つの電源制御用ＩＣで行えるとともに、電源起動時における誤動作を回避しつつ二次側の出力端子のショートのような異常な状態を検出して動作を停止する保護機能を有するコンパクトな直流電源装置を実現することができる。

また、望ましくは、前記電源制御用半導体集積回路には前記第１の外部端子に一方の入力端子が接続され、他方の入力端子に前記第１の参照電圧よりも電位の高い第２の参照電圧が印加された第２の電圧比較回路をさらに設け、二次側には平滑コンデンサの充電電圧が所定の電圧よりも高いか否かを検出する出力電圧検出回路を設けるとともに、二次側と一次側との間には前記出力電流検出回路の出力および出力電圧検出回路の出力に応じて点灯駆動される発光素子および該発光素子の光を受光し光量に応じた電流を流す受光素子を有するフォトカプラを設け、前記フォトカプラの受光素子が前記電源制御用半導体集積回路の前記第１の外部端子と接地点との間に接続され、前記プルアップ手段を介して前記受光素子にバイアス電圧が付与されるように構成してもよい。

これにより、力率が良好なスイッチング制御を１つの電源制御用ＩＣで行えるとともに、電源起動時における誤動作を回避しつつ二次側の出力端子のショートや出力端子のオープンのような異常な状態を検出して動作を停止する保護機能を、１つのフォトカプラで二次側から電源制御用ＩＣへ信号を伝えることで達成できるコンパクトな直流電源装置を実現することができる。

また、望ましくは、前記出力電流検出回路は、生成する電圧を変更可能な参照電圧を生成する電圧生成手段と、第１の入力端子に出力電流を抵抗により変換した電圧が印加され、第２の入力端子に前記参照電圧が印加された誤差増幅回路を備え、前記電圧生成手段により生成される参照電圧が変化されることで出力電流が可変に構成する。これにより、負荷がＬＥＤのような照明である場合に、容易にその調光制御を行うことができるコンパクトなＬＥＤ用の直流電源装置を実現することができる。

本発明によれば、電圧変換用のトランスを備えた絶縁型の直流電源装置を構成するのに好適でありかつ部品点数を増加させることなく電源装置において発生する異常な状態に対する保護機能を備えた電源制御用ＩＣおよびそれを使用したコンパクトな直流電源装置を実現することができるという効果がある。

本発明を適用して有効なスイッチング電源装置を使用した直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。図１の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおいてトランスの二次側に設けられる検出用ＩＣ１４の回路構成例とフォトカプラのバイアス方式を示す回路構成図である。図１の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータを構成する一次側の電源制御用ＩＣの内部構成例を示すブロック図である。実施形態の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおける出力オープン時および調光を絞った際のスイッチング制御信号、フィードバック端子の電圧および二次側出力電流、二次側出力電圧の変化の様子を示すタイミングチャートである。実施形態の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおける二次側出力端子間ショート時およびフォトカプラの信号がなくなった際のスイッチング制御信号、フィードバック端子の電圧および二次側出力電流、二次側出力電圧の変化の様子を示すタイミングチャートである。実施形態の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータにおける一次側入力電圧の大きさと過電力検出用のしきい値との関係を示す説明図である。従来の１コンバータ方式の絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの構成例を示す回路構成図である。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明を適用したスイッチング電源装置を用いた直流電源装置としての絶縁型ＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。なお、この実施形態では、負荷としてＬＥＤを駆動する電源装置を示して説明するが、本発明を適用可能な直流電源装置の負荷はＬＥＤに限定されるものではない。

この実施形態の直流電源装置１０は、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１２と、平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐおよび補助巻線Ｎｂと二次側巻線Ｎｓとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷを駆動する電源制御回路１３を有する。この実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（電源制御用ＩＣ）として形成されている。

上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。出力端子ＯＵＴ１−ＯＵＴ２間には負荷として、４個の発光ダイオードＬＥＤが直列形態に接続されている。

さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するため出力端子ＯＵＴ１−ＯＵＴ２間に直列に接続された出力分圧用の抵抗Ｒ３，Ｒ４と、負荷であるＬＥＤに流れる電流を検出するためのセンス抵抗Ｒｓ２と、検出した電流値に応じた電圧を出力するアンプや出力電圧が所定レベル以上か否かを検出するコンパレータなどを内蔵した検出用ＩＣ１４と、が設けられている。

また、この実施形態の直流電源装置１０の一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地電位点との間に接続された平滑用コンデンサＣ０とを有し、平滑された電圧が上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＣＣに印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流され一次側巻線Ｎｐの一方の端子に印加される電圧が、抵抗Ｒ０を介して電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＣＣに印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に電源制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。なお、補助巻線Ｎｂは、二次側に誘起される電圧と同じ波形の電圧が誘起されるように、二次側巻線Ｎｓと同じようにコイルの巻き方が設定されている。

そして、一次側と二次側との間には、検出用ＩＣ１４の出力によって駆動され電源制御用ＩＣ１３へフィードバック信号を伝達するフォトダイオード１５ａと受光用トランジスタ１５ｂとからなるフォトカプラ１５が設けられている。

図２には、トランスの二次側に設けられる検出用ＩＣ１４の回路構成例と本実施形態におけるフォトカプラのバイアス方式を示す。

本実施形態においては、フォトカプラ１５を構成する受光用トランジスタ１５ｂは、そのエミッタ端子が接地電位ＧＮＤに接続されているとともに、コレクタ端子が一次側に設けられている電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢに接続されている。そして、このフィードバック端子ＦＢは、プルアップ抵抗Ｒｐを介して電源制御用ＩＣ１３内部に設けられている内部電源回路により生成される基準電圧ＶＲＥＦが印加される端子に接続され、プルアップされるように構成されている。

検出用ＩＣ１４は、図２に示すように、センス抵抗Ｒｓ２により電流―電圧変換された検出電圧Ｖｄと参照電圧Ｖｒｅｆ１との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ４１と、抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧された電圧Ｖ１と参照電圧Ｖｒｅｆ２とを比較して出力電圧Ｖｏｕｔが所定レベル以上か否かを検出するコンパレータ４２とを備える。そして、フォトカプラ１５を構成するフォトダイオード１５ａのカソード端子に、それぞれ逆流防止用のダイオードＤ３とＤ４を介して誤差アンプ４１の出力端子とコンパレータ４２の出力端子が接続されており、ダイオードＤ３またはＤ４を介して検出用ＩＣ１４が電流を引くことによってフォトダイオード１５ａが点灯されるように構成されている。

また、上記検出用ＩＣ１４は、外付けの抵抗Ｒｖ（図１参照）の抵抗値を可変することによって、誤差アンプ４１に入力される参照電圧Ｖｒｅｆ１を変化させ、ＬＥＤの明るさを調整することができるように構成されている。具体的には、参照電圧Ｖｒｅｆ１を下げると、誤差アンプ４１の出力電圧が減少して、フォトカプラ１５を介して電源制御用ＩＣ１３へＬＥＤの電流が大きいことを知らせ、それによって電源制御用ＩＣ１３はＬＥＤに流れる電流を減らすように、スイッチングトランジスタＳＷを制御する。また、参照電圧Ｖｒｅｆ１を持ち上げると、誤差アンプ４１の出力電圧が増加して、フォトカプラ１５を介して電源制御用ＩＣ１３へＬＥＤの電流が少ないことを知らせ、それによって電源制御用ＩＣ１３はＬＥＤに流れる電流を増加させるように、スイッチングトランジスタＳＷを制御する。

さらに、例えばＬＥＤがはずれて出力端子間がオープン状態になって出力電圧Ｖｏｕｔが所定以上高くなると、コンパレータ４２の出力がロウレベルに変化して、フォトカプラの発光用ダイオード１５ａに限界まで電流を流す。すると、電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢの電圧が、プルアップ抵抗Ｒｐの電圧降下で０．５Ｖのような比較的低い電圧よりも低くなり、電源制御用ＩＣ１３は、それを検知してスイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動制御を停止するように構成されている。

また、調光機能を設けた電源装置においてＬＥＤの調光がかなり絞られた場合には、出力電圧Ｖｏｕｔが下がることで検出用ＩＣ１４が動作できなくなるおそれがあるが、調光に応じてフィードバック端子ＦＢの電位が下がり、上記のように、０．５Ｖのような低い電位に設定されたＩＣ内部のしきい値以下まで下がった場合に、電源制御用ＩＣ１３がそれを検知してスイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動制御を停止するように動作し、検出用ＩＣ１４が動作限界領域に入る前にスイッチング動作を停止し、ＬＥＤが点滅するなどの異常動作を回避することができるように構成されている。

また、二次側の出力端子がショートしたような場合には、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔが下がるためコンパレータ４２の出力電圧がハイレベルに変化するとともに、センス抵抗Ｒｓ２に電圧差がなくなって誤差アンプ４１の出力電圧が高くなり、フォトカプラの発光用ダイオード１５ａが消灯する。また、二次側のフォトカプラの接続配線が切断された場合にも、フォトカプラの発光用ダイオード１５ａが消灯する。これにより、受光用トランジスタ１５ｂおよびプルアップ抵抗Ｒｐに流れる電流が減少して、電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢの電圧が、プルアップ抵抗Ｒｐを介して内部基準電圧ＶＲＥＦまで高くなる。その結果、電源制御用ＩＣ１３は、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動制御を停止するように動作する
上記のように、本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータによれば、１つのフォトカプラを設けるだけで、種々の異常を検出することができ、部品点数を減らし装置の小型化が可能となる。

また、図７に示す従来の電源装置においては、フォトカプラ１３２を構成する受光側のトランジスタの電源を、トランス１２４に設けられた補助巻線Ｗ５に誘起された交流をダイオードＤ３とコンデンサＣ４で直流に変換して生成するようにしているため、補助巻線に交流が誘起されない電源起動直後はフォトカプラ１３２が有効に機能しない。つまり、図７のようにフォトカプラの受光用トランジスタ１５ｂを補助巻線の誘起電圧でバイアスを与える方式の場合にはＡＣ電源投入直後はフィードバック端子が接地電位にされてしまう。そのため、仮に制御用ＩＣ１２８に二次側の出力のショート状態に対する保護回路を内蔵させた場合には、電源起動時における保護回路の誤動作を回避するために電源の起動直後は保護回路の機能を無効にする必要があり、それによって電源起動時には二次側の出力のショート状態に対する保護機能が働かなくなるという課題がある。

これに対し、本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢに受光用トランジスタ１５ｂのコレクタを接続し、電源制御用ＩＣ１３内部ではフィードバック端子ＦＢに、プルアップ抵抗Ｒｐを介して内部基準電圧ＶＲＥＦを印加するようにしているため、電源起動時に電源制御用ＩＣ１３に入力電圧が入って来ると速やかに内部基準電圧ＶＲＥＦが生成され、フォトカプラから信号がなくてもフィードバック端子ＦＢがプルアップされるので、電源起動時に誤動作することがなく保護回路の機能を無効にする必要がないという利点がある。

図３には、上記電源制御用ＩＣ１３の内部構成例が示されている。

電源制御用ＩＣ１３には、図３に示すように、外部端子として前記電源電圧端子ＶＣＣの他、外部から接地電位が印加されるグランド端子ＧＮＤ、ダイオード・ブリッジ回路１２によって整流された入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧が入力される端子ＭＵＬ、トランスＴ１の一次側巻線Ｎｐに流れる電流をセンス抵抗Ｒｓ１で変換した電圧が印加される端子ＩＳＮＳ、補助巻線Ｎｂの一方の端子の電圧が印加される端子ＺＣＤ、スイッチングトランジスタＳＷのオン・オフ駆動信号ＯＮ／ＯＦＦを出力する出力端子ＯＵＴ、外付け容量を接続するための端子ＣＯＭＰが設けられている。上記外部端子のうち端子ＶＣＣとＺＣＤには、端子の電位が所定レベル以上にならないようにクランプするためのツェナーダイオードＤZ1，ＤZ2が接続されている。

電源制御用ＩＣ１３内部には、上記フィードバック端子ＦＢに非反転入力端子が接続され出力端子と反転入力端子とが接続されたオペアンプからなるバッファアンプ（ボルテージフォロワ）３１と、該バッファアンプ３１の出力電圧（二次側からのフィードバック電圧）と前記外部端子ＭＵＬに入力されている電圧との乗算を行う乗算器３２、前記外部端子ＩＳＮＳに入力されている電圧（電流検出信号）と上記乗算器３２の出力とを比較するコンパレータ３４、該コンパレータ３４の出力によってリセットされるＲＳフリップフロップＦＦ１、前記端子ＺＣＤに入力されている電圧（補助巻線の誘起電圧）と例えば１．５Ｖのような参照電圧ＶREF1とを比較して補助巻線の電流がある程度減少したタイミングでパルスを生成して上記フリップフロップＦＦ１をセットさせるコンパレータ３５、フリップフロップＦＦ１の出力を入力としスイッチングトランジスタＳＷのオン・オフ制御信号を生成するＡＮＤゲートＧ１、該ＡＮＤゲートＧ１の出力に応じてスイッチングトランジスタＳＷをオン・オフする駆動信号ＯＮ／ＯＦＦを生成し出力するドライバＤＲＶが設けられている。具体的には、フリップフロップＦＦ１がセットされるとスイッチングトランジスタＳＷをオンさせ、フリップフロップＦＦ１がリセットされるとスイッチングトランジスタＳＷをオフさせるような駆動信号ＯＮ／ＯＦＦが生成される。

この実施形態の電源制御用ＩＣ１３は、二次側からのフィードバック電圧に応じてスイッチングトランジスタＳＷのオン時間を制御することで、負荷としてのＬＥＤに定電流を流して駆動することができる。これとともに、上記のように入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧と二次側からのフィードバック電圧との積をとった電圧と、一次側巻線Ｎｐに流れる電流を変換した電圧とをコンパレータ３４で比較して、スイッチングトランジスタＳＷのオン・オフ制御信号のデューティ（パルス幅）を制御するとともに、二次側巻線Ｎｓと同じ方向に巻かれた補助巻線Ｎｂに誘起される電圧に応じたタイミングでスイッチングトランジスタＳＷがオンさせるようにしているため、二次側からのフィードバック電圧のみに応じてスイッチングトランジスタＳＷのオン・オフ制御信号のデューティ（パルス幅）を制御する場合に比べて、力率を向上させることができる。

また、この実施形態の電源制御用ＩＣ１３内部には、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前においてもフリップフロップＦＦ１をセットさせてスイッチングトランジスタＳＷのオン・オフ制御パルスを生成させるための信号を生成するリスタートタイマ回路３６、ＩＣ内部の基準電圧ＶＲＥＦを生成する内部電源回路３７、前記外部端子ＶＣＣに接続され該端子の電圧が例えば９Ｖ〜１３Ｖのような所定の電圧以上になっているか監視する低電圧検出回路３８が設けられている。低電圧検出回路３８の出力は、ＮＯＲゲートＧ２を介して前記ＡＮＤゲートＧ１に入力されており、端子ＶＣＣの電圧が９Ｖ以下になるとＮＯＲゲートＧ２の出力をロウレベルに変化させて、ドライバＤＲＶへスイッチングトランジスタＳＷのオン・オフ制御信号（パルス）が供給されないようにして、コンバータの動作を停止するように構成されている。

さらに、この実施形態の電源制御用ＩＣ１３内部には、上記フィードバック端子ＦＢの電圧と例えば０．５Ｖのような参照電圧ＶREF3とを比較して、端子ＦＢが接地電位に近い電位すなわちフォトカプラ１５の受光用トランジスタ１５ｂが強いオン状態になっているか否かを判定するコンパレータＣＭＰ１と、フィードバック端子ＦＢの電圧と例えば３．５Ｖのような参照電圧ＶREF2とを比較して、端子ＦＢが内部基準電圧に近い電位すなわちフォトカプラ１５の受光用トランジスタ１５ｂがオフ状態になっているか否かを判定するコンパレータＣＭＰ２が設けられている。

なお、コンパレータＣＭＰ２の出力は、ディレイ回路３３によって所定時間遅延されてからＮＯＲゲートＧ２に供給され、スイッチング制御信号の出力を禁止するように構成されている。これによって、ＡＣ電源投入時にフォトカプラ１５からの信号がなく、フィードバック端子ＦＢの電位が基準電圧ＶＲＥＦとなることによって、コンパレータＣＭＰ２が誤って出力端子ショート状態と判定しても直ちにスイッチング制御信号の出力を禁止するのを回避することができる。つまり、ＡＣ電源投入時に出力端子ショートの保護機能を無効にする必要がない。また、仮にＡＣ電源投入時に出力端子がショート状態であった場合には、ディレイ回路３３があるため、一旦スイッチングトランジスタＳＷが動作して二次側の電圧が立ち上がって検出用ＩＣ１４が正常に動作する。そして、その後に、フォトカプラ１５から信号が入って来ない状態になるため、コンパレータＣＭＰ２が出力端子ショート状態と判定してスイッチング制御信号の出力を禁止することができる。

また、この実施形態の電源制御用ＩＣ１３内部には、前記外部端子ＭＵＬに入力されている電圧（入力電圧Ｖｉｎを抵抗分割した電位）を反比例型のレベルシフト回路３９でシフトした電位と前記外部端子ＩＳＮＳに入力されている電圧（電流検出信号）とを比較して過電力状態になっている否かを判定するコンパレータＣＭＰ３、前記バッファアンプ３１の出力と参照電圧ＶREF4とを比較して二次側の電力が０になっていないか判定するコンパレータＣＭＰ４が設けられている。レベルシフト回路３９は、外部端子ＭＵＬの電圧に反比例した電圧を出力する。

次に、上記のような構成を有する電源制御用ＩＣ１３におけるコンパレータＣＭＰ１〜ＣＭＰ３の動作について、図４〜図６を用いて説明する。

図４に示すように、ＡＣ−ＤＣコンバータが正常に動作している途中で、例えばＬＥＤがはずれるなどして二次側の出力端子間がオープン状態になって出力電圧Ｖｏｕｔが所定以上高くなると（タイミングｔ１）、コンパレータ４２の出力がロウレベルに変化して、フォトカプラの発光用ダイオード１５ａに限界まで電流を流す。そして、電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢの電圧が、プルアップ抵抗Ｒｐの電圧降下で０．５Ｖのような参照電圧ＶREG3よりも低くなると、コンパレータＣＭＰ１の出力ＳＰがハイレベルに変化し、ＮＯＲゲートＧ２を介してＡＮＤゲートＧ１を遮断する。これによって、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動パルスＯＮ／ＯＦＦが出力されなくなってスイッチング動作を停止する。

また、二次側の検出用ＩＣ１４の参照電圧Ｖｒｅｆ１を下げることによってＬＥＤの調光を絞り過ぎた場合にも、調光に応じてフィードバック端子ＦＢの電位が下がり、０．５Ｖのような低い電位に設定されたＩＣ内部のしきい値以下まで下がった場合（タイミングｔ２）に、コンパレータＣＭＰ１がそれを検知して、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動制御を停止するように動作し、検出用ＩＣ１４が動作限界領域に入る前に動作を停止し、ＬＥＤが点滅するなどの異常動作をするのを回避することができる。

次に、図５に示すように、ＡＣ−ＤＣコンバータが正常に動作している途中で、二次側の出力端子がショートしたような場合には、二次側の出力電圧Ｖｏｕｔが下がるため（タイミングｔ３）、コンパレータ４２の出力電圧がハイレベルに変化するとともにセンス抵抗Ｒｓ２に電圧差がなくなって誤差アンプ４１の出力電圧が高くなり、フォトカプラの発光用ダイオード１５ａが消灯する。これにより、受光用トランジスタ１５ｂおよびプルアップ抵抗Ｒｐに流れる電流が減少して、フィードバック端子ＦＢの電圧が、プルアップ抵抗Ｒｐを介して内部基準電圧ＶＲＥＦまで高くなる。すると、コンパレータＣＭＰ２がそれを検知して所定遅延時間後に遅延回路３３の出力ＯＶＰがハイレベルに変化し、ＮＯＲゲートＧ２を介してＡＮＤゲートＧ１を遮断する。これによって、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動パルスＯＮ／ＯＦＦが出力されなくなってスイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動制御を停止する。

また、二次側のフォトカプラの接続配線が断線した場合にも、フォトカプラの発光用ダイオード１５ａが消灯し、受光用トランジスタ１５ｂおよびプルアップ抵抗Ｒｐに電流が流れなくなり、フィードバック端子ＦＢの電圧が内部基準電圧ＶＲＥＦまで高くなる（図５のタイミングｔ４）。すると、コンパレータＣＭＰ２がそれを検知してスイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動制御を停止する。

上記のように、本実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータによれば、１つのフォトカプラを設けるだけで、種々の異常を検出することができ、部品点数を減らし装置の小型化が可能となる。

次に、電源制御用ＩＣ１３の設けられている過電力保護機能について説明する。

本実施形態の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータＣＭＰ３が、外部端子ＭＵＬに入力されている電圧（入力電圧Ｖｉｎを抵抗分割した電位）を反比例型のレベルシフト回路３９でシフトした電位と前記外部端子ＩＳＮＳに入力されている電圧（電流検出信号）とを比較して過電力状態になっている否かを判定する。具体的には、レベルシフト回路３９でシフトした電位をしきい値Ｖｔｈとして端子ＩＳＮＳの電圧を判定しており、一次側巻線に流れるスイッチング電流Ｉｓをセンス抵抗Ｒｓ１で検出した端子ＩＳＮＳの電圧がしきい値Ｖｔｈを越えると過電力状態と判定し、コンパレータＣＭＰ３の出力ＯＰＰがハイレベルに変化し、ＮＯＲゲートＧ２を介してＡＮＤゲートＧ１を遮断する。これによって、スイッチングトランジスタＳＷのオン、オフ駆動制御が停止する。

本実施形態では、レベルシフト回路３９により生成されるしきい値Ｖｔｈが、図６に示すように、ＡＣ入力の振幅が小さいほど高くされ、ＡＣ入力の振幅が大きいほど低くされる。力率を改善する機能を持たせた本実施形態の電源制御用ＩＣ１３では、ＡＣ入力の振幅が小さいほど一次側巻線に流す電流を大きくし、ＡＣ入力の振幅が大きいほど一次側巻線に流す電流を小さくするようにスイッチングトランジスタＳＷを駆動する。そのため、過電力の判定レベル（しきい値Ｖｔｈ）がＡＣ入力の振幅にかかわらず一定であると、ＡＣ入力の振幅が大きいほど過電力と判定し易くなってしまう。

これに対し、本実施形態では、外部端子ＭＵＬに入力されている電圧に応じてレベルシフト回路３９が、図６に示すように、ＡＣ入力の振幅が小さいと過電力状態検出のためのしきい値Ｖｔｈを高くし、ＡＣ入力の振幅が大きいとしきい値Ｖｔｈを低くする。そのため、コンパレータＣＭＰ３の感度が入力電圧Ｖｉｎの振幅の大きさに依存しなくなり、安定した過電力の判定が行えるようになるという利点がある。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、フォトカプラを構成する受光用トランジスタ１５ｂのコレクタをプルアップ抵抗Ｒｐを介して内部基準電圧が印加された端子に接続するようにしているが、プルアップ抵抗Ｒｐの代わりに定電流源でプルアップするように構成しても良い。

また、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。さらに、前記実施形態では、負荷としてＬＥＤを駆動する直流電源装置に適用した場合について説明したが、本発明は負荷がＬＥＤである場合に限定されず、直流電源で動作する負荷を駆動する直流電源装置一般に広く適用することができる。

１０絶縁型直流電源装置
１２ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３電源制御回路（制御用ＩＣ）
１４二次側検出回路（検出用ＩＣ）
１５フォトカプラ
３１バッファアンプ
３２乗算回路
３４，３５コンパレータ
３６リスタートタイマ
３７内部電源回路
３８低電圧検出回路
３９レベルシフト回路
４１誤差アンプ
４２コンパレータ
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ４コンパレータ

Claims

電圧変換用のトランスを有する絶縁型直流電源装置の前記トランスの一次側巻線に流す電流を制御する電源制御用半導体集積回路であって、
前記トランスの二次側からの検出電圧がフォトカプラを介してフィードバックされる第１の外部端子と、
前記第１の外部端子の電圧および前記トランスの一次側巻線の端子に印加される入力電圧に応じて前記トランスの一次側巻線に流す電流を制御するスイッチング素子の制御信号を生成し出力する制御回路と、
前記トランスの一次側巻線の端子に印加される入力電圧に基づいて内部基準電圧を発生する電圧生成回路と、を備え、
前記第１の外部端子に接続され該第１の外部端子を前記内部基準電圧にプルアップして前記第１の外部端子に外付けされるフォトカプラの受光素子にバイアス電圧を付与可能なプルアップ手段と、
前記第１の外部端子に一方の入力端子が接続され、他方の入力端子に第１の参照電圧が印加された第１の電圧比較回路と、
を備え、
前記制御回路は、前記第１の電圧比較回路の出力に基づいて、前記第１の外部端子の電圧が前記第１の参照電圧よりも低いまたは高い場合に、前記制御信号の出力を停止するように構成されていることを特徴とする電源制御用半導体集積回路。
前記第１の外部端子に一方の入力端子が接続され、他方の入力端子に前記第１の参照電圧よりも電位の高い第２の参照電圧が印加された第２の電圧比較回路を備え、
前記制御回路は、前記第１の電圧比較回路および前記第２の電圧比較回路の出力に基づいて、前記第１の外部端子の電圧が前記第１の参照電圧よりも低い場合または前記第１の外部端子の電圧が前記第２の参照電圧よりも高い場合に、前記制御信号の出力を停止するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電源制御用半導体集積回路。
前記第２の電圧比較回路の出力を遅延する遅延回路を備え、
前記制御回路は、前記第２の電圧比較回路によって前記第１の外部端子の電圧が前記第２の参照電圧よりも高いと判定された場合に、前記遅延回路からの信号に応じて出力の停止制御を遅延させるように構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電源制御用半導体集積回路。
前記入力電圧に比例した電圧が入力される第２の外部端子と、
前記トランスの一次側巻線に流れる電流に応じた電圧が入力される第３の外部端子と、
前記第２の外部端子の電圧に反比例した電圧を出力するレベルシフト回路と、
前記レベルシフト回路の出力電圧と前記第３の外部端子の電圧とを比較して入力の過電力状態を検出する第３の電圧比較回路と、を有し、
前記制御回路は、前記第３の電圧比較回路の出力に基づいて、前記第３の外部端子の電圧が前記レベルシフト回路の出力電圧よりも高い場合に、前記制御信号の出力を停止するように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源制御用半導体集積回路。
交流電圧を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路と、
該ダイオード・ブリッジ回路により整流された電圧が一次側巻線に入力される電圧変換用のトランスと、
該トランスの一次側巻線の電流を制御する請求項１に記載の電源制御用半導体集積回路と、
前記トランスの二次側巻線の端子間に接続された平滑コンデンサと、
前記トランスの二次側巻線に誘起された交流を直流に変換して平滑コンデンサを充電可能な整流手段と、
前記トランスの二次側に接続された負荷に流れる電流を検出し、検出した電流に応じた信号を出力する出力電流検出回路と、
該出力電流検出回路の出力に応じて点灯駆動される発光素子および該発光素子の光を受光し光量に応じた電流を流す受光素子を有するフォトカプラと、
を備え、
前記フォトカプラの受光素子が前記電源制御用半導体集積回路の前記第１の外部端子と接地点との間に接続され、前記プルアップ手段を介して前記受光素子にバイアス電圧が付与されるように構成されていることを特徴とする絶縁型直流電源装置。
交流電圧を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路と、
該ダイオード・ブリッジ回路により整流された電圧が一次側巻線に入力される電圧変換用のトランスと、
該トランスの一次側巻線の電流を制御する請求項２〜４のいずれかに記載の電源制御用半導体集積回路と、
前記トランスの二次側巻線の端子間に接続された平滑コンデンサと、
前記トランスの二次側巻線に誘起された交流を直流に変換して平滑コンデンサを充電可能な整流手段と、
前記トランスの二次側に接続された負荷に流れる電流を検出し、検出した電流に応じた信号を出力する出力電流検出回路と、
前記平滑コンデンサの充電電圧が所定の電圧よりも高いか否かを検出する出力電圧検出回路と、
前記出力電流検出回路の出力および出力電圧検出回路の出力に応じて点灯駆動される発光素子および該発光素子の光を受光し光量に応じた電流を流す受光素子を有するフォトカプラと、
を備え、
前記フォトカプラの受光素子が前記電源制御用半導体集積回路の前記第１の外部端子と接地点との間に接続され、前記プルアップ手段を介して前記受光素子にバイアス電圧が付与されるように構成されていることを特徴とする絶縁型直流電源装置。
前記出力電流検出回路は、生成する電圧を変更可能な参照電圧を生成する電圧生成手段と、第１の入力端子に出力電流を抵抗により変換した電圧が印加され、第２の入力端子に前記参照電圧が印加された誤差増幅回路を備え、前記電圧生成手段により生成される参照電圧が変化されることで出力電流が可変に構成されていることを特徴とする請求項５または６に記載の絶縁型直流電源装置。