JP2013121312A - 親環境車両用パルス幅変調コンバータの電流補償方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれるインダクタから三角波形態に出力される脈動電流の、実際電流と測定電流との時間遅延のオフセットによる電流値の変化に対するオフセット補償値を提供する。
【解決手段】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータをスイッチングさせるＰＷＭ信号がオンであるか否かを判定する過程と、インダクタから出力される実際電流と測定電流の間の上昇半周期又は下降半周期の大きさと遅延時間とを比較する過程と、上昇半周期又は下降半周期の大きさと遅延時間との比較結果に基づいて電流変化量を算出し、電流変化量を補正するためのオフセット補正値を決定する過程と、オフセット補正値を適用してインダクタの測定電流を補償する過程と、を有することを特徴とする。
【選択図】図７

Description

本発明は、親環境車両用パルス幅変調コンバータの電流補償方法に係り、より詳しくは、コンバータ内部のインダクタおよびモータの各相（Ｕ、Ｖ、Ｗ）のインダクタから三角波形態に出力される脈動電流の実際電流と測定電流との時間遅延のオフセットによる電流値の変化に対するオフセット補償値を提供する親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法に関する。
車両に対する燃費向上の要求と排出ガス規制の強化により、エンジンと１以上の駆動モータで構成される親環境車両が提供されている。
親環境車両は、燃料電池自動車、電気自動車、プラグイン電気自動車などを含み、高電圧／大電流のパワーネット（Ｐｏｗｅｒｎｅｔ）を使用して駆動力を生成する。
親環境車両は、要求される駆動力を生成するためにモータ、モータの駆動を制御するためのインバータ、及びバッテリに貯蔵された３５０Ｖ〜４５０Ｖの高電圧を昇圧させ、インバータに安定した電圧で電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータを含む。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、両方向昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータで構成され、高電圧が貯蔵されるバッテリとインバータとの間に配置され、低い電圧を高い電圧に昇圧させる機能を提供する。
親環境車両は、パルス幅変調コンバータ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、以後「ＰＷＭコンバータ」と記す）を利用して電圧を昇圧させる過程において、インダクタ（Ｉｎｄｕｃｔｏｒ）から出力される電流を検出して、電流制御とパワー制限などの保護機能を実行する。そして、インバータはモータの各相に流れる電流を検出して電流制御を行い、電流制御を通じてモータの駆動力を発生すさせる。
インダクタの電流は、電力スイッチング素子のスイッチング過程において、スイッチング状態に応じて一定の傾斜を有し、上昇と下降を繰り返す脈動（三角波）形態で示される。このとき、インダクタから出力される一周期の平均電流値を利用して、昇圧する電流の制限と出力するパワーの制限を行っている。
図８は、従来の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インダクタ電流のオフセット発生を示す図である。
図８に示すように、制御機から印加される第１ＰＷＭデューティ信号（ＰＷＭ Ｐ）と第２ＰＷＭデューティ信号（ＰＷＭ Ｎ）とにより、第１、２スイッチング素子がスイッチングされるときに、第１、２スイッチング素子のオン／オフ遅延、電流センサの位相遅延、及びフィルタ回路位相遅延などにより、インダクタの実際出力電流（ｉｄｅａｌ）と測定電流（Ｒｅａｌ）は出力に対比してＴｄ１、Ｔｄ２だけの遅延が発生し、中間値ではないオフセット値が発生する。
したがって、ＰＷＭコンバータにおけるインダクタ電流のオフセット発生は、制御精密性（電流制御程度及びトルク制御）および電流に関する保護機能を低下させる原因となる。
インダクタ電流のセンシング遅延はシステム的に不可避なものであるが、これを最小化するために、オン／オフ特性が速いパワーモジュールと位相遅延応答性能に優れたセンサとフィルタ回路を使用しなければならない。しかし、このような素子は極めて高価であり、親環境車両の環境条件を満たす素子は極めて制約される。
インダクタから電流が出力される実際時点と電流が測定される時点との差が発生する場合、実際車両で最大駆動および回生が発生するときに、電流測定時点の誤差によってパワー制限に誤動作を誘発し、車両運行を停止させるという問題点が発生することがある。
従来の親環境車両では、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびモータのインダクタ電流を測定するために、Ａ／Ｄセンシング遅延方式、位相遅延方式、平均電流演算方式などを適用している（例えば特許文献１を参照）。
Ａ／Ｄセンシング遅延方式とは、インダクタから電流が出力される実際時点と測定時点の誤差に対する遅延時間（ｔｄｅｌａｙ）を、センサを利用したハードウェア（Ｈ／Ｗ）あるいは推定器法が適用されるソフトウェア（Ｓ／Ｗ）的に推定して、インダクタ電流が出力する測定時点を調整する方式である。
しかし、このような方式は、デジタル制御を適用する場合には、電流制御のためのプロセッサの演算に制限を有するという問題点がある。
位相遅延方式は、測定される電流の位相を９０度遅延させて測定時点を調整する方式であって、制御応答性能が遅いシステムでは適用が可能であるが、速い応答性能を要求されるシステムには適用が不可能である、という問題点がある。
また、平均電流演算方式は、一周期の２度の電流サンプリングによって平均電流を求める方式であって、一周期内に多重のサンプリングを要求することにより、一周期内に１度の制御を要求する方式には可能であるが、一周期内に多重の制御をする方式には適さない。
また、測定時間の遅延が印加されたＰＷＭデューティ信号よりも大きい場合、オフセット値の補償に誤差が発生するという問題点がある。
特開２００４−３２７１０２号公報
本発明が解決しようとする課題は、親環境車両において、ＰＷＭコンバータのインダクタから三角波形態に出力される脈動電流の、実際電流と測定電流との時間遅延を考慮し、時間遅延のオフセットによる電流値の変化に対するオフセット補償値を提供することを目的とする。
かかる課題を解決するための本発明の親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法は、ＰＷＭコンバータをスイッチングさせるＰＷＭ信号を分析する過程と、ＰＷＭ信号がオンであれば、インダクタから出力される実際電流および測定電流の間の上昇半周期の大きさと遅延時間と、を比較する過程と、上昇半周期の大きさと遅延時間と、の比較結果によって電流変化量を算出し、電流変化量を補正するためのオフセット補正値を決定する過程と、オフセット補正値を適用してインダクタの測定電流を補償する過程と、を有することを特徴とする。
また本発明は、ＰＷＭ信号がオフであれば、インダクタから出力される実際電流および測定電流の間の下降半周期の大きさと遅延時間と、を比較する過程と、下降半周期の大きさと遅延時間と、の比較結果によって電流変化量を算出し、電流変化量を補正するためのオフセット補正値を決定する過程と、オフセット補正値を適用してインダクタの測定電流を補償する過程と、をさらに有する。
また本発明は、ＰＷＭ信号のオンの状態で、上昇半周期の大きさと遅延時間との比較において、上昇半周期の大きさが遅延時間よりも小さければ、インダクタから出力される実際電流および測定電流の傾斜が異なる状況であると判定し、上昇傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定する。
また本発明は、ＰＷＭ信号のオンの状態で、上昇半周期の大きさと遅延時間の比較において、上昇半周期の大きさが遅延時間よりも大きければ、インダクタから出力される実際電流と測定電流の傾斜が同じであると判定し、上昇傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定する。
また本発明は、ＰＷＭ信号のオフの状態で、下降半周期の大きさ及び遅延時間の比較において、下降半周期の大きさが遅延時間よりも小さければ、インダクタから出力される実際電流と測定電流の傾斜が異なる状況であると判定し、下降傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定する。
また本発明は、ＰＷＭ信号のオフの状態で、下降半周期の大きさと遅延時間の比較において、下降半周期の大きさが遅延時間よりも大きければ、インダクタから出力される実際電流と測定電流の傾斜が同じであると判定し、下降傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定する。
このように、本発明によれば、親環境車両において、ＰＷＭコンバータのインダクタ出力電流に対して実際電流の出力時点と電流が測定される時点との間の遅延のオフセット値に対する正確な電流変化の補正値が提供され、ＰＷＭコンバータの出力制限およびパワー制限の制御に安定性および信頼性を提供することができる。
本発明の１実施形態に係る親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータおよびインバータを概略的に示す図である。 本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタから出力される電流波形を示す図である。 本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す図である。 本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す第１例示図である。 本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す第２例示図である。 本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す第３例示図である。 本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータの電流測定の手順を示すフローチャートである。 従来の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、インダクタ電流のオフセット発生を示す図である。
以下に、添付の図面を参照しながら、本発明について詳細に説明する。
図１は、本発明の１実施形態に係る親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのインバータを概略的に示す図である。
図１に示すように、本発明は、バッテリ１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２、インバータ１０３、モータ１０４、および制御機２００を含む。
バッテリ１０１は複数の単位セルで構成される高電圧バッテリであって、直流電源を貯蔵する。
バッテリ１０１は、例えば、ニッケル−水素、リチウム−イオン２次電池、大容量キャパシタのうちのいずれか１つで構成されてもよく、貯蔵された直流高電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に供給する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０２はバッテリ１０１とインバータ１０３の間に設置され、制御機２００から印加されるＰＷＭデューティ信号によってバッテリ１０１から供給される直流電圧を設定されたレベルに昇圧してインバータ１０３に出力する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は、平滑キャパシタ（Ｃｂｃ）とインダクタ（Ｌ）、第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）、およびＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄｃ）を有する。
平滑キャパシタ（Ｃｂｃ）は、バッテリ１０１の両端間の電圧変動を平滑化し、バッテリ１０１から出力される電圧を安定にする。
インダクタ（Ｌ）は、平滑キャパシタ（Ｃｂｃ）を経て印加される電圧を電流の変化量に応じて誘導し、電流が急激に変化することを防ぐ。
第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）とは、制御機２００から印加されるＰＷＭデューティ信号により、インダクタ（Ｌ）を経て印加されるバッテリ１０１の電圧を設定されたレベルの高電圧に昇圧させて出力する。
ＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄｃ）は、第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）とによって昇圧された電圧を一時貯蔵した後、インバータ１０３に供給する。
インバータ１０３は、制御機２００から印加されるＰＷＭデューティ信号によってＤＣ−ＤＣコンバータ１０２で昇圧して供給される電流を、三相交流電圧に変換し、モータ１０４に駆動電圧として供給する。
インバータ１０３は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相を出力する電力スイッチング素子が上側と下側に区分され、直列に連結される。
電力スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴのうちのいずれか１つで構成される。
モータ１０４は三相交流電動機であって、インバータ１０３から供給される三相交流電圧によって駆動トルクを発生させ、車両の回生制動時に発電機として作動する。
制御機２００は、上位制御機から印加されるトルク命令によって、設定された電流指令マップデータを適用してＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のスイッチングのためのＰＷＭ信号を生成し、第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）とをスイッチングさせ、バッテリ１０１から供給される電圧を設定されたレベルに昇圧させてインバータ１０３に供給する。
制御機２００は、上位制御機によって印加されるトルク命令によってＰＷＭデューティ信号（ＰＷＭＳ１、ＰＷＭＳ２）を生成し、第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）とをスイッチングさせ、バッテリ１０１から供給される電圧を昇圧させる過程において平滑キャパシタ（Ｃｂｃ）によってバッテリ１０１の出力電圧（Ｖｂ）を検出し、インダクタ（Ｌ）の出力電流（Ｉｂ）及びＤＣリンクキャパシタ（Ｃｄｃ）に充電されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（Ｖｄｃ）を検出して要求命令を追従するパワーを出力させる。
制御機２００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２内の第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）とをスイッチングによってバッテリ１０１の電圧を昇圧させる過程において、インダクタ（Ｌ）から三角波形態に出力される脈動電流の上昇傾斜と下降傾斜を求めて電流の変化量を抽出し、実際電流と測定電流の遅延を考慮してＰＷＭデューティ信号によってリアルタイムでインダクタの平均電流を算出してオフセット値を抽出し、オフセット値を補正して正確な電流変化の補正値を提供する。これによって、電流制御およびパワー制限に安定した動作が提供される。
上述したような機能を含んで構成される本発明の動作は、次のとおりである。
本発明は、親環境車両の運行中に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のスイッチングによってバッテリ１０１の電圧を昇圧させる過程において、ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれるインダクタ（Ｌ）から脈動波形態に出力される電流を検出する実際電流と測定電流との時間差に対するオフセットを補正する技術であるため、これについては具体的に説明する。しかし、他の制御の動作は通常の親環境車両の運用と同一あるいは類似しているため、具体的な説明は省略する。
図２は、本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタから出力される電流波形を示す図である。
図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２に設置されている第１スイッチング素子（Ｓ１）と第２スイッチング素子（Ｓ２）とをスイッチングさせてバッテリ１０１の電圧を昇圧させるとき、インダクタ（Ｌ）からは脈動波形態の電流が出力される。
このとき、電圧方程式を利用すれば、インダクタ（Ｌ）から出力される電流の上昇傾斜は数１のように算出することができ、下降傾斜は数２のように算出することができる。
Figure 2013121312
Figure 2013121312
 したがって、インダクタ（Ｌ）の傾斜と区間の長さ（時間）を適用して、上昇傾斜での電流変化量を数３のように算出でき、下降傾斜での電流変化量を数４のように算出できる。
Figure 2013121312
Figure 2013121312
 数３および数４に示すように、インダクタ（Ｌ）の出力電流は、上昇傾斜と下降傾斜とが互いに一致しない。
図３は、本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す図である。
図３に示すように、ＰＷＭ信号のオン／オフモードを次のとおりに定義する。
例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の第１スイッチング素子（Ｓ１）のスイッチングオン／オフ信号であるＰ相を基準とし、Ｋ＝０となる時点からＰＷＭオフシーケンスとして定義し、Ｋ＝１となる時点からＰＷＭオンシーケンスとして定義する。
図４は、本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す第１例示図である。
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングにより、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流と測定電流の上昇傾斜と下降傾斜とが重複する時点を有する例を示している。
上述した数３および数４のように、インダクタ（Ｌ）電流の変化量を、電流の傾斜と遅延時間（長さ）を適用して算出できるため、一周期内の平均電流値の変化量は、センシング遅延時間だけの電流変化量として算出できる。
したがって、ＰＷＭオンモードによるインダクタ（Ｌ）出力電流の上昇において電流変化量は数５を適用して算出でき、ＰＷＭオフモードによるインダクタ（Ｌ）出力電流の下降において電流変化量は数６を適用して算出できる。
Figure 2013121312
Figure 2013121312
図５は、本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す第２例示図である。
図５は、ＰＷＭオン／オフによってＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタ（Ｌ）から出力される実際電流と測定電流との傾斜が互いに異なる例を示している。図５に示すように、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流と測定電流との遅延時間が０．５×Ｄ’×Ｔｓよりも大きい場合、実際電流と測定電流の間の電流変化量補償を一般的な状況で行う場合は、図面から分かるように、電流変化量がＩＬ＿ｅｒｒｏｒだけ発生する。
したがって、ＰＷＭオンによるインダクタ（Ｌ）出力電流の上昇で電流変化量は数９を適用して算出でき、ＰＷＭオフによるインダクタ（Ｌ）出力電流の下降で電流変化量は数１０を適用して算出できる。
まず、図５において、上昇傾斜の遅延時間「ａ’」と下降傾斜の遅延時間「ａ」は、下記数７を適用して算出できる。
Figure 2013121312
また、図５において、長さの偏差は数８を適用して算出できる。
Figure 2013121312
したがって、上昇傾斜の電流変化量と下降傾斜の変化量を数９および数１０を適用して算出できる。
Figure 2013121312
Figure 2013121312
図６は、本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングとインダクタとの電流出力関係を示す第３例示図である。
図６に示すように、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流と測定電流とをダブルサンプリングによって電流測定する例を示す図である。
ダブルサンプリングの場合は、図６から分かるように、以前ＤＮ−１とＤＮの差の半分だけが移動する。
したがって、ＰＷＭのオン／オフによって電流の上昇傾斜と下降傾斜を区分し、これに基づいてそれぞれのデューティ変化量を追加することにより、上昇傾斜での電流変化量は数１１を適用して算出することができ、下降傾斜での電流変化量は数１２を適用して算出することができる。
Figure 2013121312
Figure 2013121312
また、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングによってインダクタ（Ｌ）から出力される実際電流と測定電流との傾斜が互いに異なる状況である場合、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流と測定電流の遅延時間が０．５×（１−Ｄ）×Ｔｓよりも大きい場合、実際電流と測定電流の間の電流変化量補償を一般的な状況で行う場合は、図７から分かるようにＩＬ＿ｅｒｒｏｒだけ発生する。
まず、図６において、上昇傾斜の遅延時間「ａ’」、「ｂ’」は数１３が適用されて検出され、下降傾斜の遅延時間「ａ」、「ｂ」は数１４が適用されて算出される。
Figure 2013121312
Figure 2013121312
また、長さの偏差は、数１５が適用されて算出される。
Figure 2013121312
 したがって、上昇傾斜の電流変化量と下降傾斜の変化量を数１６および数１７を適用して算出することができる。
Figure 2013121312
Figure 2013121312
図７は、本発明の親環境車両用ＤＣ−ＤＣコンバータの電流測定の手順を示すフローチャートである。
図７に示すように、制御機２００は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２のＰＷＭ制御を分析し、第１スイッチング素子（Ｓ１）を基準としてＰＷＭオンモードであるか否かを判断する（Ｓ１００）。
Ｓ１００でＰＷＭオンモードであれば、上昇半周期（Ｄ’Ｔｓ）の大きさが遅延時間（ｔｄｅｌａｙ）よりも小さい値を有するかを判断する（Ｓ２００）。
Ｓ２００において、制御機２００は、上昇半周期（Ｄ’Ｔｓ）の大きさが遅延時間（ｔｄｅｌａｙ）よりも小さい値を有すれば、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流と測定電流の傾斜が他の特殊な状況であると判定し、上昇傾斜の電流変化量は数式（９）を適用して算出し、電流変化量を補償するための第１オフセット補正値を決定する（Ｓ２１０）。
しかし、Ｓ２００において、制御機２００は、上昇半周期（Ｄ’Ｔｓ）の大きさが遅延時間（ｔｄｅｌａｙ）よりも大きければ、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流の測定電流の上昇および下降傾斜が同じ状況であると判定し、上昇傾斜の電流変化量は数５を適用して算出し、電流変化量を補償するための第２オフセット補正値を決定する（Ｓ２２０）。
また、Ｓ１００でＰＷＭオフモードであれば、下降半周期（ＤＴｓ）の大きさが遅延時間（ｔｄｅｌａｙ）よりも小さい値を有するかを判断する（Ｓ３００）。
Ｓ３００において、制御機２００は、下降半周期（ＤＴｓ）の大きさが遅延時間（ｔｄｅｌａｙ）よりも小さい値を有すれば、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流の測定電流の傾斜が他の特殊な状況であると判定し、下降傾斜の電流変化量は数１０を適用して算出し、電流変化量を補償するための第３オフセット補正値を決定する（Ｓ３１０）。
しかし、Ｓ３００において、制御機２００は、下降半周期（ＤＴｓ）の大きさが遅延時間（ｔｄｅｌａｙ）よりも大きければ、インダクタ（Ｌ）から出力される実際電流の測定電流の上昇および下降傾斜が同じ状況であると判定し、下降傾斜の電流変化量は数６を適用して算出し、電流変化量を補償するための第４オフセット補正値を決定する（Ｓ３２０）。
この後、それぞれ状況で決定される電流変化量を補償するためのオフセット補正値を適用し、数１８のようにインダクタ（Ｌ）の出力電流をより正確に測定できるようになる。
Figure 2013121312
以上、本発明に関する好ましい実施形態を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されず、本発明の属する技術範囲を逸脱しない範囲での全ての変更が含まれる。
１０１ バッテリ
１０２ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０３ インバータ
１０４ モータ
２００ 制御機

Claims (6)

  1. パルス幅変調コンバータ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ、以後「ＰＷＭコンバータ」と記す）をスイッチングさせるパルス幅変調信号（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ信号、以後「ＰＷＭ信号」と記す）を分析する過程と、
    前記ＰＷＭ信号がオンであれば、インダクタから出力される実際電流および測定電流の間の上昇半周期の大きさと遅延時間と、を比較する過程と、
    前記上昇半周期の大きさと遅延時間と、の比較結果によって電流変化量を算出し、前記電流変化量を補正するためのオフセット補正値を決定する過程と、
    前記オフセット補正値を適用してインダクタの測定電流を補償する過程と、
    を有することを特徴とする親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法。
  2. 前記ＰＷＭ信号がオフであれば、前記インダクタから出力される実際電流および測定電流の間の下降半周期の大きさと遅延時間と、を比較する過程と、
    前記下降半周期の大きさと遅延時間と、の比較結果によって電流変化量を算出し、前記電流変化量を補正するためのオフセット補正値を決定する過程と、
    前記オフセット補正値を適用して前記インダクタの測定電流を補償する過程と、
    をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法。
  3. 前記ＰＷＭ信号のオンの状態で、前記上昇半周期の大きさと遅延時間との比較において、上昇半周期の大きさが遅延時間よりも小さければ、インダクタから出力される実際電流および測定電流の傾斜が異なる状況であると判定し、上昇傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定することを特徴とする請求項１に記載の親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法。
  4. 前記ＰＷＭ信号のオンの状態で、前記上昇半周期の大きさと遅延時間の比較において、前記上昇半周期の大きさが前記遅延時間よりも大きければ、前記インダクタから出力される実際電流と測定電流の傾斜が同じであると判定し、上昇傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定することを特徴とする請求項１に記載の親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法。
  5. 前記ＰＷＭ信号のオフの状態で、前記下降半周期の大きさ及び遅延時間の比較において、前記下降半周期の大きさが前記遅延時間よりも小さければ、前記インダクタから出力される実際電流と測定電流の傾斜が異なる状況であると判定し、下降傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定することを特徴とする請求項２に記載の親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法。
  6. 前記ＰＷＭ信号のオフの状態で、前記下降半周期の大きさと遅延時間の比較において、前記下降半周期の大きさが前記遅延時間よりも大きければ、前記インダクタから出力される実際電流と測定電流の傾斜が同じであると判定し、下降傾斜の電流変化量を算出して電流変化量を補正するのためのオフセット補正値を決定することを特徴とする請求項２に記載の親環境車両用ＰＷＭコンバータの電流補償方法。
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