JP2011015071A - 信号処理装置、情報処理装置、多値符号化方法、及びデータ伝送方法 - Google Patents

Abstract

【課題】多値信号の振幅平均値が期間毎に大きく変動するのを抑制可能な信号処理装置を提供すること。
【解決手段】互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化部と、前記符号化部で生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成部とを備える信号処理装置が提供される。
【選択図】図１３

Description

本発明は、信号処理装置、情報処理装置、多値符号化方法、及びデータ伝送方法に関する。

携帯電話やノート型のパーソナルコンピュータ（以下、ノートＰＣ）等の情報処理装置は、ユーザが操作する本体部分と、情報が表示される表示部分とを接続するヒンジ部分に可動部材が用いられていることが多い。ところが、ヒンジ部分には多数の信号線や電力線が配線されており、配線の信頼性を維持する工夫が求められる。まず、考えられるのが、ヒンジ部分を通る信号線の数を減らすことである。そこで、本体部分と表示部分との間においては、パラレル伝送方式ではなく、シリアル伝送方式でデータの伝送処理が行われるようにする。シリアル伝送方式を用いると、信号線の本数が低減される。

さて、シリアル伝送方式の場合、データは符号化されてから伝送される。その際、符号化方式としては、例えば、ＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号方式やマンチェスター符号方式、或いは、ＡＭＩ（Ａｌｔｅｒｎａｔｅ Ｍａｒｋ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）符号方式等が用いられる。例えば、下記の特許文献１には、バイポーラ符号の代表例であるＡＭＩ符号を利用してデータ伝送する技術が開示されている。また、同文献には、データクロックを信号レベルの中間値で表現して伝送し、受信側で信号レベルに基づいてデータクロックを再生する技術が開示されている。

特開平３−１０９８４３号公報

しかしながら、ノートＰＣのような情報処理装置においては、上記の符号を用いるシリアル伝送方式を用いても、依然としてヒンジ部分に配線される信号線の本数が多い。例えば、ノートＰＣの場合、表示部分に伝送されるビデオ信号の他、ＬＣＤを照明するためのＬＥＤバックライトに関する配線が存在し、これらの信号線を含めると数十本程度の信号線がヒンジ部に配線されることになる。但し、ＬＣＤは、Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙの略である。また、ＬＥＤは、Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅの略である。

こうした問題点に鑑み、直流成分を含まず、かつ、受信信号からクロック成分を容易に抽出することが可能な符号化方式（以下、新方式）が開発された。この新方式に基づいて生成された伝送信号は直流成分を含まないため、直流電源に重畳して伝送することができる。さらに、この伝送信号から極性反転周期を検出することにより、受信側でＰＬＬを用いずにクロックを再生することが可能になる。そのため、複数の信号線を纏めることが可能になり、信号線の本数を減らすことができると共に、消費電力及び回路規模の低減が実現される。但し、ＰＬＬは、Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐの略である。

上記の新方式に係る伝送信号は、例えば、ＡＭＩ符号方式やパーシャルレスポンス符号方式のような直流成分を除去する符号化方法でＮＲＺデータを符号化し、その符号化により得られた符号化信号にクロックを同期加算することにより得られる。このとき、符号化信号よりも大きな振幅を有するクロックが同期加算される。そのため、同期加算して得られる伝送信号は、ＮＲＺデータにおける１つのビット値を複数の振幅レベルで表現した多値信号となる。多値信号を用いる場合、正しくデータを復号するためには、受信側で多値信号の各振幅レベルを正しくコンパレートすることが求められる。

多くの場合、送信側と受信側とを接続する伝送線路の損失は、使用するケーブルの種類や、使用するケーブル長に依存する。また、送信側で出力される多値信号の振幅レベルや、受信側で多値信号の各振幅レベルをコンパレートするために設定される閾値レベルは、送信側及び受信側に設けられる部品の製造ばらつき等に依存してしまう。例えば、部品の製造ばらつきの他、電源電圧や温度等の動作条件に対する依存性が存在する。従って、あるビット値に対応する振幅レベルや、その振幅レベルをコンパレートするための閾値レベルは、常に一定であるとは限らない。そのため、こうした事情を考慮した上で、システム構成の自由度を広げつつ、動作条件の変動に対して堅牢な信号伝送システムを実現することが求められている。

このような要求を受け、本件発明者らは、受信側で動的に多値信号の振幅レベルを増幅（又は減衰）させる方法を考案した。この方法は、多値信号の振幅情報を検出し、その検出結果に基づいて増幅率を調整するというものである。その一例として、所定の期間にわたって多値信号の振幅絶対値を平均し、その時間平均値（振幅情報）に基づいて多値信号の増幅率を制御するという方法が挙げられる。しかしながら、上記の新方式に係る多値信号をデータ伝送に用いる場合、データパターンによっては適切に増幅率を制御することができない可能性がある。

上記の通り、新方式に係る多値信号は、符号化信号にクロックを同期加算して得られる信号波形を有する。そのため、データパターンによっては、多値信号の振幅絶対値が平均的に低い値のまま維持される期間や、高い値のまま維持される期間が生じてしまうことがある。このような期間が存在し、その期間で得られた振幅情報に基づいて増幅率の調整が行われると、増幅後の多値信号が却って過大な振幅を有するものとなったり、過小な振幅を有するものとなったりしてしまうことがある。つまり、多値信号の利得制御を正しく行うことができなくなってしまうことになる。このような問題点に対し、例えば、送信側でデータパターンにスクランブルを施す方法が考えられる。しかし、スクランブルパターンを打ち消すようなデータパターンが生じた場合には効果が無く、また、スクランブルを施す機構を設ける分だけ回路規模が増加してしまう。

また、似た問題に対する対策として、例えば、特開２０００−１６５４５７号公報には、制御信号等の既知で時間変化の遅いデータパターンに対し、ある期間の信号及びその信号とは異なる振幅を持つ信号を含む期間を検出し、その期間で得られた振幅情報に基づいて受信信号の利得制御を行う方法が開示されている。しかし、この方法は、制御信号のような既知で時間変化の遅いデータパターンに適したものであり、上記新方式に係る多値信号のようにデータパターンが未知で高速に時間変化するデータ伝送に適用するのは非常に難しい。また、他の対策として、特開２００３−１５８５５７号公報にはトレーニング信号を用いて信号の利得制御を行う方法が開示されている。しかし、この方法を用いると、データ伝送に利用できる期間が減る分だけ実効的なデータ伝送レートが低減してしまう。

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、符号化信号にクロックを同期加算して得られる信号波形を持つ多値信号の振幅時間平均値とデータパターンとの依存関係を低減させることが可能な、新規かつ改良された信号処理装置、情報処理装置、多値符号化方法、及びデータ伝送方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化部と、前記符号化部で生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成部と、を備える、信号処理装置が提供される。

上記の信号処理装置は、前記信号生成部で生成された多値信号を所定の伝送路を通じて送信する信号送信部と、前記所定の伝送路を通じて送信された多値信号を受信する信号受信部と、前記信号受信部で受信した多値信号の振幅値を検出する振幅検出部と、前記振幅検出部で検出された正の振幅値に基づいて前記第１のビット列を復号し、負の振幅値に基づいて前記第２のビット列を復号する復号部と、をさらに備えていてもよい。

また、上記の信号処理装置は、前記信号受信部で受信した多値信号の振幅を増幅する可変利得増幅器と、前記可変利得増幅器の増幅率を制御する増幅率制御部と、をさらに備えていてもよい。この場合、前記振幅検出部は、前記可変利得増幅器の増幅率に基づいて決定される所定の閾値を用いて前記可変利得増幅器で振幅が増幅された多値信号の振幅値を検出し、前記増幅率制御部は、前記可変利得増幅器から出力された多値信号の振幅絶対値の時間平均値が、前記所定の閾値に基づいて決定される基準振幅値に適合するように前記可変利得増幅器の増幅率を制御する。

また、上記の信号処理装置は、前記信号受信部で受信した多値信号の極性反転周期を検出し、当該に基づいて前記クロック信号を再生するクロック再生部をさらに備えていてもよい。この場合、前記復号部は、前記クロック再生部で再生されたクロック信号に基づいて前記第１及び第２のビット列を復号する。

また、上記の信号処理装置は、前記クロック再生部で再生されたクロック信号により前記基準振幅値を変調し、当該変調出力の振幅絶対値を前記多値信号の振幅絶対値の時間平均値と同じ時定数で時間平均して基準平均値を算出する基準平均値算出部をさらに備えていてもよい。この場合、前記増幅率制御部は、前記多値信号の振幅絶対値の時間平均値が前記基準平均値算出部で算出された基準平均値に近い値となるように前記可変利得増幅器の増幅率を制御する。

また、前記増幅率制御部は、前記可変利得増幅器から出力された多値信号の振幅絶対値を生成する絶対値回路と、前記絶対値回路から出力された振幅絶対値の時間平均値を生成するフィルタ回路と、前記フィルタ回路から出力された時間平均値と前記基準振幅値とが入力され、前記時間平均値が前記基準振幅値を上回る場合に前記可変利得増幅器の増幅率を低減させ、前記時間平均値が前記基準振幅値を下回る場合に前記可変利得増幅器の増幅率を増加させる制御信号を出力するオペアンプとにより構成されていてもよい。

また、前記所定の符号化方式は、ＡＭＩ（Ａｌｔｅｒｎａｔｅ Ｍａｒｋ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）符号化方式であってもよい。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化部と、前記符号化部で生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成部と、映像データ、音声データ、通信データ、及び制御データの中から選択される１つ又は複数のデータを出力する演算処理部と、を備え、前記演算処理部から出力されたデータのビット列が前記符号化部に入力されて前記第１及び第２の符号化信号が生成され、当該第１及び第２の符号化信号が前記信号生成部に入力されて多値符号が生成され、装置内部に設けられた所定の伝送路を通じて当該多値符号が伝送される、情報処理装置が提供される。

また、上記の情報処理装置は、前記所定の伝送路を通じて送信された多値信号を受信する信号受信部と、前記信号受信部で受信した多値信号の振幅値を検出する振幅検出部と、前記振幅検出部で検出された正の振幅値に基づいて前記第１のビット列を復号し、負の振幅値に基づいて前記第２のビット列を復号する復号部と、前記映像データを表示するための表示部と、をさらに備えていてもよい。この場合、前記演算処理部で出力されたデータが映像データである場合に、前記復号部は、当該映像データに相当する前記第１及び第２のビット列を前記表示部に入力し、前記表示部は、前記復号部により入力された第１及び第２のビット列に基づいて映像データを表示する。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化ステップと、前記符号化ステップで生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成ステップと、を含む、多値符号化方法が提供される。

また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、演算処理装置から、映像データ、音声データ、通信データ、及び制御データの中から選択される１つ又は複数のデータが出力されるデータ出力ステップと、前記データ出力ステップで前記演算処理部から出力されたデータに相当するビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化ステップと、前記符号化ステップで生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成ステップと、所定の伝送路を通じて当該多値符号が伝送される信号伝送ステップと、を含む、データ伝送方法が提供される。

以上説明したように本発明によれば、符号化信号にクロックを同期加算して得られる信号波形を持つ多値信号の振幅時間平均値とデータパターンとの依存関係を低減させることが可能になる。

パラレル伝送方式を採用した携帯端末の構成例を示す説明図である。 シリアル伝送方式を採用した携帯端末の構成例を示す説明図である。 新方式に係る携帯端末の機能構成例を示す説明図である。 ＡＭＩ符号の信号波形を示す説明図である。 ＡＭＩ符号をベースとする新方式の多値符号生成方法及び振幅判定方法の一例を示す説明図である。 受信側で入力信号の振幅が過小な場合に生じる問題点及びその解決手段について説明するための説明図である。 受信側で入力信号の振幅が過大な場合に生じる問題点及びその解決手段について説明するための説明図である。 入力信号の平均的な振幅情報（電圧）を検出する手段の構成例を示す説明図である。 入力信号の振幅情報（デジタル値）を検出する手段の構成例を示す説明図である。 多値信号の各振幅値及びクロック成分を検出する手段の構成例を示す説明図である。 新方式に係る多値信号の振幅特性を示す説明図である。 新方式に係る多値信号の振幅特性を示す説明図である。 本発明の一実施形態に係る分離符号化方式に係る符号化方法の一例を示す説明図である。 同実施形態の分離符号化方式に係る多値信号の振幅特性を示す説明図である。 新方式に係る多値信号の信号波形と、同実施形態の分離符号化方式に係る多値信号の信号波形とをシミュレーションにより比較した結果を示す説明図である。 新方式に係る多値信号の絶対値回路出力と、同実施形態の分離符号化方式に係る多値信号の絶対値回路出力とをシミュレーションにより比較した結果を示す説明図である。 新方式に係る多値信号の絶対値回路出力を入力とするＬＰＦの出力と、同実施形態の分離符号化方式に係る多値信号の絶対値回路出力を入力とするＬＰＦの出力とをシミュレーションにより比較した結果を示す説明図である。 同実施形態に係る多値信号の生成手段、及び、多値信号の各振幅値とクロック成分とを検出する検出手段の構成例を示す説明図である。 同実施形態に係るエンコーダの構成例を示す説明図である。 同実施形態に係る振幅比較演算回路の構成例を示す説明図である。 同実施形態に係るデコーダの構成例を示す説明図である。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

［説明の流れについて］
ここで、以下に記載する本発明の実施形態に関する説明の流れについて簡単に述べる。まず、図１を参照しながら、パラレル伝送方式を採用した携帯端末１００の装置構成について簡単に説明する。この中で、パラレル伝送方式に関する問題点について指摘する。次いで、図２を参照しながら、シリアル伝送方式を採用した携帯端末１３０の装置構成について簡単に説明する。次いで、図３を参照しながら、上記の新方式に係る携帯端末１３０の機能構成について説明する。次いで、図４、図５を参照しながら、ＡＭＩ符号をベースとした上記新方式に係る符号化方法について説明する。なお、ＡＭＩは、Ａｌｔｅｒｎａｔｅ Ｍａｒｋ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎの略である。

次いで、図６を参照しながら、受信側で多値信号の各振幅レベル及びクロック成分を検出するために設けられたコンパレータに多値信号が入力される際、当該多値信号の振幅が過大な場合に生じる問題点について指摘する。さらに、図７を参照しながら、受信側で多値信号の各振幅レベルを検出するために設けられたコンパレータに多値信号が入力される際、当該多値信号の振幅が過小な場合に生じる問題点について指摘する。また、図８、図９を参照しながら、多値信号の振幅情報を検出する手段の構成例についても説明する。次いで、図１０を参照しながら、これらの問題点を解消するために講じられる対策について、具体的な受信側の構成例を紹介しつつ説明する。

次いで、図１１、図１２を参照しながら、図１０に示す受信側の構成例を適用する際に、新方式の多値信号が持つ振幅特性により生じうる問題点について指摘する。次いで、図１３を参照しながら、上記のような問題点を解決するために考案された本実施形態に係る分離符号化方式について説明する。次いで、図１４を参照しながら、本実施形態に係る分離符号化方式で生成された多値符号の振幅特性について説明する。次いで、図１５、図１６、図１７に示すシミュレーション結果を参照しながら、新方式の符号化方法で生成された多値信号の特性と、本実施形態に係る分離符号化方式で生成された多値信号の特性とを比較する。次いで、図１８〜図２１を参照しながら、本実施形態に係る分離符号化方式で生成された多値信号の各振幅レベル及びクロック成分を検出する手段の構成例について説明する。最後に、同実施形態の技術的思想について纏め、当該技術的思想から得られる作用効果について簡単に説明する。

（説明項目）
１：はじめに
１−１：パラレル伝送方式を採用した携帯端末１００の装置構成
１−２：シリアル伝送方式を採用した携帯端末１３０の装置構成
１−３：新方式に係る携帯端末１３０の機能構成
１−３−１：ＡＭＩ符号ベースの多値符号に係る符号化方法
１−３−２：ＡＭＩ符号ベースの多値符号に係る復号方法
１−４：多値信号の振幅制御方法
１−４−１：過小／過大振幅に起因する問題点について
１−４−２：多値信号の振幅特性に起因する問題点について
２：実施形態
２−１：分離符号化方式について
２−１−１：分離符号化方式に係る符号化方法
２−１−２：分離符号化方式に係る多値信号の振幅特性
２−１−３：新方式と分離符号化方式との比較
２−２：ゲイン制御フィードバック手段の構成
３：まとめ

＜１：はじめに＞
まず、本発明の一実施形態に係る技術について詳細な説明をするに先立ち、同実施形態が解決しようとする課題について簡単に纏める。

［１−１：パラレル伝送方式を採用した携帯端末１００の装置構成］
まず、図１を参照しながら、パラレル伝送方式を採用した携帯端末１００の装置構成について簡単に説明する。図１は、パラレル伝送方式を採用した携帯端末１００の装置構成の一例を示す説明図である。図１には、携帯端末１００の一例として携帯電話が模式的に描画されている。しかし、以下で説明する技術の適用範囲は携帯電話に限定されない。例えば、ノートＰＣ等の情報処理装置や各種の携帯型電子機器にも適用可能である。

図１に示すように、携帯端末１００は、主に、表示部１０２と、液晶部１０４（ＬＣＤ）と、接続部１０６と、操作部１０８と、ベースバンドプロセッサ１１０（ＢＢＰ）と、パラレル信号線路１１２と、により構成される。但し、ＬＣＤは、Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙの略である。なお、表示部１０２を表示側、操作部１０８を本体側と呼ぶ場合がある。なお、ここでは説明の都合上、パラレル信号線路１１２を介して映像信号が伝送されるケースを例に挙げる。もちろん、パラレル信号線路１１２を介して伝送される信号の種類はこれに限定されず、例えば、制御信号や音声信号等もある。

図１に示すように、表示部１０２には、液晶部１０４が設けられている。そして、液晶部１０４には、パラレル信号線路１１２を介して伝送された映像信号が入力される。そして、液晶部１０４は、入力された映像信号に基づいて映像を表示する。また、接続部１０６は、表示部１０２と操作部１０８とを接続する部材である。この接続部１０６を形成する接続部材は、例えば、表示部１０２をＺ−Ｙ平面内で１８０度回転できる構造を有する。また、この接続部材は、Ｘ−Ｚ平面内で表示部１０２が回転可能に形成されていてもよい。この場合、携帯端末１００は折り畳みできる構造になる。なお、この接続部材は、自由な方向に表示部１０２を可動にする構造を有していてもよい。

ベースバンドプロセッサ１１０は、携帯端末１００の通信制御、及びアプリケーションの実行機能を提供する演算処理部である。ベースバンドプロセッサ１１０から出力されるパラレル信号は、パラレル信号線路１１２を通じて表示部１０２の液晶部１０４に伝送される。パラレル信号線路１１２には、多数の信号線が配線されている。例えば、携帯電話の場合、この信号線数ｎは５０本程度である。また、映像信号の伝送速度は、液晶部１０４の解像度がＱＶＧＡの場合、１３０Ｍｂｐｓ程度となる。そして、パラレル信号線路１１２は、接続部１０６を通るように配線されている。

つまり、接続部１０６には、パラレル信号線路１１２を形成する多数の信号線が配線されている。上記のように、接続部１０６の可動範囲を広げると、その動きによりパラレル信号線路１１２に損傷が発生する危険性が高まる。その結果、パラレル信号線路１１２の信頼性が損なわれてしまう。一方で、パラレル信号線路１１２の信頼性を維持しようとすると、接続部１０６の可動範囲が制約されてしまう。こうした理由から、接続部１０６を形成する可動部材の自由度、及びパラレル信号線路１１２の信頼性を両立させる目的で、シリアル伝送方式が携帯電話等に採用されることが多くなってきている。また、放射電磁雑音（ＥＭＩ）の観点からも、伝送線路のシリアル化が進められている。

［１−２：シリアル伝送方式を採用した携帯端末１３０の装置構成］
そこで、図２を参照しながら、シリアル伝送方式を採用した携帯端末１３０の装置構成について簡単に説明する。図２は、シリアル伝送方式を採用した携帯端末１３０の装置構成の一例を示す説明図である。図２には、携帯端末１３０の一例として携帯電話が模式的に描画されている。しかし、以下で説明する技術の適用範囲は携帯電話に限定されない。例えば、ノートＰＣ等の情報処理装置や各種の携帯型電子機器にも適用可能である。また、図１に示したパラレル伝送方式の携帯端末１００と実質的に同一の機能を有する構成要素については、同一の符号を付することにより詳細な説明を省略する。

図２に示すように、携帯端末１３０は、主に、表示部１０２と、液晶部１０４（ＬＣＤ）と、接続部１０６と、操作部１０８とを有する。さらに、携帯端末１３０は、ベースバンドプロセッサ１１０（ＢＢＰ）と、パラレル信号線路１３２、１３６と、シリアル信号線路１３４と、シリアライザ１５０と、デシリアライザ１７０とを有する。

携帯端末１３０は、上記の携帯端末１００とは異なり、接続部１０６に配線されたシリアル信号線路１３４を通じてシリアル伝送方式により映像信号を伝送している。そのため、操作部１０８には、ベースバンドプロセッサ１１０から出力されたパラレル信号をシリアル化するためのシリアライザ１５０が設けられている。一方、表示部１０２には、シリアル信号線路１３４を通じて伝送されるシリアル信号をパラレル化するためのデシリアライザ１７０が設けられている。

シリアライザ１５０は、ベースバンドプロセッサ１１０から出力され、かつ、パラレル信号線路１３２を介して入力されたパラレル信号をシリアル信号に変換する。シリアライザ１５０により変換されたシリアル信号は、シリアル信号線路１３４を通じてデシリアライザ１７０に入力される。シリアル信号が入力されると、デシリアライザ１７０は、入力されたシリアル信号を元のパラレル信号に復元する。そして、デシリアライザ１７０は、パラレル信号線路１３６を通じてパラレル信号を液晶部１０４に入力する。

シリアル信号線路１３４には、例えば、ＮＲＺデータが単独で伝送されるか、或いは、データ信号とクロック信号とが一緒に伝送される。また、シリアル信号線路１３４の配線数ｋは、図１の携帯端末１００が有するパラレル信号線路１１２の配線数ｎよりも大幅に少ない（１≦ｋ≪ｎ）。例えば、配線数ｋは、数本程度まで削減することができる。そのため、シリアル信号線路１３４が配線される接続部１０６の可動範囲に関する自由度は、パラレル信号線路１１２が配線される接続部１０６に比べて非常に大きい。さらに、シリアル信号線路１３４は高い信頼性を有する。シリアル信号線路１３４を流れるシリアル信号には、通常、ＬＶＤＳ等の差動信号が用いられる。但し、ＬＶＤＳは、Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｓｉｇｎａｌの略である。

以上、携帯端末１３０の装置構成について簡単に説明した。シリアル伝送方式を採用した携帯端末１３０の全体的な装置構成は概ね上記の通りである。しかしながら、接続部１０６に配線される信号線の本数をどの程度低減させることができるかは、シリアル信号線路１３４に流れる信号の形態に依存する。そして、この信号の形態を決定するのがシリアライザ１５０及びデシリアライザ１７０である。以下では、上記の新方式に係るシリアライザ１５０及びデシリアライザ１７０の機能構成について説明する。

［１−３：新方式に係る携帯端末１３０の機能構成］
ここでは、図３を参照しながら、新方式に係る携帯端末１３０の機能構成について説明する。図３は、新方式に係る携帯端末１３０の機能構成例を示す説明図である。但し、新方式の技術的特徴はデータの符号化方法及び符号化データの伝送方法にある。そのため、携帯端末１３０の送信部を成すシリアライザ１５０の主な機能構成、及び携帯端末１３０の受信部を成すデシリアライザ１７０の主な機能構成のみを図３に示した。従って、その他の一般的な構成要素については記載を省略している点に注意されたい。

図３に示すように、シリアライザ１５０は、主に、符号化部１５２と、ドライバ１５４と、重畳部１５６とを有する。また、デシリアライザ１７０は、主に、分離部１７２と、レシーバ１７４と、クロック抽出部１７６と、復号部１７８とを有する。そして、シリアライザ１５０とデシリアライザ１７０とは、同軸ケーブル１６０を通じて電気的に接続されている。なお、同軸ケーブル１６０は、シリアル信号線路１３４の一例である。

パラレル信号線路１３２を通じてベースバンドプロセッサ１１０から送信データ及び送信クロックがシリアライザ１５０に送信されると、シリアライザ１５０に送信された送信データ及び送信クロックは符号化部１５２に入力される。符号化部１５２は、新方式の符号化方法を用いて送信データから多値符号を生成する。ここで言う多値符号とは、１つのビット値を複数の振幅レベルで表現した符号のことである。例えば、ビット値１を振幅レベル＋３、＋１、−１、−３の４値で表現し、ビット値０を振幅レベル＋２、−２で表現した６値符号が上記多値符号の一例である。

また、符号化部１５２により生成される多値符号は、送信クロックの半周期毎に極性（＋／−）が反転するように構成されている。このような多値符号は、後述するように、ＡＭＩ符号、マンチェスター符号、パーシャル・レスポンス符号等、バイポーラ符号やダイコード符号に送信クロックを同期加算することで生成することができる。但し、実際には信号処理にて同期加算を実施することは少ない。多くの場合、バイポーラ符号と送信クロックとを同期加算して得られる信号波形の振幅レベルと、送信データのビット値とを対応付けたテーブル等を用いて送信データから直接的に多値符号が生成される。さて、このようにして生成された多値符号は、ドライバ１５４により適切な振幅レベルに変換され、重畳部１５６に入力される。

符号化部１５２で生成される多値符号は、送信クロックの半周期毎に極性反転する波形であるため、ほとんど直流成分を含まない。そのため、ＤＣ電源に多値符号を重畳して伝送したとしても、受信側で容易に多値符号を分離することができる。また、ＤＣ電源に多値符号を重畳して伝送することで、接続部１０６の配線数を１本程度まで削減するが可能になる。このような理由から、図３に例示したシリアライザ１５０には重畳部１５６が設けられており、重畳部１５６で多値符号にＤＣ電源が重畳される。重畳部１５６でＤＣ電源が重畳された多値符号（以下、重畳信号）は、同軸ケーブル１６０を通じて分離部１７２に入力される。

同軸ケーブル１６０を通じて分離部１７２に入力された重畳信号は、分離部１７２においてＤＣ電源と多値符号とに分離される。そして、分離部１７２により分離された多値符号は、レシーバ１７４を介してクロック抽出部１７６、及び復号部１７８に入力される。まず、クロック抽出部１７６において、入力された多値符号からクロック成分が抽出され、送信クロックが再生される。先に述べた通り、新方式に係る多値符号は、送信クロックの半周期毎に極性が反転する波形を有する。そのため、多値符号の振幅レベルがゼロクロスするタイミングを検出することで、ＰＬＬを用いずとも、その検出結果から送信クロックを再生することができるのである。

このように、クロック抽出部１７６は、閾値レベル０に設定されたコンパレータ等を用いて多値符号の振幅レベルがゼロクロスするタイミングを検出し、送信クロックを再生する。なお、以下の説明において、クロック抽出部１７６で再生された送信クロックのことを検出クロックと呼ぶことにする。クロック抽出部１７６で再生された検出クロックは、表示部１０２の他の構成要素に向けて出力されると共に、復号部１７８に入力される。多値符号及び検出クロックが入力されると、復号部１７８は、多値符号の振幅レベルが所定の閾値レベルを上回るタイミング及び下回るタイミングを検出すると共に、その検出結果及び検出クロックを用いて当該多値符号の各振幅レベルを検出する。

さらに、復号部１７８は、検出した多値符号の振幅レベルに基づいて送信データを復号する。復号部１７８で復号された送信データは、受信データとして表示部１０２の他の構成要素に向けて出力される。以上説明したように、新方式に係る携帯端末１３０は、１つのビット値を複数の振幅レベルで表現した多値符号を用いて送信データを伝送する。上記の通り、この多値符号はクロックの半周期毎に極性が反転する波形を有する。そのため、受信側で多値符号からクロック成分を抽出してＰＬＬを用いずにクロックを再生することが可能になる。その結果、受信側にＰＬＬを設けずに済む分だけ回路規模や消費電力を低減させることができるのである。

（１−３−１：ＡＭＩ符号ベースの多値符号に係る符号化方法）
ここで、図４、図５を参照しながら、ＡＭＩ符号をベースとする新方式の多値符号を生成するための符号化方法について説明する。ここで説明する符号化方法は、上記の携帯端末１３０において符号化部１５２の機能により実現される。上記の通り、新方式の多値符号は、バイポーラ符号にクロックを同期加算して得られる信号波形を有する。ここでは、バイポーラ符号の一例としてデューティ１００％のＡＭＩ符号を例に挙げる。

（ＡＭＩ符号の信号波形について）
まず、図４を参照しながら、ＡＭＩ符号の波形について簡単に説明する。図４は、ＡＭＩ符号の信号波形の一例を示す説明図である。但し、図中のＡは任意の正数である。

ＡＭＩ符号は、ビット値０を電位０で表現し、ビット値１を電位Ａ又は−Ａで表現する符号である。但し、電位Ａと電位−Ａとは交互に繰り返される。つまり、電位Ａでビット値１が表現された後、次にビット値１が現れた場合、そのビット値１は電位−Ａで表現される。図４には、タイミングＴ１、…、Ｔ１４においてビット値０、１、０、１、１、０、０、０、０、１、１、１、０、１が入力された場合に、ＡＭＩ符号則に基づいて符号化することにより得られる信号波形が示されている。

図４の例において、ビット値１は、タイミングＴ２、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ１０、Ｔ１１、Ｔ１２、Ｔ１４に現れる。タイミングＴ２においてＡＭＩ符号の振幅レベルが電位Ａである場合、タイミングＴ４における振幅レベルは極性が反転して電位−Ａとなる。同様に、次にビット値１が現れるタイミングＴ５においてはＡＭＩ符号の振幅レベルが電位Ａとなる。このように、ＡＭＩ符号は、ビット値１に対応する振幅レベルがプラスとマイナスとで交互に反転する極性反転特性を有する。なお、ビット値０に対応するＡＭＩ符号の振幅レベルは全て電位０で表現される。

上記のように、ＡＭＩ符号は極性反転特性を有するため、ＤＣ成分を含まないという特徴がある。しかし、ビット値０に対応する電位０は連続して現れることがある。例えば、図４の例では、タイミングＴ６、…、Ｔ９で電位０が連続している。このように電位０が連続する期間が存在すると、その期間で振幅レベルに変化が無いため、ＡＭＩ符号の受信波形からＰＬＬを用いずにクロック成分を取り出すことが出来ない。こうした問題を受け、上記の新方式に係る多値符号を用いてデータ伝送する方法が考案された。

（符号化方法について）
ここで、図５を参照しながら、上記新方式の符号化方法に関し、ＡＭＩ符号をベースとする多値符号の生成方法について説明する。図５は、ＡＭＩ符号をベースとする多値符号の生成方法を示す説明図である。なお、ここではＡＭＩ符号にクロックを同期加算して多値符号を生成する方法について説明するが、ビット値０、１と多値符号の各振幅レベルとを対応付ける符号則に基づいて送信データから多値符号の信号波形を直接生成するように構成されていてもよい。この場合、符号則は、テーブル等の形式で符号化部１５２により保持される。

図５（Ｃ）には、新方式の符号化方法で生成されるＡＭＩ符号ベースの多値符号が示されている。この多値符号は、ビット値１を複数の電位−１、−３、１、３で表現し、ビット値０をこれらとは異なる複数の電位−２、２で表現したものである。また、この多値符号は、振幅レベルがクロックの半周期毎に極性反転し、連続して同じ電位とならないように構成されている。例えば、図５の例ではタイミングＴ６、…、Ｔ９においてビット値０が続く期間が存在するが、電位が−２、２、−２、２となっており、連続して同じ電位とならない。このような多値符号を利用することで、同じビット値が連続して現れても、振幅レベルがゼロクロスするタイミングを検出することでクロック成分を抽出することが可能になる。

図５（Ｃ）の多値符号の信号波形は、例えば、同図（Ａ）に示すＡＭＩ符号と同図（Ｂ）に示すクロックとを同期加算することにより得られる。図５に示すＡＭＩ符号の信号波形（Ａ）は、図４に示したＡＭＩ符号と同じ信号波形である。また、図５（Ｂ）に示すクロックは、ＡＭＩ符号の伝送速度をＦｂとしたとき、その半分の周波数Ｆｂ／２を持つものである。また、このクロック（Ｂ）は、ＡＭＩ符号（Ａ）よりも大きな振動幅を持つ。図５の例では、ＡＭＩ符号（Ａ）の振動幅が−１から＋１であるのに対し、クロック（Ｂ）の振動幅は−２から＋２に設定されている。より一般的には、クロック（Ｂ）の振幅レベルをＡＭＩ符号のＮ倍（Ｎ＞１）に設定することが可能である。

図５に示したＡＭＩ符号（Ａ）とクロック（Ｂ）とをエッジを揃えて同期加算すると、同図（Ｃ）に示す多値符号が生成される。このとき、クロック（Ｂ）の振動幅がＡＭＩ符号（Ａ）の振動幅よりも大きく設定されているため、１つのビット値を複数の振幅レベルで表現した多値符号が生成される。例えば、ＡＭＩ符号（Ａ）の振幅レベルをＡ１と表記し、クロック（Ｂ）の振幅レベルをＡ２と表記すると、多値符号（Ｃ）の振幅レベルＡ１＋Ａ２は、１＋２＝３、０＋２＝２、−１＋２＝１、１−２＝−１、０−２＝−２、−１−２＝−３の６値となる。また、多値符号（Ｃ）の振幅レベルは、クロック（Ｂ）の半周期毎に極性反転する点にも注意されたい。

上記の通り、新方式に係る多値符号（Ｃ）は、ＡＭＩ符号（Ａ）とクロック（Ｂ）とを同期加算することにより得られる。但し、ビット値０、１と多値符号（Ｃ）の振幅レベルとを直接対応付けるテーブル等を用いて、送信データから多値符号（Ｃ）を直接生成することも可能である。このようなテーブル等を用いると、例えば、ビット列０、１、０、１、１、０、…、１は、多値符号（Ｃ）の振幅レベル２、−１、２、−３、３、−２、…、−１に直接変換される。なお、いずれの方法を用いたとしても、送信データのビット値０が多値符号（Ｃ）の振幅レベル２、−２で表現され、ビット値１が振幅レベル３、１、−１、−３で表現される。

以上、ＡＭＩ符号（Ａ）をベースとする新方式の符号化方法について説明した。次に、この多値符号（Ｃ）から元のデータを復号する方法について説明する。

（１−３−２：ＡＭＩ符号ベースの多値符号に係る復号方法）
ここでは、図５を参照しながら、ＡＭＩ符号ベースの多値符号（Ｃ）に関する復号方法について説明する。以下では、多値符号（Ｃ）からクロック成分を抽出する方法、多値符号（Ｃ）から各振幅レベルを検出する方法、検出した振幅レベルからデータを復号する方法について順次説明する。なお、ここで説明するクロック抽出処理は、クロック抽出部１７６の機能により実現される。また、振幅レベルの検出処理及びデータの抽出処理は、復号部１７８の機能により実現される。

（クロック抽出方法について）
まず、図５を参照する。先に述べた通り、多値符号（Ｃ）は、クロックの半周期毎に振幅レベルの極性が反転する。従って、クロック抽出部１７６は、閾値レベルＴＨ１（ＴＨ１＝０）が設定されたコンパレータを用いて多値符号（Ｃ）の振幅レベルがゼロクロスするタイミングを検出することで、クロック成分を抽出することができる。例えば、多値符号（Ｃ）を閾値レベルＴＨ１でコンパレートすると、多値符号（Ｃ）の振幅レベルが下から上へゼロクロスするタイミングで立ち上がり、上から下へゼロクロスするタイミングで立ち下がるパルスを持つ検出クロックが得られる。このようにして得られた検出クロックは復号部１７８に入力される。

（振幅レベル検出方法及びデータ復号方法について）
図５に示すように、ＡＭＩ符号ベースの新方式に係る多値符号（Ｃ）は、６つの振幅レベル３、２、１、−１、−２、−３を有する。そこで、これらの振幅レベルを検出するには、少なくとも４つの閾値レベルが必要になる。

例えば、振幅レベル３、２の中間付近に閾値レベルＴＨ３（ＴＨ３＝２．５）が設定され、振幅レベル２、１の中間付近に閾値レベルＴＨ２（ＴＨ２＝１．５）が設定される。さらに、振幅レベル−１、−２の中間付近に閾値レベルＴＨ４（ＴＨ４＝−１．５）が設定され、振幅レベル−２、−３の中間付近に閾値レベルＴＨ５（ＴＨ５＝−２．５）が設定される。そして、各閾値レベルに対応するコンパレータが設けられ、多値信号（Ｃ）の振幅レベルが各閾値レベルをクロスするタイミングが検出される。

例えば、多値符号（Ｃ）を閾値レベルＴＨ２でコンパレートすると、閾値レベルＴＨ２に対し、多値符号（Ｃ）の振幅レベルが下から上へクロスするタイミングで立ち上がり、上から下へクロスするタイミングで立ち下がるパルスを持つデータ信号が得られる。また、多値符号（Ｃ）を閾値レベルＴＨ３でコンパレートすると、閾値レベルＴＨ３に対し、多値符号（Ｃ）の振幅レベルが下から上へクロスするタイミングで立ち上がり、上から下へクロスするタイミングで立ち下がるパルスを持つデータ信号が得られる。

同様に、多値符号（Ｃ）を閾値レベルＴＨ４でコンパレートすると、閾値レベルＴＨ４に対し、多値符号（Ｃ）の振幅レベルが下から上へクロスするタイミングで立ち上がり、上から下へクロスするタイミングで立ち下がるパルスを持つデータ信号が得られる。そして、多値符号（Ｃ）を閾値レベルＴＨ５でコンパレートすると、閾値レベルＴＨ５に対し、多値符号（Ｃ）の振幅レベルが下から上へクロスするタイミングで立ち上がり、上から下へクロスするタイミングで立ち下がるパルスを持つデータ信号が得られる。

各閾値レベルに関してデータ信号が得られると、復号部１７８は、これらデータ信号の組み合わせから多値符号（Ｃ）の振幅レベルを判定する。例えば、あるタイミングで閾値レベルＴＨ３に対応するデータ信号の振幅レベルが１の場合、多値符号（Ｃ）の振幅レベルは３であると判定される。また、あるタイミングで閾値レベルＴＨ３に対応するデータ信号の振幅レベルが０、閾値レベルＴＨ２に対応するデータ信号の振幅レベルが１の場合、多値符号（Ｃ）の振幅レベルは２であると判定される。さらに、あるタイミングで閾値レベルＴＨ２に対応するデータ信号の振幅レベルが０、検出クロックの振幅レベルが１の場合、多値符号（Ｃ）の振幅レベルは１であると判定される。

同様に、あるタイミングで閾値レベルＴＨ５に対応するデータ信号の振幅レベルが０の場合、多値符号（Ｃ）の振幅レベルは−３であると判定される。また、あるタイミングで閾値レベルＴＨ５に対応するデータ信号の振幅レベルが１、閾値レベルＴＨ４に対応するデータ信号の振幅レベルが０の場合、多値符号（Ｃ）の振幅レベルは−２であると判定される。さらに、あるタイミングで閾値レベルＴＨ４に対応するデータ信号の振幅レベルが１、検出クロックの振幅レベルが０の場合、多値符号（Ｃ）の振幅レベルは−１であると判定される。このようにして得られた振幅レベルの判定結果は、復号部１７８においてビット値に変換される。

先に述べた通り、多値符号（Ｃ）の振幅レベル３、１、−１、−３がビット値１に対応し、振幅レベル２、−２がビット値０に対応する。そこで、上記の判定結果に応じて、復号部１７８は、振幅レベル３、１、−１、−３をビット値１に変換し、振幅レベル２、−２をビット値０に変換する。その結果、多値符号（Ｃ）から送信データが復号される。

以上、新方式に係る符号化方法及び復号方法について説明した。上記の通り、新方式の符号化方法及び復号方法を用いて生成される多値符号によりデータを伝送することで、受信側にＰＬＬを用いずに済む分だけ消費電力を低減させることができる。さらに、多値符号を電源線に重畳して伝送するように構成することで、接続部１０６に配線される信号線の本数を大幅に低減させることが可能になる。その結果、携帯端末１３０の変形自由度が増すと共に、信号線の信頼性を向上させることができる。

［１−４：多値信号の振幅制御方法］
上記の通り、新方式に係るデータ伝送方法は非常に優れた方法である。しかし、この方法を利用する際には次のような点に注意する必要がある。上記の多値符号（Ｃ）は、ＡＭＩ符号（Ａ）にクロック（Ｂ）を同期加算して得られる信号波形を有する。そのため、ＡＭＩ符号化されるデータのデータパターンによっては、多値符号（Ｃ）が、ある期間で連続して大きな振幅値を持ち、他の期間で連続して小さな振幅値を持つような波形になってしまう。このような波形は、多値符号（Ｃ）の各振幅レベルを判定する際に誤判定を間接的に誘起する要因となってしまう。この点に関し、以下、多値符号（Ｃ）の波形と振幅レベルの判定精度との関係について、より詳細に説明する。なお、以下の説明において、多値符号（Ｃ）のことを多値信号と呼ぶことにする。

（１−４−１：過小／過大振幅に起因する問題点について）
まず、図６、図７を参照しながら、受信側で多値信号から各振幅レベルを検出する際に生じる問題点と、その解決手段について説明する。図６は、受信した多値信号（入力信号）の振幅が過小な場合に、多値信号の各振幅レベルを検出するために設けられたコンパレータにおいて生じる問題点及びその解決手段を示す説明図である。一方、図７は、受信した多値信号（入力信号）の振幅が過大な場合に、多値信号の各振幅レベルを検出するために設けられたコンパレータにおいて生じる問題点及びその解決手段を示す説明図である。

まず、図６を参照する。多値信号の各振幅レベルは、受信側に設けられたコンパレータにより判定される。例えば、図５に示した多値信号（多値符号（Ｃ））の場合、多値信号の各振幅レベルを判定するために、クロック検出用に設定された閾値レベルＴＨ１を含め、５つの閾値レベルＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、ＴＨ４、ＴＨ５が用いられる。つまり、受信側には、閾値レベルＴＨ１、ＴＨ２、ＴＨ３、ＴＨ４、ＴＨ５がそれぞれ設定されたコンパレータが設けられ、そのコンパレータ出力に基づいて各振幅レベルが判定される。例えば、閾値レベルＴＨ１が設定されたコンパレータは、入力信号の振幅レベルが閾値レベルＴＨ１を上回る期間にＨレベルの信号を出力し、下回る期間にＬレベルを出力する。

但し、各コンパレータには、チャタリングや誤動作を防止するため、入力ヒステリシスが設定されている。例えば、閾値レベルＴＨ１が設定されたコンパレータの場合、入力信号の振幅レベルが下から上へと閾値レベルＴＨ１＋ΔＴＨ（ΔＴＨ＞０）をクロスするタイミングでコンパレータ出力がＨレベルに遷移する。また、入力信号の振幅レベルが上から下へと閾値レベルＴＨ１−ΔＴＨ（ΔＴＨ＞０）をクロスするタイミングでコンパレータ出力がＬレベルに遷移する。入力ヒステリシスが設定されたコンパレータは、図６に示すように、各閾値レベルの上下に不感帯を持つことになる。

そのため、図６に示すように、コンパレータに入力される多値信号の振幅が過小な場合、その振幅に応じてコンパレータの閾値レベルを低く設定してしまうと、入力される多値信号がヒステリシスを超えることができなくなってしまう。そのため、各コンパレータは、多値信号の各振幅レベルを正しくコンパレートすることができなくなってしまう。また、高速動作に必要なオーバードライブ量が設定されている場合、多値信号の振幅が過小な場合には必要なオーバードライブ量が確保できず、高速動作時に各振幅レベルを正しくコンパレートすることができなくなることがある。

また、受信信号のダイナミックレンジは、受信側の回路構成や電源電圧等の要因で決定されるものであり、ある程度動作時に固定されたものとなる。また、入力ヒステリシスの設定やオーバードライブ量は動作時に可変することが難しく、回路設計時に予め作り込まれることが多い。こうした理由から、多値信号の各振幅レベルを正しくコンパレートできるようにするため、図６に示すように、振幅が過小な多値信号（入力信号Ａ）を増幅器で増幅してからコンパレータに入力する方法が考えられた。このように、増幅器で多値信号を適切な振幅に増幅することにより、各コンパレータに入力ヒステリシスが設定されていても、高速動作時にも、各振幅レベルを正しくコンパレートすることが可能になる。

次に、図７を参照する。図６のケースとは逆に、入力された多値信号（入力信号Ａ）の振幅が過大な場合、コンパレータの前段に設けられるアンプが飽和してしまうことにより、信号波形に歪みが生じてしまう。例えば、アンプの飽和により、図７に示すように、一部の閾値レベル（ＴＨ３、ＴＨ５等）で閾値判定ができない程度に多値符号の高振幅レベルが抑圧され、各振幅レベルを正しくコンパレートすることができなくなることがある。そこで、入力された多値信号の振幅を増幅器で減衰させる対策が講じられる。このように、多値信号の各振幅レベルをコンパレートするには、多値信号の振幅に応じて増幅又は減衰処理を施し、適切な振幅に調整してからコンパレータに入力する構成が好ましい。

例えば、コンパレータの前段に可変利得増幅器を配置し、入力される多値信号の振幅に応じて可変利得増幅器の利得を制御するような機構を設けることが、伝送エラーを低減させるという観点から適した構成であると考えられる。

次に、可変利得増幅器による利得制御を行う上で基準となる多値信号の振幅情報を検出する方法について考察する。多値信号の振幅情報を検出する方法としては、例えば、図８に示すように、多値信号の振幅絶対値を所定期間平均して得られる時間平均値を振幅情報として用いるアナログ的な方法が考えられる。この方法では、まず、多値信号（Ａ）が絶対値回路に入力されて絶対値波形（Ｂ）が得られる。次いで、絶対値波形（Ｂ）が所定の時定数を持つローパスフィルタ（ＬＰＦ）に入力されて時間平均波形（Ｃ）が得られる。図８に示す方法の場合、この時間平均波形（Ｃ）が振幅情報として出力され、可変利得増幅器の利得制御に用いられる。なお、同種の方法として、ピークホールド回路及びボトムホールド回路を用いる方法も考えられる。

また、利得制御に用いる振幅情報の検出方法として、図９に示すように、データレートと比較して十分な速度で高速にデジタルサンプリングし、ロジック回路を用いてサンプリング結果から多値信号の振幅情報を取得するデジタル的な方法も考えられる。この方法では、まず、多値信号（Ａ）がアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）に入力されてデジタルサンプリングされ、サンプリングポイント（Ｂ）が得られる。次いで、サンプリングポイント（Ｂ）がロジック回路に入力されて多値信号の振幅情報が得られる。このデジタル的な方法を用いる場合、高速動作するＡＤＣ、及び高速動作するロジック回路が必要になるため、消費電力が大きくなってしまう。また、データレートが非常に高速な場合、このような高速ＡＤＣや高速ロジック回路を現在の回路技術で実現することが困難である。

以上の考察から、可変利得増幅器の利得制御に用いる多値信号の振幅情報は、図８に示すようなアナログ的な方法で検出されることが好ましい。この方法を用いると、比較的消費電力が少なくて済む上、コストの低減にも寄与する。

次に、図１０を参照しながら、図８に示した振幅情報の検出手段を組み込んだ受信側の具体的な構成について考察する。図１０は、入力された多値信号の振幅を調整して各振幅レベルを正しくコンパレートするためのゲイン制御フィードバックループを含んだ受信側のシステム構成例を示す説明図である。なお、図１０に示すシステム構成例は、図３に示す携帯端末１３０の中でクロック抽出部１７６、復号部１７８に相当する。

図１０に示すように、受信側のシステム構成は、可変利得増幅器２０２（ＶＧＡ）と、コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２と、デコーダ２１４と、を含むものである。さらに、このシステム構成には、絶対値回路２１６と、ローパスフィルタ２１８（ＬＰＦ）と、オペアンプ２２０（ＯＰ）と、が含まれ、ゲイン制御フィードバックループが形成される。

まず、多値信号は、可変利得増幅器２０２を介して絶対値回路２１６に入力される。絶対値回路２１６では、入力信号の振幅値が絶対値化される。そして、絶対値回路２１６において振幅値が絶対値化された入力信号は、ローパスフィルタ２１８に入力される。ローパスフィルタ２１８には所定の時定数が設定されており、ローパスフィルタ２１８では、その時定数を基準にして入力信号の時間平均が算出される。つまり、絶対値回路２１６、ローパスフィルタ２１８を通じて、多値信号の振幅絶対値に関する時間平均（以下、時間平均信号）が算出される。

ローパスフィルタ２１８から出力された時間平均信号は、オペアンプ２２０に入力される。オペアンプ２２０には、時間平均信号と共に基準レベル値が入力される。そして、オペアンプ２２０では、時間平均信号と基準レベル値とが比較され、その比較結果が可変利得増幅器２０２にフィードバックされる。可変利得増幅器２０２では、フィードバックされたオペアンプ２２０による比較結果に基づいて利得制御が行われる。図６及び図７を参照しながら説明した通り、コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２において多値信号の各振幅レベルを正しくコンパレートするためには可変利得増幅器２０２により適切に利得制御が行われることが重要になるのである。

また、ローパスフィルタ２１８に設定される時定数も重要なパラメータである。ゲイン制御フィードバックループ（自動利得制御（ＡＧＣ）ループ）は低域遮断特性を有する。そのため、ローパスフィルタ２１８の時定数が小さすぎると信号の低域成分が抑圧されて波形ひずみが生じてしまう。一方、ローパスフィルタ２１８の時定数が大きすぎると安定的にゲイン制御が行われるようになるまでに長い時間がかかってしまう。こうした理由から、ローパスフィルタ２１８には、アプリケーションに応じて適切な時定数が設定されることが望まれる。

さて、可変利得増幅器２０２において適切な利得調整が完了すると、可変利得増幅器２０２で増幅された多値信号は、コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２に入力される。コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２では、それぞれ閾値レベルＴＨ３、ＴＨ２、ＴＨ１、ＴＨ４、ＴＨ５を基準とする閾値判定が行われる。そして、各コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２による閾値判定の結果は、デコーダ２１４に入力される。このとき、可変利得増幅器２０２で多値信号の振幅が適切に調整されていれば、正しい閾値判定結果がデコーダ２１４に入力される。

デコーダ２１４では、各コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２から入力された閾値判定結果に基づいてデータが復号される。このとき、クロック検出用の閾値レベルＴＨ１を基準とする閾値判定の結果（コンパレータ２０８の出力）に基づいてクロックが再生され、その再生クロックを用いてデータが復号される。そして、デコーダ２１４で再生されたクロック（再生クロック）、及び復号されたデータ（復号データ）は、他の構成要素に向けて出力される。

以上説明したように、図１０に示した受信側のシステム構成では、ゲイン制御フィードバックループにより可変利得増幅器２０２の利得制御が行われる。さらに、その利得制御を受けた可変利得増幅器２０２により多値信号の振幅が調整されることで、図６、図７に示した問題点が解決され、多値信号の各振幅レベルが正しくコンパレートされるようになる。その結果、データの復号精度が向上する。但し、このような効果が得られるようにするためには、可変利得増幅器２０２の利得制御が適切に行われることが必要である。そして、可変利得増幅器２０２の利得制御を適切に行うためには、オペアンプ２２０に入力される時間平均信号が正しい振幅情報として機能するものであることが重要になる。

（１−４−２：多値信号の振幅特性に起因する問題点について）
あるデータを所定の符号化方式で符号化して得られる信号の時間平均値は、多くの場合、そのデータパターンに対する依存性を有する。つまり、特定のデータパターンを持つデータを符号化して得られる信号の時間平均信号を生成すると、ある期間で時間平均値が大きくなり、他の期間で時間平均値が小さくなるといった特性を示すことがある。ここでは、図１１を参照しながら、新方式に係る多値信号のケースを例に挙げて考察する。

上記の通り、新方式に係る多値信号は、データを所定の符号化方式（例えば、ＡＭＩ符号方式）で符号化して符号化信号を生成し、その符号化信号よりも大きな振幅を持つクロックを同期加算して生成することができる。図１１には、データパターン（ＤＡＴＡ＝１，１，１，１，１，１，１，０，１，１，１，１，１，１，１，１）をＡＭＩ符号化してＡＭＩ符号（Ｂ）を生成し、クロック（Ａ）を同期加算して得られる多値信号（Ｃ）を例示した。図１１の多値信号（Ｃ）は、データ０のタイミングを境に振幅が大きい期間と振幅が小さい期間とに分かれている。振幅が大きい期間では、多値信号（Ｃ）の振幅レベルが＋３及び−３（振れ幅が６）に貼り付いてしまっていることが分かる。また、振幅が小さい期間では、多値信号（Ｃ）の振幅レベルが＋１及び−１（振れ幅が２）に貼り付いてしまっていることが分かる。

このような振幅レベルの貼り付きが生じる理由は次の通りである。多値信号（Ｃ）の振れ幅が大きくなる期間では、互いに同期するクロック（Ａ）とＡＭＩ符号（Ｂ）とが同じ極性を有している。例えば、クロック（Ａ）が＋２をとるタイミングでＡＭＩ符号（Ｂ）が＋１をとり、クロック（Ａ）が−２をとるタイミングでＡＭＩ符号（Ｂ）が−１をとる。逆に、多値信号（Ｃ）の振れ幅が小さくなる期間では、互いに同期するクロック（Ａ）とＡＭＩ符号（Ｂ）とが異なる極性を有している。例えば、クロック（Ａ）が＋２をとるタイミングでＡＭＩ符号（Ｂ）が−１をとり、クロック（Ａ）が−２をとるタイミングでＡＭＩ符号（Ｂ）が＋１をとる。図１１は極端な例であるが、図１２のようにデータ０とデータ１とが混在したパターンにおいても、振幅の大きい期間と振幅の小さい期間とが一見して区別できる程度に現れうる。

このような貼り付き期間が生じると、その期間で振幅絶対値の時間平均が算出され、その算出結果に基づいて可変利得増幅器２０２の利得制御が行われてしまうことがある。例えば、振幅が小さい期間で得られた時間平均信号に基づいて利得制御が行われると、本来設定されるべき適切な増幅率よりも大きな増幅率が可変利得増幅器２０２に設定されてしまう。このような大きな増幅率で振幅が大きな期間の多値信号を増幅すると、図７に例示した問題点と同様の理由で正しく振幅レベルをコンパレートすることができなくなってしまう可能性がある。

逆に、振幅が大きい期間で得られた時間平均信号に基づいて利得制御が行われると、本来設定されるべき適切な増幅率よりも小さな増幅率が可変利得増幅器２０２に設定されてしまう。このような小さな増幅率で振幅が小さな期間の多値信号を増幅すると、図６に示した問題点と同様の理由で正しく振幅レベルをコンパレートすることができなくなってしまう可能性がある。また、先に述べたように、ローパスフィルタ２１８の時定数を大きくし過ぎるとゲイン制御フィードバックループが安定するまでに非常に長い時間がかかってしまう。そのため、予測される振幅の貼り付き期間よりも十分に長い時定数をローパスフィルタ２１８に設定することは現実的な解決策にならない。また、発生しうるデータパターンが未知であるため、振幅の貼り付き期間を確実に予測することができないという問題もある。

このような振幅の貼り付き対策として、送信側で送信するデータに予めスクランブルをかける対策が考えられる。しかし、この対策を講じる場合、回路規模の増大が避けられないという問題がある。また、スクランブルパターンを打ち消すデータパターンが発生した場合には振幅の貼り付きが発生してしまうため、根本的な解決には至らないという問題がある。仮に、データパターンが既知であり、かつ、信号の時間変化が遅い場合には、受信信号から振幅情報を検出し、その検出結果を用いて可変利得増幅器２０２の利得制御を行う構成も考えられる。しかし、高速に時間変化する未知のデータパターンから振幅情報を検出して利得制御に用いるのは現実問題として難しい。

そこで、本件発明者は、高速に時間変化する未知のデータパターンから生成された多値信号の振幅貼り付きを抑制し、可変利得増幅器２０２の利得制御を適切に行えるようにする技術を開発した。以下、当該技術に係る実施形態について詳細に説明する。

＜２：実施形態＞
以下、本発明の一実施形態について説明する。本実施形態は、高速に時間変化する未知のデータパターンから生成された多値信号の振幅貼り付きを抑制する技術に関する。この技術を適用することにより、受信側で可変利得増幅器２０２の利得制御を正しく行うことが可能になり、多値信号から各振幅レベルをコンパレートする精度が向上し、より伝送品質を高めることが可能になる。以下、詳細に説明する。

［２−１：分離符号化方式について］
ここでは、本実施形態に係る多値信号の生成方法、及び当該多値信号の振幅特性について説明する。さらに、本実施形態に係る多値信号の特性と、上記新方式に係る多値信号の特性とを比較するため、所定の条件により行ったシミュレーション結果を例示する。

（２−１−１：分離符号化方式に係る符号化方法）
まず、図１３を参照しながら、本実施形態に係る多値信号の生成方法について説明する。図１３は、本実施形態に係る多値信号の生成方法の一例を示す説明図である。なお、ベースとする符号化方式として、説明の都合上、ＡＭＩ符号方式を例に挙げて説明する。但し、ＡＭＩ符号方式に限らず、各種のバイポーラ符号方式やバイフェース符号方式にも適用することが可能である。例えば、パーシャルレスポンス符号方式、マンチェスター符号方式、ＣＭＩ符号方式等にも応用可能である。

図１３に示すように、本実施形態に係る符号化方法は、上記の新方式と同様に、データをＡＭＩ符号化してＡＭＩ符号（Ｂ）を生成すると共に、ＡＭＩ符号（Ｂ）にクロック（Ａ）を同期加算して多値信号（Ｃ）を生成する。但し、本実施形態に係る符号化方法は、ＡＭＩ符号（Ｂ）を生成する際、データを構成するビット列のうち、奇数番目に位置するビット値で構成されるビット列（奇数ビット列）と、偶数番目に位置するビット値で構成されるビット列（偶数ビット列）とを個別にＡＭＩ符号化するというものである。つまり、クロック（Ａ）の振幅レベルが正のタイミングで同期加算されるＡＭＩ符号（Ｂ）の振幅レベルと、クロック（Ａ）の振幅レベルが負のタイミングで同期加算されるＡＭＩ符号（Ｂ）の振幅レベルとは、独立の符号化処理により生成されるのである。

このように、奇数ビット列と偶数ビット列とを独立にＡＭＩ符号化することから、本実施形態に係る符号化方式を分離符号化方式と呼ぶことにする。図１３の例では、分離符号化方式に基づいてデータパターンＤＡＴＡ＝１，１，０，１，１，０，１，１，０，０，１，０，１，１，０，１から２つのＡＭＩ符号（Ｂ１）（Ｂ２）が生成されている。データパターンＤＡＴＡ＝１，１，０，１，１，０，１，１，０，０，１，０，１，１，０，１のうち、クロック（Ａ）の振幅レベルが正のタイミングに対応するビット列は、ＤＡＴＡ１＝１，０，１，１，０，１，１，０である。一方、データパターンＤＡＴＡ＝１，１，０，１，１，０，１，１，０，０，１，０，１，１，０，１のうち、クロック（Ａ）の振幅レベルが負のタイミングに対応するビット列は、ＤＡＴＡ２＝１，１，０，１，０，０，１，１である。

上記のＤＡＴＡ１をＡＭＩ符号則に則って符号化すると、ＡＭＩ符号（Ｂ１）が生成される。また、上記のＤＡＴＡ２をＡＭＩ符号則に則って符号化すると、ＡＭＩ符号（Ｂ２）が生成される。そして、ＡＭＩ符号（Ｂ１）は、クロック（Ａ）の振幅レベルが正のタイミング（ＣＬＫ＝１）でクロック（Ａ）に同期加算される。さらに、ＡＭＩ符号（Ｂ２）は、クロック（Ａ）の振幅レベルが負のタイミング（ＣＬＫ＝０）でクロック（Ａ）に同期加算される。このようにしてクロック（Ａ）とＡＭＩ符号（Ｂ）（ＡＭＩ符号（Ｂ１）及び（Ｂ２））が同期加算されることにより、図１３に示すようにな多値信号（Ｃ）が生成される。この多値信号（Ｃ）を見ると、全期間で振幅に大きな偏りが生じていないことが分かる。

また、上記の分離符号化方式に係る多値信号の生成方法を用いても、新方式に係る多値信号と同様に、ほとんど直流成分を含まず、かつ、クロックの半周期毎に極性が反転する振幅特性を持つ多値符号が生成される。そのため、本実施形態に係る分離符号化方式を適用しても、新方式に係るデータ伝送方法を適用することで得られる効果を欠損することはない。なお、本稿において奇数ビット列／偶数ビット列という表現を用いるが、この表現は１つおきに抽出されるビット値の２つの組み合わせを区別するためのものであり、奇数／偶数の意味に特別な技術的意義を持たせるものではない点に注意されたい。

（２−１−２：分離符号化方式に係る多値信号の振幅特性）
ここで、図１４を参照しながら、上記の分離符号化方式で生成された多値信号の振幅特性について、より詳細に説明する。図１４は、上記の分離符号化方式で生成された多値信号の振幅特性を説明するための説明図である。なお、上記の分離符号化方式で生成された多値信号において振幅の貼り付きが抑制される理由についても詳細に説明する。

図１４には、図１３に示した分離符号化方式で生成された多値信号（Ｃ）と、その多値信号（Ｃ）を絶対値回路２１６、ローパスフィルタ２１８に通して得られる信号波形（Ｄ）（Ｅ）とが示されている。多値信号（Ｃ）を絶対値回路２１６に入力すると、絶対値回路２１６からは信号（Ｄ）が出力される。この信号（Ｄ）を適当な時定数を持つローパスフィルタ２１８に入力すると、ローパスフィルタ２１８から信号（Ｅ）が出力される。信号（Ｅ）は、全期間を通じて振幅レベル＋２近傍を維持しており、多値信号（Ｃ）の振幅が特定の期間で大きな振幅値又は小さな振幅値に貼り付いていないことが分かる。

また、図１４には、この信号（Ｄ）をＣＬＫ＝１のタイミングで検出される信号（Ｄ１）と、ＣＬＫ＝０のタイミングで検出される信号（Ｄ２）とが分けて示されている。さらに、信号（Ｄ１）、信号（Ｄ２）をそれぞれローパスフィルタ２１８に入力して得られる信号（Ｅ１）、信号（Ｅ２）も示されている。図１４からも分かるように、信号（Ｅ１）（Ｅ２）についても、信号（Ｅ）と同様に、全期間を通じて振幅レベル＋２近傍を維持している。

このような振幅特性が得られる理由は次の通りである。まず、分離符号化方式の場合、ＡＭＩ符号（Ｂ１）及び（Ｂ２）は独立にＡＭＩ符号化されたものである。また、ＡＭＩ符号（Ｂ１）にはクロック（Ａ）の振幅レベル＋２だけが加算され、ＡＭＩ符号（Ｂ２）にはクロック（Ａ）の振幅レベル−２だけが加算される。つまり、ＡＭＩ符号（Ｂ１）に一定の振幅レベル＋２を加算して得られる信号を絶対値化したものが上記の信号（Ｄ１）である。同様に、ＡＭＩ符号（Ｂ２）に一定の振幅レベル−２を加算して得られる信号を絶対値化したものが上記の信号（Ｄ２）である。

そもそも、ＡＭＩ符号（Ｂ１）及び（Ｂ２）の各々は、ほとんど直流成分を持たない。そのため、ＡＭＩ符号（Ｂ１）及び（Ｂ２）に一定の値を加算しても、単に振幅の中心がゼロレベルから一定の値にシフトするだけである。従って、信号（Ｄ１）及び（Ｄ２）をローパスフィルタ２１８に入力すると、図１４に示す信号（Ｅ１）及び（Ｅ２）のような出力が得られるのである。当然のことながら、信号（Ｄ１）及び（Ｄ２）を組み合わせた信号（Ｄ）をローパスフィルタ２１８に入力しても、振幅の貼り付きは発生せず、信号（Ｅ）のような出力が得られるのである。

以上説明したように、本実施形態に係る分離符号化方式を用いると、多値信号から得られる時間平均信号の振幅がデータパターンに依存しなくなり、受信側で可変利得増幅器２０２の利得制御を安定的に行うことができるようになる。また、本実施形態に係る分離符号化方式の場合、奇数ビット列と偶数ビット列とを独立にＡＭＩ符号化する必要はあるものの、送信側及び受信側に振幅貼り付きを防止するための特別な回路を新たに追加せずに済む。そのため、安定したデータ伝送を実現しつつも、製造コストや消費電力を大きく増大させずに済むという功を奏する。

（２−１−３：新方式と分離符号化方式との比較）
本実施形態に係る分離符号化方式を適用して得られる効果を確認するために所定の条件でシミュレーションを実施した。シミュレーションの実施条件は次の通りである。（１）ベースとする符号化方式にはＡＭＩ符号方式を採用した。（２）新方式の多値信号は、図５に示すように振れ幅２のＡＭＩ符号と、振れ幅４のクロックとを同期加算して得られるものとした。（３）分離符号化方式の多値信号は、図１３に示すように、振れ幅４のクロックと、奇偶分離された２つのビット列を独立に符号化して得られる振れ幅２のＡＭＩ符号とを同期加算したものとした。

シミュレーションに用いたアルゴリズムは次の通りである。（ＳＴＥＰ１）クロック（ＣＬＫ）の生成：１００００ビットのビット列０１０１０１…を生成する。（ＳＴＥＰ２）データ（ＤＡＴＡ）の生成：乱数を用いて１００００ビットのビット列を生成する。但し、０、１の比率は１：１とした。（ＳＴＥＰ３）新方式及び分離符号化方式のそれぞれに基づき、ＳＴＥＰ２で生成したビット列をＡＭＩ符号化する。

ＳＴＥＰ３の詳細は次の通りである。新方式の場合：ＤＡＴＡ＝０のとき、ＡＭＩ符号の値＝０をとる。ＤＡＴＡ＝１のとき、交互にＡＭＩ符号値＝−１、＋１をとる。分離符号化方式の場合：（偶数ビット列）ＣＬＫ＝０の期間にてＤＡＴＡ＝０のとき、ＡＭＩ符号値０＝０をとる。ＣＬＫ＝０の期間にてＤＡＴＡ＝１のとき、交互にＡＭＩ符号値０＝−１、＋１をとる。（奇数ビット列）ＣＬＫ＝１の期間にてＤＡＴＡ＝０のとき、ＡＭＩ符号値１＝０をとる。ＣＬＫ＝１の期間にてＤＡＴＡ＝１のとき、交互にＡＭＩ符号値１＝−１、＋１をとる。

（ＳＴＥＰ４）新方式及び分離符号化方式に基づいて生成されたＡＭＩ符号をクロックに同期加算して多値信号の振幅レベルを算出する。算出方法は次の通りである。新方式の場合：多値信号の振幅レベル（ＯＵＴ１）＝４＊（ＣＬＫ−０．５）＋ＡＭＩ符号値。分離符号化方式の場合：ＣＬＫ＝０の期間にて、多値信号の振幅レベル（ＯＵＴ２）＝４＊（ＣＬＫ−０．５）＋ＡＭＩ符号値０、ＣＬＫ＝１の期間にて、多値信号の振幅レベル（ＯＵＴ２）＝４＊（ＣＬＫ−０．５）＋ＡＭＩ符号値１。

（ＳＴＥＰ５）新方式の多値信号（ＯＵＴ１）及び分離符号化方式の多値符号（ＯＵＴ２）を絶対値化し、それぞれ新方式に係る絶対値出力（ＡＢＳ１）及び分離符号化方式に係る絶対値出力（ＡＢＳ２）を得る。（ＳＴＥＰ６）新方式に係る絶対値出力（ＡＢＳ１）及び分離符号化方式に係る絶対値出力（ＡＢＳ２）をＬＰＦに通し、それぞれ新方式に係るＬＰＦ出力（ＬＰＦ１）及び分離符号化方式に係るＬＰＦ出力（ＬＰＦ２）を得る。

上記の方法でシミュレーションを行った結果を図１５、図１６、図１７に示した。但し、これらの結果は、１００ビット目から２００ビット目までの時間を切り出して表示したものである。図１５には、新方式の符号化方法で生成された多値信号（Ａ：ＯＵＴ１）と、分離符号化方式で生成された多値信号（Ｂ：ＯＵＴ２）とが示されている。また、図１６には、図１５に示した新方式に係る多値信号（Ａ：ＯＵＴ１）の絶対値回路出力（Ａ：ＡＢＳ１）と、分離符号化方式に係る多値信号（Ｂ：ＯＵＴ２）の絶対値回路出力（Ｂ：ＡＢＳ２）とが示されている。

さらに、図１７には、図１６に示した新方式に係る絶対値回路出力（Ａ：ＡＢＳ１）のＬＰＦ出力（Ａ：ＬＰＦ１）と、分離符号化方式に係る絶対値回路出力（Ｂ：ＡＢＳ２）のＬＰＦ出力（Ｂ：ＬＰＦ２）とが示されている。但し、図１７に示したＬＰＦ出力は、時定数が４シンボル期間に相当する１次のＬＰＦに図１６の絶対値回路出力を通して得られるものである。また、図１７には、１００００シンボル期間にわたる各ＬＰＦ出力波形の標準偏差が併せて記載されている。図１７のシミュレーション結果を参照すると、新方式に係るＬＰＦ出力（Ａ）に比べ、分離符号化方式に係るＬＰＦ出力（Ｂ）の方がばらつきが小さいことが分かる。

このことは標準偏差の値を比較することでも確認することができる。今次実施したシミュレーション結果の場合、分離符号化方式に係るＬＰＦ出力の標準偏差は、新方式に係るＬＰＦ出力の標準偏差の約４７％となった。この結果から、分離符号化方式に係る多値信号の振幅時間平均が非常に安定しているということが確認できた。このように、本実施形態に係る分離符号化方式を適用すると、多値信号の振幅時間平均におけるデータパターン依存性を低く抑えることが可能になり、受信側で安定した利得制御を実現することができるようになる。

その結果、振幅情報を検出する手段に設けられるＬＰＦの時定数を小さく設計することができるようになり、立ち上がり時間が短縮されると共に、復号時のエラーレートを低減させることが可能になる。また、特定のデータパターンで信号振幅が上下に貼りつくことがなくなるため、送信側でスクランブラー等を設ける必要が無くなり、回路の簡素化が実現され、さらに、その簡素化に伴う低消費電力化を実現することが可能となる。

［２−２：ゲイン制御フィードバック手段の構成］
次に、図１８〜図２１を参照しながら、本実施形態の分離符号化方式に係る符号化方法及び復号方法を実現することが可能な送信側及び受信側のシステム構成及び具体的な回路構成について説明する。なお、送信側のモジュールと受信側のモジュールとは、１本の伝送線路又は１対の差動伝送線路で接続され、クロックとデータ信号とが共に伝送される。また、図１８に示すシステム構成は、本実施形態の分離符号化方式に係る主な構成要素を抜き出して記載したものであり、例えば、図３に示す携帯端末１３０の構成要素と組み合わせて利用される。

まず、図１８を参照する。送信側のモジュールは、主にエンコーダ（符号化部１５２）と、ドライバ１５４（バッファ２３２、２３４、２３６、２３８、２４０、２４２）とにより構成される。まず、伝送すべきクロックＣＬＫと、クロックＣＬＫに同期したデータＤＡＴＡとがエンコーダ（符号化部１５２）に入力される。このクロックＣＬＫは、その倍の周波数を持つ元クロック信号ＣＫＩから、図１９に示す同期回路を用いて生成される。エンコーダ（符号化部１５２）に入力されたデータＤＡＴＡは、クロックＣＬＫを用いて符号化される。このとき、エンコーダ（符号化部１５２）は、上記の分離符号化方式に基づいてデータＤＡＴＡを符号化して多値信号を生成する。

エンコーダ（符号化部１５２）で生成された多値信号は、ドライバ１５４により伝送線路に出力される。ドライバ１５４は、エンコーダ（符号化部１５２）の出力ＤＯ０〜ＤＯ５のうち、ビット値１をとるビット数に応じて多値信号の振幅レベルを出力する。伝送線路を通じて受信側のモジュールに到達した多値信号は、可変利得増幅器２０２（ＶＧＡ）に入力される。可変利得増幅器２０２の出力は、絶対値回路２１６に入力されて絶対値化される。さらに、絶対値回路２１６の出力は、ローパスフィルタ２１８に入力され、高域成分が除去されて時間平均が出力される。ローパスフィルタ２１８の出力は、オペアンプ２２０に入力される。

オペアンプ２２０には、さらに基準電圧ＶＲＥＦが入力され、ローパスフィルタ２１８の出力（振幅情報）と基準電圧ＶＲＥＦとが比較される。なお、基準電圧ＶＲＥＦの生成方法については後述する。オペアンプ２２０は、ローパスフィルタ２１８の出力が所望のレベル（基準電圧ＶＲＥＦ）よりも低い場合、可変利得増幅器２０２の利得を増加させる。逆に、ローパスフィルタ２１８の出力が所望のレベル（基準電圧ＶＲＥＦ）よりも高い場合、オペアンプ２２０は、可変利得増幅器２０２の利得を減少させる。このようなゲイン制御フィードバックループを設けることにより、可変利得増幅器２０２の出力振幅は、後段に配置されたコンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２が正しく各振幅レベルをコンパレートできる範囲に調整される。

可変利得増幅器２０２の出力振幅は、コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２に入力される。コンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２では、それぞれに設定された閾値レベルを基準に閾値判定が行われ、その判定結果（ＤＩ０、ＤＩ１、ＤＩ２、ＤＩ３、ＤＩ４）がデコーダ２１４に入力される。デコーダ２１４は、図２１に示すような回路構成により実現される。デコーダ２１４に判定結果（ＤＩ０、ＤＩ１、ＤＩ２、ＤＩ３、ＤＩ４）が入力されると、その入力値に基づいて多値信号のクロック成分ＣＫ０及びデータＤ０が生成され、それぞれ再生クロックＣＬＫ及び復号データＤＡＴＡとして出力される。なお、図１３からも明らかなように、多値信号の各振幅レベルと各ビット値との関係は新方式の場合と同じである。例えば、多値信号の振幅レベル＋３、＋１、−１、−３はビット値１に対応し、振幅レベル＋２、−２はビット値０に対応する。

ここで、図２０を参照しながら、振幅比較演算回路の具体的な構成例について説明する。振幅比較演算回路は、振幅検出回路の部分と比較回路の部分とに大きく分けることができる。振幅検出回路は、絶対値回路２１６、ローパスフィルタ２１８を含む部分である。比較回路は、主にオペアンプ２２０の部分である。図２０に示すように、振幅検出回路は、シングル差動変換回路、ギルバートセルミキサー、ＲＣ−ＬＰＦにより構成される。また、オペアンプ２２０に入力される基準電圧ＶＲＥＦは次のように生成される。

先に述べた通り、コンパレータの閾値レベルは、多値信号の多重度に応じて複数設けられる。多値信号の各振幅レベルを正しくコンパレートするためには、これらの閾値レベルと、可変利得増幅器２０２の出力振幅の時間平均値が取るべき値（ＶＩＤＥＡＬ）との間に成り立つ比例関係を考慮すればよい。基準電圧ＶＲＥＦは、値ＶＩＤＥＡＬを上記の振幅検出回路と同一構成の回路（シングル差動変換回路、ギルバートセルミキサー、ＲＣ−ＬＰＦ）に入力することにより得られる。なお、伝送レートが高く、絶対値回路２２４の周波数特性が無視できない場合、デコーダ２１４で抽出した再生クロック（ＣＬＫ）で値ＶＩＤＥＡＬの極性を切り替え、その切り替え出力を絶対値回路２２４に入力することで補償することが可能である。なお、このような極性の切り替え制御は、基準振幅生成回路２２２（図１８）により実施される。

以上、本発明の一実施形態について説明した。上記の通り、本実施形態に係る分離符号化方式は、クロック信号（同期信号）の極性が正の時と負の時でデータ信号を２組に分け、それぞれ独立にＤＣフリー特性を有する符号化方式で符号化し、同期信号と足し合わせるというものである。この分離符号化方式を用いることにより、ＤＣフリーで、かつ、振幅時間平均がデータパターンにほとんど依存しない多値信号が生成される。その結果、受信側でＶＧＡの利得制御を正しく行うことができるようになり、データエラーを低減させることが可能になる。また、受信側に設けられる振幅検出回路の周波数特性を再生クロックで補償することにより、伝送レートが高い場合でもＶＧＡの適切な利得制御を行うことができるようになる。

＜３：まとめ＞
最後に、本実施形態の分離符号化方式を適用した信号処理装置が有する機能構成と、当該機能構成により得られる作用効果について簡単に纏める。なお、上記の携帯端末１３０の一部構成は、当該信号処理装置の一例である。当該信号処理装置の機能構成は次のように表現することができる。まず、当該信号処理装置は、以下のような機能を持つ符号化部、及び信号生成部を有する。

上記の符号化部は、互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成するものである。また、上記の信号生成部は、前記符号化部で生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成するものである。

先に説明した通り、本実施形態の分離符号化方式は、符号化信号とクロックとを同期加算して多値信号を生成する技術に関する。特に、クロックの振幅レベルが正のタイミングに同期して加算される符号化信号の振幅レベルと、クロックの振幅レベルが負のタイミングに同期して加算される符号化信号の振幅レベルとが独立した符号化処理により生成される点に特徴がある。上記の符号化部は、符号化すべきデータを奇数ビット列と偶数ビット列とに分け、各ビット列を独立に符号化する機能を有している。

つまり、各符号化信号がクロックに同期加算されても、同期加算後の各信号の振幅特性は、各符号化信号の振幅特性と同じになる。例えば、第１の符号化信号にはクロック信号が持つ正の振幅値が加算されるが、クロック信号が持つ正の振幅値は一定値であるため、同期加算後の信号は、単に第１の符号化信号の振幅中心をシフトしたものとなる。また、上記の符号化部は、直流成分を含まない符号化信号が生成される符号化方式で符号化している。そのため、上記の信号処理装置で生成される多値信号の振幅絶対値は、クロック周期に対して短すぎない時間で平均した場合にほぼ一定になる。

このように、振幅絶対値の時間平均が期間に応じて大きく変化することが皆無になると、受信側でＶＧＡの利得制御を行う際の基準値として振幅絶対値の時間平均を利用した場合に、非常に安定した利得制御を行うことが可能になる。その結果、多値信号の各振幅レベルをコンパレートする際に生じるエラーが低減され、データエラーレートを低減させることが可能になる。結果として、伝送品質を向上させることができる。

（備考）
上記のエンコーダ（符号化部１５２）は、符号化部、信号生成部の一例である。上記のドライバ１５４は、信号送信部の一例である。
上記のレシーバ１７４は、信号受信部の一例である。上記のコンパレータ２０４、２０６、２０８、２１０、２１２、及びデコーダ２１４は、振幅検出部の一例である。
上記のデコーダ２１４は、復号部の一例である。上記の振幅比較演算回路は、増幅率制御部の一例である。
上記のデコーダ２１４は、クロック再生部の一例である。上記の基準振幅生成回路２２２、絶対値回路２２４、ローパスフィルタ２２６は、基準平均値算出部の一例である。
上記のローパスフィルタ２１８は、フィルタ回路の一例である。上記のベースバンドプロセッサ１１０は、演算処理部の一例である。上記の液晶部１０４は、表示部の一例である。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

１００ 携帯端末
１０２ 表示部
１０４ 液晶部
１０６ 接続部
１０８ 操作部
１１０ ベースバンドプロセッサ
１３０ 携帯端末
１３２ パラレル信号線路
１３４ シリアル信号線路
１３６ パラレル信号線路
１５０ シリアライザ
１５２ 符号化部
１５４ ドライバ
１５６ 重畳部
１６０ 同軸ケーブル
１７０ デシリアライザ
１７２ 分離部
１７４ レシーバ
１７６ クロック抽出部
１７８ 復号部
２０２ 可変利得増幅器
２０４ コンパレータ
２０４、２０６、２０８、２１０、２１２ コンパレータ
２１４ デコーダ
２１６ 絶対値回路
２１８ ローパスフィルタ
２２０ オペアンプ
２２２ 基準振幅生成回路
２２４ 絶対値回路
２２６ ローパスフィルタ
２３２、２３４、２３６、２３８、２４０、２４２ バッファ

Claims (11)

1. 互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化部と、
   前記符号化部で生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成部と、
   を備える、信号処理装置。
2. 前記信号生成部で生成された多値信号を所定の伝送路を通じて送信する信号送信部と、
   前記所定の伝送路を通じて送信された多値信号を受信する信号受信部と、
   前記信号受信部で受信した多値信号の振幅値を検出する振幅検出部と、
   前記振幅検出部で検出された正の振幅値に基づいて前記第１のビット列を復号し、負の振幅値に基づいて前記第２のビット列を復号する復号部と、
   をさらに備える、請求項１に記載の信号処理装置。
3. 前記信号受信部で受信した多値信号の振幅を増幅する可変利得増幅器と、
   前記可変利得増幅器の増幅率を制御する増幅率制御部と、
   をさらに備え、
   前記振幅検出部は、前記可変利得増幅器の増幅率に基づいて決定される所定の閾値を用いて前記可変利得増幅器で振幅が増幅された多値信号の振幅値を検出し、
   前記増幅率制御部は、前記可変利得増幅器から出力された多値信号の振幅絶対値の時間平均値が、前記所定の閾値に基づいて決定される基準振幅値に適合するように前記可変利得増幅器の増幅率を制御する、請求項２に記載の信号処理装置。
4. 前記信号受信部で受信した多値信号の極性反転周期を検出し、当該に基づいて前記クロック信号を再生するクロック再生部をさらに備え、
   前記復号部は、前記クロック再生部で再生されたクロック信号に基づいて前記第１及び第２のビット列を復号する、請求項３に記載の信号処理装置。
5. 前記クロック再生部で再生されたクロック信号により前記基準振幅値を変調し、当該変調出力の振幅絶対値を前記多値信号の振幅絶対値の時間平均値と同じ時定数で時間平均して基準平均値を算出する基準平均値算出部をさらに備え、
   前記増幅率制御部は、前記多値信号の振幅絶対値の時間平均値が前記基準平均値算出部で算出された基準平均値に近い値となるように前記可変利得増幅器の増幅率を制御する、請求項４に記載の信号処理装置。
6. 前記増幅率制御部は、
   前記可変利得増幅器から出力された多値信号の振幅絶対値を生成する絶対値回路と、
   前記絶対値回路から出力された振幅絶対値の時間平均値を生成するフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路から出力された時間平均値と前記基準振幅値とが入力され、前記時間平均値が前記基準振幅値を上回る場合に前記可変利得増幅器の増幅率を低減させ、前記時間平均値が前記基準振幅値を下回る場合に前記可変利得増幅器の増幅率を増加させる制御信号を出力するオペアンプと、
   を含む、請求項４に記載の信号処理装置。
7. 前記所定の符号化方式は、ＡＭＩ（Ａｌｔｅｒｎａｔｅ Ｍａｒｋ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）符号化方式である、請求項１に記載の信号処理装置。
8. 互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化部と、
   前記符号化部で生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成部と、
   映像データ、音声データ、通信データ、及び制御データの中から選択される１つ又は複数のデータを出力する演算処理部と、
   を備え、
   前記演算処理部から出力されたデータのビット列が前記符号化部に入力されて前記第１及び第２の符号化信号が生成され、当該第１及び第２の符号化信号が前記信号生成部に入力されて多値符号が生成され、装置内部に設けられた所定の伝送路を通じて当該多値符号が伝送される、情報処理装置。
9. 前記所定の伝送路を通じて送信された多値信号を受信する信号受信部と、
   前記信号受信部で受信した多値信号の振幅値を検出する振幅検出部と、
   前記振幅検出部で検出された正の振幅値に基づいて前記第１のビット列を復号し、負の振幅値に基づいて前記第２のビット列を復号する復号部と、
   前記映像データを表示するための表示部と、
   をさらに備え、
   前記演算処理部で出力されたデータが映像データである場合に、前記復号部は、当該映像データに相当する前記第１及び第２のビット列を前記表示部に入力し、
   前記表示部は、前記復号部により入力された第１及び第２のビット列に基づいて映像データを表示する、請求項８に記載の情報処理装置。
10. 互いに異なる第１及び第２のビット値で表現されたビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化ステップと、
    前記符号化ステップで生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成ステップと、
    を含む、多値符号化方法。
11. 演算処理装置から、映像データ、音声データ、通信データ、及び制御データの中から選択される１つ又は複数のデータが出力されるデータ出力ステップと、
    前記データ出力ステップで前記演算処理部から出力されたデータに相当するビット列から１ビットおきにビット値を抽出して得られる、奇数番目に位置するビット値で構成された第１のビット列と、偶数番目に位置するビット値で構成された第２のビット列と、をそれぞれ所定の符号化方式で符号化して直流成分を含まない第１及び第２の符号化信号を生成する符号化ステップと、
    前記符号化ステップで生成された第１及び第２の符号化信号よりも大きな振幅を有するクロック信号に対し、当該クロック信号が正の振幅値をとるタイミングに同期して前記第１の符号化信号を加算し、当該クロック信号が負の振幅値をとるタイミングに同期して前記第２の符号化信号を加算することにより多値信号を生成する信号生成ステップと、
    所定の伝送路を通じて当該多値符号が伝送される信号伝送ステップと、
    を含む、データ伝送方法。

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