JP2011029976A - 利得可変増幅器および光受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】バースト的な入力信号に対する高感度かつ広ダイナミックレンジな増幅を実現する。
【解決手段】光受信装置は、フォトダイオード（ＰＤ）と、インピーダンス変換増幅器（ＴＩＡ）とを有する。ＴＩＡは、ＰＤから入力される信号ＩＮを増幅する第１の利得制御増幅器（ＧＣＡ１）と、ＧＣＡ１の出力信号を増幅する第２の利得制御増幅器（ＧＣＡ２）と、ＧＣＡ２から出力される差動信号を入力とする出力バッファ（ＢＵＦ）と、ＧＣＡ１の出力電圧を検出する信号強度検出回路（ＤＥＴ）と、ＤＥＴの検出結果に基づいて、ＧＣＡ１の利得が所望の値になるようにフィードバック制御する第１の利得制御器（Ｇ_Rf）と、ＤＥＴの検出結果に基づいて、ＧＣＡ２の利得が所望の値になるようにフィードフォワード制御する第２の利得制御器（Ｇ_FF）とから構成される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、バースト的な信号の入力に対して高速に応答し、また微小信号から大信号まで歪み無く増幅できる高感度かつ広ダイナミックレンジな利得可変増幅器、および利得可変増幅器を用いた光受信装置に関するものである。

光アクセスシステムの代表的な網構成として、加入者側装置（Optical network unit：ＯＮＵ）と局側装置（Optical line terminal：ＯＬＴ）とが１対１で接続されるシングルスター（Single star：ＳＳ）構成と、複数のＯＮＵが１つのＯＬＴに接続される受動光ネットワーク（Passive optical network：ＰＯＮ）構成とがある。

ＳＳ方式においては、ＯＮＵがＯＬＴを占有出来るので高速通信が可能であるが、装置コストが高いという欠点がある。一方、ＰＯＮ方式においては、複数のＯＮＵが１つのＯＬＴや光ファイバ設備を共有するために経済性に優れる。このような理由から、多くの光アクセスシステムではＰＯＮ方式が採用されている。

ＰＯＮ方式の下り伝送は連続モードで、各ＯＮＵへの信号は時分割多重（Time division multiplexing：ＴＤＭ）されて伝送される。下り信号は全てのＯＮＵにブロードキャストされ、各ＯＮＵは自分宛の信号のみ選択受信する。一方、ＰＯＮ方式の上り伝送では、時分割多元接続（Time division multiple access：ＴＤＭＡ）が用いられる。すなわち、信号の衝突を避けるために、各ＯＮＵはＯＬＴから指定されたタイミングで信号を伝送する。ＯＮＵとＯＬＴとの間の伝送距離がＯＮＵ毎に異なるために、各ＯＮＵからの上り信号は互いに強度と位相が異なる間欠的な信号であるという特徴がある。このため、上り信号はバースト信号と呼ばれる。

光受信装置は、一般に図８に示すように、フォトダイオード（Photodiode：ＰＤ）と、等化増幅器（Equalizing amplifier：ＥＱＡ）と、クロックデータ再生器（Clock and data recovery：ＣＤＲ）によって構成される。ＥＱＡは、インピーダンス変換増幅器（Transimpedance amplifier：ＴＩＡ）と、振幅制限増幅器（Limiting amplifier：ＬＩＡ）により構成される。ＣＤＲは、クロック再生回路（Clock recovery circuit：ＣＲＣ）と、識別再生回路（Decision circuit：ＤＥＣ）により構成される。光受信装置への入力光信号は、ＰＤによって電流信号に変換され、さらにＴＩＡによって電流信号から電圧信号に変換される。ＬＩＡは、電圧信号を後段のＣＤＲで識別再生可能なレベルに振幅制限して増幅する。

ＣＤＲにおいては、ＣＲＣが入力信号からクロック信号を抽出・再生し、その再生クロックによって与えられる識別タイミングでＤＥＣが入力信号を識別再生する。ＰＯＮ方式においては、上り信号がバースト信号であるため、ＯＬＴ光受信装置を構成するＴＩＡおよびＬＩＡは強度の著しく異なるバースト信号を歪み無く増幅し、ＣＲＣは互いに異なる位相のバースト信号からクロック信号を抽出する必要がある。その際には、バースト信号毎に各々の受信回路は最適化される必要があるが、各回路はある一定の応答時間を必要とする。上り通信サービスを提供するという観点からは、広域収容のために大きな伝送路損失をサポートする必要があるため、ＥＱＡには高感度かつ広ダイナミックレンジな受信性能が求められる。また、高い上り伝送効率の実現という観点から、上りバースト信号間のガードタイムやプリアンブル長等の物理的オーバーヘッドを短くする必要があるため、ＴＩＡ、ＬＩＡ、ＣＲＣに対しては瞬時応答性能が要求される。高速なＰＯＮシステムを実現するためには、上記のような高速バースト信号受信技術の確立が極めて重要な役割を担う。

ＴＩＡのような増幅器においては、高感度受信と広ダイナミックレンジ受信とを両立するために、自動利得制御（Automatic gain control：AGC）によって入力信号強度に応じて増幅器の利得を制御する技術が用いられる（非特許文献１参照）。すなわち、入力信号強度が小さい時には増幅器の利得を高くすることによって高感度受信を可能にし、また、入力信号強度が大きい時には増幅器の利得を低くすることによって入力オーバーロードを高くする。利得制御の方法としては、増幅器の出力振幅をモニタし、増幅器利得を所望の値に設定するための信号をフィードバックして増幅器に与えることによってその利得を制御する方法がある。

B.Shammugasamy，T.Z.A.Zulkifli，"A 10-Gb/s Fully Balanced Differential Output Transimpedance Amplifier in 0.18-μm CMOS Technology for SDH/SONET Application"，Circuits and Systems，2008.APCCAS 2008.IEEE Asia Pacific Conference on Nov.30，2008-Dec. 3，2008，p.684-687

非特許文献１に開示された従来の増幅器では、フィードバック型の自動利得制御増幅器のみを用いて信号を増幅しているために、入力信号の強度変化に対する利得制御の応答時間が長く、その結果として、一定の時間内に可変できる増幅器の利得幅が狭くなり、光受信装置等で要求される広ダイナミックレンジ受信性能と短応答時間とを両立できないという問題点があった。

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、バースト的な入力信号に対する高感度かつ広ダイナミックレンジな増幅を実現することができる利得可変増幅器および光受信装置を提供することを目的とする。

本発明の利得可変増幅器は、入力信号を増幅する第１の利得制御増幅器と、この第１の利得制御増幅器の出力信号を増幅する第２の利得制御増幅器と、前記第１の利得制御増幅器の出力電圧を検出する信号強度検出回路と、この信号強度検出回路の検出結果に基づいて、前記第１の利得制御増幅器の利得が所望の値になるようにフィードバック制御する第１の利得制御器と、前記信号強度検出回路の検出結果に基づいて、前記第２の利得制御増幅器の利得が所望の値になるようにフィードフォワード制御する第２の利得制御器とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の利得可変増幅器の１構成例は、さらに、前記入力信号の伝送速度を表す信号を出力する制御手段と、前記第２の利得制御増幅器の出力を入力とし、前記制御手段から入力される信号に応じて透過帯域特性が変化する透過帯域可変フィルタとを備え、前記入力信号の伝送速度に応じて前記透過帯域可変フィルタの透過帯域特性を変化させることを特徴とするものである。
また、本発明の利得可変増幅器の１構成例は、前記第２の利得制御増幅器の出力が差動信号であることを特徴とするものである。

また、本発明の光受信装置は、入力された光信号を光電変換する受光素子と、この受光素子の出力を入力とする利得可変増幅器とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明の光受信装置の１構成例において、前記第１の利得制御増幅器は、入力端子と出力端子間に接続された帰還抵抗を備え、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換して増幅することを特徴とするものである。

本発明によれば、利得可変増幅器を第１の利得制御増幅器と第２の利得制御増幅器から成る２段構成とし、信号強度検出回路の出力を用いて第１の利得制御増幅器の利得をフィードバック制御すると共に第２の利得制御増幅器の利得をフィードフォワード制御することによって、利得可変増幅器を単一の利得制御増幅器のみで構成する従来の構成と比べて、入力信号強度の変化に対する利得調整が短時間で可能となる。その結果、本発明では、一定時間内で可変できる利得幅が大きくなり、バースト的な入力信号に対する高感度かつ広ダイナミックレンジな増幅を実現することが可能となる。したがって、例えば光受信装置に要求される広ダイナミックレンジ受信性能と短い応答速度とを両立させることが可能となる。

また、本発明では、第２の利得制御増幅器の出力を入力とする透過帯域可変フィルタを設け、入力信号の伝送速度に応じて透過帯域可変フィルタの透過帯域特性を変化させることにより、バースト的な入力信号に対する高感度かつ広ダイナミックレンジな増幅を、複数の異なる伝送速度に対して実現することが可能となる。

本発明の第１の実施の形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態に係る光受信装置に入力される光信号のパワーの変化、インピーダンス変換増幅器の利得の変化、第１、第２の利得制御増幅器の利得の変化および信号強度検出回路の出力の変化を示す図である。 本発明の第１の実施の形態に係る光受信装置の各ノードの出力の周波数特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係る光受信装置に入力される光信号のパワーの変化、インピーダンス変換増幅器の利得の変化、第１、第２の利得制御増幅器の利得の変化、信号強度検出回路の出力の変化、光受信装置制御部の出力の変化および可変フィルタの透過特性の変化を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る光受信装置の各ノードの出力の周波数特性を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る光受信装置の透過帯域可変フィルタの透過特性を示す図である。 従来の光受信装置の構成を示すブロック図である。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
光受信装置は、ＰＤと、ＴＩＡとを有する。ＴＩＡは、ＰＤから入力される信号（電流信号）ＩＮを増幅する第１の利得制御増幅器（Gain control amplifier、以下、ＧＣＡ１）と、ＧＣＡ１の出力信号を増幅する第２の利得制御増幅器（ＧＣＡ２）と、ＧＣＡ２から出力される差動信号を入力とする出力バッファ（ＢＵＦ）と、ＧＣＡ１の出力電圧を検出する信号強度検出回路（ＤＥＴ）と、ＤＥＴの検出結果に基づいて、ＧＣＡ１の利得が所望の値になるようにフィードバック制御する第１の利得制御器（Ｇ_Rf）と、ＤＥＴの検出結果に基づいて、ＧＣＡ２の利得が所望の値になるようにフィードフォワード制御する第２の利得制御器（Ｇ_FF）とから構成される。図１において、ＯＵＴＰ，ＯＵＴＮはＴＩＡのＢＵＦから出力される差動出力信号である。

ＤＥＴは、低域フィルタ（不図示）を有する。ＤＥＴは、ＧＣＡ１の出力電圧の平均値Ｖ_avgを検出してＧ_Rf、Ｇ_FFに出力する。Ｇ_Rf、Ｇ_FFは、ＤＥＴの出力電圧Ｖ_avgを入力とし、Ｖ_avgを基にそれぞれＧＣＡ１、ＧＣＡ２の利得制御信号を出力する演算素子である。ＧＣＡ１は、帰還抵抗（Feedback resister：Ｒｆ）を備え、ＰＤから出力される電流信号を電圧信号に変換して増幅する機能を有する。なお、本実施の形態においては、ＧＣＡ１がＲｆを有するＴＩＡを例に挙げて説明するが、ＧＣＡ１、ＧＣＡ２共に、制御信号により利得を可変できるものであればよい。

次に、互いに異なる光パワーを有する３つの光信号が入力される場合の光受信装置の動作を図２を用いて説明する。ここでは、時刻ｔ₁からｔ₂の間に光パワーＰ₁の光信号がＰＤに入力され、時刻ｔ₃からｔ₄の間に光パワーＰ₂の光信号がＰＤに入力され、時刻ｔ₅からｔ₆の間に光パワーＰ₃の光信号がＰＤに入力されるものとする。この３つの光信号は同一の伝送速度であるとする。また、３つの光信号の強度に関してはＰ₁＞Ｐ₃＞Ｐ₂の関係が成り立つとする。図２には、入力光信号の光パワー、ＴＩＡ全体の利得、ＧＣＡ１の利得、ＧＣＡ２の利得、ＤＥＴの出力電圧のそれぞれの強度の推移を示す。

光信号入力が無い状態（時刻ｔ₁より前の初期状態、時刻ｔ₂からｔ₃の間、時刻ｔ₄からｔ₅の間、時刻ｔ₆以降）では、ＧＣＡ１の出力振幅はＰＤからの暗電流の分程度しかない。このため、ＤＥＴは、Ｇ_Rf、Ｇ_FFに対して、それぞれＧＣＡ１、ＧＣＡ２の利得を大きくさせるような制御をする。

図２に示すように、時刻ｔ₁において光パワーＰ₁の光信号が光受信装置に入力されると、ＰＤによって光信号が電流信号に光電変換され、ＧＣＡ１によって電流信号が電圧信号に変換される。ＤＥＴは、ＧＣＡ１の出力電圧の平均値Ｖ_avgを検出してＧ_Rf、Ｇ_FFに出力する。このときのＧＣＡ１の出力電圧の平均値をＶ_avg1とする。Ｇ_Rf、Ｇ_FFは、それぞれＧＣＡ１、ＧＣＡ２が所望の利得になるように制御する。

光パワーＰ₁は本実施の形態で考慮している３つの光信号の中では最も強いので、ＴＩＡは低い利得で動作することが好ましい。ＤＥＴの出力電圧Ｖ_avg1に応じて、Ｇ_Rfは制御信号Ｖ_Rf1を生成してＧＣＡ１の利得をフィードバック制御し、Ｇ_FFは制御信号Ｖ_FF1を生成してＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御する。この時刻ｔ₁からｔ₂の間の制御によるＧＣＡ１の利得をＡｖ_core1、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf1、ＴＩＡ全体の利得をＡｖ_TIA1とする。

またこのとき、所定の応答時間（ｔ_preamble）以内にＧＣＡ１の出力の検出と利得制御とを済ませる。一般に、イーサネット（登録商標）やＡＴＭ（Asynchronous Transfer Mode）などの伝送方式においてパケット信号を送受信する際には、パケットの先頭部にプリアンブルと呼ばれる特殊な符号が付加され、信号の始まりの通知や同期に用いられる。そして、プリアンブルの後にペイロードと呼ばれる正味のデータ部分が伝送される。プリアンブルの時間は光受信装置が用いられるシステムによって定められる。プリアンブル区間は実データ部分ではない余剰のオーバーヘッド成分なので、ｔ_preambleが長すぎると、システムの伝送効率を低下させてしまうので好ましくない。

そこで、本実施の形態では、図２に示すように、時刻ｔ₁において光信号が入力されてから時刻ｔ_set1までのｔ_preamble以内に、ＧＣＡ１の利得をＡｖ_core1に設定し、ＧＣＡ２の利得をＡｖｂｕｆ１に設定する。これにより、ＴＩＡ全体での利得はＡｖ_TIA1となる。この状態で実データ部分を時刻ｔ₂まで受信する。

次に、時刻ｔ₂で光信号入力がいったん途絶えた後に、時刻ｔ₃からは光パワーＰ₂の光信号が光受信装置に入力される。光パワーＰ₂は本実施の形態で考慮している３つの光信号の中では最も微弱なので、ＴＩＡは高い利得で動作することが好ましい。このとき、ＤＥＴが検出する、ＧＣＡ１の出力電圧の平均値をＶ_avg2とする。ＤＥＴの出力電圧Ｖ_avg2に応じて、Ｇ_Rfは制御信号Ｖ_Rf2を生成してＧＣＡ１の利得をフィードバック制御し、Ｇ_FFは制御信号Ｖ_FF2を生成してＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御する。この時刻ｔ₃からｔ₄の間の制御によるＧＣＡ１の利得をＡｖ_core2、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf2、ＴＩＡ全体の利得をＡｖ_TIA2とする。

時刻ｔ₁のときと同様に、時刻ｔ₃において光信号が入力されてから時刻ｔ_set2までのｔ_preamble以内に、ＧＣＡ１の利得をＡｖ_core2に設定し、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf2に設定する。これにより、ＴＩＡ全体での利得はＡｖ_TIA2となる。この状態で実データ部分を時刻ｔ₄まで受信する。

次に、時刻ｔ₄で光信号入力がいったん途絶えた後に、時刻ｔ₅からは光パワーＰ₃の光信号が光受信装置に入力される。光パワーＰ₃は本実施の形態で考慮している３つの光信号の中では中間の強度なので、ＴＩＡは、前述の光パワーＰ₁の場合と光パワーＰ₂の場合の中間の利得で動作することが好ましい。このとき、ＤＥＴが検出する、ＧＣＡ１の出力電圧の平均値をＶ_avg3とする。ＤＥＴの出力電圧Ｖ_avg3に応じて、Ｇ_Rfは制御信号Ｖ_Rf3を生成してＧＣＡ１の利得をフィードバック制御し、Ｇ_FFは制御信号Ｖ_FF3を生成してＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御する。この時刻ｔ₅からｔ₆の間の制御によるＧＣＡ１の利得をＡｖ_core3、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf3、ＴＩＡ全体の利得をＡｖ_TIA3とする。

時刻ｔ₁のときと同様に、時刻ｔ₅において光信号が入力されてから時刻ｔ_set3までのｔ_preamble以内に、ＧＣＡ１の利得をＡｖ_core3に設定し、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf3に設定する。これにより、ＴＩＡ全体での利得はＡｖ_TIA3となる。この状態で実データ部分を時刻ｔ₆まで受信する。

本実施の形態において光受信装置に入力される３つの光信号の強度にはＰ₁＞Ｐ₃＞Ｐ₂の関係がある。したがって、各光信号を受信した際の増幅器各段での利得は、ＴＩＡ全体についてはＡｖ_TIA2＞Ａｖ_TIA3＞Ａｖ_TIA1の関係があり、ＧＣＡ１についてはＡｖ_CORE2＞Ａｖ_CORE3＞Ａｖ_CORE1の関係があり、ＧＣＡ２についてはＡｖ_buf2＞Ａｖ_buf3＞Ａｖ_buf1の関係がある。

また、互いに光強度が異なる３つの光信号が入力されたときのＴＩＡ各段における出力の周波数特性を図３に示す。図３において、Ｖ_TIA1，Ｖ_TIA2，Ｖ_TIA3はそれぞれ光パワーＰ₁，Ｐ₂，Ｐ₃の光信号が入力されたときのＴＩＡ（ＢＵＦ）の出力、Ｖ_buf1，Ｖ_buf2，Ｖ_buf3はそれぞれ光パワーＰ₁，Ｐ₂，Ｐ₃の光信号が入力されたときのＧＣＡ２の出力、Ｖ_CORE1，Ｖ_CORE2，Ｖ_CORE3はそれぞれ光パワーＰ₁，Ｐ₂，Ｐ₃の光信号が入力されたときのＧＣＡ１の出力である。

図３に示したＴＩＡ各段における出力特性は、米国ケイデンス（Cadence）社のＩＣ設計ツール“Ｖｉｒｔｕｏｓｏ（登録商標） ｃｏｍｐｏｓｅｒ”を用いて設計した回路におけるシミュレーション結果である。ケイデンス社の設計ツールは、ＩＣ製造業界における標準として広く用いられており、高い信頼性、汎用性を有している。

以上のように、本実施の形態では、ＴＩＡを構成する増幅器をＧＣＡ１およびＧＣＡ２から成る２段構成とし、ＤＥＴの出力を用いてＧＣＡ１の利得をフィードバック制御すると共にＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御することによって、ＴＩＡを単一のＧＣＡのみで構成する従来の構成と比べて、光信号強度の変化に対する利得調整が短時間で可能となる。その結果、本実施の形態では、一定時間内で可変できる利得幅が大きくなり、光バースト信号に対する高感度かつ広ダイナミックレンジな受信を実現することが可能となる。また、光受信装置に要求される広ダイナミックレンジ受信性能を、より短い応答速度で実現することが可能となる。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図４は本発明の第２の実施の形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。
光受信装置は、ＰＤと、ＴＩＡと、光受信装置制御部（ＣＴＬ）とを有する。本実施の形態のＴＩＡは２つの利得制御増幅器であるＧＣＡ１，ＧＣＡ２を有する点で第１の実施の形態と同様であるが、ＴＩＡ出力段に透過帯域可変の低域フィルタ（tunable-LPF、以下、ｔ−ＬＰＦ）を有する点が第１の実施の形態と異なる。なお、本実施の形態においては、ＧＣＡ１がＲｆを有するＴＩＡを例に挙げて説明するが、ＧＣＡ１、ＧＣＡ２共に、制御信号により利得を可変できるものであればよい。

一般に光通信ネットワークにおいては、物理的に離れた複数の光伝送装置が光ファイバを介して互いに接続されて通信データの送受信を行っている。その際には実データを送受信する前に、正しく通信を行うための手続きのプロセスが存在する。例えばＩＥＥＥ８０２．３ａｈにおいてはイーサネット技術を用いて高速光アクセスシステムを実現するための標準規格が定められており、物理的に離れた装置間が通信を正しく行うためのプロトコルとしてＭＰＣＰ（Multipoint control protocol）というものが規定されている。一般に光伝送装置は、光ファイバを介して接続された他の光伝送装置との間で通信する際に、互いに信号を送受信する際のタイミングや伝送速度に関する情報等を事前にやり取りし合う。

本実施の形態の光受信装置の出力は、ＬＩＡ（不図示）によって増幅された後にＣＤＲ（不図示）に入力される。ＣＤＲは、ＬＩＡによって増幅された信号を識別再生する。光受信装置のＣＴＬは、この識別再生された信号から、光信号の伝送速度に関する情報を取得する。こうして、光ファイバを介して接続された他の光伝送装置と事前にやり取りする光信号から、実データを送受信する際の光信号の伝送速度に関する情報を取得することができる。ＣＴＬは、取得した情報に基づいて、伝送速度を表す電圧信号をｔ−ＬＰＦに対して適切なタイミングで発出する。ｔ−ＬＰＦの透過帯域は、ＣＴＬからの電圧信号が表す伝送速度に対応して適切に設定される。

次に、互いに異なる光パワーを有する３つの光信号が入力される場合の光受信装置の動作を図５を用いて説明する。
光信号入力が無い状態（時刻ｔ₁より前の初期状態、時刻ｔ₂からｔ₃の間、時刻ｔ₄からｔ₅の間、時刻ｔ₆以降）では、ＧＣＡ１の出力振幅はＰＤからの暗電流の分程度しかない。このため、ＤＥＴは、Ｇ_Rf、Ｇ_FFに対して、それぞれＧＣＡ１、ＧＣＡ２の利得を大きくさせるような制御をする。

ただし、第１の実施の形態と異なり、完全に光信号入力が無くなる訳ではなく、時刻ｔ₁より前の初期状態において時刻ｔ₁以降の光信号の伝送速度に関する情報が他の光伝送装置とやり取りされ、時刻ｔ₂からｔ₃の間において時刻ｔ₃以降の光信号の伝送速度に関する情報がやり取りされ、時刻ｔ₄からｔ₅の間において時刻ｔ₅以降の光信号の伝送速度に関する情報がやり取りされる。

本実施の形態では、時刻ｔ₁からｔ₂の間に光パワーＰ₁の光信号が入力され、時刻ｔ₃からｔ₄の間に光パワーＰ₂の光信号が入力され、時刻ｔ₅からｔ₆の間に光パワーＰ₃の光信号が入力されるものとする。また、時刻ｔ₁からｔ₂の間および時刻ｔ₅からｔ₆の間に入力される光信号の伝送速度は１０Ｇｂｉｔ／ｓ、時刻ｔ₃からｔ₄の間に入力される光信号の伝送速度は１Ｇｂｉｔ／ｓであり、３つの光信号の強度に関してはＰ₃＞Ｐ₁＞Ｐ₂の関係が成り立つとする。

図５に示すように、時刻ｔ₁において光パワーＰ₁の光信号が光受信装置に入力されると、ＰＤによって光信号が電流信号に光電変換され、ＧＣＡ１によって電流信号が電圧信号に変換される。ＤＥＴは、ＧＣＡ１の出力電圧の平均値Ｖ_avgを検出してＧ_Rf、Ｇ_FFに出力する。このときのＧＣＡ１の出力電圧の平均値をＶ_avg1とする。Ｇ_Rf、Ｇ_FFは、それぞれＧＣＡ１、ＧＣＡ２が所望の利得になるように制御する。

光パワーＰ₁は本実施の形態で考慮している３つの光信号の中では中間の強度なので、ＴＩＡは中間の利得で動作することが好ましい。ＤＥＴの出力電圧Ｖ_avg1に応じて、Ｇ_Rfは制御信号Ｖ_Rf1を生成してＧＣＡ１の利得をフィードバック制御し、Ｇ_FFは制御信号Ｖ_FF1を生成してＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御する。この時刻ｔ₁からｔ₂の間の制御によるＧＣＡ１の利得をＡｖ_core1、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf1、ＴＩＡ全体の利得をＡｖ_TIA1とする。

一方、ＣＴＬは、時刻ｔ₁以降の光信号の伝送速度（ここでは１０Ｇｂｉｔ／ｓ）に関する情報を事前に取得しており、この伝送速度を表す電圧信号をｔ−ＬＰＦに対して出力する。このとき出力される電圧信号をＶ_rate1とする。
ｔ−ＬＰＦは、電圧信号Ｖ_rate1が入力されると、自身の透過帯域を約７．５ＧＨｚに設定する。図５では、この透過帯域をｆ₁として表している。

またこのとき、所定の応答時間（ｔ_preamble）以内にＧＣＡ１の出力の検出と利得制御とｔ−ＬＰＦの透過帯域制御とを済ませる。一般に、イーサネットやＡＴＭなどの伝送方式においてパケット信号を送受信する際には、パケットの先頭部にプリアンブルと呼ばれる特殊な符号が付加され、信号の始まりの通知や同期に用いられる。そして、プリアンブルの後にペイロードと呼ばれる正味のデータ部分が伝送される。プリアンブルの時間は光受信装置が用いられるシステムによって定められる。プリアンブル区間は実データ部分ではない余剰のオーバーヘッド成分なので、ｔ_preambleが長すぎると、システムの伝送効率を低下させてしまうので好ましくない。

そこで、本実施の形態では、図５に示すように、時刻ｔ₁において光信号が入力されてから時刻ｔ_set1までのｔ_preamble以内にＧＣＡ１の利得をＡｖ_core1に設定し、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf1に設定し、ｔ−ＬＰＦの透過帯域をｆ₁（約７．５ＧＨｚ）に設定する。ＴＩＡ全体での利得はＡｖ_TIA1となる。この状態で実データ部分を時刻ｔ₂まで受信する。

次に、時刻ｔ₃からは光パワーＰ₂の光信号が光受信装置に入力される。光パワーＰ₂は本実施の形態で考慮している３つの光信号の中では最も微弱なので、ＴＩＡは高い利得で動作することが好ましい。このとき、ＤＥＴが検出する、ＧＣＡ１の出力電圧の平均値をＶ_avg2とする。ＤＥＴの出力電圧Ｖ_avg2に応じて、Ｇ_Rfは制御信号Ｖ_Rf2を生成してＧＣＡ１の利得をフィードバック制御し、Ｇ_FFは制御信号Ｖ_FF2を生成してＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御する。この時刻ｔ₃からｔ₄の間の制御によるＧＣＡ１の利得をＡｖ_core2、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf2、ＴＩＡ全体の利得をＡｖ_TIA2とする。

一方、ＣＴＬは、時刻ｔ₃以降の光信号の伝送速度（ここでは１Ｇｂｉｔ／ｓ）に関する情報を取得しており、この伝送速度を表す電圧信号をｔ−ＬＰＦに対して出力する。このとき出力される電圧信号をＶ_rate2とする。
ｔ−ＬＰＦは、電圧信号Ｖ_rate2が入力されると、自身の透過帯域を約７５０ＭＨｚに設定する。図５では、この透過帯域をｆ₂として表している。

時刻ｔ₁のときと同様に、時刻ｔ₃において光信号が入力されてから時刻ｔ_set2までのｔ_preamble以内に、ＧＣＡ１の利得をＡｖ_core2に設定し、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf2に設定し、ｔ−ＬＰＦの透過帯域をｆ₂（約７５０ＭＨｚ）に設定する。ＴＩＡ全体での利得はＡｖ_TIA2となる。この状態で実データ部分を時刻ｔ₄まで受信する。

次に、時刻ｔ₅からは光パワーＰ₃の光信号が光受信装置に入力される。光パワーＰ₃は本実施の形態で考慮している３つの光信号の中では最も強いので、ＴＩＡは前述の光パワーＰ₁，Ｐ₂の場合よりも低い利得で動作することが好ましい。このとき、ＤＥＴが検出する、ＧＣＡ１の出力電圧の平均値をＶ_avg3とする。ＤＥＴの出力電圧Ｖ_avg3に応じて、Ｇ_Rfは制御信号Ｖ_Rf3を生成してＧＣＡ１の利得をフィードバック制御し、Ｇ_FFは制御信号Ｖ_FF3を生成してＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御する。この時刻ｔ₅からｔ₆の間の制御によるＧＣＡ１の利得をＡｖ_core3、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf3、ＴＩＡ全体の利得をＡｖ_TIA3とする。

一方、ＣＴＬは、時刻ｔ₅以降の光信号の伝送速度（ここでは１０Ｇｂｉｔ／ｓ）に関する情報を取得しており、この伝送速度を表す電圧信号Ｖ_rate1をｔ−ＬＰＦに対して出力する。
ｔ−ＬＰＦは、電圧信号Ｖ_rate1が入力されると、自身の透過帯域をｆ₁（約７．５ＧＨｚ）に設定する。

時刻ｔ₁のときと同様に、時刻ｔ₅において光信号が入力されてから時刻ｔ_set3までのｔ_preamble以内に、ＧＣＡ１の利得をＡｖ_core3に設定し、ＧＣＡ２の利得をＡｖ_buf3に設定し、ｔ−ＬＰＦの透過帯域をｆ₁（約７．５ＧＨｚ）に設定する。ＴＩＡ全体での利得はＡｖ_TIA3となる。この状態で実データ部分を時刻ｔ₆まで受信する。

本実施の形態において光受信装置に入力される３つの光信号の強度にはＰ₃＞Ｐ₁＞Ｐ₂の関係がある。したがって、各光信号を受信した際の増幅器各段での利得は、ＴＩＡ全体についてはＡｖ_TIA2＞Ａｖ_TIA1＞Ａｖ_TIA3の関係があり、ＧＣＡ１についてはＡｖ_CORE2＞Ａｖ_CORE1＞Ａｖ_CORE3の関係があり、ＧＣＡ２についてはＡｖ_buf2＞Ａｖ_buf1＞Ａｖ_buf3の関係がある。また、光信号の伝送速度を表す電圧信号に関しては、Ｖ_rate1＞Ｖ_rate2の関係が成り立つとする。なお、ＣＴＬからの伝送速度を表す電気信号は各々の光信号に応じて、それぞれ時刻ｔ₁より前、時刻ｔ₂からｔ₃の間、時刻ｔ₄からｔ₅の間に速やかに出力されることが理想であるが、伝送速度を表す電気信号をｔ−ＬＰＦが受信し、実際にｔ−ＬＰＦの透過帯域が各々の光信号のプリアンブルが終了する時刻（時刻ｔ_set1、ｔ_set2、ｔ_set3）までに切り替わるのであれば、光信号のプリアンブルの期間内に出力されてもよい。さらに、本実施の形態では、ＣＴＬからの伝送速度を表す電気信号はｔ−ＬＰＦの透過帯域を切り替えるために用いているが、同時にＧＣＡ１にも入力し、ＧＣＡ１の利得を伝送速度ごとに最適なものに切り替えてもよい。

伝送速度１Ｇｂｉｔ／ｓの光パワーＰ₂の光信号が入力されたときのＴＩＡ各段における出力の周波数特性を図６に示す。図６において、Ｖ_TIAはＴＩＡのＢＵＦの出力、Ｖ_bufはＧＣＡ２の出力、Ｖ_COREはＧＣＡ１の出力である。図６に示したＴＩＡ各段における出力特性は米国ケイデンス社のＩＣ設計ツール“Ｖｉｒｔｕｏｓｏ（登録商標） ｃｏｍｐｏｓｅｒ”を用いて設計した回路におけるシミュレーション結果である。光パワーＰ₁，Ｐ₃の光信号に関しては第１の実施の形態と重複するので、ここでは説明しない。

また、ｔ−ＬＰＦの透過帯域に関して、制御電圧Ｖ_rate1およびＶ_rate2を与えたときの透過特性を図７に示す。図７において、Ｖ₁は制御電圧Ｖ_rate1を与えたときのｔ−ＬＰＦの出力、Ｖ₂は制御電圧Ｖ_rate2を与えたときのｔ−ＬＰＦの出力である。図７によれば、制御電圧Ｖ_rate1を与えたときの高域遮断周波数が約７．５ＧＨｚ、制御電圧Ｖ_rate2を与えたときの高域遮断周波数が約７５０ＭＨｚに設定されていることが分かる。

以上のように、本実施の形態では、ＴＩＡを構成する増幅器をＧＣＡ１およびＧＣＡ２から成る２段構成とし、ＤＥＴの出力を用いてＧＣＡ１の利得をフィードバック制御すると共にＧＣＡ２の利得をフィードフォワード制御するだけでなく、光信号の伝送速度に関する情報を用いてｔ−ＬＰＦの透過帯域特性を変化させることによって、光バースト信号に対する高感度かつ広ダイナミックレンジな受信を、複数の異なる伝送速度に対して実現することが可能となる。また、光受信装置に要求される広ダイナミックレンジ受信性能を、より短い応答速度で実現することが可能となる。

なお、第１、第２の実施の形態では、ＯＬＴに設けられる光受信装置のＴＩＡとして利得可変増幅器を用いる場合を例に挙げて説明したが、これに限るものではなく、本発明は、バースト的な信号の入力に対して高速に応答し、また微小信号から大信号まで歪み無く増幅できる高感度かつ広ダイナミックレンジな利得可変増幅器が必要な分野に好適である。

また、第１、第２の実施の形態では、ＧＣＡ２として差動信号を出力する利得制御増幅器を用いたが、これに限るものではなく、シングルエンド出力の利得制御増幅器を用いてもよいことは言うまでもない。

本発明は、バースト的な信号の入力に対して高速に応答し、また微小信号から大信号まで歪み無く増幅する技術に適用することができる。本発明は、例えば光通信方式におけるディジタル信号伝送を行う光受信技術において、受光素子により光信号を電気信号（電流信号）に変換した後、その電流信号を電圧信号に変換し波形整形・増幅する技術に適用することができる。

ＰＤ…フォトダイオード、ＴＩＡ…インピーダンス変換増幅器、ＧＣＡ１…第１の利得制御増幅器、ＧＣＡ２…第２の利得制御増幅器、ＢＵＦ…出力バッファ、ＤＥＴ…信号強度検出回路、Ｇ_Rf…第１の利得制御器、Ｇ_FF…第２の利得制御器、ＲＦ…帰還抵抗、ＣＴＬ…光受信装置制御部、ｔ−ＬＰＦ…低域フィルタ。

Claims (5)

1. 入力信号を増幅する第１の利得制御増幅器と、
   この第１の利得制御増幅器の出力信号を増幅する第２の利得制御増幅器と、
   前記第１の利得制御増幅器の出力電圧を検出する信号強度検出回路と、
   この信号強度検出回路の検出結果に基づいて、前記第１の利得制御増幅器の利得が所望の値になるようにフィードバック制御する第１の利得制御器と、
   前記信号強度検出回路の検出結果に基づいて、前記第２の利得制御増幅器の利得が所望の値になるようにフィードフォワード制御する第２の利得制御器とを備えることを特徴とする利得可変増幅器。
2. 請求項１に記載の利得可変増幅器において、
   さらに、前記入力信号の伝送速度を表す信号を出力する制御手段と、
   前記第２の利得制御増幅器の出力を入力とし、前記制御手段から入力される信号に応じて透過帯域特性が変化する透過帯域可変フィルタとを備え、
   前記入力信号の伝送速度に応じて前記透過帯域可変フィルタの透過帯域特性を変化させることを特徴とする利得可変増幅器。
3. 請求項１または２に記載の利得可変増幅器において、
   前記第２の利得制御増幅器の出力が差動信号であることを特徴とする利得可変増幅器。
4. 入力された光信号を光電変換する受光素子と、
   この受光素子の出力を入力とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の利得可変増幅器とを備えることを特徴とする光受信装置。
5. 請求項４に記載の光受信装置において、
   前記第１の利得制御増幅器は、入力端子と出力端子間に接続された帰還抵抗を備え、前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換して増幅することを特徴とする光受信装置。

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