JP2010022170A - Dc−dcコンバータの制御装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】DC−DCコンバータにおけるリアクトルの電流を正確に取得する。
【解決手段】制御装置50は、リアクトルL1とスイッチング素子Q1,Q2とを有し、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作によりリアクトルL1におけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータ20の制御装置であって、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、リアクトルL1の電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、リアクトルL1の電流値を取得する電流値取得手段と、上記電流上昇区間で取得された電流値と上記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、リアクトルL1の電流の中心値を推定する中心値推定手段とを有する。
【選択図】図1

Description

本発明は、DC−DCコンバータの制御装置に関する。
リアクトルとスイッチング素子とを有し、上記スイッチング素子のスイッチング動作により上記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換(昇圧または降圧)して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータが知られている。
特許文献1には、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、リアクトル電流を検出し、検出されたリアクトル電流をリアクトル電流のリプル電流と比較し、その比較結果に応じて、スイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を変更するものが記載されている。
特開2004−112904号公報
ところで、DC−DCコンバータにおいては、リアクトルの電流を正確に取得したいという要望がある。例えば、DC−DCコンバータから負荷に供給される電力を正確に制御するために、リアクトルの電流を正確に取得したいという要望がある。
そこで、本発明は、リアクトルの電流を正確に取得することが可能なDC−DCコンバータの制御装置を提供する。
本発明に係るDC−DCコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータの制御装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流の中心値を推定する中心値推定手段と、を有することを特徴とする。
本発明の一態様では、前記DC−DCコンバータの制御装置は、前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段を有する。
また、本発明の一態様では、前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段とを有する。
上記態様における一態様では、前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を繰り返し実行する。
本発明に係るDC−DCコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータの制御装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段と、を有することを特徴とする。
また、本発明に係るDC−DCコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータの制御装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段と、を有する。
本発明の一態様では、前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を繰り返し実行する。
本発明によれば、リアクトルの電流を正確に取得することが可能なDC−DCコンバータの制御装置を提供することができる。
以下、本発明の実施の形態を図面に従って説明する。
図1は、本実施の形態に係るDC−DCコンバータの制御装置を含む電気自動車1の概略構成を示す図である。電気自動車1は、蓄電装置の電力を用いて走行用モータを駆動することにより車両を駆動する自動車である。電気自動車1は、例えば、ハイブリッド自動車(HV: Hybrid Vehicle)、いわゆる電気自動車(EV: Electric Vehicle)、燃料電池車(FCEV: Fuel cell Electric Vehicle)などである。
なお、図1では、本実施の形態に係るDC−DCコンバータの制御装置を電気自動車に適用した場合を例示しているが、本実施の形態に係るDC−DCコンバータの制御装置は、電気自動車以外に適用されてもよい。
図1において、電気自動車1は、蓄電装置10、DC−DCコンバータ20、インバータ30、走行用モータ40、および制御装置50を含んで構成されている。
蓄電装置10は、電力を蓄積して直流電圧を出力するものであり、ここではニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。ただし、蓄電装置10は、大容量コンデンサ等であってもよい。
DC−DCコンバータ20は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、上記スイッチング素子のスイッチング動作により上記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得る装置である。図1の例では、DC−DCコンバータ20は、昇圧および降圧を行う双方向DC−DCコンバータである。
具体的には、図1において、DC−DCコンバータ20は、リアクトルL1と、スイッチング素子(例えばIGBT)Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを有する。スイッチング素子Q1,Q2は、インバータ30の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。上アームのスイッチング素子Q1のコレクタは電源ラインに接続され、下アームのスイッチング素子Q2のエミッタはアースラインに接続される。スイッチング素子Q1,Q2の中間点、すなわちスイッチング素子Q1のエミッタとスイッチング素子Q2のコレクタの接続点にはリアクトルL1の一方端が接続されている。このリアクトルL1の他方端は、蓄電装置10の正極に接続される。また、スイッチング素子Q2のエミッタは、蓄電装置10の負極に接続される。また、各スイッチング素子Q1,Q2のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードD1,D2が配置される。上記リアクトルL1の他方端とアースラインとの間には平滑用コンデンサC1が接続され、スイッチング素子Q1のコレクタとアースラインとの間には平滑用コンデンサC2が接続される。
インバータ30は、電源ラインとアースラインとの間に互いに並列に配置されるU相、V相、W相の各アームから構成される。U相アームはスイッチング素子Q3,Q4の直列接続からなり、V相アームはスイッチング素子Q5,Q6の直列接続からなり、W相アームはスイッチング素子Q7,Q8の直列接続からなる。スイッチング素子Q3〜Q8は、例えばIGBTである。各スイッチング素子Q3〜Q8のコレクタ−エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードD3〜D8が配置されている。
走行用モータ40は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点で共通接続されて構成されており、U相コイルの他端がスイッチング素子Q3,Q4の中間点、V相コイルの他端がスイッチング素子Q5,Q6の中間点、W相コイルの他端がスイッチング素子Q7,Q8の中間点に接続されている。
制御装置50は、DC−DCコンバータ20およびインバータ30を制御して、走行用モータ40の駆動および回生を制御するものである。制御装置50は、一つの態様では、ハードウェア資源とソフトウェアとの協働により実現され、例えば電子制御ユニット(ECU: Electronic Control Unit)である。具体的には、制御装置50の機能は、記録媒体に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてCPU(Central Processing Unit)により実行されることによって実現される。上記制御プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されて提供されることも可能であるし、データ信号として通信により提供されることも可能である。ただし、制御装置50は、ハードウェアのみにより実現されてもよい。また、制御装置50は、物理的に1つの装置により実現されてもよいし、複数の装置により実現されてもよい。
具体的には、走行用モータ40の力行時には、制御装置50は、DC−DCコンバータ20を制御して、蓄電装置10の直流電力をDC−DCコンバータ20により昇圧してインバータ30側に供給する。具体的には、制御装置50は、DC−DCコンバータ20のスイッチング素子Q1とQ2とを交互にオン・オフさせる制御を行う。スイッチング素子Q2がオンになると、スイッチング素子Q2を介してリアクトルL1に電流が流れ、蓄電装置10からの直流電力がリアクトルL1に蓄積される。そして、スイッチング素子Q2がオフになると、リアクトルL1に蓄積された直流電力がダイオードD1を介してインバータ30側に出力される。また、制御装置50は、インバータ30のスイッチング素子Q3〜Q8のスイッチング動作を制御することにより、DC−DCコンバータ20からの直流電力をインバータ30により交流電力に変換し、得られた交流電力を走行用モータ40に供給する。これにより、走行用モータ40が回転駆動される。
また、走行用モータ40の回生時には、制御装置50は、インバータ30のスイッチング素子Q3〜Q8のスイッチング動作を制御することにより、走行用モータ40で発電された交流電力をインバータ30により直流電力に変換し、得られた直流電力をDC−DCコンバータ20に供給する。また、制御装置50は、DC−DCコンバータ20を制御して、インバータ30からの直流電力をDC−DCコンバータ20により降圧して蓄電装置10を充電する。具体的には、制御装置50は、DC−DCコンバータ20のスイッチング素子Q1とQ2とを交互にオン・オフさせる制御を行う。スイッチング素子Q1がオンになると、スイッチング素子Q1を介してリアクトルL1に電流が流れ、インバータ30からの直流電力がリアクトルL1に蓄積される。そして、スイッチング素子Q1がオフになると、リアクトルL1の起電力によりダイオードD2を介して電流が還流し、これによりリアクトルL1に蓄積された直流電力が蓄電装置10に供給される。これにより、蓄電装置10が充電される。
上記昇圧時および降圧時のDC−DCコンバータ20のスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作に関し、具体的な一態様では、スイッチング素子Q1がオン状態になる直前と、スイッチング素子Q2がオン状態になる直前とには、スイッチング素子Q1およびQ2の両方がオフ状態である期間(デッドタイムと呼ばれる)が設けられる。
さらに、本実施の形態では、制御装置50は、DC−DCコンバータ20から負荷(走行用モータ40)に供給される電力を制御する等の目的で、リアクトルL1に流れる電流(以下、リアクトル電流と称す)を取得する機能を有する。以下、当該機能について、図面を参照しながら詳しく説明する。
図2は、DC−DCコンバータ20および制御装置50の動作を説明するためのタイムチャートである。
制御装置50は、図2(a)に示される三角波状のキャリア信号とデューティ指令値とに基づき、図2(b)に示されるスイッチング指令信号を生成し、当該スイッチング指令信号を伝達回路を介してDC−DCコンバータ20に供給する。具体的には、制御装置50は、キャリア信号とデューティ指令値とを比較し、キャリア信号がデューティ指令値以上である場合にはスイッチング指令信号をロウレベルにし、キャリア信号がディーティ指令値未満である場合にはスイッチング指令信号をハイレベルにする。なお、制御装置50は、キャリア信号やデューティ指令値を外部から受け取ってもよいし、内部で生成してもよい。
図2(c)に示されるように、DC−DCコンバータ20の上アームのスイッチング素子Q1は、おおむね、スイッチング指令信号がハイレベルのときオン状態であり、スイッチング指令信号がロウレベルのときオフ状態である。ただし、スイッチング指令信号がハイレベルからロウレベルに切り替わってから、スイッチング素子Q1がオンからオフに切り替わるまでの間には、伝達遅延td1が生じる。また、スイッチング指令信号がロウレベルからハイレベルに切り替わってから、スイッチング素子Q1がオフからオンに切り替わるまでの間には、伝達遅延td1が生じ、またデッドタイムtd2が設けられる。ここで、伝達遅延td1は、例えば伝達回路により生じるものである。また、デッドタイミングは、例えば伝達回路や制御装置50により設けられる。
図2(d)に示されるように、DC−DCコンバータ20の下アームのスイッチング素子Q2は、おおむね、スイッチング指令信号がハイレベルのときオフ状態であり、スイッチング指令信号がロウレベルのときオン状態である。ただし、スイッチング指令信号がロウレベルからハイレベルに切り替わってから、スイッチング素子Q2がオンからオフに切り替わるまでの間には、伝達遅延td1が生じる。また、スイッチング指令信号がハイレベルからロウレベルに切り替わってから、スイッチング素子Q2がオフからオンに切り替わるまでの間には、伝達遅延td1が生じ、またデッドタイムtd2が設けられる。ここで、伝達遅延td1は、例えば伝達回路により生じるものである。また、デッドタイミングは、例えば伝達回路や制御装置50により設けられる。
図2(e),(f),(g)には、それぞれ、昇圧時における、リアクトルL1のインバータ30側端部の電位V0の波形、スイッチング遅れ(伝達遅延)やデッドタイムがないと仮定した場合のリアクトル電流の波形、実際のリアクトル電流の波形が示されている。なお、リアクトル電流の向きは、蓄電装置10からスイッチング素子Q1,Q2に向かう方向(図1の矢印Aの方向)を正とする。
図2(d),(g)を参照すると、下アームのスイッチング素子Q2がオン状態のときは、リアクトル電流は上昇する。このとき、リアクトル電流の波形の傾き(すなわち単位時間当たりのリアクトル電流の変化量)は、VL/Lである。ここで、VLは蓄電装置10の電圧であり、LはリアクトルL1のインダクタンスである。一方、スイッチング素子Q2がオフ状態のときは、リアクトル電流は下降する。このとき、リアクトル電流の波形の傾きは、−(VH−VL)/Lである。ここで、VHは平滑用コンデンサC2の電圧である。
図2(h),(i),(j)には、それぞれ、降圧時における、リアクトルL1のインバータ30側端部の電位V0の波形、スイッチング遅れ(伝達遅延)やデッドタイムがないと仮定した場合のリアクトル電流の波形、実際のリアクトル電流の波形が示されている。
図2(c),(j)を参照すると、上アームのスイッチング素子Q1がオフ状態のときは、リアクトル電流は上昇する。このとき、リアクトル電流の波形の傾きは、VL/Lである。一方、スイッチング素子Q1がオン状態のときは、リアクトル電流は下降する。このとき、リアクトル電流の波形の傾きは、−(VH−VL)/Lである。
リアクトル電流を取得しようとする場合、図1に示されるようにリアクトル電流を検出する電流センサ21を設け、当該電流センサ21により得られるアナログ電流信号をA/D変換してデジタルのリアクトル電流値を取得することが考えられる。より具体な一態様では、キャリア信号の山または谷のタイミングでリアクトル電流値をA/D変換することが考えられる。
図2(a),(f),(i)から分かるように、スイッチング遅れやデッドタイムがない場合には、キャリア信号の山および谷のタイミングは、リアクトル電流の中心値のタイミング(すなわちリアクトル電流のリップルの中心タイミング)に一致する。したがって、キャリア信号の山または谷のタイミングでサンプリングすることにより、リアクトル電流の中心値を取得することができる。
しかし、図2(a),(g),(j)から分かるように、スイッチング遅れやデッドタイムがある場合には、これらの影響により、キャリア信号の山および谷のタイミングは、リアクトル電流の中心値のタイミングからずれてしまう。このため、キャリア信号の山または谷のタイミングでサンプリングすると、リアクトル電流の中心値からずれた電流値が取得されることになる。このような電流値をリアクトル電流の制御に用いた場合、リアクトル電流を正確に制御できない場合が想定される。
なお、リアクトル電流のリップルの中心でサンプリングするようにサンプリングタイミング(A/Dタイミング)を事前に調整することも考えられるが、スイッチング遅れ等にはバラツキがあるため、事前に調整することは困難である。また、デッドタイムの影響はリアクトル電流値によって変わるため、タイミング誤差は一定値にならない。
上記事情等を考慮し、リアクトル電流を正確に取得する観点より、本実施の形態では、制御装置50は、以下のように構成される。以下、制御装置50の態様として、第1〜第7の態様を示す。
(第1の態様)
図3は、第1の態様における制御装置50の機能構成を示すブロック図である。図3において、制御装置50は、電流値取得部110と中心値推定部120とを有する。
電流値取得部110は、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、リアクトル電流値を取得する。具体的には、電流値取得部110は、キャリア信号の周期(キャリア周期)の1/2の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、電流センサ60のアナログ電流信号をA/D変換してリアクトル電流値を取得する。具体的な一態様では、電流値取得部110は、キャリア信号の山のタイミングで、電流上昇区間におけるリアクトル電流値を取得し、キャリア信号の谷のタイミングで、電流下降区間におけるリアクトル電流値を取得する。
中心値推定部120は、電流値取得部110により電流上昇区間で取得されたリアクトル電流値ILupと電流下降区間で取得されたリアクトル電流値ILdownとに基づき、リアクトル電流の中心値ILcenterを推定する。具体的には、中心値推定部120は、リアクトル電流の波形における電流値ILupとILdownとILcenterとの幾何学的な関係から得られる下記演算式(4)により、電流値ILupおよびILdownから中心値ILcenterを算出する。ここで、演算式(4)は、以下のように導かれる。
図4は、リアクトル電流の中心値を推定するための式を説明するための図であり、図4には、リアクトル電流の波形が示されている。図4を参照すると、電流値ILupとILdownとには、下記式(1)の関係がある。ただし、Δtは、リアクトル電流値を取得するタイミングと、リアクトル電流の中心値のタイミングとの誤差(ずれ)である。Δtは、電流上昇区間でも電流下降区間でも同じだけ発生する。
ILdown−ILup=Δt×VL/L+Δt×(VH−VL)/L ・・・(1)
また、電流値ILcenterとILupとには、下記式(2)の関係がある。
ILcenter−ILup=Δt×VL/L ・・・(2)
上記式(2)を変形すると、下記式(3)が得られる。
Δt/L=(ILcenter−ILup)/VL ・・・(3)
上記式(3)を上記式(1)に代入すると、下記式(4)が得られる。
ILcenter=ILup+(ILdown−ILup)×VL/VH ・・・(4)
このように、第1の態様では、誤差Δtが電流上昇区間でも電流下降区間でも同じだけ発生することに注目し、リアクトル電流波形の傾きが図4のようになることから、幾何学的な関係よりΔtの影響を打ち消して、Δtによらずにリアクトル電流の中心値ILcenterを推定する。
一つの態様では、制御装置50は、電流値ILupとILdownとの対を繰り返し取得し、上記各対から中央値ILcenterを推定し、中央値ILcenterの時系列データを得る。より具体的な一態様では、制御装置50は、図5や図6に示されるように、キャリア周期の1/2の周期で電流値ILupとILdownとを交互に繰り返し取得し、互いに隣り合う電流値ILupとILdownとから中央値ILcenterを推定し、キャリア周期と同じ周期の中央値ILcenterの時系列データ、またはキャリア周期の1/2の周期の中央値ILcenterの時系列データを得る。
図7は、第1の態様における制御装置50の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図7を参照して、第1の態様における制御装置50の動作の一例を説明する。
制御装置50は、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S110)。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S120)。
ついで、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(4)によりリアクトル電流の中心値ILcenterを算出する(S130)。
制御装置50は、上記ステップS110〜S130の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる(S140)。
以上説明した第1の態様によれば、リアクトル電流の中心値を推定することができ、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、第1の態様では、サンプリングタイミングの事前の調整が不要である。また、スイッチング遅れやデッドタイムのバラツキに影響されにくい。
(第2の態様)
図8は、第2の態様における制御装置50の機能構成を示すブロック図である。図8において、制御装置50は、電流値取得部210とタイミング補正部220とを有する。
電流値取得部210は、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、リアクトル電流値を取得する。具体的には、電流値取得部110は、キャリア信号の周期(キャリア周期)の1/2の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、電流センサ60のアナログ電流信号からリアクトル電流値を取得する。
タイミング補正部220は、電流値取得部210により電流下降区間で取得された電流値ILdownから電流上昇区間で取得された電流値ILupを減算して得られる値(ILdown−ILup)が正である場合には、リアクトル電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、上記値(ILdown−ILup)が負である場合には、リアクトル電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正する。ここで、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正するとは、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周期内(具体的にはキャリア信号の周期内)またはリアクトル電流のリップル周期内における取得タイミング(取得位置)を補正することを意味する。なお、第2の態様では、タイミングの補正量は、特に限定されないが、例えば予め定められた一定値(例えば5μs)である。
図9は、第2の態様におけるタイミングの補正を説明するための図であり、図9には、リアクトル電流の波形が示されている。図9を参照すると、サンプリング点Aup,Adownのように、リアクトル電流の中心値のタイミングに対してサンプリングタイミング(A/Dタイミング)が早い場合、(ILdown−ILup)>0となる。一方、サンプリング点Bup,Bdownのように、リアクトル電流の中心値のタイミングに対してサンプリングタイミングが遅い場合、(ILdown−ILup)<0となる。そこで、本態様では、(ILdown−ILup)>0のときにはサンプリングタイミングを遅らせ、(ILdown−ILup)<0のときにはサンプリングタイミングを進ませるのである。
一つの態様では、制御装置50は、電流値ILupとILdownとを取得し、当該電流値の大小関係に応じてサンプリングタイミングを補正する処理を繰り返し行う。すなわち、サンプリングタイミングのずれをフィードバック制御により低減しながら、リアクトル電流値の取得を行う。
図10は、第2の態様における制御装置50の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図10を参照して、第2の態様における制御装置50の動作の一例を説明する。
制御装置50は、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S210)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ILupを取得する。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S220)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ILdownを取得する。
ついで、制御装置50は、(ILdown−ILup)に応じてリアクトル電流を取得するタイミングを補正する(S230)。例えば、第1回目において、(ILdown−ILup)>0であれば、制御装置50は、キャリア信号の山のタイミングから所定補正時間(例えば5μs)だけ遅らせたタイミングを、電流値ILupを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップS210で電流値ILupを取得する際に使用されることとなる。
制御装置50は、上記ステップS210〜S230の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる(S240)。
以上説明した第2の態様によれば、(ILdown−ILup)に応じて、リアクトル電流の中心値のタイミングに対するリアクトル電流を取得するタイミングのずれを低減することができ、リアクトル電流の取得値と中心値との誤差を低減することが可能となる。これにより、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、上記第1の態様のようにVH値、VL値を使用する態様では、VH値やVH値を検出する電圧センサの誤差の影響があるが、第2の態様では、VH値、VL値を使用しないので電圧センサの誤差の影響が避けられる。
(第3の態様)
図11は、第3の態様における制御装置50の機能構成を示すブロック図である。図11において、制御装置50は、電流値取得部310とタイミング誤差推定部320とタイミング補正部330とを有する。
電流値取得部310は、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、リアクトル電流値を取得する。具体的には、電流値取得部310は、キャリア信号の周期(キャリア周期)の1/2の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、電流センサ60のアナログ電流信号からリアクトル電流値を取得する。
タイミング誤差推定部320は、電流値取得部310により電流上昇区間で取得された電流値ILupと電流下降区間で取得された電流値ILdownとに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングとリアクトルの電流の中心値ILcenterのタイミングとの誤差Δtを推定する。具体的には、タイミング誤差推定部320は、リアクトル電流の波形における電流値ILupとILdownとの幾何学的な関係から得られる下記演算式(6)により、電流値ILupおよびILdownから誤差Δtを算出する。ここで、演算式(6)は、以下のように導かれる。
図4を参照すると、電流値ILupとILdownとには、下記式(5)の関係がある。
ILdown−ILup=Δt×VL/L+Δt×(VH−VL)/L ・・・(5)
上記式(5)を変形すると、下記式(6)が得られる。
Δt=(ILdown−ILup)×VH/L ・・・(6)
タイミング補正部330は、タイミング誤差推定部320により推定された誤差Δtに基づいて、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する。具体的には、タイミング補正部330は、リアクトル電流値を取得するタイミングとリアクトル電流の中心値のタイミングとが一致するように、誤差Δtだけリアクトル電流値を取得するタイミングをずらす。ここで、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正するとは、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周期内(具体的にはキャリア信号の周期内)またはリアクトル電流のリップル周期内における取得タイミング(取得位置)を補正することを意味する。
図12は、第3の態様における制御装置50の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図12を参照して、第3の態様における制御装置50の動作の一例を説明する。
制御装置50は、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S310)。例えば、制御装置50は、キャリア信号の山のタイミングで電流値ILupを取得する。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S320)。例えば、制御装置は、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ILdownを取得する。
ついで、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(6)によりタイミングの誤差Δtを算出する(S330)。
ついで、制御装置50は、上記算出された誤差Δtに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する(S340)。例えば、制御装置50は、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δtだけ遅らせたタイミングを、電流値ILupを取得する新たなタイミングに設定する。
以降、制御装置50は、上記補正後のタイミングで、リアクトル電流値を取得する(S350)。例えば、制御装置50は、キャリア周期の1/2の周期で、上記補正されたタイミングでリアクトル電流値ILup,ILdownを取得する。ただし、制御装置50は、ステップS350において、電流値ILupおよびILdownの一方のみを取得してもよい。
制御装置50は、上記ステップS350の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる(S360)。
以上説明した第3の態様によれば、リアクトル電流を取得するタイミングとリアクトル電流の中心値のタイミングとの誤差を推定し、当該誤差を補正することにより、正確なタイミングでリアクトル電流を取得することが可能となる。これにより、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、タイミング誤差を推定せずにタイミング誤差を補正する場合、収束に時間がかかったり、収束を早くしようとするとオーバーシュートが発生したりすることが考えられる。これに対し、第3の態様によれば、早く、またはオーバーシュートなしに、リアクトル電流を取得するタイミングをリアクトル電流の中心値のタイミングに合わせることが可能となる。
(第4の態様)
第4の態様における制御装置50は、第3の態様と殆ど同様である。以下、第4の態様における制御装置50について説明するが、第3の態様と共通する部分については説明を省略または簡略化する。
上記第3の態様では、VH値の検出誤差やインダクタンスLのバラツキがある場合には、タイミングの誤差Δtの推定値に推定誤差が残る。第4の態様は、この推定誤差を小さくするものである。
第4の態様では、制御装置50は、電流値ILup,ILdownを取得し、誤差Δtを推定し、サンプリングタイミングを補正する処理を、繰り返し実行する。
図13は、第4の態様における制御装置50の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図13を参照して、第4の態様における制御装置50の動作の一例を説明する。
制御装置50は、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S410)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ILupを取得する。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S420)。第1回目では、制御装置は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ILdownを取得する。
ついで、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(6)によりタイミングの誤差Δtを算出する(S430)。
ついで、制御装置50は、上記算出された誤差Δtに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する(S440)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δtだけ遅らせたタイミングを、電流値ILupを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップS410で電流値ILupを取得する際に使用されることとなる。
制御装置50は、上記ステップS410〜S440の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる(S450)。
以上説明した第4の態様によれば、電流値ILupとILdownの取得、誤差Δtの推定、および誤差Δtに基づくタイミングの補正を繰り返すことにより、徐々に誤差Δtを小さくしていくことができ、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、タイミング誤差を推定せずにタイミング誤差を補正する場合、収束に時間がかかったり、収束を早くしようとするとオーバーシュートが発生したりすることが考えられる。これに対し、第4の態様によれば、早く、またはオーバーシュートなしに、リアクトル電流を取得するタイミングをリアクトル電流の中心値のタイミングに合わせることが可能となる。
(第5の態様)
第5の態様における制御装置50は、第1の態様と第2の態様とを組み合わせたものである。
具体的には、第5の態様では、制御装置50は、電流値取得部、タイミング補正部、および中心値推定部を有する。そして、制御装置50は、電流値ILup,ILdownを取得し、(ILup−ILdown)に応じてサンプリングタイミングを補正し、補正後のサンプリングタイミングで電流値ILup,ILdownを取得し、当該電流値ILup,ILdownに基づいてリアクトル電流の中心値ILcenterを推定する。一つの態様では、制御装置50は、電流値ILup,ILdownを取得し、当該取得された電流値の大小関係に応じてサンプリングタイミングを補正する処理を繰り返し行いながら、当該取得された電流値に基づいて中心値ILcenterを推定し、中心値ILcenterの時系列データを得る。
図14は、第5の態様における制御装置50の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図14を参照して、第5の態様における制御装置50の動作の一例を説明する。
制御装置50は、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S510)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ILupを取得する。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S520)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ILdownを取得する。
ついで、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(4)によりリアクトル電流の中心値ILcenterを算出する(S530)。
また、制御装置50は、(ILdown−ILup)に応じてリアクトル電流を取得するタイミングを補正する(S540)。例えば、第1回目において、(ILdown−ILup)>0であれば、制御装置50は、キャリア信号の山のタイミングから所定補正時間(例えば5μs)だけ遅らせたタイミングを、電流値ILupを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップS510で電流値ILupを取得する際に使用されることとなる。
制御装置50は、上記ステップS510〜S540の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる(S550)。
以上説明した第5の態様によれば、タイミング誤差を補正した後のタイミングで取得されたリアクトル電流値に基づいてリアクトル電流の中心値を推定することができ、より正確にリアクトル電流の中心値を取得することが可能となる。
例えば、第1の態様では、リアクトル電流の中心値の推定にVH,VLの値を使用しているためセンサ誤差がある場合にはその影響で中心値の推定値に誤差が発生する。この誤差は、(ILdown−ILup)×Δ(VL/VH)となる。第5の態様によれば、タイミング誤差を補正することにより、(ILdown−ILup)を小さくでき、リアクトル電流の中心値の推定誤差(ILdown−ILup)×Δ(VL/VH)を小さくすることができる。すなわち、VH,VLの検出誤差の影響を受けにくくなり、より正確にリアクトル電流の中心値を推定することが可能となる。
また、取得した電流値に基づいてリアクトル電流の中心値の推定を行うので、中心値の推定を行わない場合と比較して、より正確にリアクトル電流の中心値を推定することが可能となる。
(第6の態様)
第6の態様における制御装置50は、第1の態様と第3の態様とを組み合わせたものである。
具体的には、第6の態様では、制御装置50は、電流値取得部、タイミング誤差推定部、タイミング補正部、および中心値推定部を有する。そして、制御装置50は、電流値ILup,ILdownを取得し、当該電流値に基づいてタイミング誤差Δtを推定し、当該誤差Δtに基づいてサンプリングタイミングを補正し、補正後のサンプリングタイミングで電流値ILup,ILdownを取得し、当該電流値ILup,ILdownに基づいてリアクトル電流の中心値ILcenterを推定する。
図15は、第6の態様における制御装置50の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図15を参照して、第6の態様における制御装置50の動作の一例を説明する。
制御装置50は、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S610)。例えば、制御装置50は、キャリア信号の山のタイミングで電流値ILupを取得する。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S620)。例えば、制御装置50は、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ILdownを取得する。
ついで、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(4)によりリアクトル電流の中心値ILcenterを算出する(S630)。
また、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(6)によりタイミングの誤差Δtを算出する(S640)。
ついで、制御装置50は、上記算出された誤差Δtに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する(S650)。例えば、制御装置50は、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δtだけ遅らせたタイミングを、電流値ILupを取得する新たなタイミングに設定する。
ついで、制御装置50は、上記補正後のタイミングで、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S660)。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S670)。
そして、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(4)によりリアクトル電流の中心値ILcenterを算出する(S680)。
制御装置50は、上記ステップS660〜S680の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる(S690)。
以上説明した第6の態様によれば、上記第5の態様と同様の効果が得られる。
(第7の態様)
第7の態様における制御装置50は、第1の態様と第4の態様とを組み合わせたものである。
具体的には、第7の態様では、制御装置50は、電流値取得部、タイミング誤差推定部、タイミング補正部、および中心値推定部を有する。そして、制御装置50は、電流値ILup,ILdownを取得し、当該電流値に基づいてタイミング誤差Δtを推定し、当該誤差Δtに基づいてサンプリングタイミングを補正する処理を繰り返し行うとともに、電流値ILup,ILdownに基づいてリアクトル電流の中心値ILcenterを推定する処理を行う。
図16は、第7の態様における制御装置50の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図16を参照して、第7の態様における制御装置50の動作の一例を説明する。
制御装置50は、電流上昇区間における電流値ILupを取得する(S710)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ILupを取得する。
ついで、制御装置50は、電流値ILupを取得してからキャリア周期の1/2の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ILdownを取得する(S720)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ILdownを取得する。
そして、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(4)によりリアクトル電流の中心値ILcenterを算出する(S730)。
また、制御装置50は、上記取得された電流値ILupとILdownとに基づき、上記演算式(6)によりタイミングの誤差Δtを算出する(S740)。
そして、制御装置50は、上記算出された誤差Δtに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する(S750)。第1回目では、制御装置50は、例えば、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δtだけ遅らせたタイミングを、電流値ILupを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップS710で電流値ILupを取得する際に使用されることとなる。
制御装置50は、上記ステップS710〜S750の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる(S760)。
以上説明した第7の態様によれば、上記第5の態様と同様の効果が得られる。
図17は、2系統のDC−DCコンバータを含み、本実施の形態に係るDC−DCコンバータの制御装置を有する電気自動車2の概略構成を示す図である。
図17の例では、電気自動車2は、2つのDC−DCコンバータ20A,20Bを有する。図1の場合と同様に、DC−DCコンバータ20A,20Bには、それぞれ蓄電装置10A,10Bが接続されるとともに、共通の平滑用コンデンサC1,C2が接続される。平滑用コンデンサC2には、2つのインバータ30A,30Bが互いに並列に接続される。インバータ30A,30Bには、それぞれ走行用モータ40A,40Bが接続される。
走行用モータ40Aは、主として発電機として動作する。具体的には、走行用モータ40Aは、インバータ30Aから電力の供給を受けて電動機として動作し、不図示のエンジンをクランキングして始動させる。また、走行用モータ40Aは、エンジンの始動後において、エンジンの駆動力によって回転させられて発電する。当該走行用モータ40Aにより発電された交流電力は、インバータ30Aによって直流電力に変換されて蓄電装置10A,10Bに充電されたり、走行用モータ30Bの駆動に利用されたりする。
走行用モータ40Bは、主として電動機として動作する。具体的には、走行用モータ40Bは、力行時には、インバータ30Bから電力の供給を受けて、不図示の車輪を回転駆動するためのトルクを発生させる。また、走行用モータ40Bは、回生制動時には、車輪によって回転させられて発電する。当該走行用モータ40Bにより発電された交流電力は、インバータ30Bによって直流電力に変換されて蓄電装置10A,10Bに充電される。
図17の蓄電装置、DC−DCコンバータ、インバータ、走行用モータは、それぞれ図1のものと同様であるので、ここでは詳しい説明は省略する。
電気自動車2は、DC−DCコンバータ20Aの制御装置50Aと、DC−DCコンバータ20Bの制御装置50Bとを有する。
制御装置50Aは、平滑用コンデンサC2の電圧VHの検出値に基づき、電圧VHが一定に維持されるように、DC−DCコンバータ20Aを制御する。
制御装置50Bは、図1の場合と同様に(具体的には、上記第1〜第7の何れかの態様により)DC−DCコンバータ20Bのリアクトル電流を取得し、当該リアクトル電流の取得値に基づいてリアクトル電流を制御し、これにより平滑用コンデンサC2側に供給する電力を制御する。
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々変更することができる。
例えば、上記実施の形態では、昇圧時において、スイッチング素子Q1,Q2を交互にオン・オフするものを例示したが、スイッチング素子Q2をオン・オフ制御し、スイッチング素子Q1については常にオフ状態としてもよい。また、降圧時において、スイッチング素子Q1,Q2を交互にオン・オフするものを例示したが、スイッチング素子Q1をオン・オフ制御し、スイッチング素子Q2については常にオフ状態としてもよい。
また、上記実施の形態では、電流上昇区間、電流下降区間の順で電流値を取得する場合を例示したが、電流下降区間、電流上昇区間の順で電流値を取得してもよい。
また、制御装置の制御対象は、双方向DC−DCコンバータに限られず、昇圧コンバータまたは降圧コンバータであってもよい。例えば、リアクトルL1と昇圧用スイッチング素子Q2と昇圧用ダイオードD1とを有する昇圧コンバータであってもよいし、リアクトルL1と降圧用スイッチング素子Q1と降圧用ダイオードD2とを有する降圧コンバータであってもよい。
実施の形態に係るDC−DCコンバータの制御装置を含む電気自動車の概略構成を示す図である。 DC−DCコンバータおよび制御装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 第1の態様における制御装置の機能構成を示すブロック図である。 リアクトル電流の中心値を推定するための式を説明するための図である。 電流値ILup,ILdownおよび中心値ILcenterの推定値の一例を示す図である。 電流値ILup,ILdownおよび中心値ILcenterの推定値の別の一例を示す図である。 第1の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第2の態様における制御装置の機能構成を示すブロック図である。 第2の態様におけるタイミングの補正を説明するための図である。 第2の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第3の態様における制御装置の機能構成を示すブロック図である。 第3の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第4の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第5の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第6の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第7の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 2系統のDC−DCコンバータを含む電気自動車の概略構成を示す図である。
符号の説明
1,2 電気自動車、10,10A,10B 蓄電装置、20,20A,20B DC−DCコンバータ、21 電流センサ、30,30A,30B インバータ、40,40A,40B 走行用モータ、50,50A,50B 制御装置、L1 リアクトル、C1,C2 平滑用コンデンサ。

Claims (7)

  1. リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータの制御装置であって、
    前記スイッチング素子のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、
    前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流の中心値を推定する中心値推定手段と、
    を有することを特徴とするDC−DCコンバータの制御装置。
  2. 請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御装置であって、
    前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段を有することを特徴とするDC−DCコンバータの制御装置。
  3. 請求項1に記載のDC−DCコンバータの制御装置であって、
    前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、
    前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段と、
    を有することを特徴とするDC−DCコンバータの制御装置。
  4. 請求項3に記載のDC−DCコンバータの制御装置であって、
    前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を、繰り返し実行することを特徴とするDC−DCコンバータの制御装置。
  5. リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータの制御装置であって、
    前記スイッチング素子のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、
    前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段と、
    を有することを特徴とするDC−DCコンバータの制御装置。
  6. リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るDC−DCコンバータの制御装置であって、
    前記スイッチング素子のスイッチング周期の1/2の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、
    前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、
    前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段と、
    を有することを特徴とするDC−DCコンバータの制御装置。
  7. 請求項6に記載のDC−DCコンバータの制御装置であって、
    前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を、繰り返し実行することを特徴とするDC−DCコンバータの制御装置。
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