JP4895121B2

JP4895121B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP4895121B2
Application number: JP2007140035A
Authority: JP
Inventors: 学黒川; 啓一南浦
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2007-05-28
Filing date: 2007-05-28
Publication date: 2012-03-14
Anticipated expiration: 2027-05-28
Also published as: JP2008295253A

Description

本発明は、直流電源を昇圧する昇圧回路を有するインバータ装置に関する。

ハイブリッド自動車、燃料電池車両や電動車両などでは、電動機（以下、モータ）により、駆動力が生成され、車軸に伝達される。車両の走行状態に応じた最適な駆動力を得るために、バッテリの電源電圧を昇圧回路により、所望の電圧に昇圧し、該昇圧電圧に基づき、モータの駆動力を得ている。

高出力及び高効率を実現する昇圧回路として、特許文献１に記載されたインピーダンス（Ｚ）ソース昇圧回路が提案されている。Ｚソース昇圧回路は、直流電源の正極端側に接続された第１リアクタと、直流電源の負極端側に接続された第２リアクタと、第１リアクタの入力端と第２リアクタの出力端との間に接続された第１コンデンサと、第１リアクタの出力端と第２リアクタの入力端との間に接続された第２コンデンサとを備えて構成される。そして、インバータ回路が昇圧回路の出力側に接続される。

インバータ回路は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相について、ＩＧＢＴ素子（Insulated Gate Bipolar mode Transistor）（スイッチング素子）とフライホイールダイオードとを逆並列接続したＩＧＢＴモジュールが三相インバータ回路の各アームを構成する。上アーム（正極側（Ｐ側））を構成するＩＧＢＴモジュールと下アーム（負極側（Ｎ側））を構成するＩＧＢＴモジュールは直列接続されて三相インバータ回路を構成する。

インバータ回路は、キャリア周期毎に、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相について、各相電流が目標電流に一致するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）方式により制御される。

Ｚソース昇圧回路は、Ｕ，Ｗ，Ｗのいずれかの相の上下のアームが短絡するショート期間において、第１及び第２コンデンサの放電並びに第１及び第２リアクタの充電による磁気エネルギーの蓄積を行った後、ＰＷＭ制御により、通電期間やＵ，Ｖ，Ｗ相の全ての上アーム、又は下アームが短絡するゼロベクトル期間において、第１及び第２リアクタの放電並びに第１及び第２コンデンサの充電を行うことにより昇圧電圧をインバータ回路に出力する。

キャリア周期毎に各スイッチング素子をオン／オフさせるＰＷＭ信号は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の指令電圧、インバータ回路の入力電圧（昇圧回路の出力電圧）及びキャリア信号に基づいて生成する。従来、インバータ回路の入力電圧はＰＷＭ信号のパターン、即ち、ショート期間であるか否かに関係なく取得していた。
米国特許出願公開第２００３／０２３１５１８号公報

しかしながら、従来のインバータ回路の入力電圧の取得には、以下のような問題点があった。入力電圧の取得はＰＷＭ信号のパターンに関係なく取得していたため、ショート期間で入力電圧を取得することがあった。しかし、ショート期間ではいずれかの相の全スイッチング素子がオンしてインバータ回路の正極側と負極側とが短絡するため、入力電圧が０Ｖとなる。従って、ショート期間で入力電圧を取得すると、入力電圧０Ｖを取得してしまう。

しかし、ショート期間は、第１及び第２リアクトルを充電し、インバータ回路の入力電圧を所望の電圧に昇圧するための期間である。ＰＷＭ信号を算出するには、通電期間やゼロベクトル期間における入力電圧が正しい電圧であり、ショート期間で取得した０Ｖの入力電圧は誤った電圧である。よって、誤った入力電圧に基づいて、誤ったＰＷＭ信号をインバータ回路に出力してしまい、各相に目標相電流を流すことができず、インバータ回路に接続されるモータ等の負荷の制御が破綻してしまうという問題があった。

本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、上述したインピーダンス（Ｚ）ソース昇圧回路を有するインバータ装置において、インバータ回路に正しいＰＷＭ信号を出力することを可能にしたインバータ装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の発明によれば、直流電源の正極端側に接続された第１リアクタと、前記直流電源の負極端側に接続された第２リアクタと、前記第１リアクタの入力端と前記第２リアクタの出力端との間に接続された第１コンデンサと、前記１リアクタの出力端と前記第２リアクタの入力端との間に接続された第２コンデンサとを備えて構成される昇圧回路と、複数のスイッチング素子を有し、前記昇圧回路の出力側に接続された複数相のインバータ回路とを備え、前記インバータ回路の入力電圧に基づき前記インバータ回路に接続される負荷を制御するインバータ装置であって、前記昇圧回路の目標昇圧電圧に基づいて、前記昇圧回路により昇圧させる際に、前記インバータ回路のいずれかの相の全スイッチング素子をオン状態にして前記インバータ回路を短絡するその時間長を示すショート期間を算出するショート期間算出手段と、前記ショート時間の時間長に基づいて、前記昇圧回路により昇圧させるために前記インバータ回路の短絡動作の制御をする短絡制御手段と、前記短絡制御手段の制御による前記インバータ回路の短絡動作中に前記インバータ回路の入力電圧の検出を禁止して前記短絡動作中以外で前記入力電圧を取得する入力電圧取得手段と、前記入力電圧取得手段が取得した入力電圧及びキャリア信号に基づいて、前記スイッチング素子をオン／オフして前記負荷を制御するためのパルス幅変調信号を算出するＰＷＭ信号算出手段とを具備したことを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明において、前記短絡制御手段は、前記パルス幅変調信号が、オンからオフ、又はオフからオンを指示するスイッチング素子の相の全スイッチング素子を短絡し、前記入力電圧取得手段は、前記キャリア信号の山、又は谷で前記入力電圧を取得することを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項３記載の発明によれば、請求項２記載の発明において、前記入力電圧取得手段は、前記キャリア信号の複数のピークタイミングで前記入力電圧を取得し、前記ＰＷＭ信号算出手段は前記入力電圧取得手段が取得した前記複数の前記入力電圧に基づいて、前記パルス幅変調信号を算出することを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項４記載の発明によれば、請求項１記載の発明において、前記入力電圧取得手段は、前記キャリア信号の１キャリア周期における入力電圧の平均値が得られるように、前記１キャリア周期において一定のサンプリング周期で入力電圧をサンプリングして、複数回、前記入力電圧を取得し、該複数の取得入力電圧の平均値を算出し、前記ＰＷＭ信号算出手段は、前記平均値に基づいて前記パルス幅変調信号を算出することを特徴とするインバータ装置が提供される。

請求項１記載の発明によると、ショート期間では、昇圧回路からインバータ回路への入力電圧を取得しないので、取得電圧が０Ｖとなることがなく、インバータ回路に接続される負荷を正確に制御できる。

請求項２記載の発明によると、キャリア信号の山、又は谷のタイミングで入力電圧を取得するので、ショート期間以外で容易に入力電圧を取得できる。

請求項３記載の発明によると、複数のキャリア周期において複数の入力電圧を取得し、複数の入力電圧に基づいて、ＰＷＭ信号を算出するので、複数のキャリア周期における入力電圧のバラツキを補正することができ、負荷の制御の精度の向上が図れる。

請求項４記載の発明によると、入力電圧はショート期間の時間長に応じたリプルがあるが、複数の入力電圧を取得するので、通電期間における昇圧電圧の平均値の算出が可能となり、負荷の制御の精度の向上が図れる。

図１は本発明の実施形態によるインバータ装置２０の構成図である。図１に示すように、インバータ装置２０は、直流電源２、昇圧回路４、インバータ回路６、バッテリ電圧センサ１０、入力電圧センサ１２、相電流センサ１４Ｕ，１４Ｗ、位置検出センサ１６及びＥＣＵ１８を具備する。

直流電源２は、モータ８に昇圧回路４やインバータ回路６を介して電力供給するための蓄電装置であり、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり、複数の単電池がモジュール化された複数のバッテリブロックが直列接続されている。直流電源２はキャパシタでも良い。

昇圧回路４は、アノードが直流電源２の正極に接続されたフライホイールダイオードＤと、ダイオードＤと逆並列に接続されたＩＧＢＴ素子（スイッチング素子）Ｑｉｎと、直流電源２の正極端側に接続された第１リアクタＬ１と、直流電源２の負極端側に接続された第２リアクタＬ２と、第１リアクタＬ１の入力端と第２リアクタＬ２の出力端との間に接続された第１コンデンサＣ１と、第１リアクタＬ１の出力端と第２リアクタＬ２の入力端との間に接続された第２コンデンサＣ２とを備えて構成されたＺソース昇圧回路である。

ダイオードＤは、通電期間やゼロベクトル期間ではＯＮ，ショート期間ではＯＦＦするためのものである。トランジスタＱｉｎは、直流電源２と昇圧回路４との間の通電のオン及びオフをＥＣＵ１８から入力されるゲート信号に応じて切り換えるスイッチング素子である。そして、ＩＧＢＴ素子Ｑｉｎのコレクタは昇圧回路４の第１リアクタＬ１に接続され、エミッタは直流電源２の正極端に接続されている。ＩＧＢＴ素子ＱｉｎはＥＣＵ１８によりモータ８の負荷電流が低い領域において適宜オンされたり、図示しない外部原動機によりモータ８が駆動されて発電された発電電力を直流電源２に充電するときにオンされたり、モータ８の回生制動により発生された回生電力を直流電源２に充電するときにオンされる。

インバータ回路６は、Ｚソース昇圧回路４の出力側に接続された複数相のインバータ回路であり、例えば、三相インバータ回路である。インバータ回路６は、ＩＧＢＴ素子（スイッチング素子）とフライホイールダイオードとを逆並列接続したＩＧＢＴモジュールが三相インバータ回路の各アームを構成する。Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の上アームと下アームを構成するＩＧＢＴモジュールは直列接続されて三相インバータ回路を構成する。

ＩＧＢＴ素子ＵＨ及びフライホイールダイオードＤＵＨは、Ｕ相の上アーム（Ｐ側）を構成する。また、ＩＧＢＴ素子ＶＨ及びフライホイールダイオードＤＶＨは、Ｖ相の上アームを構成し、ＩＧＢＴ素子ＷＨ及びフライホイールダイオードＤＷＨは、Ｗ相の上アームを構成する。

ＩＧＢＴ素子ＵＬ及びフライホイールダイオードＤＵＬは、Ｕ相の下アーム（Ｎ側）を構成する。また、ＩＧＢＴ素子ＶＬ及びフライホイールダイオードＤＶＬは、Ｖ相の下アームを構成し、ＩＧＢＴ素子ＷＬ及びフライホイールダイオードＤＷＬは、Ｗ相の下アームを構成する。尚、ＩＧＢＴ素子やフライホイールダイオードについて使用する記号Ｈ，Ｌは、Ｐ側，Ｎ側のものをいう。

ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのコレクタが第１リアクタＬ１のＺソース昇圧回路４の出力端側に接続されている。ＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのエミッタが第２リアクタＬ２のＺソース昇圧回路４の出力端側に接続されている。各ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間は、エミッタからコレクタの方向が順方向となるようにフライホイールダイオードＤＵＨ，ＤＶＨ，ＤＷＨ，ＤＵＬ，ＤＶＬ，ＤＷＬが接続されている。

ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬをパルス幅変調によりＯＮ／ＯＦＦするパルス信号（ゲート信号）がＥＣＵ１８よりＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートに入力される。各ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＶＨ，ＷＨのエミッタ及び各ＩＧＢＴ素子ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのコレクタは、モータ８のＵ，Ｖ，Ｗ相の各コイル端子に接続されている。

モータ８は、負荷としての３相電力機器、例えば、ハイブリッド車両や燃料電池車両や電動車両などの車両に駆動源として搭載されるＤＣブラシレスモータ等である。

バッテリ電圧センサ１０は、直流電源２のバッテリ電圧Ｖｓを検出するセンサであり、バッテリ電圧Ｖｓに対応する電気信号、例えば、アナログ信号を出力する。入力電圧センサ１２は、昇圧回路４の出力端子とインバータ回路６の入力端子とを接続するＰ側のラインとＬ側のライン間、即ち、第１及び第２リアクタＬ１，Ｌ２がインバータ回路６に接続される端子間の入力電圧Ｖｏ’を検出するセンサであり、入力電圧Ｖｏ’に対応する電気信号、例えば、アナログ信号を出力する。

相電流センサ１４Ｕ，１４Ｗは、モータ８の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出するためのセンサであり、Ｕ，Ｖ相の相電流ｉｕ，ｉＷに対応する電気信号、例えば、アナログ信号を出力する。相電流センサ１４Ｕ，１４Ｗは、本例では、Ｕ，Ｗ相についてのみ設けられ、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの３相の和が０であり、Ｖ相電流ｉｖは計算により算出可能であることから、Ｖ相については省略しているが、勿論、Ｕ，Ｖ，Ｗ相について設けても良い。位置検出センサ１６は、モータ８のステータとロータとの相対回転角θｍを検出するセンサであり、相対回転角θｍに対応する電気信号（角度信号）、例えば、アナログ信号を出力する。

センサ１０，１２，１４Ｕ，１４Ｗ，１６の出力信号は、ＥＣＵ１８に入力され、図示しないアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）によりアナログ信号からデジタル信号に変換されて、ＥＣＵ１８で処理される。

ＥＣＵ１８は、モータ８の駆動及び回生作動を制御するモータ制御手段として機能するものであり、図２に示すように、目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段５０、目標昇圧電圧Ｖｏ^＊算出手段５２、指令電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊算出手段５４、ショート期間算出手段５６、入力電圧取得手段５８、ＰＷＭ信号算出手段６０及びゲート信号出力手段６２をプログラムの実行により実現する。

目標Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊算出手段５０は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、運転者のアクセル操作に係るアクセル開度を検出する図示しないアクセル開度センサ及び運転者のブレーキ操作に係る図示しないブレーキスイッチのオン／オフ等の各センサによる検出信号等から算出された車両の運転状態に応じたモータ８に対するトルク指令値から、目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算する。

目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θｍ、並びにＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑから、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差がゼロとなるように、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。

目標昇圧電圧Ｖｏ^＊算出手段５２は、例えば、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊に基づいて目標昇圧電圧（指令値）を算出する。指令電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊算出手段５４は、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を座標変換し、モータ８に加えるべきＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算する。

ショート期間算出手段５６は、インバータ回路６のＵ，Ｖ，Ｗ相のいずれかの相を短絡する１キャリア周期Ｔｃにおけるショート期間を以下のようにして算出する。

まず、次式（１）より、１キャリア周期Ｔｃにおける総和のショート期間Ｔｓの比率（デューティ比）Ｔ_SDを算出する。

Ｖｏ^＊＝Ｖｓ／（１−２Ｔ_SD）・・・（１）
Ｖｏ^＊は目標昇圧電圧（指令値）である。Ｖｓはバッテリ電圧センサ１０より検出される直流電源２の電圧である。Ｔ_SD＝Ｔｓ／Ｔｃである。

次に、リプル電流低減等のためより、ショート期間ＴｓをＵ，Ｖ，Ｗ相に分配して各ショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）を算出する。例えば、ショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）＝Ｔｓ／６とする。

入力電圧取得手段５８は、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートに出力されているＰＷＭ信号のパターンに従って、ショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）以外の通電期間やゼロベクトル期間において入力電圧センサ１２から出力された入力電圧（アナログ信号）Ｖｏ’がＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換された入力電圧を取得し、この入力電圧、又は、取得した入力電圧に対して平均化等の信号処理を施した入力電圧を、取得入力電圧（以下、入力電圧と略す）ＶｏとしてＰＷＭ信号算出手段６０に出力する。入力電圧センサ１２から入力電圧を取得するタイミングは、ショート期間以外の通電期間やゼロベクトル期間であれば良く、実施するショート期間の設定方法に応じて、入力電圧を取得するタイミングを設定すれば良い。

例えば、キャリア信号の山又は谷のタイミングとしても良い。後述するように、本実施形態では、ショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）は、ＰＷＭ信号に従って、Ｕ相ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ、Ｖ相ＩＧＢＴ素子ＶＨ，ＶＬ、または、Ｗ相ＩＧＢＴ素子ＷＨ，ＷＬが、オフからオン、または、オンからオフする際に設定され、キャリア信号の山、または、谷では、ゼロベクトル期間となるからである。これにより、入力電圧Ｖｏを容易に取得することができる。

あるいは、１キャリア周期Ｔｃにおいて、ショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）以外の通電期間やゼロベクトル期間の複数の所定のタイミングで取得入力電圧をサンプリングして、その平均値を入力電圧Ｖｏとしても良い。例えば、キャリア周期Ｔｃよりも短い一定のサンプリング周期で入力電圧Ｖｏ’をサンプリングして、デジタル信号に変換し、デジタル信号の値が０でないとき、デジタル信号を取得して、平均化等の信号処理をする。

ショート期間が長くなると、昇圧電圧のリプル（変動）が大きくなり、入力電圧にはショート期間の時間長に応じたリプルがある。従って、複数の入力電圧Ｖｏ’を平均化することにより、通電期間の平均値を取得電圧Ｖｏとすることができ、取得電圧Ｖｏに基づき算出されるＰＷＭ信号によりモータ１８を駆動することにより、モータ１８の制御の精度を向上させることができる。尚、入力電圧Ｖｏ’は、ゲート信号を参照して、通電期間であるときにおいてのみ取得しても良い。信号処理としては、平均化等の他に中間値とする処理がある。

更に、１キャリア周期Ｔｃ内で取得した複数の入力電圧Ｖｏ’の平均化に限らず、複数のキャリア周期Ｔｃで取得した複数の入力電圧Ｖｏ’を移動平均化して、取得入力電圧Ｖｏを取得しても良い。例えば、複数の山、及び又は、複数の谷で取得した入力電圧の移動平均値を取得電圧Ｖｏとすることもできる。これにより、目標昇圧電圧Ｖｏ^＊が複数のキャリア周期で等しい場合に、複数のキャリア周期における入力電圧のバラツキを補正することができ、モータ１８の制御の精度を向上させることができる。尚、複数のキャリア周期において、目標昇圧電圧が等しい場合に限り、複数のキャリア周期で複数の入力電圧を取得しても良い。

ＰＷＭ信号算出手段６０は、キャリア信号Ｓｃに同期して、入力電圧取得手段５８が取得した入力電圧Ｖｏ／２を振幅とし、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に従って、三角波キャリア変調方式や空間ベクトル変調方式により、スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬがターンオン、または、ターンオフするタイミングを示すＰＷＭ信号を算出する。

図３に示すように、例えば、三角波キャリア変調方式に従って、時刻ｔ２でＷＨがターンオフ、ＷＬがターンオン、時刻ｔ４でＶＨがターンオフ、ＶＬがターンオフ、時刻ｔ６でＵＨがターンオフ、ＵＬがターンオン、時刻ｔ７でＵＨがターンオン、ＵＬがターンオフ、時刻ｔ９でＶＨがターンオン、ＶＬがターンオフ、時刻ｔ１１でＷＨがターンオン、ＷＬがターンオフするように指示するＰＷＭ信号が算出される。例えば、取得入力電圧Ｖｏが取得されるキャリア周期はＰＷＭ信号が算出されるキャリア周期と同じとする。

ショート期間については、例えば、図３に示すように、１キャリア周期Ｔｃにおいて、キャリア信号Ｓｃの谷のピークから山のピークまでの半周期の間は、時刻ｔ２，ｔ４，ｔ６の直前にショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜３）を設ける。

また、図３に示すように、例えば、キャリア信号の山のピークから谷のピークまでの半周期の間は、時刻ｔ７，ｔ９，ｔ１１の直後にショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝４〜６）を設ける。これにより、例えば、キャリア信号Ｓｃの山のタイミングでは、ショート期間とはならないことが保証される。

従って、図３に示すように、キャリア信号Ｓｃの谷のピークから山のピークまでの半周期の間では、時刻ｔ２，ｔ４，ｔ６から時間Ｔｓ／６前の時刻までの時間（ｔ１−ｔ２），（ｔ３−ｔ４），（ｔ５−ｔ６）がＷ，Ｖ，Ｕ相がショートするショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜３）となる。また、キャリア信号Ｓｃの山のピークから谷のピークまでの半周期の間は、時刻ｔ７，ｔ９，ｔ１１から時間Ｔｓ／６経過する時刻までの時間（ｔ７−ｔ８），（ｔ９−ｔ１０），（ｔ１１−ｔ１２）がＵ，Ｖ，Ｗ相がショートするショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝４〜６）となる。

同様に、１キャリア周期Ｔｃにおいて、キャリア信号Ｓｃの谷のピークから山のピークまでの半周期の間は、時刻ｔ２，ｔ４，ｔ６の直後にショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜３）を設ける。また、キャリア信号の山のピークから谷のピークまでの半周期の間は、時刻ｔ７，ｔ９，ｔ１１の直前にショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝４〜６）を設ける。これにより、例えば、キャリア信号Ｓｃの谷のタイミングでは、ショート期間とはならないことが保証されることから、キャリア信号の谷のピークで入力電圧Ｖｏを取得することができる。

尚、図３に示すように、ショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）ではインバータ入力電圧Ｖｏ’が０となるが、それ以外のハッチングで示す期間では、インバータ入力電圧Ｖｏ’が０とならず、入力電圧Ｖｏの検出が可能である。

ゲート信号生成手段６２は、キャリア信号Ｓｃに同期して、ＰＷＭ信号算出手段６０が算出したＰＷＭ信号及びショート期間算出手段５６が算出したショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）に従って、例えば、ＰＷＭ信号を算出したキャリア周期の次のキャリア周期において、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのゲートに該ＰＷＭ信号についてのゲート信号を出力する。ゲート信号生成手段６２は、ショート時間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）の時間長に基づいて、昇圧回路４により昇圧させるためにインバータ回路６の短絡動作の制御をする短絡制御手段としての機能を有する。

図４は本発明に係るインバータ装置の制御方法を示すフローチャートである。図５は入力電圧取得に係るフローチャートである。図６は、インバータ装置の制御方法を示すタイムチャートである。以下、これらの図面を参照して、インバータ装置の制御方法の説明をする。

ステップＳ２で位置検出センサ１６より回転角度θｍ、及び相電流センサ１４Ｕ，１４ＷよりＵ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗを検出する。ステップＳ４で、トルク指令値から、目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊を演算し、目標ｄ軸電流ｉｄ^＊、目標ｑ軸電流ｉｑ^＊、回転角度θｍ、並びにＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑから、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと目標ｄ軸電流ｉｄ^＊及び目標ｑ軸電流ｉｑ^＊との各偏差がゼロとなるように、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を演算する。

ステップＳ６で、例えば、目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊に基づいて目標昇圧電圧（指令値）Ｖｏ^＊を算出する。ステップＳ８で目標ｄ軸電圧Ｖｄ^＊及び目標ｑ軸電圧Ｖｑ^＊を座標変換し、モータ８に加えるべきＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を演算する。ステップ１０で目標昇圧電圧（指令値）Ｖｏ^＊及び直流電源２のバッテリ電圧Ｖｓより式（１）に基づきデューティ比Ｔ_SDを算出し、算出したデューティ比Ｔ_SDよりショート期間Ｔｓを算出し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に分配するショート期間Ｔｓｉ（＝Ｔｓ／６）（ｉ＝１〜６）を算出する。

ステップＳ１２で入力電圧Ｖｏを次のようにして取得する。図５中のステップＳ５０で、現時点がゲート信号出力手段６２が同期してゲート信号を出力するキャリア信号Ｓｃの山のタイミングであるか否かを判定する。肯定判定ならば、ステップＳ５２に進む。否定判定ならば、終了する。ステップＳ５２で入力電圧センサ１２より出力されるアナログ電圧信号Ｖｏ’をデジタル電圧信号Ｖｏに変換して、入力電圧Ｖｏを取得する。図５中のステップＳ５２，５４は、一定のサンプリング周期で実行される。

図４中のステップＳ１４で、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の目標電圧Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と、キャリア周期Ｔｃを周期とし、振幅がステップＳ１２で取得された入力電圧Ｖｏ／２、時間幅がキャリア周期Ｔｃ、例えば、三角波キャリア信号Ｓｃに基づく、三角波キャリア変調方式により、Ｕ相ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ、Ｖ相ＩＧＢＴ素子ＶＨ，ＶＬ及びＷ相ＩＧＢＴ素子ＷＨ，ＷＬのゲートに印加するためのＰＷＭ信号を算出する。

ステップＳ１６で、キャリア信号Ｓｃに従って、ステップＳ１０で算出したショート期間Ｔｓｉ（ｉ＝１〜６）及びステップＳ１４で算出したＰＷＭ信号に従って、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬに印加するゲート信号を出力する。例えば、図６に示すように、（ｔ１１−ｔ１２）がＩＧＢＴ素子ＷＨ，ＷＬがオンするＷ相のショート期間Ｔｓ１、（ｔ１３−ｔ１４）がＩＧＢＴ素子ＶＨ，ＶＬがオンするＶ相のショート期間Ｔｓ２、（ｔ１５−ｔ１６）がＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬがオンするＵ相のショート期間Ｔｓ３、（ｔ１７−ｔ１８）がＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬがオンするＵ相のショート期間Ｔｓ４、（ｔ１９−ｔ２０）がＩＧＢＴ素子ＶＨ，ＶＬがオンするＶ相のショート期間Ｔｓ５、（ｔ２２１−ｔ２２）がＩＧＢＴ素子ＷＨ，ＷＬがオンするＷ相のショート期間Ｔｓ６となる。尚、図６中のＶ_iUH，Ｖ_iUL，Ｖ_iVH，Ｖ_iVL，Ｖ_iWH，Ｖ_iWLは、ＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのゲート信号のレベルを示し、ハイでオン、ローでオフする。また、キャリア信号Ｓｃの山のピークｔ１，ｔ２で入力電圧Ｖｏを取得する。以上のステップＳ２〜Ｓ１６を繰り返す。

以上説明した本実施形態によれば、ショート期間以外の通電期間、及び、又はゼロベクトル期間において、入力電圧センサ１２より入力電圧Ｖｏを取得するので、取得電圧Ｖｏが０とならず正確な取得電圧Ｖｏを取得することができる。そのため、取得電圧Ｖｏに基づき算出したＰＷＭ信号に基づき、ゲート信号をＩＧＢＴ素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬに出力するので、モータ８を精度良く駆動・制御できる。

本発明の実施形態によるインバータ装置を示す図である。図１中のＥＣＵに係るモータ制御手段のブロック図である。本発明の実施形態による入力電圧取得方法を示す図である。本発明の実施形態によるインバータ装置の制御方法を示すフローチャートである。本発明の実施形態による入力電圧取得方法を示すフローチャートである。本発明の実施形態によるインバータ装置の制御方法を示すタイムチャートである。

符号の説明

２直流電源
４Ｚソース昇圧回路４
６インバータ回路
８モータ
１０バッテリ電圧センサ
１２入力電圧センサ
１４Ｕ，１４Ｗ相電流センサ
１６位置検出センサ
１８ＥＣＵ

Claims

直流電源の正極端側に接続された第１リアクタと、前記直流電源の負極端側に接続された第２リアクタと、前記第１リアクタの入力端と前記第２リアクタの出力端との間に接続された第１コンデンサと、前記１リアクタの出力端と前記第２リアクタの入力端との間に接続された第２コンデンサとを備えて構成される昇圧回路と、複数のスイッチング素子を有し、前記昇圧回路の出力側に接続された複数相のインバータ回路とを備え、前記インバータ回路の入力電圧に基づき前記インバータ回路に接続される負荷を制御するインバータ装置であって、
前記昇圧回路の目標昇圧電圧に基づいて、前記昇圧回路により昇圧させる際に、前記インバータ回路のいずれかの相の全スイッチング素子をオン状態にして前記インバータ回路を短絡するその時間長を示すショート期間を算出するショート期間算出手段と、
前記ショート期間の時間長に基づいて、前記昇圧回路により昇圧させるために前記インバータ回路の短絡動作の制御をする短絡制御手段と、
前記短絡制御手段の制御による前記インバータ回路の短絡動作中に前記インバータ回路の入力電圧の検出を禁止して前記短絡動作中以外で前記入力電圧を取得する入力電圧取得手段と、
前記入力電圧取得手段が取得した入力電圧及びキャリア信号に基づいて、前記スイッチング素子をオン／オフして前記負荷を制御するためのパルス幅変調信号を算出するＰＷＭ信号算出手段と、
を具備したことを特徴とするインバータ装置。
前記短絡制御手段は、前記パルス幅変調信号が、オンからオフ、又はオフからオンを指示するスイッチング素子の相の全スイッチング素子を短絡し、前記入力電圧取得手段は、前記キャリア信号の山、又は谷で前記入力電圧を取得することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
前記入力電圧取得手段は、前記キャリア信号の複数のピークタイミングで前記入力電圧を取得し、前記ＰＷＭ信号算出手段は前記入力電圧取得手段が取得した前記複数の前記入力電圧に基づいて、前記パルス幅変調信号を算出することを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
前記入力電圧取得手段は、前記キャリア信号の１キャリア周期における入力電圧の通電期間の平均値が得られるように、前記１キャリア周期において一定のサンプリング周期で入力電圧をサンプリングして、複数回、前記入力電圧を取得し、該複数の取得入力電圧の平均値を算出し、前記ＰＷＭ信号算出手段は、前記平均値に基づいて前記パルス幅変調信号を算出することを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。