JP2009213215A - 電力変換回路の駆動制御装置及び駆動制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２のオン・オフ操作の繰り返しによりコイルＬに流れる電流の絶対値を増減させることでコンデンサＣの電圧ＶＣを入力電圧Ｖｉｎに対して所望に変換するに際し、スイッチング素子Ｓｐ１のオン操作に伴って電力損失が発生すること。
【解決手段】スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオフ操作することによりコイルＬの電流の絶対値が漸減する（図９（ａ））。コイルＬの電流がゼロとなった後、所定時間に渡って、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン状態に保持することにより、コイルＬにエネルギを充填する（図９（ｂ＋））。その後、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオフ操作することで(図９（ｂ））、スイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２の寄生キャパシタｐｃの電荷を確実に抜き去ることができ、ひいては、これらをゼロボルトスイッチングすることができる。
【選択図】 図９

Description

本発明は、スイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによりコイルに流れる電流の絶対値を増減させることで蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換する電力変換回路について、これを操作する駆動制御装置、及び該制御装置を備える駆動制御システムに関する。

この種の駆動制御装置にあっては、一般に、スイッチング素子の入出力端子間に電気的に並列に寄生キャパシタが接続されている。このため、スイッチング素子のスイッチング状態がオフ状態からオン状態へと切り替えられると、寄生キャパシタの両電極間がスイッチング素子を介してショートされる。このため、スイッチング状態がオン状態へと切り替えられるときに寄生キャパシタが充電されている場合には、オン状態に切り替えられることで寄生キャパシタの電荷がスイッチング素子を流れ、これにより電力損失が生じる。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、電力変換回路のコイルを流れる電流がゼロとなった後、スイッチング状態をオン状態へと切り替えるに先立ち、所定時間待機することも提案されている。これにより、コイル及び寄生キャパシタを備える閉ループ回路に電流が流れることで、寄生キャパシタの電荷を引き抜くことができる。
特表２００５−５１２４９１号公報

ところで、上記閉ループ回路に電流が流れる際に寄生キャパシタから引き抜かれる電荷量は、電力変換回路の給電手段の電圧（入力電圧）と、蓄電手段の電圧（出力電圧）とに依存する。このため、これら入力電圧及び出力電圧の関係によっては、寄生キャパシタの電荷を全て引き抜くことはできなくなる。そしてこの場合には、スイッチング素子をオン状態に切り替える際に、寄生キャパシタの電荷がスイッチング素子を流れることで電力損失が発生する。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、スイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによりコイルに流れる電流の絶対値を増減させることで蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換するに際し、スイッチング素子のオン操作に伴う電力損失を好適に低減することのできる電力変換回路の駆動制御装置、及び駆動制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、スイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによりコイルに流れる電流の絶対値を増減させることで蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段以外の回路から該回路及び前記蓄電手段間への出力電流の符号毎に前記蓄電手段の電圧制御用のスイッチング素子を各別に備える電力変換回路について、これを操作する駆動制御装置において、前記出力電流の現在の符号に対応するスイッチング素子がオフ状態とされることで前記絶対値がゼロとなった後、前記現在の符号に対応するスイッチング素子をオン操作するに先立ち、前記現在の符号に対応しないスイッチング素子を介して前記コイルへとエネルギを充填するエネルギ充填手段と、前記エネルギの充填処理後、前記現在の符号に対応するもの及びしないものの双方のスイッチング素子をオフ状態とする双方オフ手段とを備えることを特徴とする。

コイルを流れる電流がゼロとなった後、現在の符号に対応するスイッチング素子をオン操作するに先立ち、しばらく待機することで、このスイッチング素子の入出力端子間の電圧を低下させることができるものの、これによっては、入出力端子間の電圧を十分に低下させることはできないことがある。これに対し、コイルを流れる電流がゼロとなった後、現在の符号に対応しないスイッチング素子を介してコイルにエネルギを充填するなら、双方オフ手段によって双方のスイッチング素子がオフ状態とされることで、コイルに充填されたエネルギを用いて上記現在の符号に対応するスイッチング素子の入出力端子間の電圧を好適に低下させることができる。

ちなみに、現在の符号に対応しないスイッチング素子を介してコイルにエネルギを充填する際にコイルを流れる電流は、前記絶対値がゼロとなる直前の電流とは逆方向の電流である。そして、この逆方向の電流のピーク値は、現在の符号に対応しないスイッチング素子を介してコイルにエネルギを充填する場合、現在の符号に対応しないスイッチング素子を用いなかった場合よりも大きくなる。

またここでは、前記双方オフ手段によって前記双方のスイッチング素子がオフ状態とされる際に、前記現在の符号に対応したスイッチング素子の入出力端子に並列なキャパシタ成分及び前記コイルを備える閉ループ回路に電流が流れることで前記キャパシタ成分の電荷が引き抜かれている現象が生じる。

なお、前記電力変換回路は、前記出力電流の符号のそれぞれに対応した一対のスイッチング素子の直列接続体を備えることを特徴としてもよい。これによれば、双方オフ手段によって双方がオフ状態とされることで、コイルに充填されたエネルギによって現在の符号に対応しないスイッチング素子の入出力端子に並列なキャパシタを充電することができ、ひいては、現在の符号に対応するスイッチング素子の入出力端子間に並列なキャパシタの電荷を十分に引き抜くことができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記出力電流の符号を判断する符号判断手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、符号判断手段を備えるために、出力電流の符号に基づきスイッチング素子を適切に操作することができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記エネルギ充填手段は、前記現在の符号に対応するスイッチング素子をオフ状態からオン状態へと切り替える際にその入出力端子間に印加される電圧をゼロとすべく、前記コイルにエネルギを充填することを特徴とする。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記エネルギ充填手段は、前記給電手段の電圧及び前記蓄電手段の電圧に基づき、前記コイルにエネルギを充填する処理を行うことを特徴とする。

上記エネルギ充填手段によるエネルギの充填を行うことなく双方オフ手段によって双方のスイッチング素子がオフ操作されることによる現在の符号に対応するスイッチング素子の入出力端子間の電圧の低下度合いは、給電手段の電圧や蓄電手段の電圧に依存する。このため、現在の符号に対応するスイッチング素子の入出力端子間の電圧を十分に低下させるうえで要求されるコイルの充填エネルギ量は、給電手段の電圧や蓄電手段の電圧に依存することとなる。上記発明では、この点に鑑み、これら電圧値に基づきエネルギの充填処理を行うことで、現在の符号に対応するスイッチング素子の入出力端子間の電圧を好適に低下させることができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記エネルギ充填手段は、前記出力電流の現在の符号に対応するスイッチング素子がオフ状態とされることで前記絶対値がゼロとなった時点を始点として、前記現在の符号に対応していないスイッチング素子をオン状態に保持する時間を設定する設定手段を備えることを特徴とする。

現在の符号に対応しないスイッチング素子を介してコイルにエネルギを充填させることができるのは、上記絶対値の増減処理によってコイルの電流が低下し、一旦ゼロとなった後である。上記発明では、この点に鑑み、上記絶対値がゼロとなった時点を始点とすることで、コイルに適切なエネルギを充填するうえで現在の符号に対応していないスイッチング素子をオン状態に保持しておくことが必要な時間を適切に設定することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、前記出力電流の符号のそれぞれに対応した一対のスイッチング素子の直列接続体を備え、前記現在の符号に対応するスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替えに先立ち、前記現在の符号に対応していないスイッチング素子の入出力端子間に並列なキャパシタ成分の充電電圧によって、前記現在の符号に対応するスイッチング素子の入出力端子間の電圧がゼロとなるように設定され、前記エネルギ充填手段は、前記現在の符号に対応するスイッチング素子のオフ状態からオン状態への切り替えに際し、その入出力端子間に並列なキャパシタ成分から電荷を引き抜くためのエネルギを充填するものであることを特徴とする。

上記発明の場合、キャパシタ成分の存在によって、現在の符号に対応するスイッチング素子のスイッチング状態をオン状態からオフ状態へと切り替えるに際し、その入出力端子間の電圧を十分に低下させておくことができる。ただし、このキャパシタ成分の存在によって、スイッチング状態がオフ状態からオン状態へと切り替えられることで、キャパシタの両電極間が短絡され、キャパシタの放電によって電力損失が生じる。このように、キャパシタ成分は、オン状態からオフ状態への切り替えに際しては有益なものであるものの、オフ状態からオン状態への切り替えに際しては、電力損失の要因となり得るものである。この点、上記発明では、エネルギ充填手段と双方オフ手段とを備えることで、オフ状態からオン状態への切り替えに先立ち、キャパシタの電荷を好適に引き抜くことができ、ひいては電力損失を低減させることができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記現在の符号に対応するスイッチング素子は、前記双方オフ手段によって前記双方のスイッチング素子がオフ操作された後、前記コイルを流れる電流がゼロとなるときにオン状態に切り替えられることを特徴とする。

上記発明では、現在の符号に対応するスイッチング素子をオン操作する際にコイルを流れる電流がゼロであるために、オフ状態からオン状態への切り替えに際してスイッチング素子の入出力端子間に過度の電流が流れることを回避することができ、ひいてはスイッチング状態の切り替えに伴う電力損失を低減することができる。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記現在の符号に対応するスイッチング素子がオフ状態とされている期間において、前記現在の符号に対応しないスイッチング素子をオン状態に切り替えることを特徴とする。

上記発明において、現在の符号に対応するスイッチング素子がオフ状態とされている期間であって且つ上記絶対値がゼロとなる以前に現在の符号に対応しないスイッチング素子を前もってオン状態に切り替えるなら、オン状態への切り替え精度によってエネルギ充填精度が変動することを回避することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記スイッチング素子は、前記出力電流の指令値に基づき操作されるものであることを特徴とする。

上記発明では、出力電流の指令値がスイッチング素子を操作するうえで利用されるパラメータとなっているために、出力電流の符号を的確に把握することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１項に記載の発明において、前記蓄電手段は、回転機の端子に接続され、前記回転機に対する指令電圧に基づき、前記出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、前記出力電流の指令値に基づき、前記スイッチング素子を操作する操作手段とを更に備えることを特徴とする。

上記発明では、出力電流の指令値がスイッチング素子を操作するうえで利用されるパラメータとなっているために、出力電流の符号を的確に把握することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、非絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする。

上記発明では、非絶縁型コンバータを用いることで、電力変換回路を小型化することができる。なお、こうした非絶縁型コンバータとしては、下記の各請求項記載の構成としてもよい。

請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記蓄電手段に接続するコイルとを備えるバックコンバータであることを特徴とする。

請求項１３記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記給電手段に接続するコイルとを備えるブーストコンバータであることを特徴とする。

請求項１４記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段の一方の端子及び前記給電手段の一方の端子を接続する一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子間の接続点を前記蓄電手段の他方の端子及び前記給電手段の他方の端子に接続するコイルとを備えるバックブーストコンバータであることを特徴とする。

請求項１５記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えるバックブースコンバータであることを特徴とする。

請求項１６記載の発明は、請求項１〜１５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換回路の駆動制御システムである。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動制御装置をハイブリッド車の動力発生装置としての電動機の制御装置に適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態の制御システムの全体構成を示す。

電動機１０は、ハイブリッド車の動力発生装置であり、ここでは、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）を例示している。電動機１０は、電力変換回路としての３相コンバータ（ＴＣＶ１４）を介して、高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、高圧バッテリ１２は、ニッケル水素蓄電池やリチウムイオン蓄電池等の蓄電池である。

上記ＴＣＶ１４は、電動機１０の各相に接続される各別のＤＣＤＣコンバータを備えて構成され、各相に印加する電圧を連続的に調節することが可能なものである。詳しくは、本実施形態にかかるＴＣＶ１４は、各相毎に、非反転形バックブーストコンバータを備えて構成されている。すなわち、Ｕ相については、上記高圧バッテリ１２に並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ１及びスイッチング素子Ｓｕｎ１の直接接続体と、電動機１０のＵ相及びグランド間に接続されるコンデンサＣｕと、コンデンサＣｕに並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ２及びスイッチング素子Ｓｕｎ２の直接接続体と、上記２つの直列接続体の接続点間を接続するコイルＬｕとを備えるＤＣＤＣコンバータを有する。ここで本実施形態では、スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｕｎ１，Ｓｕｐ２，Ｓｕｎ２として、パワーＭＯＳＦＥＴを例示している。これら各スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｕｎ１，Ｓｕｐ２，Ｓｕｎ２には、ダイオードＤｕｐ１，Ｄｕｎ１，Ｄｕｐ２，Ｄｕｎ２が並列接続されている。なお、並列接続されるダイオードＤｕｐ１，Ｄｕｎ１，Ｄｕｐ２，Ｄｕｎ２は、パワーＭＯＳＦＥＴなどのボディダイオードであってもよい。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

上記制御システムは、その内部の各種状態を検出するための手段として、次のものを備えている。まず、高圧バッテリ１２の電圧を検出する電圧センサ２０を備えている。またＴＣＶ１４のＵ相部分については、コイルＬｕを流れる電流を検出する電流センサ２２と、コンデンサＣｕの電圧を検出する電圧センサ２４とを備えている。一方、ＴＣＶ１４のＶ相部分については、コイルＬｖを流れる電流を検出する電流センサ２６と、コンデンサＣｖの電圧を検出する電圧センサ２８とを備えている。また、ＴＣＶ１４のＷ相部分については、コイルＬｗを流れる電流を検出する電流センサ３０と、コンデンサＣｗの電圧を検出する電圧センサ３２とを備えている。更に、電動機１０に関する状態としては、各相の電流を検出する電流センサ３４，３６，３８を備えている。

一方、制御装置４０は、電動機１０を制御対象とする制御装置であり、上記各種センサの検出値を取り込み、これらに基づき、ＴＣＶ１４を操作する。詳しくは、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ２を操作する操作信号ｇｕ１、スイッチング素子Ｓｕｎ１，Ｓｕｐ２を操作する操作信号ｇｕ２、スイッチング素子Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ２を操作する操作信号ｇｖ１、スイッチング素子Ｓｖｎ１，Ｓｖｐ２を操作する操作信号ｇｖ２、スイッチング素子Ｓｗｐ１、Ｓｗｎ２を操作する操作信号ｇｗ１、スイッチング素子Ｓｗｎ１，Ｓｗｐ２を操作する操作信号ｇｗ２を生成する。そして、これらを用いてチョッパ制御を行うことで、高圧バッテリ１２の電圧を所望に変換して各コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧とする。

図２に、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を制御するうえでの一般的なチョッパ制御の態様を例示する。なお、図２においては、ＴＣＶ１４を構成する３つのＤＣＤＣコンバータのうちの１つを示す。そして、図２においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１については、スイッチング素子Ｓｐ１と表記する。なお、図２においては、説明の便宜上、コンデンサＣ及びこれに接続される電動機１０の端子間の電荷の流出入量が無視できるほど小さい場合を示す。

以下では、ＤＣＤＣコンバータのうちのコンデンサＣ以外の回路からコンデンサＣ側へと出力される電流（出力電流）の符号に応じたそれぞれについての処理の説明をする。まず初めに、図２(ａ)、図２（ｂ）に基づき、出力電流ｉＣが正である場合の処理について説明する。図２（ａ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２がオン状態とされると、高圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｓｐ１、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｎ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。その後、図２（ｂ）に示されるように、操作信号ｇｕ１の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ、ダイオードＤｐ２、コンデンサＣ，及びダイオードＤｎ１を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣが充電される。

次に、図２（ｃ）、図２（ｄ）に基づき、出力電流ｉＣが負である場合の処理について説明する。図２（ｃ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち上がりによって、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１がオン状態とされると、コンデンサＣ、スイッチング素子Ｓｐ２、コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｎ１を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。これにより、コンデンサＣの電荷が放出される。その後、図２（ｄ）に示されるように、操作信号ｇｕ２の立ち下がりによって、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１がオフ状態とされると、コイルＬの逆起電力によって、コイルＬ，ダイオードＤｐ１、高圧バッテリ１２、及びダイオードＤｎ２を備えて構成される閉ループ回路に電流が流れる。

このように、チョッパ制御によって、直流電源（高圧バッテリ１２）の電圧を変換して出力することで、換言すればコンデンサＣの電圧を調節することで、電動機１０に印加する電圧値をアナログ値とすることができる。ただし、実際には、ＤＣＤＣコンバータ及び電動機１０間での電荷の流出入に起因して、コンデンサＣの電圧の上昇及び低下のそれぞれと、出力電流ｉＣの符号とが１対１に対応しない。本実施形態では、こうした状況にあっても、コンデンサＣの電圧を適切に制御することができるように、上記操作信号ｇｕ１，ｇｕ２，ｇｖ１，ｇｖ２，ｇｗ１，ｇｗ２を生成する。図３に、上記操作信号ｇｕ１，ｇｕ２，ｇｖ１，ｇｖ２，ｇｗ１，ｇｗ２の生成処理を示す。

電動機１０の各相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗは、２相変換部５０に取り込まれる。これにより、２相変換部５０では、これら３相の電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを、回転２相座標系での電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換する。一方、指令電流設定部５２は、要求トルクに基づき、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを設定する。偏差算出部５４では、指令電流ｉｄｃに対する実電流ｉｄの差を算出し、偏差算出部５６では、指令電流ｉｑｃに対する実電流ｉｑの差を算出する。指令電圧設定部５８では、上記偏差算出部５４，５６の出力に基づき、ｄｑ軸上での指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを設定する。ここでは、基本的には、実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃにフィードバック制御することでｄ軸上の指令電圧ｖｄｃを設定し、実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃにフィードバック制御することでｑ軸上の指令電圧ｖｑｃを設定する。ここで、フィードバック制御としては、例えば比例積分制御とすればよい。

３相変換部６０は、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに変換する。オフセット補正部６２では、Ｕ相の指令電圧Ｖｕｃに、オフセット電圧Δを加算する補正を行う。これは、指令電圧Ｖｕｃがゼロボルトを振幅中心とする正弦波等の交流信号であるという条件下、コンデンサＣｕの電圧の極性を固定するためになされるものである。このようにオフセット電圧Δを加算する補正を行うことで、コンデンサＣｕの電圧は、オフセット電圧Δを振幅中心として変動するように制御されることとなる。なお、コンデンサＣｕの極性を固定するためには、オフセット電圧Δを、指令電圧Ｖｕｃの振幅の最大値以上とすれば足りるが、本実施形態では、更に、振幅の最大値よりも規定電圧だけ高い電圧をオフセット電圧Δとしている。これは、チョッパ制御による電流の変化がコンデンサＣｕの電圧と高圧バッテリ１２の電圧とによって定まることに鑑み、チョッパ制御の電流の変化速度を規定速度以上とするための設定である。

上記オフセット補正された指令電圧Ｖｕｃは、偏差算出部６４に取り込まれる。偏差算出部６４は、オフセット補正部６２の出力から電圧センサ２４によって検出されるコンデンサＣｕの電圧ＶＣｕを減算する。偏差算出部６４の出力は、フィードバック制御部６６に取り込まれる。ここでは、比例制御がなされる。ここで、比例ゲインＫは、コンデンサＣｕの容量と、コンデンサＣｕの電圧の要求変化速度とに基づき設定されるものである。フィードバック制御部６６の出力は、フィードフォワード補正部６８に取り込まれる。フィードフォワード補正部６８では、フィードバック制御部６６の出力にＵ相の電流ｉＭｕを加算することで、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への出力電流の指令値（出力指令値ｉＣｕｃ）を算出する。この出力指令値ｉＣｕｃは、コンデンサＣｕへの供給電流量と電動機１０のＵ相への供給電流量との和の指令値となっている。そして、パルス幅算出部７０では、出力指令値ｉＣｕｃや、電圧センサ２０によって検出される高圧バッテリ１２の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）、コンデンサＣｕの電圧ＶＣｕに基づき、コンデンサＣｕ及び電動機１０側への出力電流が出力指令値ｉＣｕｃとなるように、スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｕｎ２のオン時間ｔｕｐや、スイッチング素子Ｓｕｐ２，Ｓｕｎ１のオン時間ｔｕｎを算出する。

同様に、Ｖ相についても、指令電圧Ｖｖｃは、オフセット補正部７４においてオフセット電圧Δにてオフセット補正された後、偏差算出部７６においてオフセット補正部７４の出力からコンデンサＣｖの電圧ＶＣｕが減算される。一方、フィードバック制御部７８では、これに基づき、コンデンサＣｖの電圧ＶＣｕが指令電圧Ｖｖｃに基づきフィードバック制御される。そして、フィードフォワード補正部８０にて、Ｖ相の電流ｉＭｖにてフィードバック制御部７８の出力が補正されることで、コンデンサＣｖ及び電動機１０側への電流の指令値（出力指令値ｉＣｖｃ）が算出される。そして、パルス幅算出部８２では、出力指令値ｉＣｖｃや、入力電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣｖの電圧ＶＣｕに基づき、コンデンサＣｖ及び電動機１０側への出力電流が出力指令値ｉＣｖｃとなるように、スイッチング素子Ｓｖｐ１，Ｓｖｎ２のオン時間ｔｖｐや、スイッチング素子Ｓｖｐ２，Ｓｖｎ１のオン時間ｔｖｎを算出する。

同様に、Ｗ相についても、指令電圧Ｖｗｃは、オフセット補正部８６においてオフセット電圧Δにてオフセット補正された後、偏差算出部８８においてコンデンサＣｗの電圧ＶＣｗが減算される。一方、フィードバック制御部９０では、これに基づき、コンデンサＣｗの電圧ＶＣｗが指令電圧Ｖｗｃに基づきフィードバック制御される。そして、フィードフォワード補正部９２にて、Ｗ相の電流ｉＭｗにてフィードバック制御部９０の出力が補正されることで、コンデンサＣｗ及び電動機１０側への電流の指令値（出力指令値ｉＣｗｃ）が算出される。そして、パルス幅算出部９４では、出力指令値ｉＣｗｃや、入力電圧Ｖｉｎ、コンデンサＣｗの電圧ＶＣｗに基づき、スイッチング素子Ｓｗｐ１，Ｓｗｎ２のオン時間ｔｗｐや、スイッチング素子Ｓｗｐ２，Ｓｗｎ１のオン時間ｔｗｎを算出する。

次に、図４に基づき、パルス幅算出部７０、８２、９４の処理について詳述する。なお、図４において、上記オン時間ｔｕｐ，ｔｖｐ，ｔｗｐをｔｐと表記し、オン時間ｔｕｎ，ｔｖｎ，ｔｗｎをｔｎと表記する。また、出力電流ｉＣｕ，ｉＣｖ，ｉＣｗをｉＣと表記する。

図４（ａ）は、出力電流ｉＣが正である場合のコイルＬ（Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ）に流れる電流を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２がオン操作されると、先の図２（ａ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬに流れる電流が漸増する。そして、オン時間ｔｐが経過すると、スイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２がオフ操作されるために、先の図２（ｂ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬの電流ｉＬは漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬを流れる電流ｉＬがゼロとなった後に、スイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２を再度オン状態に切り替える。

ここで、出力電流ｉＣが実際に正となるのは、換言すればコンデンサＣｕ及び電動機１０側に電流が流れるのは、スイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２がオフ状態である期間である。しかも、出力電流ｉＣは、漸減するものである。このため、微視的なタイムスケールでは、この電流を出力指令値ｉＣｃ（ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃ）とすることはできない。そこで本実施形態では、コンデンサＣ及び電動機１０側に出力される電流（出力電流ｉＣ）の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃとする。そして、この所定期間を、スイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２のオン・オフ操作の一周期とする。図５（ａ）では、コンデンサＣ及び電動機１０側に供給される電荷量を、斜線部分の面積として示している。この面積がスイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値に等しくなるなら、コンデンサＣ及び電動機１０側への実際の出力電流の一周期における平均値を、出力指令値ｉＣｃとすることができる。

一方、図４（ｂ）は、出力電流ｉＣが負である場合のコイルＬに流れる電流を示している。ここで、オン時間ｔｎは、スイッチング素子Ｓｎ１、Ｓｐ２のオン時間を示している。図示されるように、スイッチング素子Ｓｎ１、Ｓｐ２がオン操作されると、先の図２（ｃ）に示した回路部分に電流が流れることで、コイルＬに流れる電流の絶対値が漸増する。ただし、コンデンサＣの両電極のうちの電動機１０との接続側へ流れる方向を電流の正の向きとしているために、図４（ｃ）では、電流がゼロを下回って漸減すると記載している。そして、オン時間ｔｎが経過すると、スイッチング素子Ｓｎ１、Ｓｐ２がオフ操作されるために、先の図２（ｄ）に示した回路部分に電流が流れ、コイルＬの電流の絶対値は漸減する。そして、本実施形態では、コイルＬを流れる電流がゼロとなった後に、スイッチング素子Ｓｎ１、Ｓｐ２を再度オン状態に切り替える。

ここでも、コンデンサＣ及び電動機１０側への出力電流の所定期間における平均値を、出力指令値ｉＣｃとすべく、オン時間ｔｎにおいてコンデンサＣ及び電動機１０側から引き抜かれる電荷量（斜線部分の面積）を、スイッチング素子Ｓｎ１、Ｓｐ２のオン・オフの一周期にわたる出力指令値ｉＣｃの積分値に等しくする。

先の図２に示した操作信号設定部７２では、上記オン時間ｔｕｐ，ｔｕｎのいずれか一方に基づき、上記操作信号ｇｕ１，ｇｕ２のいずれか一方を設定する。また、操作信号設定部８４では、上記オン時間ｔｖｐ，ｔｖｎのいずれか一方に基づき、上記操作信号ｇｖ１，ｇｖ２のいずれか一方を設定する。更に、操作信号設定部９６では、上記オン時間ｔｗｐ，ｔｗｎのいずれか一方に基づき、上記操作信号ｇｗ１，ｇｗ２のいずれか一方を設定する。ここで、オン時間に基づき設定される操作信号は、コンデンサＣの電圧（出力電圧）の制御用のスイッチング素子の操作信号である。図５に、出力電圧制御用のスイッチング素子を選択する処理の手順を示す。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、出力指令値ｉＣが正であるか否かを判断する。そして、正であると判断される場合には、ステップＳ１２において、出力電圧の制御用のスイッチング素子を、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２とし、オン時間ｔｐを選択する。これに対し、ステップＳ１０において、否定判断される場合には、ステップＳ１４において、出力電圧の制御用のスイッチング素子を、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２として且つ、オン時間ｔｎを選択する。

上記態様にて出力電圧制御用のスイッチング素子を選択し、これらに対してオン時間ｔｐ，ｔｎに基づき操作信号を設定することで、出力電流ｉＣを出力指令値ｉＣｃとすることができる。

ところで、上記スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２には、これらの入出力端子（ソース及びドレイン）に並列に寄生キャパシタが形成されている。このため、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２をオフ状態からオン状態へと切り替える際にその寄生キャパシタに電荷が充電されている場合には、入出力端子間の電圧がゼロの状態でスイッチング（ゼロボルトスイッチング）することができない。そしてこの場合には、寄生キャパシタの電荷の放電に起因してオン状態への切り替えにより電力損失が生じる。以下、これについて詳述する。

図６には、出力電流ｉＣが正であって且つ、コンデンサＣの電圧ＶＣ（出力電圧）が高圧バッテリ１２の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）よりも小さい場合における電荷の流通態様を示す。なお、図６においては、寄生キャパシタｐｃを明記している。以下では、説明の便宜上、寄生キャパシタｐｃの静電容量は全て等しいことを前提とする。

図６（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２の全てがオフ状態であるときには、コイルＬ、ダイオードＤｐ２、コンデンサＣ、及びダイオードＤｎ１を備える閉ループ回路に電流が流れる。この際、スイッチング素子Ｓｎ２の寄生キャパシタｐｃは、コンデンサＣの電圧ＶＣ程度まで充電される（より正確には、コンデンサＣの電圧ＶＣにダイオードＤｐ２の電圧降下量を加算した値まで充電される）。また、スイッチング素子Ｓｐ１の寄生キャパシタｐｃは、入力電圧Ｖｉｎ程度まで充電される（より正確には、入力電圧ＶｉｎにダイオードＤｎ１の電圧降下量を加算した値まで充電される）。このため、コイル電流ｉＬがゼロとなった時点では、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２の寄生キャパシタは充電されており、ゼロボルトスイッチングをすることができない。

ここで、図６（ｂ）に示すように、コイル電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン状態へと切り替えるに先立ち、所定時間待機することで、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２の寄生キャパシタｐｃを放電することは可能である。しかし、コンデンサＣの電圧ＶＣが入力電圧Ｖｉｎよりも小さい場合には、スイッチング素子Ｓｐ１の寄生キャパシタについてはこれを完全に放電することはできない。これは、スイッチング素子Ｓｎ２の寄生キャパシタの放電によってスイッチング素子Ｓｎ１の寄生キャパシタの充電電圧が「ＶＣ」程度までしか上昇しないことによる。このため、スイッチング素子Ｓｐ１についてはゼロボルトスイッチングができない。

一方、図７には、出力電流ｉＣが負であって且つ、入力電圧ＶｉｎよりもコンデンサＣの電圧ＶＣの方が大きい場合における電荷の流通態様を示す。

図７（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２の全てがオフ状態であるときには、コイルＬ、ダイオードＤｐ１、高圧バッテリ１２、及びダイオードＤｎ２を備える閉ループ回路に電流が流れる。この際、スイッチング素子Ｓｎ１の寄生キャパシタｐｃは、入力電圧Ｖｉｎ程度まで充電される（より正確には、入力電圧ＶｉｎにダイオードＤｐ１の電圧降下量を加算した値まで充電される）。また、スイッチング素子Ｓｐ２の寄生キャパシタｐｃは、コンデンサＣの電圧ＶＣ程度まで充電される（より正確には、コンデンサＣの電圧にダイオードＤｎ２の電圧降下量を加算した値まで充電される）。このため、コイル電流ｉＬがゼロとなった時点では、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１の寄生キャパシタは充電されており、ゼロボルトスイッチングをすることができない。

ここで、図７（ｂ）に示されるように、コイル電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１をオン状態へと切り替えるに先立ち、所定時間待機することで、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１の寄生キャパシタｐｃを放電することは可能である。しかし、コンデンサＣの電圧ＶＣが入力電圧Ｖｉｎよりも大きい場合には、スイッチング素子Ｓｐ２の寄生キャパシタについてはこれを完全に放電することはできない。これは、スイッチング素子Ｓｎ１の寄生キャパシタの放電によってスイッチング素子Ｓｎ２の寄生キャパシタの充電電圧は、「Ｖｉｎ」程度までしか上昇しないことによる。このため、スイッチング素子Ｓｐ２についてはゼロボルトスイッチングができない。

図８に、図６、図７の例についてのスイッチング素子の入出力端子間の電圧の推移を示す。ここで、図８（ａ１）〜図８（ａ４）は、入力電圧Ｖｉｎが「２００Ｖ」であって且つコンデンサＣの電圧ＶＣ（出力電圧）が「５０Ｖ」である場合において、出力電流ｉＣが正である例を示す。詳しくは、図８（ａ１）は、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２の操作状態を示し、図８（ａ２）は、コイル電流ｉＬの推移を示し、図８（ａ３）は、スイッチング素子Ｓｐ１の入出力端子間の電圧の推移を示し、図８（ａ４）は、スイッチング素子Ｓｎ２の入出力端子間の電圧の推移を示す。図示されるように、この場合には、スイッチング素子Ｓｐ１をオン状態とするに先立ち、待機したとしても、スイッチング素子Ｓｐ１の入出力端子間の電圧がゼロとなることがなく、ゼロボルトスイッチングをすることができない。

一方、図８（ｂ１）〜図８（ｂ４）は、入力電圧Ｖｉｎが「２００Ｖ」であって且つコンデンサＣの電圧ＶＣ（出力電圧）が「５０Ｖ」である場合において、出力電流ｉＣが負である例を示す。詳しくは、図８（ｂ１）は、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２の操作状態を示し、図８（ｂ２）は、コイル電流ｉＬの推移を示し、図８（ｂ３）は、スイッチング素子Ｓｎ１の入出力端子間の電圧の推移を示し、図８（ｂ４）は、スイッチング素子Ｓｐ２の入出力端子間の電圧の推移を示す。図示されるように、この場合には、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン状態とするに先立ち待機することで、これらの入出力端子間の電圧をゼロとすることができるため、双方ともゼロボルトスイッチングが可能である。

また、図８（ｃ１）〜図８（ｃ４）は、入力電圧Ｖｉｎが「２００Ｖ」であって且つコンデンサＣの電圧ＶＣ（出力電圧）が「３５０Ｖ」である場合において、出力電流ｉＣが正である例を示す。ここで、図８（ｃ１）〜図８（ｃ４）は、図８（ａ１）〜図８（ａ４）に対応している。図示されるように、この場合には、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン状態とするに先立ち待機することで、これらの入出力端子間の電圧をゼロとすることができるため、双方ともゼロボルトスイッチングが可能である。

更に、図８（ｄ１）〜図８（ｄ４）は、入力電圧Ｖｉｎが「２００Ｖ」であって且つコンデンサＣの電圧ＶＣ（出力電圧）が「３５０Ｖ」である場合において、出力電流ｉＣが負である例を示す。ここで、図８（ｄ１）〜図８（ｄ４）は、図８（ｂ１）〜図８（ｂ４）に対応している。図示されるように、この場合には、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン状態とするに先立ち、待機したとしても、スイッチング素子Ｓｐ２の入出力端子間の電圧がゼロとなることがなく、ゼロボルトスイッチングをすることができない。

上記のように、入力電圧Ｖｉｎ及びコンデンサの電圧ＶＣによっては、ゼロボルトスイッチングをすることができなくなる。そこで本実施形態では、出力電圧の制御用のスイッチング素子をオン状態へと切り替えるに先立ち、出力電圧の制御に用いられないスイッチング素子を介してコイルＬにエネルギを充填する処理を行うことで、出力電圧の制御用のスイッチング素子の寄生キャパシタの電荷がゼロとなるまでこれを放電させる。以下、これについて詳述する。

図９は、出力電流ｉＣが正であって且つ、コンデンサＣの電圧ＶＣよりも入力電圧Ｖｉｎの方が大きい場合を示す。図９（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２がオフ状態とされることでコイルＬに流れる電流が漸減する期間においても、本実施形態では、予め残りのスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１をオン状態としておく。そして、図９（ｂ＋）に示されるように、コイル電流ｉＬがゼロとなった後も、所定期間、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１をオン状態とする。これにより、コンデンサＣ，スイッチング素子Ｓｐ２，コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｎ１の閉ループ回路に電流が流れることで、コイルＬにエネルギを充填する。そしてその後、図９（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２、Ｓｎ１，Ｓｎ２の全てをオフ状態とする。これにより、スイッチング素子Ｓｎ１の寄生キャパシタｐｃを、コンデンサＣの電圧ＶＣを超えて入力電圧Ｖｉｎまで充電することができる。そしてこれにより、スイッチング素子Ｓｐ１の寄生キャパシタｐｃを完全に放電することができる。

図１０(ａ１)，図１０（ｂ１），図１０（ｃ１），図１０（ｄ１）に、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓｐ１、Ｓｎ２の入出力端子間の電圧の挙動を示す。ここで、図１０(ａ１)，図１０（ｂ１），図１０（ｃ１），図１０（ｄ１）は、先の図８（ａ１）〜図８（ａ４）に対応している。図示されるように、本実施形態では、コイルＬにエネルギを充填することでスイッチング素子Ｓｐ１についてもその寄生キャパシタの電荷を十分に引き抜くことができるため、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２の双方ともにゼロボルトスイッチングが可能となる。なお、図１０（ａ２）、図１０（ｂ２）、図１０（ｃ２）及び図１０（ｄ２）には、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２を介したコイルＬへのエネルギ充填処理を行わない従来例を併記した。

図１１は、出力電流ｉＣが負であって且つ、コンデンサＣの電圧ＶＣよりも入力電圧Ｖｉｎの方が小さい場合を示す。図１１（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１がオフ状態とされることでコイルＬに流れる電流の絶対値が漸減する期間においても、本実施形態では、予め残りのスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン状態としておく。そして、図１１（ｂ＋）に示されるように、コイル電流ｉＬがゼロとなった後も、所定期間、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン状態とする。これにより、高圧バッテリ１２、スイッチング素子Ｓｐ１，コイルＬ、及びスイッチング素子Ｓｎ２の閉ループ回路に電流が流れることで、コイルＬにエネルギを充填する。そしてその後、図１１（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２、Ｓｎ１，Ｓｎ２の全てをオフ状態とする。これにより、スイッチング素子Ｓｎ２の寄生キャパシタｐｃを、入力電圧Ｖｉｎを超えてコンデンサＣの電圧ＶＣまで充電することができる。そしてこれにより、スイッチング素子Ｓｐ２の寄生キャパシタｐｃを完全に放電することができる。

図１２(ａ１)，図１２（ｂ１），図１２（ｃ１），図１２（ｄ１）に、本実施形態におけるスイッチング素子Ｓｐ２、Ｓｎ１の入出力端子間の電圧の挙動を示す。ここで、図１２(ａ１)，図１２（ｂ１），図１２（ｃ１），図１２（ｄ１）は、先の図８（ｂ１）〜図８（ｂ４）に対応している。図示されるように、本実施形態では、コイルＬにエネルギを充填することでスイッチング素子Ｓｐ２についてもその寄生キャパシタの電荷を十分に引き抜くことができるため、スイッチング素子Ｓｐ２，Ｓｎ１の双方ともにゼロボルトスイッチングが可能となる。なお、図１２（ａ２）、図１２（ｂ２）、図１２（ｃ２）及び図１２（ｄ２）には、スイッチング素子Ｓｎ２，Ｓｐ１を介したコイルＬへのエネルギ充填処理を行わない従来例を併記した。

図１３に、上記コイルへのエネルギ充填のためのスイッチング時間の設定処理の手順を示す。この処理は、先の図３に示した操作信号設定部７２，８４，９６によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、出力電圧の制御用のスイッチング素子として前回選択されたものがスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２であったか否かを判断する。そして、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２２において、エネルギ充填用のスイッチング素子として、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２を選択する。続くステップＳ２４においては、入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣの電圧ＶＣよりも大きいか否かを判断する。この処理は、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン操作するに先立ち待機するのみでゼロボルトスイッチングが可能であるか否かを判断するためのものである。

ステップＳ２４において肯定判断される場合、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン操作するに先立ち待機するのみではゼロボルトスイッチングが不可能と判断し、ステップＳ２６に移行する。ステップＳ２６においては、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン状態に保持する保持時間Δｔを下記の式（ｃ１）にて算出する。

Δｔ＝（１／ＶＣ）√｛（Ｖｉｎ・Ｖｉｎ−ＶＣ・ＶＣ）・Ｌ・Ｃｐｃ｝ …（ｃ１）
ここでは、寄生キャパシタｐｃの合成静電容量Ｃｐｃと、コイルＬのインダクタンスＬとを用いている。ここで、合成静電容量Ｃｐｃとは、互いに直列接続された一対のスイッチング素子Ｓｐ１及びスイッチング素子Ｓｎ１と、スイッチング素子Ｓｐ２及びスイッチング素子Ｓｎ２の直列接続体とのそれぞれについての静電容量の合計である。これは、以下のようにして導出されたものである。まず、先の図６に示した処理において、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなる時点にスイッチング素子Ｓｐ２及びスイッチング素子Ｓｎ２の寄生キャパシタに充填されているエネルギは、「ＶＣ・ＶＣ・Ｃｐｃ／２」となる。また、保持時間Δｔ経過時にコイルＬに蓄えられるエネルギは、「Ｌ・ＶＣ・ＶＣ・Δｔ・Δｔ／２」となる。ここで、スイッチング素子Ｓｐ１及びスイッチング素子Ｓｎ１の寄生キャパシタに「Ｖｉｎ・Ｖｉｎ・Ｃｐｃ／２」のエネルギを充填するためには、エネルギ保存則に基づく以下の式（ｃ２）が成立することが要求される。

Ｖｉｎ・Ｖｉｎ・Ｃｐｃ／２＝
Ｌ・ＶＣ・ＶＣ・Δｔ・Δｔ／２＋ＶＣ・ＶＣ・Ｃｐｃ／２ …（ｃ２）
上記の式（ｃ２）を保持時間Δｔについて解けば、上記の式（ｃ１）が得られる。

これに対し、上記ステップＳ２４において否定判断される場合には、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン操作するに先立ち待機するのみでゼロボルトスイッチングが可能と判断し、ステップＳ２８に移行する。ステップＳ２８においては、保持時間Δｔをゼロとする。

一方、ステップＳ２０において否定判断される場合、出力電圧の制御用のスイッチング素子として前回スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２が選択されていることから、ステップＳ３０に移行し、エネルギ充填用のスイッチング素子を、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２とする。続くステップＳ３２においては、コンデンサＣの電圧ＶＣが入力電圧Ｖｉｎよりも大きいか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン操作するに先立ち所定時間待機するのみによってゼロボルトスイッチングが可能か否かを判断するためのものである。ステップＳ３２において肯定判断される場合、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン操作するに先立ち待機するのみではゼロボルトスイッチングが不可能と判断し、ステップＳ３４に移行する。ステップＳ３４においては、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン状態に保持する保持時間Δｔを下記の式（ｃ３）にて算出する。

Δｔ＝（１／Ｖｉｎ）√｛（ＶＣ・ＶＣ−Ｖｉｎ・Ｖｉｎ）・Ｌ・Ｃｐｃ｝ …（ｃ３）
これに対し、ステップＳ３２において否定判断される場合には、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからスイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン操作するに先立ち待機するのみでゼロボルトスイッチングが可能と判断し、ステップＳ３６に移行する。ステップＳ３６においては、保持時間Δｔをゼロとする。

なお、上記ステップＳ２６、Ｓ２８，Ｓ３４，Ｓ３６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図１４に、本実施形態にかかるスイッチング制御の処理手順を示す。この処理は、先の図３に示した操作信号設定部７２，８４，９６によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、コイルＬを流れる電流ｉＬがゼロとなったか否かを判断する。この処理は、エネルギ充填用のスイッチング素子を用いたエネルギ充填処理を行うための始点を定めるためのものである。ステップＳ４０において肯定判断される場合、ステップＳ４２において、今回オン操作する制御用のスイッチング素子がスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２であるか否かを判断する。そして、ステップＳ４２において肯定判断される場合には、ステップＳ４４において、前回オン操作されていた制御用のスイッチング素子もスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２であったか否かを判断する。この処理は、出力指令値ｉＣｃの符号が変化していないかどうかを判断するものである。

ステップＳ４４において肯定判断される場合には、出力指令値ｉＣｃの符号が前回から変化しておらず正であることから、ステップＳ４６において、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなってからの時間を計時するカウンタｔ１の計時動作を開始する。そして、カウンタｔ１の値が、先の図１３に示したステップＳ２６の処理によって算出された保持時間Δｔとなることで（ステップＳ４８：ＹＥＳ）、ステップＳ５０に移行する。ステップＳ５０では、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオフ操作し、カウンタｔ１をリセットする。

そして、コイルＬを流れる電流ｉＬがゼロとなることで（ステップＳ５２）、ステップＳ５４において、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオン操作する。ここで、コイル電流ｉＬがゼロとなっている際には、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２の寄生キャパシタｐｃは完全に放電されていると考えられることから、これによりゼロボルトスイッチングがなされることとなる。続くステップＳ５６においては、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２のオン時間を計時するためのカウンタｔ２による計時動作を開始する。そして、上記オン時間ｔｐが経過すると（ステップＳ５８：ＹＥＳ）、ステップＳ６０において、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２をオフ操作するとともに、カウンタｔ２をリセットする。

続くステップＳ６２においては、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２とスイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２とが同時にオン状態となることを確実に回避するためのデッドタイムだけ待機する。続くステップＳ６４においては、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２をオン操作する。これにより、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２を、エネルギ充填用のスイッチング素子として利用する準備が完了する。なお、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなる以前においても、先の図９に示したように、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２に電流を流すことも可能となる。そしてこの場合には、半導体素子が導通状態にある際の損失（導通損失）を低減することができる。

一方、ステップＳ４２において否定判断される場合には、ステップＳ６６〜Ｓ８６の処理を、上記ステップＳ４４〜Ｓ６４の処理の要領で行う。

なお、ステップＳ４４において否定判断される場合には、ステップＳ５６に移行する。このケースは、制御用スイッチング素子がスイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２からスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２に切り替えられるケースである。このため、ステップＳ８６によって、既にスイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２はオン状態とされている。したがってこの場合には、オン時間ｔｐを計時すべくステップＳ５６に移行する。ステップＳ６６において否定判断される場合も同様に考えることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）出力電流ｉＣの現在の符号に対応した出力電圧制御用のスイッチング素子がオフ状態とされることでコイルＬを流れる電流がゼロとなった後、同スイッチング素子をオン操作するに先立ち、エネルギ充填用のスイッチング素子にてコイルＬにエネルギを充填した。これにより、出力電圧制御用のスイッチング素子の入出力端子間の電圧を好適に低下させることができる。

（２）出力指令値ｉＣｃの符号に基づき、出力電圧制御用のスイッチング素子を設定した。これにより、スイッチング素子を適切に操作することができる。

（３）コイルＬを流れる電流がゼロとなった時点を始点として、エネルギ充填用のスイッチング素子をオン状態に保持する保持時間Δｔを設定した。これにより、コイルＬに適切なエネルギを充填するうえで必要な時間を適切に設定することができる。

（４)コンデンサＣの電圧ＶＣ及び入力電圧Ｖｉｎに基づき、保持時間Δｔを算出した。これにより、出力電圧の制御用のスイッチング素子の入出力端子間の電圧をゼロとするうえで要求されるエネルギ量をコイルＬに充填することができるようにスイッチング制御を行うことができる。

（５）出力電圧の制御用のスイッチング素子を、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｐ２，Ｓｎ１，Ｓｎ２の全てがオフ操作された後、コイルＬを流れる電流がゼロとなるときにオン操作した。これにより、オフ状態からオン状態への切り替えに際してスイッチング素子の入出力端子間に過度の電流が流れることを回避することができ、ひいてはスイッチング状態の切り替えに伴う電力損失を低減することができる。

（６）出力電圧制御用のスイッチング素子をオフ操作する時点からデッドタイムの経過時にエネルギ充填用のスイッチング素子をオン状態に切り替えた。これにより、オン状態への切り替え精度によってエネルギ充填精度が変動することを回避することができる。

（７）コンデンサＣの電圧ＶＣを、入力電圧Ｖｉｎよりも大きい電圧から小さい電圧までの領域で可変制御し、且つ、出力電流ｉＣの符号が正及び負の双方となり得る制御を行った。これにより、寄生キャパシタｐｃの静電容量を非対称とする等の電子部品上の調節では全てのケースにおいてゼロボルトスイッチングをすることができなくなる。このため、本発明の適用価値が特に高い。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、本実施形態にかかる保持時間Δｔの設定処理の手順を示す。この処理は、先の図３に示した操作信号設定部７２，８４，９６によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図１３に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

本実施形態では、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２がエネルギ充填用のスイッチング素子である場合、ステップＳ２４ａにおいて、入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣの電圧ＶＣから所定値α（＞０）を引いたものよりも大きいか否かを判断する。ここで、所定値αは、理論的には保持時間Δｔがゼロであってもかまわない場合であっても、理論に誤差が伴う場合に、保持時間Δｔを正とすることで、出力電圧の制御用のスイッチング素子の入出力端子間の電圧を確実にゼロとするためのものである。そして、ステップＳ２４ａにおいて肯定判断される場合、保持時間Δｔを、上記理論計算による保持時間Δｔ（上記の式（ｃ１））に対してオフセット時間ｔ０だけ長く設定する(ステップＳ２６ａ)。

同様に、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２がエネルギ充填用のスイッチング素子である場合、ステップＳ３２ａにおいて、コンデンサＣの電圧ＶＣが入力電圧Ｖｉｎから所定値βを引いた値よりも大きいか否かを判断する。そして、ステップＳ３２ａにおいて肯定判断される場合、保持時間Δｔを、上記理論計算による保持時間Δｔ（上記の式（ｃ３））に対してオフセット時間ｔ０だけ長く設定する(ステップＳ３４ａ)。

これにより、理論計算に誤差が伴った場合であっても、出力電圧の制御用のスイッチング素子の入出力端子間の電圧を確実にゼロとすることができる。なお、図１５のステップＳ２６ａ，Ｓ３４ａでは、右辺第１項が、上記の式（ｃ１）、（ｃ３）と厳密には一致せず、絶対値が用いられているが、これは平方根の内部が負となることを回避するための簡易的な設定である。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかる保持時間Δｔの設定処理の手順を示す。この処理は、先の図３に示した操作信号設定部７２，８４，９６によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１６において、先の図１３に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

本実施形態では、スイッチング素子Ｓｎ１，Ｓｐ２がエネルギ充填用のスイッチング素子である場合の保持時間Δｔを、マップ演算にて設定する(ステップＳ２６ｂ)。また、スイッチング素子Ｓｐ１，Ｓｎ２がエネルギ充填用のスイッチング素子である場合の保持時間Δｔについても、マップ演算にて設定する(ステップＳ３４ｂ)。なお、ステップＳ２６ｂにおいては、入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣの電圧ＶＣ以下である場合には、保持時間Δｔはゼロと設定されることが望ましい。また、ステップＳ３４ｂにおいては、コンデンサＣの電圧ＶＣが入力電圧Ｖｉｎ以下である場合には、保持時間Δｔはゼロと設定されることが望ましい。

このように、本実施形態では、マップを用いることで、寄生キャパシタｃｐの容量の変動をも考慮した保持時間Δｔの算出を簡易に行うことができる。すなわち、通常、寄生キャパシタｃｐの静電容量は、その電圧に依存して変動するものであるため、先の第１の実施形態における合成静電容量Ｃｐｃには、電圧依存性がある。このため、保持時間Δｔを高精度に算出するためには、合成静電容量Ｃｐｃの電圧依存性を逐次考慮することが要求されることとなる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図１７において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータとしてバックブーストコンバータを用いてＴＣＶ１４を構成する。すなわち、Ｕ相においては、コンデンサＣｕと、高圧バッテリ１２の正極端子をコンデンサＣｕ及び電動機１０のＵ相間の接続点に接続するスイッチング素子Ｓｕ１及びスイッチング素子Ｓｕ２の直接接続体と、スイッチング素子Ｓｕ１及びスイッチング素子Ｓｕ２の接続点をグランドに接続するコイルＬｕとを備えている。そして、このＤＣＤＣコンバータには、各スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｕ２にダイオードＤｕ１，Ｄｕ２が並列接続されている。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

図１８に、出力電流ｉＣが正である場合のスイッチング制御態様を示す。なお、本実施形態でも、ＤＣＤＣコンバータのうちのコンデンサＣ以外の回路からコンデンサＣへの電流を出力電流ｉＣと定義している。また、図１８においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１については、スイッチング素子Ｓ１と表記する。

図１８（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓ１がオフ状態とされることでコイルＬを流れる電流の絶対値が漸減する際にも、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓ２はオン状態とされている。そして、図１８（ｂ）に示されるように、コイルＬを流れる電流がゼロとなってからも、先の第１の実施形態で例示した要領で算出される保持時間Δｔが経過するまでの間は、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓ２をオン状態に保持する。これにより、コイルＬの電流ｉＬは、ゼロとなる時点とは逆方向に流れて且つその絶対値が漸増する。そして、保持時間が経過することで、図１８（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の双方をオフ状態とすることで、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓ１の寄生キャパシタｐｃの電荷を確実に抜き去ることができる。このため、図１８（ｄ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓ１をゼロボルトスイッチングすることができる。

一方、図１９に、出力電流ｉＣが負である場合のスイッチング制御態様を示す。なお、図１９においても、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１については、スイッチング素子Ｓ１と表記する。

図１９（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓ２がオフ状態とされることでコイルＬを流れる電流の絶対値が漸減する際にも、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓ１はオン状態とされている。そして、図１９（ｂ）に示されるように、コイルＬを流れる電流がゼロとなってからも、先の第１の実施形態で例示した要領で算出される保持時間Δｔが経過するまでの間は、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓ１をオン状態に保持する。これにより、コイルＬの電流ｉＬは、ゼロとなる時点とは逆方向に流れて且つその絶対値が漸増する。そして、保持時間が経過することで、図１９（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の双方をオフ状態とすることで、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓ２の寄生キャパシタｐｃの電荷を確実に抜き去ることができる。このため、図１９（ｄ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓ２をゼロボルトスイッチングすることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２０に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図２０において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータとしてブーストコンバータを用いてＴＣＶ１４を構成する。すなわち、Ｕ相においては、コンデンサＣｕと、コンデンサＣｕに並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの直接接続体と、スイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの接続点を高圧バッテリ１２の正極側に接続するコイルＬｕとを備えている。そして、このＤＣＤＣコンバータには、各スイッチング素子Ｓｕｐ，ＳｕｎにダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎが並列接続されている。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

図２１に、出力電流ｉＣが正であって、且つコンデンサＣの電圧ＶＣが入力電圧Ｖｉｎの２倍よりも小さい場合のスイッチング制御態様を示す。なお、本実施形態でも、ＤＣＤＣコンバータのうちのコンデンサＣ以外の回路からコンデンサＣへの電流を出力電流ｉＣと定義している。また、図２１においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ、Ｓｗｐについては、スイッチング素子Ｓｐと表記する。

本実施形態では、「２・Ｖｉｎ＞ＶＣ」との条件が、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなった後、出力電圧制御用のスイッチング素子Ｓｎのオン操作に先立ち、所定時間待機することのみによっては、ゼロボルトスイッチングを行うことができなくなる条件である。このため、以下のようにして、エネルギ充填処理を行う。

図２１（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｎがオフ状態とされることでコイルＬを流れる電流の絶対値が漸減する際にも、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｐはオン状態とされている。そして、図２１（ｂ）に示されるように、コイルＬを流れる電流がゼロとなってからも、先の第１の実施形態で例示した要領で算出される保持時間Δｔが経過するまでの間は、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｐをオン状態に保持する。これにより、コイルＬの電流ｉＬは、ゼロとなる時点とは逆方向に流れて且つその絶対値が漸増する。そして、保持時間が経過することで、図２１（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの双方をオフ状態とすることで、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｎの寄生キャパシタｐｃの電荷を確実に抜き去ることができる。このため、図２１（ｄ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｎをゼロボルトスイッチングすることができる。

一方、図２２に、出力電流ｉＣが負であって且つ、コンデンサの電圧ＶＣが入力電圧Ｖｉｎの２倍よりも大きい場合のスイッチング制御態様を示す。なお、図２２においても、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。

本実施形態では、「ＶＣ＞２・Ｖｉｎ」との条件が、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなった後、出力電圧制御用のスイッチング素子Ｓｐのオン操作に先立ち、所定時間待機することのみによっては、ゼロボルトスイッチングを行うことができなくなる条件である。このため、以下のようにして、エネルギ充填処理を行う。

図２２（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐがオフ状態とされることでコイルＬを流れる電流の絶対値が漸減する際にも、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｎはオン状態とされている。そして、図２２（ｂ）に示されるように、コイルＬを流れる電流がゼロとなってからも、先の第１の実施形態で例示した要領で算出される保持時間Δｔが経過するまでの間は、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｎをオン状態に保持する。これにより、コイルＬの電流ｉＬは、ゼロとなる時点とは逆方向に流れて且つその絶対値が漸増する。そして、保持時間Δｔが経過することで、図２２（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの双方をオフ状態とすることで、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐの寄生キャパシタｐｃの電荷を確実に抜き去ることができる。このため、図２２（ｄ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐをゼロボルトスイッチングすることができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２３に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図２３において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータとしてバックコンバータを用いてＴＣＶ１４を構成する。すなわち、Ｕ相においては、コンデンサＣｕと、高圧バッテリ１２に並列接続されるスイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの直接接続体と、スイッチング素子Ｓｕｐ及びスイッチング素子Ｓｕｎの接続点をコンデンサＣｕ及び電動機１０の端子（Ｕ相）の接続点に接続するコイルＬｕとを備えている。そして、このＤＣＤＣコンバータには、各スイッチング素子Ｓｕｐ，ＳｕｎにダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎが並列接続されている。そして、ＴＣＶ１４は、Ｖ相、Ｗ相についても、同様の構成を有するＤＣＤＣコンバータを備えて構成されている。

図２４に、出力電流ｉＣが正であって、且つ入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣの電圧ＶＣの２倍よりも大きい場合のスイッチング制御態様を示す。なお、本実施形態でも、ＤＣＤＣコンバータのうちのコンデンサＣ以外の回路からコンデンサＣへの電流を出力電流ｉＣと定義している。また、図２２においては、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。すなわち例えば、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ、Ｓｗｐについては、スイッチング素子Ｓｐと表記する。

本実施形態では、「Ｖｉｎ＞２・ＶＣ」との条件が、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなった後、出力電圧制御用のスイッチング素子Ｓｐのオン操作に先立ち、所定時間待機することのみによっては、ゼロボルトスイッチングを行うことができなくなる条件である。このため、以下のようにして、エネルギ充填処理を行う。

図２４（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐがオフ状態とされることでコイルＬを流れる電流の絶対値が漸減する際にも、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｎはオン状態とされている。そして、図２４（ｂ）に示されるように、コイルＬを流れる電流がゼロとなってからも、先の第１の実施形態で例示した要領で算出される保持時間Δｔが経過するまでの間は、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｎをオン状態に保持する。これにより、コイルＬの電流ｉＬは、ゼロとなる時点とは逆方向に流れて且つその絶対値が漸増する。そして、保持時間Δｔが経過することで、図２４（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの双方をオフ状態とすることで、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐの寄生キャパシタｐｃの電荷を確実に抜き去ることができる。このため、図２４（ｄ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｐをゼロボルトスイッチングすることができる。

一方、図２５に、出力電流ｉＣが負であって且つ、入力電圧Ｖｉｎがコンデンサの電圧ＶＣの２倍よりも小さい場合のスイッチング制御態様を示す。なお、図２５においても、各素子の符号から相に対応するアルファベットを除いた符号を付する。

本実施形態では、「Ｖｉｎ＜２・ＶＣ」との条件が、コイルＬの電流ｉＬがゼロとなった後、出力電圧制御用のスイッチング素子Ｓｎのオン操作に先立ち、所定時間待機することのみによっては、ゼロボルトスイッチングを行うことができなくなる条件である。このため、以下のようにして、エネルギ充填処理を行う。

図２５（ａ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｎがオフ状態とされることでコイルＬを流れる電流の絶対値が漸減する際にも、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｐはオン状態とされている。そして、図２５（ｂ）に示されるように、コイルＬを流れる電流がゼロとなってからも、先の第１の実施形態で例示した要領で算出される保持時間Δｔが経過するまでの間は、エネルギ充填用のスイッチング素子Ｓｐをオン状態に保持する。これにより、コイルＬの電流ｉＬは、ゼロとなる時点とは逆方向に流れて且つその絶対値が漸増する。そして、保持時間Δｔが経過することで、図２５（ｃ）に示されるように、スイッチング素子Ｓｐ，Ｓｎの双方をオフ状態とすることで、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｎの寄生キャパシタｐｃの電荷を確実に抜き去ることができる。このため、図２５（ｄ）に示されるように、出力電圧の制御用のスイッチング素子Ｓｎをゼロボルトスイッチングすることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態に対する第２、第３の実施形態の変更点によって、上記第４〜６の実施形態を変更してもよい。

・上記各実施形態では、出力電圧の制御用のスイッチング素子をオン操作するタイミングを、コイル電流ｉＬがゼロとなるときとしたがこれに限らない。例えば、出力電圧の制御用のスイッチング素子及びエネルギ充填用のスイッチング素子の双方がオフ状態とされてから上記制御用のスイッチング素子の寄生キャパシタの電荷がゼロとなるまでに要する時間を予測し、この時間の経過時を上記オン操作するタイミングとしてもよい。

・上記各実施形態では、エネルギ充填用のスイッチング素子と出力電圧の制御用スイッチング素子とを相補的にオン状態とすべく、出力電圧の制御用スイッチング素子をオフ操作した後デッドタイムが経過するときにエネルギ充填用のスイッチング素子をオン操作したがこれに限らない。例えば、出力電圧の制御用のスイッチング素子がオフ状態とされている任意のタイミングにおいてエネルギ充填用のスイッチング素子をオン操作してもよい。ここでは特に、コイル電流ｉＬがゼロとなるときにエネルギ充填用のスイッチング素子をオン操作してもよい。

・上記各実施形態では、選択された制御用のスイッチング素子がどのスイッチング素子であるかに応じてエネルギ充填用のスイッチング素子を特定したが、これに限らず、例えば出力指令値ｉＣｃに基づき特定してもよい。

・上記各実施形態では、スイッチング素子の寄生キャパシタを同一容量とみなしたが、これに限らない。ただし、容量が相違する場合には、上記保持時間Δｔの算出手法を容量に応じて変更することが望ましい。

・上記各実施形態では、スイッチング素子の寄生キャパシタの充電電圧をゼロとすべく、本発明を適用したがこれに限らない。例えば、スイッチング素子にコンデンサを並列接続した電力変換回路にあっても、コンデンサ（及び寄生キャパシタ）の充電電圧をゼロとするうえでは、本発明の適用が有効である。特に、こうしたスナバコンデンサ（別体のキャパシタ）を用いる場合において、スナバコンデンサの容量と比較して寄生キャパシタの容量が無視し得るなら、スナバコンデンサの容量に基づき保持時間Δｔを算出することができることとなる。そしてこうしたスナバコンデンサの静電容量は、電圧の依存性が無視できるため、保持時間の算出を簡易に行うことができる。

・コンデンサＣの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗのフィードバック制御手法としては、上記比例制御に限らない。例えば、比例積分制御や、比例積分微分制御等であってもよい。

・電動機１０に対する指令電圧に基づく出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃの算出手法としては、上記指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，ＶｗｃとコンデンサＣの電圧ＶＣｕ，ＶＣｖ，ＶＣｗとの差に基づくものに限らない。例えば、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃの変化量がコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに要求される電荷量と相関を有することに鑑み、この変化量に基づき算出してもよい。この場合であっても、現在の相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗを加味するなら、電動機１０の制御に際して力率を可変とする場合であっても、出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを適切に算出することができる。また、こうした開ループ制御としては、他にも例えば、現在の相電流ｉＭｕ，ｉＭｖ，ｉＭｗや、過去の出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃ等と、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの容量とに基づき、コンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの電圧を算出しつつ、これが指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとなるようにフィードフォワード制御を行ってもよい。更に、フィードフォワード制御と、これをフィードバック補正するフィードバック制御とを併せ用いてもよい。

・指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとしては、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき算出されるものにも限らない。例えば電動機１０の回転速度を指令値に制御する場合において、実際の回転速度と指令値との差に基づき算出されるものとしてもよい。

・指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づき上記出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを算出する電流指令値算出手段としては、電動機１０の各相を流れる電流を直接のパラメータとするものに限らない。例えば、力率を固定する制御を行うなら、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに電動機１０を流れる電流の位相情報が含まれるため、電動機１０を流れる電流を直接の入力パラメータとすることなく、指令電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに基づき出力指令値ｉＣｕｃ，ｉＣｖｃ，ｉＣｗｃを算出することもできる。

・ＴＣＶとしては、電動機１０の各相に接続される非絶縁型コンバータを備えるものに限らない。例えば、絶縁型のコンバータを備えるものであってもよい。

・回転機としては、３相電動機に限らず、例えば単相電動機や５相電動機であってもよい。この場合、ＴＣＶに代えて、各相(端子)毎にＤＣＤＣコンバータを備える電力変換回路を用いればよい。また、電動機に限らず、発電機であってもよい。

・上記実施形態では、ハイブリッド車の動力発生装置としての回転機にＴＣＶを接続したがこれに限らず、電気自動車の回転機に接続してもよい。

・更に、ＴＣＶとしては、車両の動力発生装置としての回転機に接続されるものに限らず、例えば空調装置に搭載される電動機に接続されるものであってもよい。

・電力変換回路としては、回転機の端子に接続されるものに限らない。例えば、車載回転機に接続されるインバータの入力電圧を高圧バッテリに対して昇圧する昇圧回路であってもよい。なお、こうした場合には、出力指令値ｉＣｃを設定しない場合も想定される。こうした場合には、例えば実際の出力電流ｉＣに基づき、出力電圧制御用のスイッチング素子や、エネルギ充填用のスイッチング素子を選択すればよい。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるコイル電流の増減操作態様を示す図。 同実施形態にかかる出力電圧制御に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかるスイッチング素子のオン時間の設定態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる出力電圧制御用のスイッチング素子の選択処理の手順を示す流れ図。 スイッチング制御の問題点を説明するための図。 スイッチング制御の問題点を説明するための図。 スイッチング制御の問題点を説明するためのタイムチャート。 上記実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。 上記ソフトスイッチング処理態様を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。 上記ソフトスイッチング処理態様を示すタイムチャート。 上記実施形態にかかるエネルギ充填処理時間の設定処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるスイッチング制御の処理手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるエネルギ充填処理時間の設定処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるエネルギ充填処理時間の設定処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。 同実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。 同実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。 同実施形態にかかるソフトスイッチング処理態様を示す図。

符号の説明

１０…電動機、１２…高圧バッテリ（給電手段の一実施形態）、１４…ＴＣＶ（電力変換回路の一実施形態）、４０…制御装置（電力変換回路の駆動制御装置の一実施形態)、Ｃ，Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ…コンデンサ（蓄電手段の一実施形態）。

Claims (16)

1. スイッチング素子のオン・オフ操作の繰り返しによりコイルに流れる電流の絶対値を増減させることで蓄電手段の電圧を給電手段の電圧に対して所望に変換して且つ、前記蓄電手段以外の回路から該回路及び前記蓄電手段間への出力電流の符号毎に前記蓄電手段の電圧制御用のスイッチング素子を各別に備える電力変換回路について、これを操作する駆動制御装置において、
   前記出力電流の現在の符号に対応するスイッチング素子がオフ状態とされることで前記絶対値がゼロとなった後、前記現在の符号に対応するスイッチング素子をオン操作するに先立ち、前記現在の符号に対応しないスイッチング素子を介して前記コイルへとエネルギを充填するエネルギ充填手段と、
   前記エネルギの充填処理後、前記現在の符号に対応するもの及びしないものの双方のスイッチング素子をオフ状態とする双方オフ手段とを備えることを特徴とする電力変換回路の駆動制御装置。
2. 前記出力電流の符号を判断する符号判断手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動制御装置。
3. 前記エネルギ充填手段は、前記現在の符号に対応するスイッチング素子をオフ状態からオン状態へと切り替える際にその入出力端子間に印加される電圧をゼロとすべく、前記コイルにエネルギを充填することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換回路の駆動制御装置。
4. 前記エネルギ充填手段は、前記給電手段の電圧及び前記蓄電手段の電圧に基づき、前記コイルにエネルギを充填する処理を行うことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
5. 前記エネルギ充填手段は、前記出力電流の現在の符号に対応するスイッチング素子がオフ状態とされることで前記絶対値がゼロとなった時点を始点として、前記現在の符号に対応していないスイッチング素子をオン状態に保持する時間を設定する設定手段を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
6. 前記電力変換回路は、前記出力電流の符号のそれぞれに対応した一対のスイッチング素子の直列接続体を備え、
   前記現在の符号に対応するスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替えに先立ち、前記現在の符号に対応していないスイッチング素子の入出力端子間に並列なキャパシタ成分の充電電圧によって、前記現在の符号に対応するスイッチング素子の入出力端子間の電圧がゼロとなるように設定され、
   前記エネルギ充填手段は、前記現在の符号に対応するスイッチング素子のオフ状態からオン状態への切り替えに際し、その入出力端子間に並列なキャパシタ成分から電荷を引き抜くためのエネルギを充填するものであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
7. 前記現在の符号に対応するスイッチング素子は、前記双方オフ手段によって前記双方のスイッチング素子がオフ操作された後、前記コイルを流れる電流がゼロとなるときにオン状態に切り替えられることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
8. 前記現在の符号に対応するスイッチング素子がオフ状態とされている期間において、前記現在の符号に対応しないスイッチング素子をオン状態に切り替えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
9. 前記スイッチング素子は、前記出力電流の指令値に基づき操作されるものであることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
10. 前記蓄電手段は、回転機の端子に接続され、
    前記回転機に対する指令電圧に基づき、前記出力電流の指令値を算出する電流指令値算出手段と、
    前記出力電流の指令値に基づき、前記スイッチング素子を操作する操作手段とを更に備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
11. 前記電力変換回路は、非絶縁型コンバータを備えて構成されることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置。
12. 前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記蓄電手段に接続するコイルとを備えるバックコンバータであることを特徴とする請求項１１記載の電力変換回路の駆動制御装置。
13. 前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、該スイッチング素子同士の接続点を前記給電手段に接続するコイルとを備えるブーストコンバータであることを特徴とする請求項１１記載の電力変換回路の駆動制御装置。
14. 前記非絶縁型コンバータは、前記蓄電手段の一方の端子及び前記給電手段の一方の端子を接続する一対のスイッチング素子と、前記一対のスイッチング素子間の接続点を前記蓄電手段の他方の端子及び前記給電手段の他方の端子に接続するコイルとを備えるバックブーストコンバータであることを特徴とする請求項１１記載の電力変換回路の駆動制御装置。
15. 前記非絶縁型コンバータは、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子と、前記給電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点を前記蓄電手段に並列接続された一対のスイッチング素子の接続点に接続するコイルとを備えるバックブースコンバータであることを特徴とする請求項１１記載の電力変換回路の駆動制御装置。
16. 請求項１〜１５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動制御装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする電力変換回路の駆動制御システム。

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