JP2010181635A - 同定装置および同定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 １つの信号源から発せられた信号が互いに異なる２つの経路を介して互いに異なる２つの受信手段によって受信されるシステムにおいて、当該２つの受信手段の一方から他方に至る相互伝達関数を正確に同定する。
【解決手段】 信号源としての音源１６から発せられた音声Ｓ（ｚ）は、２つの受信手段としての２つのマイクロホンＡおよびＢによって受信される。これら２つのマイクロホンＡおよびＢの一方から他方に至る経路は、音響伝達関数ｈａｂ（ｚ）を有しており、この音響伝達関数ｈａｂ（ｚ）は、互いに縦続接続されたＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２とによって、同定される。このように音響伝達関数ｈａｂ（ｚ）の同定を担う手段として、互いに縦続接続されたＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２とを用いることで、当該音響伝達関数ｈａｂ（ｚ）を正確に同定することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、同定装置および同定方法に関し、特に、１つの信号源から発せられた信号が互いに異なる２つの経路を介して互いに異なる２つの受信手段によって受信されるシステムにおいて、当該２つの受信手段の一方から他方に至る相互伝達関数を当該２つの受信手段のそれぞれによる受信信号に基づいて同定する、同定装置および同定方法に関する。

この種の同定装置および同定方法は、例えば２つの受信手段として２つのマイクロホンを備えたいわゆるマイクロホンアレイシステムに利用される。その一例が、非特許文献１に開示されている。この非特許文献１に開示された従来技術によれば、図７に示すように、２つのマイクロホン１２および１４が、互いに距離を置いて設けられている。そして、これら２つのマイクロホン１２および１４のそれぞれによって、信号源としての音源１６から発せられた音声Ｓ（ｚ）（ｚ；ｚ変換における遅延要素）が受信される。

ここで、音源１６から一方のマイクロホン１２（以下、Ａという符号を用いてマイクロホンＡと言う。）に至る経路は、ｈｓａ（ｚ）という未知の音響伝達関数を有する。つまり、当該一方のマイクロホンＡによって受信される音声Ｘａ（ｚ）は、この音響伝達関数ｈｓａ（ｚ）を用いて、次の数１のように表される。

同様に、音源１６から他方のマイクロホン１４（以下、Ｂという符号を用いてマイクロホンＢと言う。）に至る経路もまた、ｈｓｂ（ｚ）という未知の音響伝達関数を有する。つまり、当該他方のマイクロホンＢによって受信される音声Ｘｂ（ｚ）は、この音響伝達関数ｈｓｂ（ｚ）を用いて、次の数２のように表される。

そして、一方のマイクロホンＡの出力信号Ｘａｊ（ｊ；時刻）は、非再帰型、いわゆるＦＩＲ（Finite Impulse Response）型、の適応フィルタ１８に入力される。適応フィルタ１８は、この一方のマイクロホンＡの出力信号Ｘａｊを参照信号とし、他方のマイクロホンＢの出力信号Ｘｂｊを希望の応答として、これら一方のマイクロホンＡから他方のマイクロホンＢに至る音響伝達関数ｈａｂ（ｚ）を同定する。つまり、自身の伝達関数Ｈａｂ（ｚ）を当該音響伝達関数ｈａｂ（ｚ）に一致させる。

このために、適応フィルタ１８の出力信号Ｙｊは、加算器（減算器）２０に入力される。併せて、加算器２０には、他方のマイクロホンＢの出力信号Ｘｂｊも入力される。加算器２０は、この他方のマイクロホンＢの出力信号Ｘｂｊから適応フィルタ１８の出力信号Ｙｊを差し引き、当該加算器２０の出力信号（誤差信号）Ｅｊは、適応フィルタ１８に与えられる。適応フィルタ１８は、この加算器２０の出力信号Ｅｉが極力小さくなるように、自身のフィルタ係数を更新する。これによって、適応フィルタ１８による上述の音響伝達関数ｈａｂ（ｚ）の同定が実現される。

この図７に示す従来のマイクロホンアレイシステム１００について、次のようなシミュレーションを行ってみた。即ち、音声Ｓ（ｚ）として、白色雑音を代用する。そして、音源１６から一方のマイクロホンＡに至る経路の音響伝達関数ｈｓａ（ｚ）を、次の数３で表される差分方程式で規定し、当該音源１６から他方のマイクロホンＢに至る経路の音響伝達関数ｈｓｂ（ｚ）を、数４で表される差分方程式で規定する。

なお、これら数３における係数ａ（ｍ）と、数４における係数ｂ（ｍ）とは、いずれも指数減衰する正規乱数に基づいて設定され、それぞれの項番号ｍの最大値Ｍは、いずれもＭ＝１２８とされる。

さらに、適応フィルタ１８のタップ数を、５１２，１０２４，２０４８および４０９６という４種類にする。そして、適応フィルタ１８のフィルタ係数の更新法として、公知の学習同定法を採用する。このフィルタ係数の更新度合を定めるステップサイズμは、μ＝０．１とする。また、各マイクロホンＡおよびＢに対して、外乱雑音（拡散騒音）は付与しないものとする。

このような条件下で、適応フィルタ１８の同定性能を評価するべく、次の数５に基づいて、出力誤差Ｒｏを求める。なお、この数５において、ｐは、整数であり、Ｊは、一定の時間を時刻ｊの倍数で表したものである。つまり、この数５によれば、出力誤差Ｒｏは、マイクロホンＢの出力信号Ｘｂｊに対する加算器２０の出力信号Ｅｊの比を、一定時間Ｊごとに平均して、デシベル表記したものである。従って、この出力誤差Ｒｏが小さいほど、適応フィルタ１８による同定精度が高いことになる。

この数５に基づいて、上述した５１２，１０２４，２０４８および４０９６というタップ数別に出力誤差Ｒｏを求めた結果を、図８に示す。なお、この図８において、Ｇ５１２，Ｇ１０２４，Ｇ２０４８およびＧ４０９６という個別の符号が付された曲線は、それぞれタップ数が５１２，１０２４，２０４８および４０９６のときの出力誤差Ｒｏを示す。また、この図８においては、横軸の時間をブロックという単位で表しており、１ブロックは、上述した時間Ｊに相当する。ここでは、出力誤差Ｒｏの変動を抑えて見易くするために、当該時間ＪをＪ＝４０９６としている。

この図８から分かるように、適応フィルタ１８のタップ数が少ないほど、出力誤差Ｒｏは早く収束する。その一方で、当該タップ数が多いほど、出力誤差Ｒｏが小さくなることが、理想的であるが、この図８からは、そのような結果は認められない。つまり、タップ数が増大しても、出力誤差Ｒｏは、約−１０［ｄＢ］という言わば不十分な程度にまでしか低減されない。このことは、残響がある環境において、ＦＩＲ型の適応フィルタ１８では上述の音響伝達関数ｈａｂを十分に同定し得ないことを、意味する。その理由は、次の通りである、と推察される。

即ち、上述した図７の構成を端的に示すと、図９のようになる。この図９の構成によれば、音声Ｓ（ｚ）は、ｈｓａ（ｚ）という未知の伝達関数を有する言わば未知系２２に入力され、この未知系２２の出力信号Ｘａ（ｚ）が、適応フィルタ１８に入力される。そして、適応フィルタ１８の出力信号Ｙ（ｚ）は、加算器２０に入力される。なお、この図９における適応フィルタ１８の入出力信号Ｘａ（ｚ）およびＹ（ｚ）は、それぞれ図７における適応フィルタ１８の入出力信号ＸａｊおよびＹｊに相当し、詳しくは当該入出力信号ＸａｊおよびＹｊをｚという遅延要素を用いて表現したものである。

さらに、音声Ｓ（ｚ）は、ｈｓｂ（ｚ）という未知の伝達関数を有する別の未知系２４に入力され、この未知系２４の出力信号Ｘｂ（ｚ）は、加算器２０に入力される。なお、この図９において未知系２４から加算器２０に入力される当該未知系２４の出力信号Ｘｂ（ｚ）は、図７においてマイクロホンＢから加算器２０に入力される当該マイクロホンＢの出力信号Ｘｂｊに相当する。

そして、加算器２０は、未知系２４の出力信号Ｘｂ（ｚ）から適応フィルタ１８の出力信号Ｙｘ（ｚ）を差し引き、当該加算器２０の出力信号Ｅ（ｚ）に基づいて、適応フィルタ１８のフィルタ係数が更新され、ひいては伝達関数Ｈａｂ（ｚ）が更新される。なお、この図９における加算器２０の出力信号Ｅ（ｚ）は、図７における加算器２０の出力信号Ｅｊに相当する。

この図９の構成によれば、適応フィルタ１８の伝達関数Ｈａｂ（ｚ）と、各未知系２２および２４の伝達関数ｈｓａ（ｚ）およびｈｓｂ（ｚ）との間で、次の数６で表される関係が満足されるときに、当該適応フィルタ１８によって十分な同定性能が得られることになる。

言い換えれば、適応フィルタ１８によって同定すべき伝達関数ｈａｂ（ｚ）は、次の数７で表される。

ところが、この数７のように分数で表される伝達関数ｈａｂ（ｚ）は、一般には、割り切ることができず、いわゆる余りが生じる。特に、上述した残響がある環境下では、必ず当該余りが生じる。このように余りが生じる伝達関数ｈａｂ（ｚ）をＦＩＲ型の適応フィルタ１８によって十分に同定すること、つまり当該伝達関数ｈａｂ（ｚ）と適応フィルタ１８の伝達関数Ｈａｂ（ｚ）とを互いに一致させることは、たとえ適応フィルタ１８のタップ数を増大させたとしても、原理的（根本的）に不可能である。それゆえに、従来技術では、上述の如く十分な同定性能を得ることができない。

中野裕文，藤井健作，棟安実治，「２マイクロホンシステムによる騒音低減法の一検討」，信学技報，社団法人電子情報通信学会，２００７年１月，ｖｏｌ．１０６，Ｎｏ．４８３，ＥＡ２００６−１００，ｐ．１５−２０

即ち、本発明が解決しようとする問題点は、１つの信号源から発せられた信号が互いに異なる２つの経路を介して互いに異なる２つの受信手段によって受信されるシステムにおいて、従来技術では、当該２つの受信手段の一方から他方に至る相互伝達関数を十分（正確）に同定することができない、ということである。特に、残響がある環境下では、この問題が必然的に生じる。

そこで、本発明は、残響がある環境下でも、２つの受信手段の一方から他方に至る相互伝達関数を十分に同定することができる同定装置および同定方法を提供することを、目的とする。

この目的を達成するために、本発明のうちの第１発明は、上述の如く１つの信号源から発せられた信号が互いに異なる２つの経路を介して互いに異なる２つの受信手段によって受信されるシステムにおいて、当該２つの受信手段の一方から他方に至る相互伝達関数を当該２つの受信手段のそれぞれによる受信信号に基づいて同定する同定装置を前提とし、この前提の下、相互伝達関数の同定を行う適応フィルタ手段を具備する。そして、この適応フィルタ手段は、互いに縦続接続されたＦＩＲフィルタ手段と再帰型のいわゆるＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ手段とを含むものである。

即ち、本第１発明では、相互伝達関数の同定を行う適応フィルタ手段が、互いに縦続接続されたＦＩＲフィルタ手段とＩＩＲフィルタ手段とを含んでいる。ここで、相互伝達関数を含む全ての伝達関数は、非再帰型のモデルと再帰型のモデルとの縦続接続によって表現できることが、知られている。従って、本第１発明のように、非再帰型のＦＩＲフィルタ手段と再帰型のＩＩＲフィルタ手段とが互いに縦続接続された適応フィルタ手段を具備することで、相互伝達関数を十分に同定することができる。平たく言えば、相互伝達関数のうち、ＦＩＲフィルタ手段によって同定し得ない部分が生じたとしても、その部分は、ＩＩＲフィルタ手段によって同定される。ゆえに、上述した残響がある環境下においても、これらＦＩＲフィルタ手段とＩＩＲフィルタ手段とを含む適応フィルタ手段全体として、十分な同定性能が得られる。また、後述するように、比較的に少ないタップ数でも当該十分な同定性能が得られることも、実験によって確認された。

なお、本第１発明において、相互伝達関数は、一方の経路の伝達関数によって他方の経路の伝達関数を除したのと等価な場合がある。このような場合にも、本第１発明によれば、当該相互伝達関数を十分に同定することができる。

また、ＦＩＲフィルタ手段とＩＩＲフィルタ手段との縦続接続の順番は、特に限定されない。例えば、一方の受信手段による受信信号がＦＩＲフィルタ手段に入力される場合、つまりＦＩＲフィルタ手段がＩＩＲフィルタ手段の前段に設けられている場合には、ＦＩＲフィルタ手段の出力信号がＩＩＲフィルタ手段の入力信号として当該ＩＩＲフィルタ手段に入力される。これとは反対に、一方の受信手段による受信信号がＩＩＲフィルタ手段に入力される場合、つまりＩＩＲフィルタ手段がＦＩＲフィルタ手段の前段に設けられている場合には、ＩＩＲフィルタ手段の出力信号がＦＩＲフィルタの入力信号として当該ＦＩＲフィルタ手段に入力される。なお、いずれの場合にも、他方の受信手段による受信信号がＩＩＲフィルタ手段への帰還信号として当該ＩＩＲフィルタ手段に入力される。

さらに、信号源から発せられる信号としては、音声等の音信号がある。この場合、それぞれの受信手段は、マイクロホンによって構成される。

本発明の第２発明は、第１発明に対応する方法発明であって、互いに接続されたＦＩＲフィルタ手段とＩＩＲフィルタ手段とを含む適応フィルタ手段によって、相互伝達関数を同定するものである。

上述したように、本発明によれば、相互伝達関数の同定を担う適応フィルタ手段が、互いに縦続接続されたＦＩＲフィルタ手段とＩＩＲフィルタ手段とを含んでいるので、当該相互伝達関数を十分に同定することができる。特に、上述した従来技術では対応不可能であった残響がある環境下でも、十分な同定性能を得ることができる。

本発明の一実施形態に係るマイクロホンアレイシステムの概略構成を示すブロック図である。 図１の構成を端的に示すブロック図である。 図２におけるＦＩＲ適応フィルタの詳細な構成を示すブロック図である。 図２におけるＩＩＲ適応フィルタの詳細な構成を示すブロック図である。 同実施形態におけるシミュレーション結果を示す図解図である。 図２におけるＩＩＲ適応フィルタの図４とは別の構成例を示すブロック図である。 従来のマイクロホンアレイシステムの概略構成を示すブロック図である。 図７の従来技術におけるシミュレーション結果を示す図解図である。 図７の構成を端的に示すブロック図である。

本発明の一実施形態について、マイクロホンアレイシステムを例に挙げて説明する。

図１に示すように、本実施形態に係るマイクロホンアレイシステム１０は、図７に示した従来のマイクロホンアレイシステム１００における適応フィルタ１８に代えて、互いに縦続接続されたＦＩＲフィルタ手段としてのＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲフィルタ手段としてのＩＩＲ適応フィルタ５２とを備えると共に、後述するようにＩＩＲ適応フィルタ５２への帰還信号としてマイクロホンＢの出力信号Ｘｂｊを用いたものである。なお、これ以外の構成は、図７に示した構成と同様であるので、これら同様の部分については、同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。

即ち、この図１の構成では、ＦＩＲ適応フィルタ５０に、マイクロホンＡの出力信号Ｘａｊが入力される。そして、このＦＩＲ適応フィルタ５０の出力信号Ｙｆｊが、ＩＩＲ適応フィルタ５２に入力される。さらに、ＩＩＲ適応フィルタ５２には、その帰還信号として、マイクロホンＢの出力信号Ｘｂｊが入力される。そして、このＩＩＲ適応フィルタ５２の出力信号Ｙｉｊが、加算器２０に入力される。加算器２０は、マイクロホンＢの出力信号ＸｂｊからＩＩＲ適応フィルタ５２の出力信号Ｙｉｊを差し引く。そして、この加算器２０の出力信号Ｅｊが極力小さくなるように、ＦＩＲ適応フィルタ５０およびＩＩＲ適応フィルタ５２それぞれのフィルタ係数αｊ（ｎ）およびβｊ（ｎ）（ｎ；タップ番号）が更新され、ひいてはそれぞれの伝達関数Ｈｆ（ｚ）およびＨｉ（ｚ）が更新される。

具体的には、ＦＩＲ適応フィルタ５０のフィルタ係数αｊ（ｎ）は、次の数８に基づいて更新され、つまり更新後のフィルタ係数αｊ＋１（ｎ）が求められる。そして、ＩＩＲ適応フィルタ５２のフィルタ係数βｊ（ｎ）は、数９に基づいて更新され、つまり更新後のフィルタ係数βｊ＋１（ｎ）が求められる。なお、これら数８および数９において、μは、上述したステップサイズと呼ばれる定数であり、このステップサイズμによって、それぞれのフィルタ係数αｊ（ｎ）およびβｊ（ｎ）の更新度合が制御される。

さらに、図１の構成を端的に示すと、図２のようになる。なお、この図２においても、上述した図９と同様に、ＦＩＲ適応フィルタ５０の入出力信号Ｘａ（ｚ）およびＹｆ（ｚ）は、ｚという遅延要素を用いて表現されている。そして、この図２の表現に倣ってＦＩＲ適応フィルタ５０の構成を詳細に示すと、図３のようになる。

即ち、図３に示すように、ＦＩＲ適応フィルタ５０は、タップ数Ｎ分の遅延素子６０，６０，…と、当該タップ数Ｎよりも１つ多い数の乗算器６２，６２，…と、当該タップ数Ｎ分の加算器６４，６４，…と、を備えたいわゆる直接（Direct）型と呼ばれるものである。そして、それぞれの乗算器６２に、フィルタ係数αｊ（ｎ）が設定される。このフィルタ係数αｊ（ｎ）は、上述したように、数８に基づいて更新される。そして、最終段（図３において最も右側）の加算器６４の出力信号Ｙｆ（ｚ）が、ＩＩＲ適応フィルタ５２に入力される。

図２においては、ＩＩＲ適応フィルタ５２の入出力信号Ｙｆ（ｚ）およびＹｉ（ｚ）もまた、ｚという遅延要素を用いて表現されている。そして、この図２の表現に倣ってＩＩＲ適応フィルタ５２の構成を詳細に示すと、図４のようになる。

この図４に示すように、ＩＩＲ適応フィルタ５２は、タップ数Ｎ分の加算器７０，７０，…と、当該タップ数Ｎ分の乗算器７２，７２，…と、当該タップ数Ｎ分の遅延素子７４，７４，…と、を備えた直接型のものである。ただし、上述したように、帰還信号としてマイクロホンＢの出力信号Ｘｂ（ｚ）が用いられており、詳しくは、帰還部を構成する（図４において最も右側の）遅延素子７４に当該帰還信号としてのマイクロホンＢの出力信号Ｘｂ（ｚ）が入力される。このようにマイクロホンＢの出力信号Ｘｂ（ｚ）が帰還信号として用いられることで、このＩＩＲ適応フィルタ５２の動作が安定化される。そして、それぞれの乗算器７２に、フィルタ係数βｊ（ｎ）が設定され、このフィルタ係数βｊ（ｎ）は、上述の数９に基づいて更新される。そして、最終段（図４において最も右側）の加算器７０の出力信号Ｙｉ（ｚ）が、図２における加算器２０に入力される。

このように構成された本実施形態のマイクロホンアレイシステム１０について、次のようなシミュレーションを行った。即ち、ＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２とのそれぞれのタップ数Ｎを、Ｎ＝１２８とする。そして、音声Ｓ（ｚ）として、白色雑音を代用すると共に、各マイクロホンＡおよびＢに対する外乱雑音Ｎａ（ｚ）およびＮｂ（ｚ）として、互いに相関のない白色雑音を付与する。なお、これら音声Ｓ（ｚ）としての白色雑音と、外乱雑音Ｎａ（ｚ）およびＮｂ（ｚ）としての白色雑音と、のパワー比は、−４０［ｄＢ］とする。これ以外の条件は、上述した従来技術におけるシミュレーションと同じとする。そして、上述の数５に基づいて出力誤差Ｒｏを求めた。ただし、出力誤差Ｒｏの算出に当たっては、当該数５の分子および分母から外乱雑音（拡散騒音）を除いた。また、参照用として、上述した従来技術についても、同じ条件で出力誤差Ｒｏを求めた。その結果を、図５に示す。

この図５において、Ｇ１という符号が付された曲線が、本実施形態についてのシミュレーション結果を示し、Ｇ２という符号が付された曲線が、従来技術についてのシミュレーション結果を示す。この図５から明らかなように、本実施形態（曲線Ｇ１）によれば、出力誤差Ｒｏが約―４０［ｄＢ］という十分な程度にまで低減される。これに対して、従来技術（曲線Ｇ２）によれば、やはり約―１０［ｄＢ］という不十分な程度にまでしか低減されない。つまり、本実施形態によれば、従来技術に比べて、一方のマイクロホンＡから他方のマイクロホンＢに至る伝達関数ｈａｂ（ｚ）を極めて高い精度で同定できることが、証明された。また、このことは、本実施形態によれば、残響がある環境下でも、十分な同定性能が得られることをも、意味する。しかも、このような高精度な同定を、Ｎ＝１２８という比較的に少ないタップ数Ｎで実現することができる。なお、ここでは詳しく説明しないが、音声Ｓ（ｚ）として人間の肉声を用いた場合にも、この図５に示すのと同様の結果が得られた。

以上のように、本実施形態によれば、一方のマイクロホンＡから他方のマイクロホンＢに至る伝達関数ｈａｂ（ｚ）を同定する手段として、互いに縦続接続されたＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２とを具備するので、従来よりも極めて高い精度で当該伝達関数ｈａｂ（ｚ）を同定することができる。特に、残響が存在する環境下でも、高精度な同定性能を得ることができる。そして、このことは、実験結果からも確認された。

このような本実施形態は、例えば一方のマイクロホンＡによって受信された音声Ｘａ（ｚ）と他方のマイクロホンＢによって受信された音声Ｘｂ（ｚ）とを分離する、いわゆる音声分離技術に、応用することができる。勿論、音声分離以外の技術への応用も、期待することができる。

なお、本実施形態においては、ＦＩＲ適応フィルタ５０を、図３に示した直接型の構成としたが、これに限らない。例えば、縦続（Cascade）型や並列（Parallel）型、或いは格子（Lattice）型等、当該直接型以外の構成ものを採用してもよい。

ＩＩＲ適応フィルタ５２についても、同様に、図４に示した直接型に限らず、縦続型や並列型、或いは格子型等の当該直接型以外のものを採用してもよい。特に、このＩＩＲ適応フィルタ５２として、例えば図６に示すような格子型のものを採用すれば、フィルタ係数の更新に係る演算量を低減することができると共に、その適応動作のさらなる安定化を図ることができる、と期待される。

この図６の格子型のフィルタ５２について、少し詳しく説明すると、当該フィルタ５２は、２乗算器構造と呼ばれるものであり、即ち、１タップごとに、順方向側に設けられた加算器８０と、帰還側に設けられた加算器８２と、帰還側から順方向側へフィルタ係数βｊ（ｎ）に従う乗算を施す乗算器８４と、これとは逆の方向へ逆符号のフィルタ係数−βｊ（ｎ）に従う乗算を施す乗算器８６と、帰還側に設けられた遅延素子８８と、を有している。そして、この格子型のフィルタ５２においても、帰還部を構成する（図６において最も右側の）遅延素子８８に、帰還信号としてのマイクロホンＢの出力信号Ｘｂ（ｚ）が入力される。さらに、フィルタ係数βｊ（ｎ）は、上述した数９に基づいて更新され、これと相補して、逆符号のフィルタ係数−βｊ（ｎ）が更新される。なお、帰還側の最終段（図６において最も左側）の加算器８２の出力信号Ｘｂ’（ｚ）は、特には使用されない。また、この２乗算器構造に代えて、図には示さないが、１乗算器構造のものを採用してもよい。

また、本実施形態においては、ＩＩＲ適応フィルタ５２への帰還信号として、マイクロホンＢの出力信号Ｘｂ（ｚ）（Ｘｂｊ）を採用したが、これに限らない。例えば、一般に知られているように、当該帰還信号として、ＩＩＲ適応フィルタ５２自身の出力信号Ｙｉ（ｚ）（Ｙｉｊ）を採用してもよい。ただし、上述したように、マイクロホンＢの出力信号Ｘｂ（ｚ）を当該帰還信号として採用することによって、ＩＩＲ適応フィルタ５２の動作の安定化が図られる。

さらに、ＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２との縦続接続の順番は、本実施形態で説明したのとは逆であってもよい。即ち、ＦＩＲ適応フィルタ５０の前段にＩＩＲ適応フィルタ５２を位置させることで、当該ＩＩＲ適応フィルタ５２に、マイクロホンＡの出力信号Ｘａ（ｚ）（Ｘａｊ）が入力されるようにしてもよい。この場合、ＩＩＲ適応フィルタ５２の出力信号Ｙｉ（ｚ）（Ｙｉｊ）が、ＦＩＲ適応フィルタ５０に入力される。そして、このＦＩＲ適応フィルタ５０の出力信号Ｙｆ（ｚ）（Ｙｆｊ）が、加算器２０に入力される。なお、ＩＩＲ適応フィルタ５２には、その帰還信号として、マイクロホンＢの出力信号Ｘｂ（ｚ）（Ｘｂｊ）が入力される。これに代えて、上述の如くＩＩＲ適応フィルタ５２自身の出力信号Ｙｉ（ｚ）が当該帰還信号とされてもよい。

そして、ＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２との縦続接続に対して、これらとは別の1以上のＦＩＲ適応フィルタまたは１以上のＩＩＲ適応フィルタを、さらに縦続接続してもよい。ただし、基本的には、当該ＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２とのみの縦続接続によって、上述した伝達関数ｈａｂ（ｚ）を含む全ての伝達関数を十分に同定することができる。

なお、ＦＩＲ適応フィルタ５０とＩＩＲ適応フィルタ５２とは、例えばＣＰＵ（Central
Process Unit）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって構成することができる。加算器２０もまた、同様である。

そして、本実施形態では、音声Ｓ（ｚ）を取り扱うマイクロホンアレイシステム１０に、本発明を適用する場合について説明したが、これに限らない。例えば、電波や各種電気信号等の信号を取り扱うシステムにも、本発明を適用することができる。

要するに、２つの受信手段を備え、これら２つの受信手段のそれぞれと信号源との間に未知の伝達関数が存在し、言い換えれば信号源から発せられた信号をそれぞれの受信手段によって直接的に受信することができない構成であり、このような構成において、一方の受信手段から他方の受信手段に至る伝達関数を同定する用途に、本発明を適用することができる。

１０ マイクロホンアレイシステム
１２，１４ マイクロホン
１６ 音源
２０ 加算器
５０ ＦＩＲ適応フィルタ
５２ ＩＩＲ適応フィルタ

Claims (6)

1. １つの信号源から発せられた信号が互いに異なる２つの経路を介して互いに異なる２つの受信手段によって受信されるシステムにおいて該２つの受信手段の一方から他方に至る相互伝達関数を該２つの受信手段のそれぞれによる受信信号に基づいて同定する同定装置であって、
   上記相互伝達関数の同定を行う適応フィルタ手段を具備し、
   上記適応フィルタ手段は互いに縦続接続されたＦＩＲフィルタ手段とＩＩＲフィルタ手段とを含む、
   同定装置。
2. 上記相互伝達関数は上記２つの経路の一方の伝達関数によって該２つの経路の他方の伝達関数を除したのと等価である、
   請求項１に記載の同定装置。
3. 上記２つの受信手段の一方による上記受信信号または上記ＦＩＲフィルタ手段の出力信号が上記ＩＩＲフィルタ手段の入力信号として該ＩＩＲフィルタ手段に入力され、
   上記２つの受信手段の他方による上記受信信号が上記ＩＩＲフィルタ手段への帰還信号として該ＩＩＲフィルタ手段に入力される、
   請求項１または２に記載の同定装置。
4. 上記ＩＩＲフィルタ手段は格子型のフィルタである、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の同定装置。
5. 上記信号は音信号であり、
   上記２つの受信手段のそれぞれはマイクロホンである、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の同定装置。
6. １つの信号源から発せられた信号が互いに異なる２つの経路を介して互いに異なる２つの受信手段によって受信されるシステムにおいて該２つの受信手段の一方から他方に至る相互伝達関数を該２つの受信手段のそれぞれによる受信信号に基づいて同定する同定方法であって、
   互いに縦続接続されたＦＩＲフィルタ手段とＩＩＲフィルタ手段とを含む適応フィルタ手段によって上記相互伝達関数の同定を行う、
   同定方法。

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