JP2010533288A - 物体を容量検出する方法および装置 - Google Patents

Abstract

人間（ＢＯＤ１）が近接にいると、１対の容量板（１０ａ、１０ｂ）を有するセンサ・キャパシタ（ＣＸ）のキャパシタンス値に変化が生じる。前記変化は、−前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）を電源（４０）に結合させることによって前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）を充電することであって、前記充電中に前記電源（４０）がタンク・キャパシタ（Ｃ２）から切り離される、充電することと、−前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）からタンク・キャパシタ（Ｃ２）へ電荷を転送することであって、前記電荷転送中に前記電源（４０）が前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）から切り離される、転送することと、−前記充電および電荷転送を数回繰り返すことと、−前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＶＸ）を監視することと、−前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＶＸ）の変化率に依存する少なくとも１つの値を求めることとによって検出される。容量センサのキャパシタンスは通常低く、通常１００ｐＦから１ｎＦ程度である。タンク・キャパシタ（Ｃ２）のキャパシタンスは、センサ・キャパシタ（ＣＸ）のキャパシタンスより数桁高くすることができる。大きなタンク・キャパシタ（Ｃ２）は、信号雑音を効果的にフィルタリング除去する低域通過フィルタの一部として作用する。

Description

本発明は、物体、たとえば人間の容量検出に関する。

２つの板同士の間のキャパシタンスの変化を求めることによって、身体または物体の存在を検出することができる。物体が存在すると、板同士の間の比誘電率に変化が生じ、そのとき、物体が前記板から遠く離れている状態と比較して、前記２つの板によって形成されるキャパシタンスに変化が生じる。

たとえば、容量センサを使用すると、たとえば盗難防止用の警報システムで人々の動きを検出することができる。

容量センサのキャパシタンスの絶対値は通常、非常に小さい。センサおよび監視回路に電磁雑音が結合されると、前記キャパシタンスの小さな変化を検出するのが困難になる。

キャパシタのキャパシタンス値は、前記キャパシタをＲＣ回路の一部として結合することによって、そして前記ＲＣ回路の時定数を求めることによって測定できることが知られている。抵抗器およびキャパシタは直列に接続され、キャパシタには、抵抗器を介して充電される。充電は所定の電圧から開始する。充電時間は、時定数で特徴付けることができる。キャパシタおよび抵抗器によって形成される回路の時定数は、所定の電圧レベルに到達するまでの時間を測定することによって、または所定の負荷時間後の電圧を測定することによって求められる。時定数および抵抗がわかると、キャパシタンスを計算することができる。

この方法は、容量センサのキャパシタンスを測定する際に使用することができる。この方法の問題は、測定されたキャパシタンスが低い場合、測定される信号のエネルギーが非常に低いことである。したがって、充電時間または所定の負荷時間後に得られる電圧を測定することによって十分な精度を得るのは困難である。さらに、電磁放射が測定に容易に干渉する可能性がある。実際には、センサのキャパシタンスは低すぎて、充電時間も短くなり、たとえば低コストのマイクロコントローラを使用して十分な精密で測定することはできない。さらに、この原理に基づいた測定は、いかなる種類の低域通過フィルタも含まず、そのため、測定すべき信号の上に高周波の折返し雑音が現れる。

キャパシタのキャパシタンス値は、前記キャパシタに交流電圧を結合させることによって、そして前記キャパシタのインピーダンスを求めることによって測定できることが知られている。

キャパシタは、そのインピーダンスのため、交流の流れの影響を受けにくい。インピーダンスは、周波数領域内のキャパシタンスに反比例する。未知のキャパシタのインピーダンスは、たとえばホイートストン・ブリッジなどのブリッジ比較回路を使用することによって、既知のキャパシタのインピーダンスと比較することができる。この方法には複雑な回路が必要であり、したがって高価なものとなる。

キャパシタのキャパシタンス値の変化は、前記キャパシタを同調発振回路の一部として結合させることによって検出できることが知られている。

容量センサ構成は、未知のセンサ・キャパシタおよび既知のコイル（インダクタンス）から構成される共振回路を備えることができる。センサ・キャパシタのキャパシタンスが所定の値に到達すると、回路が共振し始めて、発振の振幅が突然増大する。回路が共振しているかどうかは容易に測定することができる。この方法は極めて感度が良いが、特定の狭いキャパシタンス範囲内のみである。より広い範囲が必要とされるときは、この方法は実行可能ではない。

本発明の目的は、物体の容量検出に適した装置および方法を提供することである。

物体が存在すると、物体が遠く離れている状態と比較して、容量センサ、すなわちセンサ・キャパシタのキャパシタンスが変化する。容量センサ近傍の物体が動くと、センサ・キャパシタのキャパシタンスが変化する。

本発明の第１の態様によれば、物体を容量検出する装置であって、
− 少なくとも１つの第１の容量素子と少なくとも１つの第２の容量素子の間に形成されたセンサ・キャパシタを有し、前記物体の存在によって前記センサ・キャパシタのキャパシタンスを変化させることができるような容量センサと、
− 電源と、
− 前記センサ・キャパシタを充電するために前記センサ・キャパシタを前記電源に結合させる第１のスイッチと、
− タンク・キャパシタと、
− 前記センサ・キャパシタから前記タンク・キャパシタへ電荷を転送するために、そして前記タンク・キャパシタの電圧を変化させるために、前記センサ・キャパシタを前記タンク・キャパシタに結合させる第２のスイッチと、
− 前記スイッチが同時に閉じた状態にならないように、前記スイッチを数回開閉することによって前記充電および電荷転送を制御する少なくとも１つのスイッチ・ドライバ・ユニットと、
− 前記タンク・キャパシタの電圧を監視する電圧監視ユニットと、
− 前記タンク・キャパシタの電圧の変化率に依存する少なくとも１つの測定値を求める制御装置とを備える装置が提供される。

本発明の第２の態様によれば、物体を容量検出する方法であって、少なくとも１つの第１の容量素子と少なくとも１つの第２の容量素子の間に形成されたセンサ・キャパシタを有し、前記物体の存在によって前記センサ・キャパシタのキャパシタンス値を変化させることができるような容量センサを使用することによって検出する方法において、
− 前記センサ・キャパシタを電源に結合させることによって前記センサ・キャパシタを充電することであって、前記充電中に前記電源がタンク・キャパシタから切り離される、充電することと、
− 前記センサ・キャパシタからタンク・キャパシタへ電荷を転送することであって、前記電荷転送中に前記電源が前記タンク・キャパシタから切り離される、転送することと、
− 前記充電および電荷転送を数回繰り返すことと、
− 前記タンク・キャパシタの電圧を監視することと、
− 前記タンク・キャパシタの電圧の変化率に依存する少なくとも１つの測定値を求めることとを含む方法が提供される。

本発明による測定回路によって、センサ・キャパシタの未知のキャパシタンスが求められる。本発明によれば、既知のタンク・キャパシタは、センサ・キャパシタを使用することによって電源から前記タンク・キャパシタへ電荷を数回転送することによって充電される。充電により、センサ・キャパシタのキャパシタンスに比例する速度で前記タンク・キャパシタの電圧が増大する。第１の変化率を、先に測定された第２の変化率と比較することによって、物体の動きを検出することができる。タンク・キャパシタの電圧の変化率が増大した場合、物体が容量センサにより近づいたと判断することができる。前記電圧の変化率の変化（第２の導関数）は、容量センサ近傍で物体が動いたことを示す。

センサ・キャパシタの電圧は、低エネルギー信号を表し、タンク・キャパシタの電圧は、高エネルギー信号を表す。より小さなセンサ・キャパシタによってより大きな既知のキャパシタへ電荷を転送すると、たとえばアナログ・デジタル変換前に、低エネルギー信号を高エネルギー信号に組み込むことができる。したがって、電磁干渉に対する測定装置の感度が大幅に低減される。

また、解像度、測定範囲、および／またはデータ取得速度を最適化するように、測定装置の動作パラメータを最適化することができる。前記動作パラメータは、ソフトウェアによって調整することもできる。

測定装置は本来、小さい方のセンサ・キャパシタから形成された低域通過フィルタと、電荷転送スイッチと、大きい方のタンク・キャパシタとを備える。前記低域通過フィルタは、高周波干渉によって生じる雑音を効果的に減衰させる。

危険なほど高い電圧、たとえば１００Ｖ程度以上の電圧を使用することによって、小さなキャパシタンスを精密に測定できることが知られている。本発明のおかげで、より低い電圧、たとえば２４Ｖ以下の電圧を使用することによって、キャパシタンスの変化を精密に監視することができる。

本発明の実施形態およびそれらの利益は、本明細書で以下に示す説明および例から、また添付の特許請求の範囲から、当業者にはより明らかになるであろう。

以下の例では、本発明の実施形態について、添付の図面を参照してより詳細に説明する。

容量近接センサの３次元図である。 本発明によるスイッチト・キャパシタ測定回路の概略図である。 電圧比較器を備えるキャパシタンス測定装置の回路図である。 図３の装置に対するタイミング図である。 アナログ・スイッチング・ユニットＤＧ４０３ＤＪを備えるキャパシタンス測定装置の回路図である。 測定の出力を例として示す図である。 測定パラメータの可能な選択を例として示す図である。 キャパシタンスをスイッチングするカットオフ周波数を示す図である。 アナログ・デジタル変換器を備えるキャパシタンス測定装置の回路図である。 図８の装置に対するタイミング図を例として示す図である。 図３の装置に対するキャパシタ電圧の時間的な変化を例として示す図である。 図８の装置に対するキャパシタ電圧の時間的な変化を例として示す図である。 容量センサ・アレイの３次元図である。 センサ網の上面図である。 図１２ａの網の横断面図である。 差動キャパシタンス測定装置の回路図である。 ３つの板を含む容量近接センサの３次元図である。 ２つの板を含み、電気接地上に配置された容量近接センサの３次元図である。

すべての図面は概略図である。

図１を参照すると、容量センサ２０は、第１の導電素子１０ａおよび第２の導電素子１０ｂを含むことができる。素子１０ａ、１０ｂは、互いから電気的に絶縁される。素子１０ａ、１０ｂは、任意の形状を有することができる。素子１０ａ、１０ｂの一方または両方を、いくつかの部分からなる導電構造とすることができる。導電素子１０ａまたは１０ｂとして、電気接地またはアースを使用することもできる（図１４ｂ参照）。第１の素子１０ａは接続端子Ｔ０を有し、第２の素子は接続端子Ｔ１を有する。

素子１０ａ、１０ｂが板であると有利である。板１０ａ、１０ｂは、電気絶縁基板５の中または上に配置することができる。

板１０ａ、１０ｂは、前記板１０ａ、１０ｂ間に位置する媒体とともに、容量システムを形成する。前記容量システムＣＸは、キャパシタンス値ＣＸを有する。話を簡単にするために、本明細書では、記号ＣＸを使用して、物理エンティティ（キャパシタ）ならびに測定可能な量（キャパシタンス）を指す。

センサ２０近傍に物体ＢＯＤ１が存在すると、板１０ａ、１０ｂ間の媒体の誘電率が変化する。したがって、物体ＢＯＤ１が存在すると、物体ＢＯＤ１がセンサ２０から遠く離れている状態と比較して、キャパシタンスＣＸが変化する。

キャパシタンスＣＸは、物体ＢＯＤ１とセンサ２０の間の距離、ならびに物体ＢＯＤ１の材料、寸法、および形状に依存する。したがって、前記容量システムＣＸは、未知のキャパシタである。

物体ＢＯＤ１がセンサ２０から遠く離れているとき、キャパシタンスＣＸは、たとえば５ｎＦ以下になることがあり、またさらには、空間解像度を改善するために、１ｎＦ以下にすることができる。十分な空間解像度を確保するには、板１０ａ、１０ｂの面積を小さくすることが必要となることがある。

物体の誘電率は通常、空気の誘電率からずれる。通常、物体ＢＯＤ１が存在すると、キャパシタンスＣＸが増大する。導電性の物体ＢＯＤ１が存在するときも、キャパシタンスＣＸが増大する。これは、導電性の物体は、実質上無限の誘電率を有すると理解できるからである。

センサ２０は、板１０ａ、１０ｂと物体ＢＯＤ１の電気接触を防止する電気絶縁層（たとえば、図１２ｂ参照）を含むことができる。

最適の空間解像度および信号対雑音比のために、板１０ａ、１０ｂの寸法を、検出すべき物体ＢＯＤ１の寸法と同程度にすることができる。物体ＢＯＤ１がたとえば人間の足である場合、板１０ａの寸法を、方向ＤＸおよびＤＹに、たとえば３〜３０ｃｍの範囲にすることができる。

ＤＸ、ＤＹ、およびＤＺは直交する方向である。基板５は、方向ＤＸおよびＤＹによって画定される平面内に位置することができる。

図２を参照すると、スイッチト・キャパシタ回路は、交互に充放電されるように２つのスイッチ間に接続されたキャパシタを備える回路である。このタイプの回路は、抵抗器のように作用する。

図２は、スイッチト・キャパシタ回路を示す。このスイッチト・キャパシタ回路は、未知のセンサ・キャパシタンスＣＸと、第１のスイッチＳ１と、第２のスイッチＳ２と、電源４０とを含む。電源は、電圧Ｖ１を供給する。スイッチＳ１およびＳ２は、スイッチＳ１、Ｓ２が同時に閉じた状態にならないように、スイッチング周波数ｆ_ＳＷで開閉される。たとえば、第２のスイッチＳ２が開いた（非導電）状態であるとき、第１のスイッチを閉じた（導電）状態にすることができ、また逆も同様である。

電源４０は、電圧Ｖ１を供給する。スイッチＳ１を閉じると、センサ・キャパシタＣＸへ電荷が転送される。スイッチＳ１を開きかつスイッチＳ２を閉じると、センサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタＣ２へ電荷が転送される。スイッチＳ１、Ｓ２を交互に数回開閉すると、タンク・キャパシタＣ２の電圧が段階的に増大する。このスイッチングは、たとえばタンク・キャパシタＣ２上で所定の電圧が得られるまで継続することができる。

図３は、近接検出装置１００を示す。近接検出装置１００は、容量近接センサ２０と、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３と、タンク・キャパシタＣ２と、電源４０と、基準電圧源５８と、比較器５０と、制御装置６０とを備えることができる。電源４０は、電圧Ｖ１を供給する。容量センサ２０は、センサ・キャパシタＣＸによって表される。

電圧源４０の第１のノードは、センサ・キャパシタＣＸの第１の端子Ｔ０に結合される。電圧源４０の第２のノードは、スイッチＳ１によってセンサ・キャパシタＣＸの第２の端子Ｔ１に結合される。したがって、センサ・キャパシタＣＸを電源４０の電圧Ｖ１まで充電することができる。

端子Ｔ０はまた、接地ＧＮＤ、たとえばアースに接続することができる。しかしこれは、必ずしも必要ではない。

まず、スイッチＳ３を閉じることによって、タンク・キャパシタＣ２を放電させることができる。その後、スイッチＳ３を開いて、開いた状態で保持する。

次に、スイッチＳ２が開いた状態にある間にスイッチＳ１を閉じることによって、センサ・キャパシタＣＸが充電される。次いで、スイッチＳ１を開いて、スイッチＳ２を閉じることによって、センサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタＣ２へ電荷が転送される。電荷が転送されると、タンク・キャパシタ上の電圧ＶＸがわずかな量だけ増大する。

タンク・キャパシタＣ２のキャパシタンスは、たとえば、センサ・キャパシタＣＸの最小キャパシタンス値の１０倍以上、好ましくは前記センサ・キャパシタＣＸのキャパシタンス値の１００倍以上とすることができる。

電圧ＶＸが基準電圧源５８によって供給される基準電圧Ｖｒｅｆ以上になるまで、スイッチＳ１およびＳ２を連続して数回開閉することによって、タンク・キャパシタの電圧ＶＸを増大させる。

電圧ＶＸおよびＶｒｅｆは、比較器５０の入力５１、５２に結合させることができる。比較器５０の出力５３は、制御装置６０の入力６１に結合させることができる。

制御装置６０は、比較器出力５３の状態が変化したときにスイッチＳ３を閉じることによってタンク・キャパシタＣ２を放電させるように構成することができる。

制御装置６０は、比較器出力５３の状態の変化から所定の時間が経った後、スイッチＳ３を閉じることによってタンク・キャパシタＣ２を放電させるように構成することができる。

スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３は、少なくとも１つのスイッチ駆動ユニット９０によって制御することができる。スイッチ駆動ユニット９０は、別個の構成要素としても、制御装置６０内に組み込んでもよい。

制御装置６０は、電荷転送サイクルの数Ｎ_ｋ、すなわち比較器出力の状態を変化させるのに必要なスイッチＳ２を閉じる回数を計数するように構成することができる。制御装置６０は、端子６２、２０１を介して、数Ｎ_ｋを外部データ処理装置２００へ送るように構成することができる。

数Ｎ_ｋ、または前記計数された数Ｎ_ｋに依存するさらなる情報が測定結果になる。

前記さらなる情報は、たとえば、時定数、タンク・キャパシタ電圧ＣＸが所定の電圧に到達するのに必要な期間Ｔ_ｋ、所定の期間Ｔ_ＦＩＸ後に得られるタンク・キャパシタＣ２の電圧ＶＸ、センサ・キャパシタＣＸの絶対値、その以前の値と比較したセンサ・キャパシタＣＸのキャパシタンスの変化、またはその以前に測定した値と比較したセンサ・キャパシタＣＸのキャパシタンスの相対変化（たとえば、＋１％）とすることができる。

近接検出装置１００のデータ取得速度とは、単位時間当たり測定された個別のキャパシタンス値ＣＸの数を意味する。スイッチング周波数とは、単位時間当たりの第２のスイッチＳ２を閉じるサイクルの数を意味する。スイッチング周波数は、データ取得速度より数桁高くすることができる。

基準電圧Ｖｒｅｆは、回数Ｎ_ｋとキャパシタンス値ＣＸの間で実質上直線の関係を提供するような、電源４０の電圧Ｖ１の３０％以下の値とすることができる。

基準電圧源５８は、たとえば、抵抗器Ｒ１およびＲ２によって形成された分圧器を備えることができる。分圧器の利点は、測定結果が絶対電圧Ｖ１に実質上左右されないことである。また、たとえばツェナー・ダイオードに基づいた基準電源を使用することもできる。

データ処理装置２００は、たとえば、監視システムのコンピュータとすることができる。

装置１００によって、未知のセンサ・キャパシタンスＣＸの絶対値を求めることができる。センサ・キャパシタンスの絶対値ＣＸは、タンク・キャパシタンスＣ２の既知の値、既知のスイッチング周波数、およびタンク・キャパシタＣ２の電圧ＶＸと電源４０の電圧Ｖ１の間の既知の比に基づいて計算することができる。

スイッチＳ１およびＳ２のインピーダンス（抵抗率およびキャパシタンス）を考慮すると、さらに精密な計算を行うことができる。

計算によって求められたキャパシタンス値ＣＸは、較正によって、たとえば既知のキャパシタを端子Ｔ０およびＴ１に結合させて較正係数を求めることによって、さらに精密なものとすることができる。

しかし、多くの場合、センサ・キャパシタンスＣＸの絶対値を求める必要はない。装置１００は、センサ・キャパシタンスＣＸの変化を検出するように構成することができる。この変化は、相対変化として、たとえば以前に測定した値と比較して１％の増大として求めることができる。

スイッチング周波数および／またはキャパシタンスＣ２は、データ取得速度、精度、および／または解像度を最適化するように調整することができる。たとえば制御装置６０は、以前に測定した値に基づいて前記調整を行うように構成することができる。データ取得速度、精度、および／または解像度は、ソフトウェアによって調整することができる。

キャパシタンスＣ２は、たとえばさらなるスイッチによってさらなるキャパシタを並列に結合させることによって調整することができる。

図４は、図３の装置に対するタイミング図を示す。上から第１、第２、第３、および第５の曲線は、それぞれスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３および比較器出力の論理状態を示す。上から第４の曲線は、タンク・キャパシタの電圧ＶＸの時間的な変化を示す。

時間ｔ_{４，ｋ−１}でスイッチＳ３を閉じて、タンク・キャパシタＣ２を放電させる。スイッチＳ３は、タンク・キャパシタＣ２が十分な程度まで確実に放電されるように、所定の時間閉じたまま保持することができる。

ｔは時間を指す。ｋは、現在測定した結果の指標を示す整数である。論理状態０とはスイッチが開いていることを指し、論理状態１とはスイッチが閉じていることを指す。タンク・キャパシタＣ２の放電中、スイッチＳ１、Ｓ２のうちの少なくとも１つは開いているべきである。

時間ｔ_１，ｋでスイッチＳ３を開き、またスイッチＳ１を閉じることによってセンサ・キャパシタＣＸが充電される。Ｓ２は開いた状態のまま保持される。時間ｔ_２，ｋでスイッチＳ１を開き、またスイッチＳ２を閉じて、センサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタＣ２へ電荷を転送する。スイッチＳ１およびＳ２は、タンク・キャパシタの電圧ＶＸが基準電圧Ｖｒｅｆ以上になるまで、数回交互に開閉される。

時間ｔ_３，ｋで、タンク・キャパシタの電圧ＶＸは基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなる。

時間ｔ_４，ｋでスイッチＳ３を閉じて、タンク・キャパシタＣ２を再び放電させる。

時間ｔ_２，ｋとｔ_３，ｋの間の期間Ｔ_ｋは、回数Ｎ_ｋ、すなわち基準電圧レベルＶ_ｒｅｆを得るのに必要なスイッチＳ１、Ｓ２を連続して開閉するサイクルの数に比例する。期間Ｔ_ｋの長さ、または対応する回数Ｎ_ｋが測定結果になる。

時間ｔ_{１，ｋ＋１}で、スイッチＳ１およびＳ２を使用することによって新しい充電および電荷転送シーケンスを再び開始して、次の回数Ｎ_ｋ＋１および／または次の期間Ｔ_ｋ＋１を求める。

図５は、マイクロコントローラＩＣ１およびアナログ半導体スイッチング・ユニットＩＣ２Ａ（ＤＧ４０３ＤＪ）の使用による装置の一実装形態を示す。このスイッチング・ユニットは、スイッチング・ユニットの入力１５に結合される矩形波信号によって駆動される。この駆動信号の周波数は、たとえば５００ｋＨｚとすることができる。スイッチング・ユニットは、第１のスイッチを第２のスイッチとは異なる状態に設定するように構成された内部インバータを備える。第１のスイッチは、スイッチング・ユニットの端子３（Ｄ２）および４（Ｓ２）間に位置する。第２のスイッチは、スイッチング・ユニットの端子１（Ｄ１）および１６（Ｓ１）間に位置する。

センサ・キャパシタＣＸ１は、第１のスイッチによって電圧ＶＣＣまで充電される。次にこの電荷が、タンク・キャパシタＣ１へ転送される。

センサ・キャパシタＣＸ１のキャパシタンスは、たとえば２００ｐＦ程度とすることができる。タンク・キャパシタＣ１のキャパシタンスは、たとえば４７０ｎＦとすることができる。

１２（ＶＬ）は電源の端子を指す。ＧＮＤは接地を指す。「ＭＥＧＡ８−ＭＩ」は、マイクロコントローラの商標である。このマイクロコントローラは、番号１〜３２で印をつけた端子を有する。ＰＣ６（ＲＥＳＥＴ）、ＡＧＮＤ、ＡＲＥＦ、ＡＶＣＣ、ＰＢ６（ＸＴＡＬ１／ＴＯＳＣ１）、ＰＢ７（ＸＴＡＬ２／ＴＯＳＣ２）、ＧＮＤ、ＧＮＤ、ＶＣＣ、ＶＣＣ、ＰＣ０（ＡＤＣ０）、ＰＣ１（ＡＤＣ１）、ＰＣ３（ＡＤＣ３）、ＰＣ４（ＡＤＣ４／ＳＤＡ）、ＰＣ５（ＡＤＣ５／ＳＣＬ）、ＡＤＣ６、ＡＤＣ７、ＰＤ０（ＲＸＤ）、ＰＤ１（ＴＸＤ）、ＰＤ２（ＩＮＴ０）、ＰＤ３（ＩＮＴ１）、ＰＤ４（ＸＣＫ／Ｔ０）、ＰＤ５（Ｔ１）、ＰＤ６（ＡＩＮ０）、ＰＤ７（ＡＩＮ１）、ＰＢ０（ＩＣＰ）、ＰＢ１（ＯＣ１Ａ）、ＰＢ２（ＳＳ／ＯＣ１Ｂ）、ＰＢ３（ＭＯＳＩ／ＯＣ２）、ＰＢ４（ＭＩＳＯ）、およびＰＢ５（ＳＣＫ）は、端子１〜３２の機能を指す記号である。マイクロコントローラの端子１４によって駆動電圧が供給され、またマイクロコントローラの端子２４によってタンク・キャパシタの電圧が監視される。

マイクロコントローラの端子に対する符号は、図１、１１、１２ａ、１２ｂ、１４ａ、および１４ｂに示す装置の他の部分に対する符号と混同してはならない。

図６は、物体ＢＯＤ１が容量センサ２０から異なる距離のところに位置決めされたときに求められたカウンタ値Ｎ_ｋの時間的な変化を例として示す。物体がセンサから遠く離れているときに、最低値が検出される。

これらの値は、サンプリング周波数１９．５２Ｈｚで測定された。求められた値の指標ｋの最小値は９６７０であり、最大値は３３９９１であった。

図７ａを参照すると、線Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、およびＥは、測定には１２ビットの解像度が望ましいとき、所与のスイッチング周波数ｆ_ＳＷでサンプリング周波数ｆとタンク・キャパシタＣ２の適切なキャパシタンス値との間で起こりうる関係を示す。

たとえば、スイッチング周波数が５００ｋＨｚであり、またマイクロコントローラ６０のクロック速度が８ＭＨｚであるとき、タンク・キャパシタＣ２に適した値は、たとえば４７０ｎＦになりうる。比較器出力またはＡ／Ｄ変換器出力の状態は、マイクロコントローラ６０のクロック周波数で試験（サンプリング）することができる。

スイッチング周波数ｆ_ＳＷをより高くするために、より大きなタンク・キャパシタＣ２を選択することができる。より高いスイッチング周波数では、単位時間当たり転送される電荷もまた、より大きくなるからである。

サンプリング周波数はまた、スイッチング周波数に等しくすることもできる。その場合、スイッチング周波数によって精度が制限される。スイッチング周波数がたとえば５００ｋＨｚであり、解像度が１２ビットであるとき、１２０Ｈｚ（＝５００ｋＨｚ／２^１２）にほぼ等しいサンプリング周波数（データ取得速度）に到達することが可能である。

比較器出力が試験される速度（サンプリング周波数）はまた、スイッチング周波数より高くすることもできる。電荷は、センサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタＣ２へ無限に高速で転送されるわけではない。スイッチング周波数より高いサンプリング周波数を使用することによって、電荷がセンサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタへ完全に転送されたとき、より詳細な情報を得ることができる。したがって、精度をさらに改善することができる。サンプリング周波数は、たとえばスイッチング周波数の２倍以上とすることができる。サンプリング周波数は、たとえばスイッチング周波数の整数倍とすることができる。

スイッチト・キャパシタＣＸおよびタンク・キャパシタＣ２はともに、雑音を抑制できる低域通過フィルタを形成する。図７ｂを参照すると、線Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、およびＥは、タンク・キャパシタＣ２のキャパシタンスと前記低域通過フィルタのカットオフ周波数ｆ_Ｃの関係を示す。

効果的な雑音阻止には、低いカットオフ周波数ｆ_Ｃを選択すると有利なはずである。しかし、カットオフ周波数ｆ_Ｃにより、データ取得速度（単位時間当たり測定できる個別のキャパシタンス値ＣＸの数）に対する上限も設定される。したがって、カットオフ周波数ｆ_Ｃを選択することはできない。

たとえば、スイッチング周波数が５００ＭＨｚであり、またＣ２＝４７０ｎＦであるとき、カットオフ周波数ｆ_Ｃは約１００Ｈｚになる。

図８は、近接検出装置１００を示す。近接検出装置１００は、容量センサ２０と、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３と、タンク・キャパシタＣ２と、電源４０と、基準電圧源５８と、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器７０と、制御装置６０とを備えることができる。

電源４０は、電圧Ｖ１を供給する。容量近接センサ２０は、未知のセンサ・キャパシタンスＣＸによって表される。

電圧源４０の第１のノードは、センサ・キャパシタＣＸの第１の端子Ｔ０に結合される。電圧源４０の第２のノードは、スイッチＳ１によってセンサ・キャパシタＣＸの第２の端子Ｔ１に結合される。したがって、センサ・キャパシタＣＸを実質上電源４０の電圧Ｖ１まで充電することができる。

端子Ｔ０はまた、接地ＧＮＤに接続することができる。しかしこれは、必ずしも必要ではない。

まず、スイッチＳ３を閉じることによって、タンク・キャパシタＣ２を放電させることができる。次いで、スイッチＳ３を開いて、開いた状態で保持する。スイッチＳ２が開いた状態にある間にスイッチＳ１を閉じることによって、センサ・キャパシタＣＸが充電される。次いで、スイッチＳ１を開いて、スイッチＳ２を閉じることによって、センサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタＣ２へ電荷が転送される。変化が転送されると、タンク・キャパシタ上の電圧ＶＸがわずかな量だけ増大する。

たとえば所定の期間Ｔ_ＦＩＸ（図９）中、スイッチＳ１およびＳ２を連続して数回開閉することによって、タンク・キャパシタの電圧ＶＸを増大させる。

別法として、電圧ＶＸが所定の電圧レベルＶｒｅｆ以上になるまで、スイッチＳ１およびＳ２を連続して数回開閉することによって、タンク・キャパシタの電圧ＶＸを増大させることができる。

電圧ＶＸは、Ａ／Ｄ変換器７０の入力７１に結合させることができる。Ａ／Ｄ変換器７０の出力は、制御装置６０の入力６１に結合させることができる。

スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３は、少なくとも１つのスイッチ駆動ユニット９０によって制御することができる。スイッチ駆動ユニット９０は、別個の構成要素としても、制御装置６０内に組み込んでもよい。

駆動ユニット９０は、所定の期間Ｔ_ＦＩＸ後、スイッチＳ３を閉じることによってタンク・キャパシタＣ２を放電させるように構成することができる。別法として、駆動ユニット９０は、電圧ＶＸが所定の電圧レベルＶｒｅｆ以上になったとき、スイッチＳ３を閉じることによってタンク・キャパシタＣ２を放電させるように構成することができる。

制御装置６０は、電荷転送サイクルの数Ｎ_ｋ、すなわち比較器出力の状態を変化させるのに必要なスイッチＳ２を閉じる回数を計数するように構成することができる。制御装置６０は、端子６２、２０１を介して、計数した数Ｎ_ｋを外部データ処理装置２００へ送るように構成することができる。

カウンタ数Ｎ_ｋ、または前記計数された数に依存するさらなる情報が測定結果になる。

別法として、またはさらに、制御装置６０は、タンク・キャパシタＣ２の充電中の電圧ＶＸの変化率を求めるように構成することができる。制御装置６０は、電圧ＶＸの変化率からさらなる情報を求めるように構成することができる。

期間Ｔ_ＦＩＸは、回数Ｎ_ｋとキャパシタンス値ＣＸの間で実質上直線の関係を提供するのに十分なほど短くなるように構成することができる。

基準電圧Ｖｒｅｆは、この回数とキャパシタンス値ＣＸの間で実質上直線の関係を提供するのに十分なほど低くなるように構成することができる。たとえばＶｒｅｆは、電源４０の電圧Ｖ１の３０％以下とすることができる。

電荷転送ステップごとに電圧値ＶＸを記録するために、また数値信号処理に対して最大数のデータ点を取り込むために、Ａ／Ｄ変換器７０のデータ取得速度を第２のスイッチＳ２のスイッチング周波数以上とすることができる。しかし、数値信号処理を簡略化して速めるために、Ａ／Ｄ変換器７０の取得速度をより低くすることもできる。

雑音をさらに低減させるために、Ａ／Ｄ変換器７０の入力７１の前にアナログ低域通過フィルタを結合させることができる。

図９は、図８の装置に対するタイミング図を示す。上から第１、第２、および第３の曲線は、それぞれスイッチＳ１、Ｓ２、およびＳ３の状態を示す。第４の曲線は、タンク・キャパシタＣ２の電圧ＶＸの時間的な変化を示す。

時間ｔ_{４，ｋ−１}でスイッチＳ３を閉じて、タンク・キャパシタＣ２を放電させる。スイッチＳ３は、タンク・キャパシタＣ２が十分な程度まで確実に放電されるように、所定の時間閉じたまま保持することができる。

論理状態０とはスイッチが開いていることを指し、論理状態１とはスイッチが閉じていることを指す。タンク・キャパシタＣ２の放電中、スイッチＳ１、Ｓ２のうちの少なくとも１つは開いているべきである。

時間ｔ_１，ｋでスイッチＳ３を開き、またスイッチＳ１を閉じることによってセンサ・キャパシタＣＸが充電される。Ｓ２は開いた状態である。時間ｔ_２，ｋでスイッチＳ１を開き、またスイッチＳ２を閉じて、センサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタＣ２へ電荷を転送する。スイッチＳ１およびＳ２は、時間ｔ_２，ｋから固定の期間Ｔ_ＦＩＸが経過するまで、交互に数回開閉される。

期間Ｔ_ＦＩＸの終端、すなわち時間ｔ_３，ｋで、タンク・キャパシタＣ２の電圧ＶＸの最終値Ｖ_ｋを記録することができる。最終値Ｖ_ｋは、指標ｋを有する測定値となる。このときセンサ・キャパシタンスＣＸは、最終値Ｖ_ｋにほぼ反比例する。

時間ｔ_４，ｋでスイッチＳ３を閉じて、タンク・キャパシタＣ２を再び放電させる。

時間ｔ_{１，ｋ＋１}で、スイッチＳ１およびＳ２を使用することによって新しい充電および電荷転送シーケンスを再び開始して、次の最終電圧値Ｖ_ｋ＋１を求め、すなわち新しい測定値を求める。

最終電圧Ｖ_ｋを求めるのではなく、制御装置６０はまた、タンク・キャパシタＣ２の充電中の電圧ＶＸの変化を求めるように構成することもできる。制御装置６０はまた、タンク・キャパシタＣ２の充電中の電圧ＶＸの変化率、または前記変化率に依存する他の何らかのパラメータを求めるように構成することもできる。

図１０ａを参照すると、タンク・キャパシタの電圧ＶＸは、雑音δ_Ｖを有することがある。たとえば、センサ２０の板１０ａ、１０ｂおよびセンサ２０のワイヤには、最初から電磁雑音が結合されていることがある。通常、最も広く知られている雑音成分は、電力網の交流電源電圧のため、５０Ｈｚ（ヨーロッパ内）およびその高調波である（米国では６０Ｈｚ）。スイッチＳ２とタンク・キャパシタＣ２の組合せが低域通過フィルタとして作用するので、センサ・キャパシタＣＸからタンク・キャパシタへ電荷が転送されるとき、センサ２０の雑音、すなわちセンサ・キャパシタＣＸの電圧の雑音は大幅に低減される。しかし、センサ・キャパシタＣＸの雑音の一部はそれでもなお、タンク・キャパシタＣ２の電圧ＶＸまで伝えられる。雑音はまた、装置１００の測定回路に直接結合されることもある。また、比較器の入力の基準電圧レベルＶｒｅｆにも同様に、相当な雑音が存在することがある。

期間Ｔ_ｋの長さおよび／または回数Ｎ_ｋは、電圧ＶＸが基準電圧レベルＶｒｅｆ以上になったときの時間を検出することによって求められる。言い換えれば、期間Ｔ_ｋの長さおよび／または回数Ｎ_ｋは、ＶＸの電圧曲線が基準電圧レベルＶｒｅｆと接触または交差する点ＣＰ１を求めることによって測定することができる。

雑音により、タンク・キャパシタＣ２の電圧ＶＸを求め、したがって求めた期間Ｔ_ｋの長さの変化量Δ_Ｔ、および／または回数Ｎ_ｋの値の変化量を求めるのが不確実になる。

Ａ／Ｄ変換器７０によって単一の電圧値が提供されるのではなく、いくつかの電圧値を考慮した場合、雑音の影響を低減させることができる。

図１０ｂを参照すると、ｔ_２，ｋでゼロ電圧を通過する線ＬＩＮ１を、２つ以上のさらなる電圧値ＭＰに適合させることができる。したがって、交点ＣＰ１の位置を内挿または外挿することができる。ＣＰ１は、線ＬＩＮ１と基準電圧レベルＶｒｅｆの交点である。測定精度を改善するために、期間Ｔ_ＦＩＸ中に測定される実質上すべての電圧値ＭＰに線ＬＩＮ１を適合させることができる。たとえば、最小２乗適合を使用して、線ＬＩＮ１の傾斜を求めることができる。線ＬＩＮ１の傾斜は、タンク・キャパシタＣ２の電圧ＶＸの時間導関数、すなわち変化率に近似する。

期間Ｔ_ＦＩＸの長さは固定することができ、また基準電圧レベルＶｒｅｆに実際に到達するのに必要なはずの期間Ｔ_ｋより実質上短くすることができる。したがって、交点ＣＰ１、期間Ｔ_ｋ、および回数Ｎ_ｋを外挿によって求めることができる。したがって、センサ２０のキャパシタンスＣＸを、外挿を用いない場合より速い速度で求めることができる。

制御装置６０はまた、適合および外挿に必要な信号処理動作を実行するように構成することができる。

電圧ＶＸと時間の関係は、厳密に直線というわけではない。また、線ＬＩＮ１ではなく、指数曲線を測定点ＭＰに適合させることもできる。

適合および外挿ではなく、制御装置６０はまた、タンク・キャパシタ電圧ＶＸの少なくとも２つの電圧値ＭＰの平均Ｖ_ＡＶＥがいつ所定の基準電圧Ｖｒｅｆを超過するかを求めるように構成することもできる。基準電圧レベルＶｒｅｆはまた、十分な解像度および／または十分なサンプリング速度を確保するように適合可能に調整することもできる。前記調整は、以前の測定サイクルによって提供された測定値に基づいて、制御装置６０またはコンピュータ２００によって行うことができる。

制御装置６０はまた、第１の群の点ＭＰの第１の平均値と第２の群の点ＭＰの第２の平均値の差に基づいて、タンク電圧ＶＸの変化率を求めるように構成することができる。

図１１を参照すると、センサ・アレイ２０は、物体ＢＯＤ１の位置を検出するために、板１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、および１０ｄのアレイを含むことができる。板１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄはそれぞれ、導線１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄによってマルチプレクサ３０に接続することができる。マルチプレクサ３０は、それぞれ板１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄを順次端子Ｔ１に結合させるように構成することができる。隣接する板の１つまたは複数を順次、それぞれ他の端子Ｔ０に結合させることもできる。たとえば、板１０ｃが端子Ｔ１に結合されているとき、隣接する板１１ｂを端子Ｔ１に結合させて、板１０ｂおよび１０ｃによって形成された容量センサＣＸを確立することができる。

マルチプレクサ３０の端子Ｔ０およびＴ１は、図３および８に示す測定回路に結合させることができる。

マルチプレクサ３０は、測定された信号を現在活動化されているセンサ板の位置に関連付けるために、すなわち物体ＢＯＤ１の位置を示すために、制御装置６０および／またはデータ処理装置２００と通信するようにさらに構成することができる。

図１２ａは、導電性の物体、たとえば人体の動きおよび位置を監視するセンサ網Ｗを示す。たとえば、網Ｗを使用して高齢者および障害者を監視することが可能である。また、可能な適用分野には、それだけに限らないが、拘置所および刑務所の監視、ホーム・オートメーションおよび産業オートメーション、車両のエアバッグ・システム、ならびに他の感知用途が含まれる。センサ網Ｗは、連続した導電領域１を含む。導電領域１を導線２で出力３に接続する。出力３はコネクタを備える。並列の導線２は直線に延びて、網Ｗの長手方向ＬＤに対して角度αを形成する。

１片の前記網Ｗを床センサとして使用することができる。

センサ・アレイ２０は、長手方向の網Ｗから切断した１片とすることができる。網Ｗは複数の板１を含むことができ、板１はそれぞれ導線２を有する。いくつかの板１の導線２は、網Ｗの切断端部にある接続領域３まで延びるように構成することができる。したがって、たとえば圧着コネクタを使用することによって、測定回路または延長ケーブルをセンサ２０に取り付けるのは容易である。

切断されていない網Ｗの板および導線を基板５上に一定間隔をあけて構成することができ、したがって、網Ｗから切断することによって、センサ・アレイ２０を形成することができる。図１２ａの場合、センサ・アレイ２０は、５つ以下の板１を含むことができ、前記板の導線２は、センサ２０の端部にある接続領域３まで延びる。

図１２ｂは、センサ網Ｗの横断面図を示す（図１２ａの断面Ａ−Ａ）。このセンサ生成物は、基板５と、基板５の表面上にセンサ素子を形成する導電領域１と、センサ素子を出力３に接続する導線２とを含む。導電領域１は、たとえば、エッチングされた銅から構成することができる。

板１および導線２は、電気絶縁基板５上に構成される。摩耗および物体ＢＯＤ１との電気接触を防止するために、板１および導線２を保護層４で覆うことができる。

センサ２０はまた、保護層４なしで実施することもできる。センサ２０はまた、上下反対に実施することもできる。導線２および板１を、基板５の異なる側面に配置することもできる。センサ２０は、さらなる保護層および／または電気絶縁層を含むことができる。

導電領域および導線は、金属箔から打ち抜くことができ、また２つの基板間、すなわち２つの重ね合わせた網同士の間に積層させることができる。

導電領域およびそれらの導線を１つの層内に配置することができ、また任意選択のＲＦループおよびそれらの導線を別の層内に配置することができる。原則的には、同じ生成物内で異なる技法、たとえばエッチング、印刷、または打抜きを使用することが可能である。たとえば、導電領域は金属箔から打ち抜くが、それらの導線はエッチングすることができる。導電領域およびそれらの導線は、バイアを介して互いに接続することができる。

本発明による装置１００を使用して、たとえば、盗難防止用の警報システムを実施するために、個人宅、銀行、または工場内の人々の存在および／または動きを監視することができる。センサ２０の網を使用して、たとえば棚の配置を最適化するために、百貨店内の人々の存在および／または動きを監視することができる。このセンサをたとえば病院または老人ホーム内で使用して、患者の活動および患者の生命維持機能を検出することができる。このセンサを刑務所内で使用して、禁止領域を監視することができる。このセンサを使用して、車椅子またはアルミニウム梯子などの他の大型の導電体の動きを検出することができる。このセンサを使用して、動物の動きを検出することができる。

センサ２０は、たとえば床構造の中または上に設置することができる。測定回路は、雑音を低減させるように、センサ２０に近接させることができる。センサ２０の第１の板１０ａとタンク・キャパシタＣ２の間の距離は、たとえば０．５ｍ以下とすることができる。第１の板１０ａの幅は、たとえば、第１の板１０ａを測定回路に接続する導線２の幅の１０倍以上とすることができる。センサ２０とタンク・キャパシタＣ２の間の距離を最小にするために、近接検出装置１００全体を、たとえば床構造の上または中に設置することができる。たとえば、タンク・キャパシタＣ２と床の上面の間の距離を５０ｍｍ以下とすることができる。

雑音を低減させるために、容量センサＣ２の板１０ａ、１０ｂの両方からタンク・キャパシタＣ２までの距離を０．５ｍ以下とすることができる。

図１３を参照すると、雑音の影響を低減させるために、２つの容量センサを差動測定回路に結合させることができる。場合によっては、隣接する容量センサに、実質上類似の形で電磁雑音が結合される可能性がある。したがって、差動測定によって、誘引された同相雑音を効果的に取り除くことができ、センサ近傍の物体ＢＯＤ１の動きにより、２つのセンサのキャパシタンスに差を生じさせることができる。

近接検出装置１００は、第１のセンサ・キャパシタンスＣＸａによって表される第１の容量センサと、第２のセンサ・キャパシタンスＣＸｂによって表される第２の容量センサとを備えることができる。装置１００は、第１のセンサ・キャパシタンスＣＸａを求める第１のサブユニットを備えることができ、前記第１のサブユニットは、スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａ、Ｓ３ａと、第１のタンク・キャパシタＣ２ａとを備える。装置１００は、第２のセンサ・キャパシタンスＣＸｂを求める第２のサブユニットを備えることができ、前記第２のサブユニットは、スイッチＳ１ｂ、Ｓ２ｂ、Ｓ３ｂと、第２のタンク・キャパシタＣ２ｂとを備える。さらに、装置１００は、電源４０、差動増幅器８０、Ａ／Ｄ変換器７０、および制御装置６０を備えることができる。

まず、スイッチＳ３ａ、Ｓ３ｂは、タンク・キャパシタＣ２ａ、Ｃ２ｂを放電させるように構成することができる。次いで、図８との関連で説明したように、スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａおよび第１のセンサ・キャパシタＣＸａを介して、第１のタンク・キャパシタＣ２ａを充電することができる。図８との関連で説明したように、第２のタンク・キャパシタＣ２ｂも、スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａおよび第２のセンサ・キャパシタＣＸ２を介して、実質上同時に充電することができる。したがって、第１のタンク・キャパシタＣ２ａの電圧ＶＸａが増大し、また第２のタンク・キャパシタＣ２ｂの電圧ＶＸｂも増大する。物体ＢＯＤ１が、センサ・キャパシタンスＣＸｂによって表される第２のセンサよりセンサ・キャパシタンスＣＸａによって表される第１のセンサに近いものとすると、第１のセンサが、第２のセンサの場合より効果的に第１のタンク・キャパシタＣ２ａへ電荷を転送する。したがって、第１のタンク・キャパシタＣ２ａの電圧ＶＸａが、第２のタンク・キャパシタＣ２ｂの電圧ＶＸｂより速い速度で増大する。第１のタンク・キャパシタＣＸａは、差動増幅器８０の非反転入力８１に結合させることができる。第２のタンク・キャパシタＣＸｂは、差動増幅器８０の非反転入力８２に結合させることができる。したがって、差動増幅器８０は、電圧ＶＸａとＶＸｂの差ＶＸａ−ＶＸｂを増幅させるように構成することができる。増幅器８０の出力８３は、Ａ／Ｄ変換器７０の入力７１に結合させることができる。Ａ／Ｄ変換器の出力７３は、制御装置６０の入力６１に結合させることができる。

電圧源４０の第１のノードは、センサ・キャパシタＣＸａの第１の端子Ｔ０に結合される。電圧源４０の第２のノードは、スイッチＳ１ａによって第１のセンサ・キャパシタＣＸａの端子Ｔ１ａに結合される。したがって、センサ・キャパシタＣＸａを実質上電源４０の電圧Ｖ１まで充電することができる。

電圧源４０の第１のノードは、センサ・キャパシタＣＸｂの第１の端子Ｔ０に結合される。電圧源４０の第２のノードは、スイッチＳ１ｂによって第２のセンサ・キャパシタＣＸｂの端子Ｔ１ｂに結合される。したがって、センサ・キャパシタＣＸｂを実質上電源４０の電圧Ｖ１まで充電することができる。

端子Ｔ０はまた、接地ＧＮＤに接続することができる。しかしこれは、必ずしも必要ではない。

スイッチ駆動ユニット９０は、図８の場合のように、スイッチを制御するように構成することができる。制御装置６０は、端子６２、２０１を介してデータ処理装置２００と通信することができる。電源４０は、電圧Ｖ１を供給する。

スイッチＳ３ａ、Ｓ３ｂを閉じることによって、タンク・キャパシタＣ２ａ、Ｃ２ｂを放電させることができる。次いで、スイッチＳ３ａ、Ｓ３ｂを開いて、開いた状態で保持する。スイッチＳ２ａが開いた状態にある間にスイッチＳ１ａを閉じることによって、センサ・キャパシタＣＸａが充電される。スイッチＳ２ｂが開いた状態にある間にスイッチＳ１ｂを閉じることによって、センサ・キャパシタＣＸｂが充電される。次いで、スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂを開いて、スイッチＳ２ａ、Ｓ２ｂを閉じることによって、センサ・キャパシタＣＸａ、Ｃｘｂからタンク・キャパシタＣ２ａ、Ｃ２ｂへ電荷が転送される。電荷が転送されると、タンク・キャパシタ上の電圧ＶＸａ、ＶＸｂが増大する。

スイッチＳ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂを連続して数回開閉することによって、タンク・キャパシタの電圧ＶＸａ、ＶＸｂを増大させる。

電圧ＶＸａは、速度ΔＶ_ａ／ｄｔで上昇させることができる。電圧ＶＸｂは、速度ΔＶ_ｂ／ｄｔで上昇させることができる。物体ＢＯＤ１がたとえば第２のセンサより第１のセンサに近いので、電圧ＶＸａ、ＶＸｂは異なる速度で増大する。上昇速度間の差ΔＶ_ａ／ｄｔ−ΔＶ_ｂ／ｄｔが測定値であり、Ａ／Ｄ変換器７０の出力から求めかつ／または計算することができる。

差がプラスである場合、物体ＢＯＤ１が第１のセンサＣＸａにより近いことを示すことができ、差がマイナスである場合、物体が第２のセンサＣＸｂにより近いことを示すことができる。

２つのＡ／Ｄ変換器が実質上同時に使用される場合（図１３には図示せず）、差動増幅器８０を省略することができる。

図１４ａおよび１４ｂは、図１３の装置１００で使用するのに適したセンサ・アレイ２０を示す。図１４ａを参照すると、センサ・アレイ２０は、基板５上に配置された第１の板１０ａ、第２の板１０ｂ、および第３の板１０ｃを含むことができる。第１の板１０ａは端子Ｔ１ａに接続され、第２の板は端子Ｔ０に接続することができ、また第３の板は端子Ｔ１ｂに接続することができる。

第１の板１０ａおよび第２の板１０ｂはともに、センサ・キャパシタンスＣＸａによって表される第１の容量近接センサを形成することができる。第２の板１０ｂおよび第３の板１０ｃはともに、センサ・キャパシタンスＣＸｂによって表される第２の容量近接センサを形成することができる。

端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、およびＴ０は、図１３に示す装置１００に結合させることができる。物体ＢＯＤ１が板１０ｃより板１０ａに近いとき（物体ＢＯＤ１の比誘電率は１より大きいものとする）、キャパシタンスＣＸａはキャパシタンスＣＸｂより高い。

図１４ｂを参照すると、センサ・アレイ２０は、基板５上に配置された第１の板１０ａおよび第２の板１０ｂを含むことができる。第１の板１０ａは端子Ｔ１ａに接続することができ、また第２の板１０ｂは端子Ｔ１ｂに接続することができる。センサ・アレイ２０は、導電構造２２と組み合わせて動作させることができる。導電構造２２は、たとえばアース、大きな金属板、または建物の送水管システムとすることができる。したがって、導電構造２２は、電気的接地ＧＮＤとすることができる。端子Ｔ０を導電構造２２に結合することができ、この場合導電構造２２は、容量センサの容量素子として作用する。

ここで、第１の板１０ａと導電構造２２の間に第１の容量センサが形成される。第２の板１０ｂと導電構造２２の間には、第２の容量構造が形成される。

端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、およびＴ０は、図１３に示す装置１００に結合させることができる。物体ＢＯＤ１が板１０ｂより板１０ａに近いとき（物体ＢＯＤ１の比誘電率は１より大きいものとする）、キャパシタンスＣＸａはキャパシタンスＣＸｂより高い。

得られる解像度は、タンク・キャパシタＣ２を充電してからリセット（すなわち、放電）するまでに必要な連続する電荷転送サイクルの数に依存する。たとえば、１０２４回の電荷転送サイクルに基づいて求められる回数Ｎ_ｋまたは期間Ｔ_ｋは、１０ビットの解像度に対応する。たとえば、２５６回の電荷転送サイクルに基づいて求められる回数Ｎ_ｋまたは期間Ｔ_ｋは、８ビットの解像度に対応する。

再び図３および８を参照すると、スイッチＳ１およびＳ２を双方向性にすることができ、また電源４０の電圧を変化させることができる。電源の電圧Ｖ１をゼロに変化させることができ、またはさらにその極性を逆にすることができる。したがって、タンク・キャパシタを、スイッチＳ１およびＳ２ならびにセンサ・キャパシタＣＸを介して、再び電源まで放電させることもできる。その場合、放電スイッチＳ３を動作させる必要はなく、さらには放電スイッチＳ３をシステムから取り除くこともできる。タンク・キャパシタＣ２の充電中にも放電中にも、計数値Ｎ_ｋを記録することができる。したがって、サンプリング速度をさらに増大させることができる。

装置１００は、雑音を低減させるために、１つまたは複数の低域通過フィルタを備えることができる。たとえば、図１３の増幅器８０とＡ／Ｄ変換器７０の間に、アナログ低域通過フィルタを実装することができる。

多くの場合、キャパシタンスＣＸの絶対値を求める必要はない。前記キャパシタンスＣＸの値の変化を検出すると十分であろう。

呼吸機能および心臓機能により、人間および動物、すなわち物体ＢＯＤ１の血液の空間分布には周期的な変動が生じる。これにより、センサ２０のキャパシタンスに周期的な変動が生じる。したがって、装置１００を使用して、人間または動物の心臓機能および／または呼吸機能を監視することができる。床またはベッド上に配置されたセンサまたはセンサ上に、人を寝かせることができる。センサ２０を覆って、すなわちセンサと人の間に、さらなるカーペットまたはマットレスを配置することもできる。

容量センサでは、キャパシタンスの測定が重要である。キャパシタンスの値は、測定される信号値に比例しており、時間に応じて変動することがある。キャパシタンス測定の精度および速度が、容量センサまたはキャパシタンスの測定が重要である他の適用分野の特性を直接規定する。場合によっては、測定すべきキャパシタンスが非常に小さく、非常に低いエネルギー信号を積分することによって測定が行われる。したがって、この測定は、電磁放射の干渉の影響を受けやすい。エネルギーが低いということは、積分期間と信号値のどちらかが非常に小さく、そのため十分に高い解像度でキャパシタンス値をデジタル信号にサンプリングおよび量子化するのが困難であることを意味する。サンプリングおよび量子化は、たとえばコンピュータまたはマイクロコントローラを用いて信号をさらに処理するのに必要とされるはずである。

スイッチト・キャパシタ方法を使用することによってキャパシタンスを測定すると、低エネルギー信号をより大きなエネルギーの信号に積分してからサンプリングおよび量子化することが可能になる。したがって、測定は、干渉の影響をそれほど受けなくなる。解像度を最適化するように測定を制御することも可能である。本発明による測定方法はまた、測定回路内にアナログ低域通過フィルタを導入して、高周波干渉信号をさらに減衰させる。

本発明による方法および装置は、測定回路に既知のキャパシタおよび処理装置制御式スイッチを加えることによって実施することができる。

スイッチト・キャパシタ回路の概念では、２つのスイッチＳ１、Ｓ２間にキャパシタが接続される。スイッチＳ１およびＳ２は順に開閉される。これらのスイッチは、決して同時に閉じないことが好ましい。この種の回路では、キャパシタは抵抗のように作用し、その値は、

である。上式で、ｆ_ｓｗはスイッチのスイッチング周波数であり、Ｃはキャパシタンスである。Ｒ_ｃは、キャパシタＣ上の電圧とキャパシタＣによって伝達される電流との関係を規定する。

スイッチト・キャパシタは、スイッチング周波数ｆ_ｓｗを変化させることによって抵抗Ｒ_ｃを調整できるので、たとえばアナログ信号処理で使用することができる。

再び図２を参照すると、スイッチト・キャパシタ回路は、センサ・キャパシタンスＣＸと２つのスイッチＳ１およびＳ２とを備えることができる。スイッチト・キャパシタ回路が動作しているとき、既知のスイッチング周波数ｆ_ｓｗを使用して、第１のスイッチＳ１が閉じたときに第２のスイッチＳ２が開き、また逆も同様になるように、第１のスイッチＳ１および第２のスイッチＳ２を開閉することができる。第１のスイッチＳ１を閉じてセンサ・キャパシタンスＣＸを充電することによって、スイッチト・キャパシタ回路を介して既知のキャパシタＣ２が充電される。スイッチング周波数ｆ_ｓｗによって規定された特定の期間後、第１のスイッチＳ１を開き、また第２のスイッチＳ２を閉じて、センサ・キャパシタＣＸから既知のキャパシタＣ２へ電荷を移動させることによって、既知のキャパシタＣ_２を充電する。次いで、形成されるＲＣ回路の時定数を測定することができ、これはＣＸのキャパシタンス値に比例する。

測定される時定数は、スイッチング周波数ｆ_ｓｗ、Ｃ２のキャパシタンス、および負荷電圧Ｖ（すなわち、電荷転送後に得られるキャパシタＣ２の電圧レベル）という３つの要因に依存することがある。したがって、測定時間および精度は、解像度を最大にし、かつ測定時間を最小にするように、調整することができる。この調整はまた、ソフトウェアによって実現することもでき、またそれにより、測定中に測定範囲、時間、または精度を拡大させることが可能になる。さらに、ＲＣ回路によって形成される１次低域通過フィルタは、高周波電磁妨害を大幅に減衰させる。

提案する方法は、ＣＸの直接時定数測定に使用される構成要素に加えて、２つのスイッチおよび既知のキャパシタンスを利用することができる。したがって、多くの場合、回路はそれほど複雑ではなくまたは高価ではない。

この目的は、容量センサのキャパシタンスを最小のコストで可能な限り精密に（８ビットを超える精度で）測定することであろう。このシステムは、周波数０から４０Ｈｚのキャパシタンス変化量の測定を可能にすることができる。

システムに引き起こされる雑音信号の大きさ（５０Ｈｚおよび倍数、ならびにサンプリング・ジッタ）は、測定されている信号と比較すると、多重化されている可能性が高い。

実験では、表１に特性を挙げるマイクロコントローラを使用することができる。可能な測定パラメータを表２に挙げる。

フラッシュとはフラッシュ・メモリを意味し、ＳＲＡＭとはスタティック・ランダム・アクセス・メモリを意味し、ＥＥＰＲＯＭとは電気的に消去可能でプログラム可能な読取り専用メモリを意味し、ＡＤＣとはＡ／Ｄ変換器を意味し、Ｉ／Ｏとは入力／出力を意味し、ｂとはビットを意味する。

スイッチト・キャパシタ測定回路は図２に示した。スイッチング中、スイッチＳ_１およびＳ_２はどちらも周波数ｆ_ｓｗで交互に開閉され、キャパシタＣ_１はスイッチング中に抵抗のように動作する。したがって、キャパシタＣ２は少しずつ充電される。ＣＸによって生じる流れ抵抗Ｒ_ｃは、以下の式に従って、キャパシタンスＣＸとスイッチング周波数ｆ_ｓｗの両方に依存する。

Ｃ２およびｆ_ｓｗが知られているとき、キャパシタンスＣＸを求めることが可能である。既知のキャパシタＣ２のキャパシタンスおよびスイッチング周波数ｆ_ｓｗは比較的自由に選択できるので、既知のキャパシタＣ２の充電時間も適切に選択することができる。

以下の等式から、充電時間ｔ_{ＣＨＡＲＧＥ}を計算することができる。

充電時間が知られており、また測定装置から受け取ったカウンタの値ｘが充電時間ｔ_{ＣＨＡＲＧＥ}と処理装置のクロック周波数Ｆ_ｃｌｋの積であることが知られているとき、
ｘ＝ｔ・Ｆ_ＣＬＫ （４）
であり、センサのキャパシタンスＣＸは、カウンタの値ｘから計算することができる。

スイッチト・キャパシタのスイッチングで得られる解像度ｒ_ｔは、以下の式から計算することができる。

上式で、Ｆ_ｃｌｋは処理装置のクロック周波数（カウンタの値ｘを増大させる周波数）である。スイッチング周波数ｆ_ｓｗは、たとえば処理装置のＰＷＭ（パルス幅変調）発生器によって生成することができ、その場合、処理装置のＣＰＵ（中央演算処理装置）時間は使用しない。測定を実行する（すなわち、Ｉ／Ｏポートの状態を試験する）周波数は、信号処理動作のために処理装置がどれだけの処理資源を必要とするかに依存する。

図７ａは、キャパシタンスＣ２をサンプリング周波数の関数として示す。サンプリング周波数を水平軸（横座標）上に示す。図７ａは、１２ビットの解像度が測定精度に望ましいときに自由に選択可能なパラメータの比が何であるかを示す。

１つの可能な構成では、スイッチング周波数Ｆ_ｓｗ＝５００ｋＨｚ、クロック周波数Ｆ_ｃｌｋ＝８ＭＨｚ、およびＣ２＝４７０ｎＦである。これらのパラメータを用いると、１００Ｈｚよりわずかに高いサンプリング周波数に到達することが可能である。

測定精度の分析では、使用されるマイクロプロセッサでどのような精度に到達できるかに主に重点が置かれる。アナログ構成要素およびスイッチもまた、測定精度に影響を与えることがある。

スイッチト・キャパシタのスイッチングでは、少なくともスイッチト・キャパシタ（ＣＸ）および既知のキャパシタＣ２によって形成される低域通過フィルタが、高周波をフィルタリング除去する。この場合、信号はそれほど折り畳まれないはずである。このフィルタのカットオフ周波数は、以下の式から導出することができる。

選択されたキャパシタンスからのカットオフ周波数の依存性を図７ｂに示す。垂直軸はカットオフ周波数を示す。前述の成分値（Ｆ_ｓｗ＝５００ｋＨｚ、Ｆ_ｃｌｋ＝８ＭＨｚ、およびＣ２＝４７０ｎＦ）では、カットオフ周波数は約ｆ_ｃ＝１００Ｈｚである。パラメータを同じにすると所望の測定精度の選択に影響を与えるので、カットオフ周波数を自由に選択することはできない。さらに、こうして形成されたフィルタは１次のものだけであり、その峻度は１オクターブ当たり−６ｄＢ前後にすぎない。

信号の有害な折畳みを回避できるように、さらなるアナログ低域通過フィルタを回路に接続することもできる。

アナログ・フィルタリングのため、サンプリングされた信号は、あまり関係のない周波数帯域内の周波数を含む可能性が高いはずである。したがって、サンプリング前にすでに、インパルス状の雑音を比較的うまくフィルタリング除去することができる。充電時間の直接測定の場合と同じ、サンプリング時間の変動によるサンプリング・ジッタ上の問題は、依然として起こる可能性がある。

スイッチト・キャパシタのスイッチングでは、キャパシタの両側にアナログ・スイッチング装置が必要とされる。その目的で、たとえばアナログ・スイッチまたはＦＥＴトランジスタを使用することができる。スイッチングの動作を考えると、スイッチが閉じたときの抵抗、ならびにスイッチのキャパシタンスを可能な限り低くすることが重要である。この抵抗は、半導体チャネルの面積を増大させることによって低減させることができる。しかし面積を増大させると、スイッチのキャパシタンスが増大する。したがって、小さなキャパシタンスを得ようとするときは、わずかに大きな抵抗を選択することが必要になるであろう。場合によってはスイッチングに適したアナログ・スイッチング装置、ならびにその主要なパラメータを表３に挙げる。

ＭＡＸ３１２ＣＰＥ、ＣＤ４０６６ＢＥ ＤＧ４０３ＤＪ、ＳＦＰ９５３０、および２Ｎ５４５７は、１つまたは複数の構成要素製造者によって使用される識別コードである。Ｒ_ＯＮとは導電状態での抵抗を意味する。

充電されるキャパシタンスは通常２００から４００ｐＦ前後にすぎないので、スイッチング装置の抵抗はあまり重大な要因ではない。スイッチの抵抗が１キロオームを上回ってそれほど上昇しない場合、スイッチを通って充電するときのキャパシタの充電時間は、１ＭＨｚのスイッチング周波数も使用できるほど依然として小さなままである。１ＭＨｚより高い周波数は無線干渉をもたらす可能性がある。

他方では、スイッチング装置のキャパシタンスは、センサ・キャパシタのキャパシタンスの５０％に近づくであろう。したがって、スイッチング装置のキャパシタンスは、測定結果に大きな影響を与える。このため、抵抗がより高くなる場合でも、キャパシタンスが可能な限り低いそのようなスイッチング装置を選択すると有利である。

アナログ・スイッチＤＧ４０３ＤＪが使用されるスイッチング回路を図５に示す。ＤＧ４０３ＤＪは内部インバータを含み、この場合、１つのスイッチは常に開いており、もう１つのスイッチは閉じている。他のスイッチは外部インバータ回路を必要とし、この外部インバータ回路を用いて、スイッチの１つに反転制御を別々に入力することができる。

たとえばコンピュータをコンピュータ・プログラムとともに使用することによって、測定回路の動作を分析することができる。このプログラムを用いると、測定値をリアルタイムで画面上に表示することが可能になる。これらの値は、シリアル回線を介して、マイクロコントローラからＰＣなどのコンピュータで受け取ることができる。測定の例示的な出力（カウンタ値）を図６に示す。サンプリング周波数は１９．５２Ｈｚであった。最小サンプリング数は９６７０であり、最大サンプリング数は３３９９１であった。

スイッチト・測定方法では、その電圧が論理上の電圧に対応するレベルに上昇するまで、小さなセンサ・キャパシタの電荷をより大きなキャパシタへ数千回転送することができる。したがって、低いクロック周波数でも高い解像度で充電時間を測定することができる。さらに、この測定回路は、高周波干渉を減衰させる低域通過フィルタを形成する。直接測定方法では、サンプリングされた信号上には干渉が折り畳まれるであろう。負荷がかかったキャパシタの寸法とセンサ・キャパシタのスイッチング周波数はどちらも、充電時間に影響を与える。スイッチング周波数と、したがって充電時間とをコンピュータ・プログラムによって制御することができる。スイッチト・キャパシタ測定方法では、充電時間の直接測定と比較して、測定信号のレベルを著しく改善することができる。信号の雑音レベルを著しく低減させることができ、また測定の解像度を、たとえば約１４または１５ビットまで増大させることができる。

しかし、スイッチト・キャパシタ測定モードにはいくつかの欠点もある。タンク・キャパシタの充電時間が増大すると、得られる最高のサンプリング周波数（データ取得速度）も減少する。８ＭＨｚの処理装置および１４から１５ビットの測定精度を使用するとき、理論上の最大サンプリング周波数は２５０から５００Ｈｚである。実際には、最大サンプリング周波数は、たとえば１６０Ｈｚになる可能性がある。スイッチト・キャパシタ測定方法はまた、直接測定方法の場合より少しだけ複雑かつ高価な回路を必要とする。

タンク・キャパシタのキャパシタンスおよびスイッチング周波数を調整することによって、測定解像度、測定持続時間、および回路の低域通過フィルタのカットオフ周波数を変化させることが可能である。しかし残念ながら、解像度、持続時間、およびカットオフ周波数を互いに独立して設定することはできない。実際には、２つの最も重要なもの、すなわち解像度および持続時間を設定することが可能である。実際には、カットオフ周波数は高いままである可能性があり、この場合、サンプリング中に雑音信号が有効な信号上に折り畳まれる可能性がある。

本発明は、容量床センサで利用することができる。床センサのキャパシタンスは低く、そのため、床センサ素子内に埋め込まれた費用効果の高いマイクロコントローラを使用することによってキャパシタンスを精密に測定するのは困難である。提案される方法では、直接時定数測定の７ビットと比較して、約１２〜１４ビットまで測定精度が増大する。本発明を利用すると、測定ユニット内で安価な低電力マイクロコントローラを使用することが可能になるであろう。

マイクロコントローラは、電池から給電されて床センサ素子内に埋め込まれる可能性があるため、マイクロコントローラのコストおよび電力消費は重要なものとなりうる。

スイッチト・キャパシタ回路は、大きな測定範囲を有する。床センサは、誰かが素子を踏んだことを検出する小さなキャパシタンスと、誰かがセンサ上に横たわっているときの２重または３重のキャパシタンスの両方を測定できる必要がある。どちらの場合も、センサは、最大値の１：１０００しかない可能性が高いキャパシタンスの変化を測定できると有利なはずである。

スイッチト・キャパシタ回路の測定範囲は、調整することができる。ある人が床センサの上を歩いているとき、センサのキャパシタンスは、たとえば約２００ｐＦしかない。しかし、誰かがセンサ上に横たわっているとき、そのキャパシタンスは、たとえば４００〜５００ｐＦまで増大することができる。この場合、改善された測定精度を得るために、測定範囲を迅速に変化させることが必要となりうる。これは、たとえば、ソフトウェアによってスイッチング周波数または負荷キャパシタンスを変化させることによって可能になる。

測定時間は、調整することができる。場合によっては、複数の人が床を横切って素早く歩いている可能性がある。この場合、床の素子は、素早い動きを監視するために、低い精度を使用して迅速に走査することができる。ある人が床の上に横たわっているときは、その人の呼吸および心拍を監視するために、より高い精度が必要とされうる。このとき測定時間はより長くすることができる。より高いタンク・キャパシタンスを選択することによって、またはスイッチング周波数を下げることによって、システムの測定モードを、より遅いがより精密な状態に調整することができる。

スイッチト・キャパシタ回路は、自動的に較正することができる。床センサが様々な環境で設置されるとき、これらの床センサのそのままのキャパシタンスは、位置によって異なる可能性がある。あらゆる種類の環境で効果的に測定するには、センサは、測定範囲を適切に調整し、そしてそのままのキャパシタンスを使用して測定値を較正する必要がある。この測定範囲をソフトウェアによって変化させることができると、この較正はより容易かつより効果的になる。

時定数とは、システムのステップ応答がその最終（漸近）値の６３．２％、すなわちその最終値より３６．８％低い値に到達するのに費やす時間と解釈することができる。キャパシタンスが直列抵抗器を通って電圧源に接続されているとき、時定数は、キャパシタンス上の電圧が電圧源の電圧の６３．２％に到達するまでの時間とすることができる。

サンプリングとは、アナログ信号をデジタル信号へ変換することを意味する。

サンプリング方法とは、アナログ変数、たとえばキャパシタの充電時間をデジタル変数に変換する方法を意味する。

測定アルゴリズムとは、調べている信号を雑音および他の干渉から分離するためにサンプリングされた信号上で実行される信号処理動作を意味する。

「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という語は、非制限（ｏｐｅｎ−ｅｎｄｅｄ）の意味で解釈されるべきであり、すなわち第１の電極および第２の電極を含むセンサはまた、さらなる電極および／またはさらなる部品を含むことができる。

本発明による装置および方法の修正形態および変形形態を認識できることが、当業者には明らかであろう。添付の図面を参照して前述した特定の実施形態および例は例示のみを目的とし、添付の特許請求の範囲によって規定される本発明の範囲を限定するものではない。

Claims (15)

1. 物体（ＢＯＤ１）を容量検出する装置（１００）であって、
   少なくとも１つの第１の容量素子（１０ａ）と少なくとも１つの第２の容量素子（１０ｂ）の間に形成されたセンサ・キャパシタ（ＣＸ）を有し、前記物体（ＢＯＤ１）の存在によって前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）のキャパシタンスを変化させることができるような容量センサ（２０）と、
   電源（４０）と、
   前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）を充電するために前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）を前記電源（４０）に結合させる第１のスイッチ（Ｓ１）と、
   タンク・キャパシタ（Ｃ２）と、
   前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）から前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）へ電荷を転送するために、そして前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＶＸ）を変化させるために、前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）を前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）に結合させる第２のスイッチ（Ｓ２）と、
   前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）が同時に閉じた状態にならないように、前記スイッチ（Ｓ１、Ｓ２）を数回開閉することによって前記充電および電荷転送を制御する少なくとも１つのスイッチ・ドライバ・ユニット（９０）と、
   前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＣＸ）を監視する電圧監視ユニット（５０、７０）と、
   前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧の変化率に依存する少なくとも１つの測定値を求める制御装置（６０）とを備える装置（１００）。
2. 前記物体（ＢＯＤ１）が前記センサ（２０）から遠く離れているとき、前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）のキャパシタンスが１ｎＦ以下である、請求項１に記載の装置（１００）。
3. 前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）のキャパシタンスが、前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）のキャパシタンスの１０倍以上であり、好ましくは前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）のキャパシタンスの１００倍以上である、請求項１乃至２のいずれか１項に記載の装置（１００）。
4. 前記制御装置（６０）が、前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＣＸ）が所定の電圧レベル（Ｖｒｅｆ）以上になるのに必要な前記第２のスイッチ（Ｓ２）を連続して閉じるサイクルの数（Ｎ_ｋ）を計数するように構成される、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の装置（１００）。
5. 前記制御装置（６０）が、前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＣＸ）のいくつかの測定値（ＭＰ）の平均（Ｖ_ＡＶＥ）が所定の電圧レベル（Ｖｒｅｆ）以上になるのに必要な前記第２のスイッチ（Ｓ２）を連続して閉じるサイクルの数（Ｎ_ｋ）を計数するように構成される、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の装置（１００）。
6. 前記所定の電圧レベル（Ｖｒｅｆ）が、以前の測定値に基づいて調整されるように構成される、請求項４乃至５のいずれか１項に記載の装置（１００）。
7. 前記測定値が時定数（ｔ_{ＣＨＡＲＧＥ}）である、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の装置（１００）。
8. 前記測定値が、所定の充電期間（Ｔ_ＦＩＸ）後に得られる前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＶＸ）である、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の装置（１００）。
9. 前記所定の充電期間（Ｔ_ＦＩＸ）の長さが、以前の測定値に基づいて調整されるように構成される、請求項８に記載の装置（１００）。
10. 前記制御装置（６０）またはさらなるコンピュータ（２００）が、前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）の第１のキャパシタンス値に対応する第１の測定値と前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）の第２のキャパシタンス値に対応する第２の測定値との差を求めるように構成される、請求項１乃至９のいずれか１項に記載の装置（１００）。
11. 追加のセンサ・キャパシタ（ＣＸｂ）に対応し、前記物体（ＢＯＤ１）の存在によって前記追加のセンサ・キャパシタ（ＣＸｂ）のキャパシタンスを変化させることができるような第２の容量センサをさらに備える装置（１００）であって、
    前記追加のセンサ・キャパシタ（ＣＸｂ）を充電するために前記追加のセンサ・キャパシタ（ＣＸｂ）を電源（４０）に結合させる第１の追加のスイッチ（Ｓ１）と、
    追加のタンク・キャパシタ（Ｃ２ｂ）と、
    前記追加のセンサ・キャパシタ（ＣＸｂ）から前記追加のタンク・キャパシタ（Ｃ２ｂ）へ電荷を転送するために、そして前記追加のタンク・キャパシタ（Ｃ２ｂ）の電圧（ＶＸｂ）を変化させるために、前記追加のセンサ・キャパシタ（ＣＸ）を前記追加のタンク・キャパシタ（Ｃ２）に結合させる第２の追加のスイッチ（Ｓ２ｂ）と、
    前記追加のスイッチ（Ｓ１ｂ、Ｓ２ｂ）が同時に閉じた状態にならないように、前記追加のスイッチ（Ｓ１ｂ、Ｓ２ｂ）を数回開閉することによって前記充電および電荷転送を制御する少なくとも１つのスイッチ・ドライバ・ユニット（９０）と、
    前記タンク・キャパシタ（ＣＸ）の電圧（ＶＸ）と前記追加のタンク・キャパシタ（Ｃ２ｂ）の電圧（ＶＸｂ）との差を監視する電圧監視ユニット（７０、８０）と、
    前記タンク・キャパシタ（ＣＸ）の電圧（ＶＸ）の変化率と前記追加のタンク・キャパシタ（Ｃ２ｂ）の電圧（ＶＸｂ）の変化率との差（ΔＶ_ａ／ｄｔ−ΔＶ_ｂ／ｄｔ）に依存する少なくとも１つの測定値を求める制御装置（６０）とをさらに備える、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の前記装置（１００）。
12. 前記第２のスイッチ（Ｓ２）のスイッチング周波数（ｆ_ＳＷ）が、以前に測定した値に基づいて調整されるように構成される、請求項１乃至１１のいずれか１項に記載の装置（１００）。
13. 前記第１の容量素子（１０ａ）と前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の間の距離が０．５ｍ以下である、請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の装置（１００）。
14. 物体（ＢＯＤ１）を容量検出する方法であって、少なくとも１つの第１の容量素子（１０ａ）と少なくとも１つの第２の容量素子（１０ｂ）の間に形成されたセンサ・キャパシタ（ＣＸ）を有し、前記物体（ＢＯＤ１）の存在によって前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）のキャパシタンス値を変化させることができるような容量センサ（２０）を使用することによって検出する方法において、
    前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）を電源（４０）に結合させることによって前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）を充電することであって、前記充電中に前記電源（４０）がタンク・キャパシタ（Ｃ２）から切り離される、充電することと、
    前記センサ・キャパシタ（ＣＸ）からタンク・キャパシタ（Ｃ２）へ電荷を転送することであって、前記電荷転送中に前記電源（４０）が前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）から切り離される、転送することと、
    前記充電および電荷転送を数回繰り返すことと、
    前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＶＸ）を監視することと、
    前記タンク・キャパシタ（Ｃ２）の電圧（ＶＸ）の変化率に依存する少なくとも１つの測定値を求めることとを含む方法。
15. 前記センサ・キャパシタ（２０）が、床の中または上に、前記タンク・キャパシタと前記床の表面との間の距離が５０ｍｍ以下になるように設置された、請求項１４に記載の方法。

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