JP2011166986A - 同期電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転速度に関わらず所定の電機子電流の範囲内で最大の出力または最大のトルクを得るようにした同期電動機のベクトル制御装置を提供する。
【解決手段】界磁巻線形同期電動機の磁束及び電流をベクトルとして扱い、電力変換装置によって電機子電流及び界磁電流を制御する同期電動機のベクトル制御装置において、磁束演算器１Ａ内に、ベクトル演算器３２、回転速度の絶対値演算器３３及び第１，第２の切換器３４，３５を設け、電動機の低速回転時には、空隙磁束ベクトルに平行な電機子電流成分の定常値をゼロに制御し、電動機の高速回転時には、電機子鎖交磁束ベクトルに平行な電機子電流成分の定常値をゼロに制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、界磁巻線形同期電動機の磁束及び電流をベクトルとして扱い、電力変換装置によって前記電動機の電機子電流及び界磁電流を制御するためのベクトル制御装置に関するものである。

電力変換装置によって駆動される界磁巻線形同期電動機の従来のベクトル制御装置としては、非特許文献１、特許文献１、特許文献２等に記載されたものが知られている。
図６は非特許文献１の第６章に図６.５，図６.６として記載されたブロック図及び説明に基づき、本発明に関係する磁束演算、磁束制御及び電流制御の部分を書き改めたブロック図である。また、図７は、この従来技術における同期電動機の磁束、電流及び電圧の関係を示すベクトル図の例である。

始めに、座標軸の定義及び符号について説明する。すなわち、界磁巻線形同期電動機の磁極方向をｄ軸（磁極軸）とし、このｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸とする。また、電機子巻線に鎖交する電機子線鎖交磁束ベクトルの方向をＭ軸とし、このＭ軸と電気的に直交する方向をＴ軸とする。
例えば、電機子電流のｄ軸、ｑ軸の各成分は、ｄ軸電流Ｉ_ｄ、ｑ軸電流Ｉ_ｑとし、これらの電流を合成した電機子電流ベクトルをＩ_ａ→と表記する。

図６のブロック図では、電機子巻線に鎖交する電機子鎖交磁束がベクトルとして演算され、この電機子鎖交磁束ベクトルΦ_ａ→に平行な電機子電流成分（以下、磁化電流という）Ｉ_Ｍの定常値をゼロに制御することで、同期電動機の力率を１に制御することを特徴としている。また、図７のベクトル図では、磁化電流Ｉ_Ｍがゼロのとき、換言すれば電機子電流ベクトルＩ_ａ→が図示するようにＴ軸上に存在すれば、電機子電圧ベクトルＶ_ａ→と電機子電流ベクトルＩ_ａ→との方向が一致し、同期電動機の力率が１になることが示されている。これらの点は特許文献１、特許文献２でも同様であり、上記原理に基づいた制御が行われる。
次に、図６及び図７の内容について詳細に説明する。

まず、図６において破線により囲んだ磁束演算器１の構成及び機能について説明する。
座標変換器１０には、磁化電流目標値Ｉ_Ｍ ^＊と、この磁化電流目標値Ｉ_Ｍ ^＊に直交してトルク発生に作用する電流成分（以下、トルク電流という）の目標値Ｉ_Ｔ ^＊が入力されており、座標変換器１０は、数式１に従って、後述するベクトル演算器１８から入力されている角度δ_ａ（図７参照）だけ各目標値Ｉ_Ｍ ^＊，Ｉ_Ｔ ^＊を座標回転し、ｄ軸電流，ｑ軸電流の各目標値Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊を出力する。

ｄ軸電流目標値Ｉ_ｄ ^＊と界磁電流目標値Ｉ_ｆ ^＊とは加減算器１１により加算されて関数器１２の入力信号となり、一方、ｑ軸電流目標値Ｉ_ｑ ^＊はそのまま関数器１３の入力信号となる。関数器１２，１３にそれぞれ設定されているのは、同期電動機の等価回路とその定義に基づいた数式２、数式３に示す関数であり、関数器１２，１３の出力はそれぞれ固定子鉄心と回転子鉄心との間の空隙磁束のｄ，ｑ軸成分Φ_ｇｄ，Φ_ｇｑとなる。
なお、数式２、数式３において、Ｌ_ａｄ，Ｌ_ａｑは電機子漏れインダクタンスのｄ軸，ｑ軸成分、Ｌ_Ｄｄ，Ｌ_Ｄｑは制動巻線漏れインダクタンスのｄ軸，ｑ軸成分、Ｒ_Ｄｄ，Ｒ_Ｄｑは制動巻線抵抗のｄ軸，ｑ軸成分、ｓはラプラス演算子である。

前記ｄ軸電流目標値Ｉ_ｄ ^＊及び界磁電流目標値Ｉ_ｆ ^＊は、電機子漏れインダクタンスに相当するゲインＬ_１を有する増幅器１４，１５に入力され、これらの増幅器１４，１５の出力には、加減算器１６，１７において空隙磁束Φ_ｇｄ，Φ_ｇｑがそれぞれ加算される。これにより、空隙磁束Φ_ｇｄ，Φ_ｇｑに電機子漏れインダクタンスによる磁束が加算されて電機子鎖交磁束Φ_ａｄ，Φ_ａｑがそれぞれ演算される。これらの電機子鎖交磁束Φ_ａｄ，Φ_ａｑはベクトル演算器１８に入力され、数式４により電機子鎖交磁束の大きさΦ_ａが、また、数式５により角度δ_ａが演算される。

磁束調節器２０は、加減算器１９により求めた電機子鎖交磁束の大きさの目標値Φ_ａ ^＊と演算値Φ_ａとの偏差を増幅して、磁化電流目標値Ｉ_μ ^＊を演算する。一方、前記角度δ_ａを余弦関数器２１に入力して求めた関数ｃｏｓδ_ａが除算器２２に入力されており、この除算器２２において磁化電流目標値Ｉ_μ ^＊をｃｏｓδ_ａにて除算することにより、界磁電流目標値Ｉ_ｆ ^＊が演算される。この界磁電流目標値Ｉ_ｆ ^＊は、前記加減算器１１及び後述する加減算器２３に入力されている。

磁化電流目標値Ｉ_Ｍ ^＊の演算手段は図示を省略してあるが、界磁電流Ｉ_ｆがその目標値Ｉ_ｆ ^＊に一致する定常時にＩ_Ｍ ^＊がゼロになるように制御系が構成されている。
一方、回転子位置θと前述の角度δ_ａとは加減算器２５により加算されて角度φ（図７参照）が演算される。また、３相電機子電流を３相／２相変換して得たＩ_α，Ｉ_βは、座標変換器２６において、前記角度φに基づき磁化電流Ｉ_Ｍ及びトルク電流Ｉ_Ｔに変換される。

磁化電流目標値Ｉ_Ｍ ^＊と磁化電流Ｉ_Ｍとの偏差、及び、トルク電流目標値Ｉ_Ｔ ^＊とトルク電流Ｉ_Ｔとの偏差が加減算器２７，２８によりそれぞれ演算され、これらの偏差を電流調節器２９によって増幅することにより、Ｍ軸電圧目標値Ｖ_Ｍ ^＊及びＴ軸電圧目標値Ｖ_Ｔ ^＊が演算される。
これらの電圧目標値Ｖ_Ｍ ^＊，Ｖ_Ｔ ^＊は、座標変換器３０によりα，β軸上の電圧目標値Ｖ_α ^＊，Ｖ_β ^＊に変換され、更に２相／３相変換器３１を介して３相電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊〜Ｖ_ｗ ^＊に変換される。これらの電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊〜Ｖ_ｗ ^＊に従い、図示されていないサイクロコンバータ等の電力変換装置の出力電圧が制御され、目標とする電機子電流が得られるようにフィードバック制御が実行される。
なお、界磁電流目標値Ｉ_ｆ ^＊と界磁電流Ｉ_ｆとの偏差が加減算器２３により算出され、この偏差を電流調節器２４により増幅することで界磁電圧指令値Ｖ_ｆ ^＊が演算される。

特開平４−１０１６９１号公報（段落［０００３］，［０００４］、図３，図４等） 特開平９−１８２４９９号公報（第２頁左上欄第４行〜第３頁左上欄第９行、図６，図７等）

中野孝良著、「交流モータのベクトル制御」、ｐ．１１１〜ｐ．１２６、第６章 同期モータのベクトル制御システム、日刊工業新聞社、１９９６年３月

前述した従来技術では、電力変換装置が出力可能な電圧・電流の範囲内で、あるいは同期電動機の許容入力電圧・電流の範囲内で同期電動機の出力を大きくしようとするものであり、そのために同期電動機の電機子巻線端子における力率を１に制御することを特徴としている。
しかしながら、このような方法では、運転条件によっては本来得られるはずの最大トルクが得られない場合がある。その理由を以下に説明する。

すなわち、電動機の磁気飽和現象は空隙磁束の大きさに依存した特性をもつので、空隙磁束を磁気飽和が許容できる限界に制御し、かつ空隙磁束ベクトルに平行な電機子電流成分をゼロに制御すること、換言すれば、空隙磁束による誘起電圧に対して力率を１に制御することが所定の電機子電流のもとで最大トルクを得る条件であるのに対し、従来技術ではこのような課題が解決されていない。
なお、誘起電圧に対する力率を１に制御すると、電機子巻線端子における力率を１に制御する従来の方法に比べて電機子電圧が上昇するが、例えば同期電動機の低速回転にはそもそも必要な電機子電圧が低下するので、低速時において電機子電圧が上昇することは特に問題にはならない。
そこで、本発明の解決課題は、回転速度に関わらず所定の電機子電流の範囲内で最大出力または最大トルクが得られるようにした同期電動機のベクトル制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、界磁巻線形同期電動機の磁束及び電流をベクトルとして扱い、電力変換装置によって電機子電流及び界磁電流を制御する同期電動機のベクトル制御装置において、
前記電動機の回転速度が所定値未満である低速時には、空隙磁束ベクトルに平行な電機子電流成分の定常値をゼロに制御し、
前記電動機の回転速度が所定値以上である高速時には、電機子鎖交磁束ベクトルに平行な電機子電流成分の定常値をゼロに制御するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した同期電動機のベクトル制御装置において、
前記電動機の回転速度が所定値未満である低速時には、空隙磁束ベクトルの大きさが第１の目標値に一致するように空隙磁束を制御し、前記電動機の回転速度が所定値以上である高速時には、電機子鎖交磁束ベクトルの大きさが、前記第１の目標値よりも小さい第２の目標値に一致するように電機子鎖交磁束を制御するものである。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した同期電動機のベクトル制御装置において、
前記回転速度が、低速から高速に、または高速から低速に移行する場合に、
磁束ベクトルの大きさの目標値を、前記第１の目標値から前記第２の目標値へ、または前記第２の目標値から前記第１の目標値へ連続的に変化させ、かつ、磁束ベクトルの大きさの演算値を、空隙磁束ベクトルの大きさの演算値から電機子鎖交磁束ベクトルの大きさの演算値へ、または、電機子鎖交磁束ベクトルの大きさの演算値から空隙磁束ベクトルの大きさの演算値へ連続的に変化させるものである。

請求項４に係る発明は、請求項１に記載した同期電動機のベクトル制御装置において、前記回転速度に代えて、電動機の電機子電圧を用いるものである。この場合には、回転速度に比例する電機子電圧の大きさに応じて、空隙磁束ベクトルの大きさが第１の目標値に一致するように空隙磁束を制御し、または、電機子鎖交磁束ベクトルの大きさが前記第２の目標値に一致するように電機子鎖交磁束を制御すれば良い。

本発明によれば、同期電動機の高速回転時には電機子巻線端子における力率を１に制御することにより、電力変換装置または同期電動機が許容可能な電圧・電流の限度内で最大の出力を得ることができる。また、電機子電圧が低下する低速回転時には同期電動機の誘起電圧に対する力率を１に制御することにより、電力変換装置または同期電動機が許容可能な電流の限度内で最大のトルクを得ることができる。
これにより、同期電動機の回転速度に関わらず、電圧・電流の許容限度内で常に最大出力または最大トルクを得ることができる。
特に、請求項２に係る発明によれば、同期電動機の空隙磁束を磁気飽和が許容できる限界に制御できるので、低速回転時における出力可能な最大トルクが増加し、請求項３に係る発明によれば、磁束演算値を滑らかに切換えることにより、トルクの擾乱を発生させない効果がある。

更に、本発明には次のような利点もある。
一般に、電力変換装置の出力周波数が低下するほど、電力用半導体デバイスの熱責務が厳しくなるので、電力変換装置が出力可能な最大電流が小さくなる。同期電動機について言えば、回転速度が低下するほど電機子電流の許容値は小さくなる。本発明によれば、この問題による影響を少なくできるため、低速時においても十分な電機子電流を通流可能としてトルクの低下を防止することができる。

本発明の第１実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態における同期電動機の磁束、電流及び電圧の関係を示すベクトル図である。 本発明の第２実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態の主要部を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態の主要部を示すブロック図である。 非特許文献１に記載された従来技術に基づくブロック図である。 図６における同期電動機の磁束、電流及び電圧の関係を示すベクトル図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態における磁束演算器１Ａの構成を示すブロック図、図２はこの実施形態の原理を説明するための同期電動機の磁束、電流及び電圧の関係を示すベクトル図である。これらの図において、図６、図７と同じ符号を付したものは同じ機能、同じ信号を示している。

図１の磁束演算器１Ａは、図６に示した磁束演算器１に座標回転器３２、絶対値演算器３３及び第１，第２の切換器３４，３５を付加したものであり、以下では図６と異なる部分を中心に説明する。
座標回転器３２は、関数器１２，１３から出力される空隙磁束Φ_ｇｄ，Φ_ｇｑから、空隙磁束ベクトルの大きさΦ_ｇ及び角度δ_ｇを演算する。

第１の切換器３４には、電機子鎖交磁束ベクトルの大きさΦ_ａ及び空隙磁束ベクトルの大きさΦ_ｇが入力され、第２の切換器３５には、電機子鎖交磁束ベクトルの角度δ_ａ及び空隙磁束ベクトルの角度δ_ｇが入力されている。また、ω_ｒは同期電動機の回転速度であり、絶対値演算器３３により演算された速度絶対値ω_ｒＡＢＳが第１，第２の切換器３４，３５に入力されている。

第１の切換器３４は、速度絶対値ω_ｒＡＢＳに応じ、回転速度が所定値未満である低速時には空隙磁束ベクトルの大きさΦ_ｇを信号Φ_０として出力し、回転速度が上記所定値以上である高速時には電機子鎖交磁束ベクトルの大きさΦ_ａを信号Φ_０として出力するように切換動作する。ここで、信号Φ_０は、図６と同様に磁束調節器２０の入力側にフィードバックされて磁化電流目標値Ｉ_μ ^＊の演算に用いられる。
また、第２の切換器３５は、同じく速度絶対値ω_ｒＡＢＳに応じ、低速時には空隙磁束ベクトルの角度δ_ｇを信号δ_０として出力し、高速時には電機子鎖交磁束ベクトルの角度δ_ａを信号δ_０として出力するように切換動作する。なお、信号δ_０は、以下に述べるように座標変換器１０に入力されるほか、図６における余弦関数器２１及び除算器２２を介して界磁電流目標値Ｉ_ｆ ^＊の演算に用いられる。

ここで、信号δ_０は、座標変換器１０の座標回転角度を設定する入力信号になるため、座標変換器１０により座標変換されるＩ_Ｍ０ ^＊は、信号δ_０の演算方法、つまり第２の切換器３５により角度δ_ｇを選択するか角度δ_ａを選択するかに応じて、低速時には空隙磁束ベクトルΦ_ｇ→に平行な磁化電流の目標値に対応し、高速時には従来の電機子鎖交磁束ベクトルΦ_ａ→に平行な磁化電流の目標値に対応する。
従って、Ｉ_Ｍ０ ^＊の定常値（言い換えると、低速回転時において空隙磁束ベクトルΦ_ｇ→に平行な電機子電流成分の定常値であり、高速回転時において電機子鎖交磁束ベクトルΦ_ａ→に平行な電機子電流成分の定常値）をゼロに制御することにより、電機子電流成分をトルク電流のみとし、低速時には誘起電圧ベクトルＥ_ａ→と電機子電流ベクトルＩ_ａ→とを同相にして誘起電圧に対する力率を１にすることができ、高速時には図７の従来技術と同様に電機子電圧ベクトルＶ_ａ→と電機子電流ベクトルＩ_ａ→とを同相にして電機子巻線端子における力率を１にすることができる。

なお、座標変換器１０により座標変換されるＩ_Ｔ０ ^＊については、低速時には空隙磁束ベクトルΦ_ｇ→に直交するトルク電流の目標値に対応し、高速時には電機子鎖交磁束ベクトルΦ_ａ→に直交するトルク電流の目標値に対応することになる。
その他の部分については、図６の従来技術におけるΦ_ａ，δ_ａ，Ｉ_Ｍ ^＊，Ｉ_Ｔ ^＊を、図１ではそれぞれΦ_０，δ_０，Ｉ_Ｍ０ ^＊，Ｉ_Ｔ０ ^＊に置き換えてあり、電流制御系の基本的な構成及び動作は従来技術と同様であるため、説明を省略する。

図２は、空隙磁束ベクトルΦ_ｇ→に平行な磁化電流をゼロに制御したときの同期電動機のベクトル図である。図示するように、誘起電圧ベクトルＥ_ａ→及び電機子電流ベクトルＩ_ａ→の方向が同一であるため、誘起電圧に対する力率が１になる。

次に、図３は本発明の第２実施形態の主要部を示すブロック図である。
この第２実施形態の特徴は、第１実施形態の磁束演算器１Ａにおいて演算した速度絶対値ω_ｒＡＢＳを用いて、第３の切換器３６により磁束目標値をΦ_０Ｈ ^＊またはΦ_０Ｌ ^＊（Φ_０Ｈ ^＊＞Φ_０Ｌ ^＊）に切り換えて出力することにある。切換器３６以降の構成は、図６における加減算器１９以降の構成と同一である。
切換器３６における切換原理としては、速度絶対値ω_ｒＡＢＳに応じて、低速時には大きな磁束目標値Φ_０Ｈ ^＊を選択し、高速時には小さな磁束目標値Φ_０Ｌ ^＊を選択することにより、信号Φ_０ ^＊として出力する。次段の加減算器１９では、上記信号Φ_０ ^＊と磁束演算値Φ_０との偏差が演算され、磁束調節器２０によって所望の磁束に制御されることとなる。

次に、この第２実施形態のように磁束目標値を切り換える理由を、図７のベクトル図を用いて説明する。
図７のベクトル図は、電機子巻線端子における力率が１の状態を示しており、空隙磁束ベクトルΦ_ｇ→にゲインＬ_１による磁束を加算すると電機子鎖交磁束ベクトルΦ_ａ→になり、電機子電流ベクトルＩ_ａ→と空隙磁束ベクトルΦ_ａ→とが直交しているので、電機子鎖交磁束ベクトルΦ_ａ→に対して空隙磁束ベクトルΦ_ａ→の方が大きいことが分かる。
前述したように、磁束演算器１Ａにより、低速時には空隙磁束ベクトルの大きさΦ_ａが磁束演算値Φ_０としてフィードバック制御されるので、切換器３６に大きな磁束目標値Φ_０Ｈ ^＊を選択することにより、磁束目標値Φ_０ ^＊を電機子鎖交磁束の目標値より高めて、最大トルクの限界を高めるように構成されている。その他の部分の構成及び動作は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

次いで、本発明の第３実施形態を説明する。この実施形態は、図１、図３における第１〜第３の切換器３４，３５，３６に関するものであり、これらの構成及び動作は入力信号を除けば全て同一であるため、代表例として第１の切換器３４について図４を参照しつつ説明する。
図４において、関数器３７に設定されている関数は横軸に示す入力信号が速度絶対値ω_ｒＡＢＳ、縦軸に示す出力信号Ｇが０〜１の範囲で変化する折れ線特性をもつ非線形関数である。加減算器４０は、１から信号Ｇを差し引く演算を行うため、その出力信号Ａは低速時の０から高速時の１まで変化する。
第１の乗算器３８は空隙磁束ベクトルの大きさΦ_ｇと信号Ｇとを乗算し、第２の乗算器３９は電機子鎖交磁束ベクトルの大きさΦ_ａと信号Ａとを乗算すると共に、これらの乗算器３８，３９の出力は加減算器４１により加算されて磁束演算値Φ_０となる。

上記構成により、磁束演算値Φ_０は、信号Ｇ＝１となる極く低速時にΦ_ｇとなり、信号Ｇ＝０となる極く高速時にΦ_ａとなると共に、信号Ｇが１〜０の間の値をとる中速領域では、Φ_ｇとΦ_ａとの間の中間的な値となる。本実施形態では、このように速度絶対値ω_ｒＡＢＳに応じて滑らかに変化する磁束演算値Φ_０を得るものである。
これにより、同期電動機の速度変化に伴って磁束演算値Φ_０が滑らかに連続することになり、磁束演算の切換え時にトルク制御や速度制御の擾乱が生じるおそれがない。

次に、本発明の第４実施形態を説明する。この実施形態は、第１〜第３実施形態における速度絶対値ω_ｒＡＢＳに応じた磁束演算値Φ_０の切換えに代えて、例えば電機子電圧の大きさによって磁束演算値Φ_０を切り換えることを特徴とする。
図５は、この第４実施形態の主要部を示すブロック図であり、第３実施形態と同様に、磁束演算値Φ_０を得るための第１の切換器４４(図１、図４の第１の切換器３４に相当)に適用した場合のものであるが、同様な構成によって第２，第３の切換器（図１の第２の切換器３５、図３の第３の切換器３６に相当）にも適用可能である。

図５において、Ｍ軸電圧目標値Ｖ_Ｍ ^＊及びＴ軸電圧目標値Ｖ_Ｔ ^＊が絶対値演算器４２に入力されており、この絶対値演算器４２により演算された電機子電圧の目標値の大きさ（電機子電圧絶対値Ｖ_ａＡＢＳ）が関数器４３の入力信号となっている。なお、上記Ｍ軸電圧目標値Ｖ_Ｍ ^＊及びＴ軸電圧目標値Ｖ_Ｔ ^＊は、例えば図６における電流調節器２９の出力から取得される。
関数器４３に設定される関数は、入力信号を除けば図４の第３実施形態における関数器３７と同様であり、以降の構成及び動作も第３実施形態と同様である。

本実施形態によれば、電機子電圧絶対値Ｖ_ａＡＢＳに応じて滑らかに変化する磁束演算値Φ_０を得ることができる。
なお、電機子電圧は回転速度と電機子鎖交磁束との積にほぼ比例するので、この積の信号によって磁束演算値Φ_０を切換える動作を行っても良い。

図示されていないが、第３実施形態における速度絶対値ω_ｒＡＢＳや第４実施形態における電機子電圧絶対値Ｖ_ａＡＢＳに代えて、電力変換装置の出力周波数によって磁束演算値Φ_０を切換えることも可能である。
また、前述したように、これらの切換動作は、磁束演算値Φ_０ばかりでなく、角度δ_０や磁束演算値目標値Φ_０ ^＊の切換えにも適用することができる。

１，１Ａ 磁束演算器
１０，２６，３０ 座標変換器
１２，１３，３７，４３ 関数器
１４，１５ 増幅器
１８，３２ ベクトル演算器
１１，１６，１７，１９，２３，２５，２７，２８，４０，４１ 加減算器
２０ 磁束調節器
２１ 余弦関数器
２２ 除算器
２４ 界磁電流調節器
２９ 電流調節器
３１ ２相／３相変換器
３３，４２ 絶対値演算器
３４，３５，３６，４４ 切換器
３８，３９ 乗算器

Claims (4)

1. 界磁巻線形同期電動機の磁束及び電流をベクトルとして扱い、電力変換装置によって電機子電流及び界磁電流を制御する同期電動機のベクトル制御装置において、
   前記電動機の回転速度が所定値未満である低速時には、空隙磁束ベクトルに平行な電機子電流成分の定常値をゼロに制御し、
   前記電動機の回転速度が所定値以上である高速時には、電機子鎖交磁束ベクトルに平行な電機子電流成分の定常値をゼロに制御することを特徴とする同期電動機のベクトル制御装置。
2. 請求項１に記載した同期電動機のベクトル制御装置において、
   前記電動機の回転速度が所定値未満である低速時には、空隙磁束ベクトルの大きさが第１の目標値に一致するように空隙磁束を制御し、
   前記電動機の回転速度が所定値以上である高速時には、電機子鎖交磁束ベクトルの大きさが、前記第１の目標値よりも小さい第２の目標値に一致するように電機子鎖交磁束を制御することを特徴とする同期電動機のベクトル制御装置。
3. 請求項２に記載した同期電動機のベクトル制御装置において、
   前記回転速度が、低速から高速に、または高速から低速に移行する場合に、
   磁束ベクトルの大きさの目標値を、前記第１の目標値から前記第２の目標値へ、または前記第２の目標値から前記第１の目標値へ連続的に変化させ、かつ、
   磁束ベクトルの大きさの演算値を、空隙磁束ベクトルの大きさの演算値から電機子鎖交磁束ベクトルの大きさの演算値へ、または、電機子鎖交磁束ベクトルの大きさの演算値から空隙磁束ベクトルの大きさの演算値へ連続的に変化させることを特徴とする同期電動機のベクトル制御装置。
4. 請求項１に記載した同期電動機のベクトル制御装置において、
   前記回転速度に代えて前記電動機の電機子電圧を用いることを特徴とする同期電動機のベクトル制御装置。
   

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