JP2010016767A - バランスフィルタ回路素子及びこれを備えた回路基板並びに回路モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】通過対象信号周波数の２倍波に共振点をもたないバランスフィルタ回路素子及びこれを備えた回路基板並びに回路モジュールを提供する。
【解決手段】不平衡側共振電極を構成する導体パターン122の中央部Ａ１の電極幅を中央部以外の電極幅よりも細く設定することにより、基本波となる通過対象信号周波数の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点の位置を高周波側にシフトさせる。これにより、バランスフィルタ回路素子に接続されるＲＦ−ＩＣが発振する２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。
【選択図】図５

Description

本発明は、無線通信機器などに使用されて、不平衡信号から平衡信号への信号変換を行うバランの機能と、帯域通過制御行うフィルタの機能とを兼ね備えたバランスフィルタに関し、特にバランスフィルタ回路素子及びこれを備えた回路基板並びに回路モジュールに関するものである。

従来、無線通信機器は、アンテナ、フィルタ、ＲＦスイッチ、パワーアンプ、ＲＦ−ＩＣ 、バラン等の各種高周波素子によって構成される。ここで、アンテナやフィルタ等の共振素子は接地電位を基準とした不平衡型の信号を扱うのに対して、高周波信号の生成や処理を行うＲＦ−ＩＣ は平衡型の信号を扱う。このため、両者を接続する場合には、非平衡−平衡変換器として機能するバラン、またはバラン機能とフィルタ機能の双方を兼ね備えたバランスフィルタが使用される。

このようなバランスフィルタを積層構造で構成する場合、積層体内部でバランとフィルタを別々に構成する場合と、共振電極を共用化した一体構造で構成される場合があり、小型・低コスト化に対しては後者の方が優れている。

前者の積層体内部でバランとフィルタを別々に構成したフィルタとしては、例えば、特開２００３−０８７００８号公報（特許文献１）に開示される積層型誘電体フィルタが知られている。このフィルタは、複数の誘電体層が積層されて構成された誘電体基板内に、複数の共振器を有する非平衡入出力方式のフィルタ部と、ストリップラインを有する非平衡−平衡変換部とを一体化して構成したものである。

また、後者の共振電極を共用化した一体構造で構成したフィルタとしては、例えば、特開２００６−１０８８１４号公報（特許文献２）に開示されるバランスフィルタが知られている。このフィルタは、バランにおける不平衡側共振電極と平衡側共振電極を互いに隣接して配置するとともに、これらに隣接して段数構成共振電極を配置することにより、簡易な構造でバランとフィルタの両方の機能を持たせている。
特開２００３−０８７００８号公報 特開２００６−１０８８１４号公報

前述した高周波信号の生成や処理を行うＲＦ−ＩＣは、本来通信に用いる信号のｎ倍（ｎ＝２，３，４・・・の整数）の周波数で本来不要な信号、すなわちスプリアス信号を発振し、通信品質に影響を与える事がある。それを防ぐのがフィルタの役割である。

しかしながら、上記従来例のように一体構造でバランスフィルタを構成した場合、少なくとも不平衡端子側が１／２波長共振器となるので、本来共振させるべき周波数のｎ倍（ｎ＝２，３，４・・・の整数）の周波数で共振してしまう。このため、ＲＦ−ＩＣが発振するスプリアス信号を十分カットする事ができない場合がある。特に１／４波長共振器ならば共振しない２倍波は通信品質に与える影響が大きい事から対策が必要になっている。

本発明は前記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、通過対象信号周波数の２倍波に共振点をもたないバランスフィルタ回路素子及びこれを備えた回路基板並びに回路モジュールを提供することにある。

本発明は上記の目的を達成するために、不平衡側共振電極と、平衡側共振電極と、前記不平衡側共振電極及び前記平衡側共振電極の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置された段数構成共振電極とを備えているバランスフィルタにおいて、前記不平衡側共振電極の中央部の電極幅が該中央部以外の電極幅とは異なる幅に設定されているバランスフィルタ回路素子を構成した。

本発明のバランスフィルタ回路素子は、不平衡側共振電極の中央部の電極幅が中央部以外の電極幅とは異なる幅に設定されることにより、基本波となる通過対象信号周波数の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点の位置が変えられる。不平衡側共振電極の中央部の電極幅を他の部分の電極幅よりも細くすると２倍波付近の共振点は高周波側に移動し、不平衡側共振電極の中央部の電極幅を他の部分の電極幅よりも太くすると２倍波付近の共振点は低周波側に移動する。したがって、ＲＦ−ＩＣが発振する前記２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。

また、本発明は上記の目的を達成するために、不平衡側共振電極と、平衡側共振電極と、前記不平衡側共振電極及び前記平衡側共振電極の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置された段数構成共振電極とを備えているバランスフィルタにおいて、前記不平衡側共振電極の中央部に対して静電容量結合する接地電極を設けたバランスフィルタ回路素子を構成した。

本発明のバランスフィルタ回路素子は、不平衡側共振電極の中央部に対して静電容量結合する接地電極を設けたので、基本波となる通過対象信号周波数の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点が低周波側に移動する。したがって、ＲＦ−ＩＣが発振する前記２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。

また、本発明は上記の目的を達成するために、不平衡側共振電極と、平衡側共振電極と、前記不平衡側共振電極及び前記平衡側共振電極の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置された段数構成共振電極とを備えているバランスフィルタにおいて、前記不平衡側共振電極の中央部に導電接続され且つ接地電極との間で静電容量結合する容量電極を設けたバランスフィルタ回路素子を構成した。

本発明のバランスフィルタ回路素子は、前記不平衡側共振電極の中央部に導電接続され且つ接地電極との間で静電容量結合する容量電極を設けたので、基本波となる通過対象信号周波数の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点が低周波側に移動する。したがって、ＲＦ−ＩＣが発振する前記２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。

また、本発明は上記の目的を達成するために、上記のバランスフィルタ回路素子が一体形成されている回路基板および回路モジュールを構成した。

本発明のバランスフィルタ回路素子によれば、基本波となる通過対象信号周波数の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点の位置が変えられるので、ＲＦ−ＩＣが発振する前記２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。

また、本発明の回路基板及び回路モジュールによれば、従来のようにバラン回路とフィルタ回路を個別に備える必要がないため、小型に形成しても従来と同様のバラン機能とフィルタ機能の双方を合わせ持つことができる。さらに、本発明の回路基板及び回路モジュールによれば、一体形成されているバランスフィルタによって基本波となる通過対象信号周波数の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点の位置変えられるので、ＲＦ−ＩＣが発振する前記２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。

以下、図面を参照して本発明の一実施形態を説明する。

図１乃至図５は本発明の第１実施形態を示すもので、図１は本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の外観構造を示す斜視図、図２は本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図、図３は本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の層構造を示す断面図、図４は本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の不平衡側共振電極の導体パターン形状を示す図、図５は本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図である。

図において、100はバランスフィルタ回路素子で、誘電体セラミックスからなる積層構造の素子本体110と、素子本体110の上下面及び側面に設けられた外部端子電極101a〜101hとから構成されている。

バランスフィルタ回路素子100の内部には図３に示すように複数層のそれぞれに形成された導体パターンによって、図２の等価回路に示すバランスフィルタ回路が形成されている。第１実施形態のバランスフィルタ回路は、図２に示すように、３つの信号伝送線路SL1,SL2,SL3によって構成されている。

第１の信号伝送線路SL1は、後述する不平衡側共振電極に対応し、一端が不平衡端子Ｚ_UBに接続され、電気長が通過中心周波数ｆ１の１／２波長に設定されている。また、第１の信号伝送線路SL1は、電気長が１／４波長に設定された一端部SL1aと電気長が１／４波長に設定された他端部SL1bとから構成され、これらの一端部SL1aと他端部SL1bとの接続部分（第１の信号伝送線路SL1の中央部分）Ａ１の導体パターンの幅は他の部分の幅よりも細く形成されている。また、第１の信号伝送線路SL1の他端は開放されている。

第２の信号伝送線路SL2は、後述する段数構成共振電極に対応し、その電気長が通過中心周波数ｆ１の１／２波長に設定され、電気長が１／４波長に設定された一端部SL2aと電気長が１／４波長に設定された他端部SL2bとからなり、これら一端部SL2aと他端部SL2bの接続点は接地されている。また、一端部SL2aの一端は結合インピーダンスＺ１ａを介して一方の平衡入力端子Z_BLaに接続され、他端部SL2bの他端は結合インピーダンスＺ１ｂを介して他方の平衡入力端子Z_BLbに接続されている。

第３の信号伝送線路SL3は、後述する平衡側共振電極に対応し、その電気長が通過中心周波数ｆ１の１／２波長に設定され、電気長が１／４波長に設定された一端部SL3aと電気長が１／４波長に設定された他端部SL3bとからなり、これら一端部SL3aと他端部SL3bの接続点は接地されている。また、一端部SL3aの一端は一方の平衡端子Z_BLaに接続され、他端部SL2bの他端は他方の平衡端子Z_BLbに接続されている。

上記バランスフィルタ回路は、バランスフィルタ回路素子100の内部において、図５に示すように、積層構造をなして形成されている。

すなわち、バランスフィルタ回路素子100は７つの誘電体層111〜117を有し、最上層（第１層）に位置する誘電体層111の上面には外部端子電極101a〜101hの上部が形成されている。

誘電体層111の下側に位置する第２層目の誘電体層112の上面には、外部端子電極101b,101d,101f〜101hが形成されている側縁部を除く全域に接地導体パターン121が形成され、この接地導体パターン121は接地外部端子電極となる外部端子電極101a,101c,101eに導電接続されている。

誘電体層112の下側に位置する第３層目の誘電体層113の上面には、不平衡共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する帯状の導体パターン122が形成されている。この導体パターン122は、その中央部Ａ１を境にして左右対称に蛇行状の形状をなしている。また、導体パターン122の一端122aは不平衡端子Z_UBとなる外部端子電極101hに導電接続され、他端122bは外部端子電極101fに導電接続されている。導体パターン122の一端部122cは第１の信号伝送線路SL1の一端部SL1aに対応し、他端部122dは第１の信号伝送線路SL1の他端部SL1bに対応する。また、図４に示すように、導体パターン122の中央部Ａ１の幅Ｗ１は、中央部Ａ１以外の部分の幅Ｗ１よりも細く形成されている。

誘電体層113の下側に位置する第４層目の誘電体層114の上面には、前述した結合インピーダンスＺ１ａ，Ｚ１ｂを形成するための結合電極となる２つの導体パターン123,124が形成されている。これらの結合電極となる導体パターン123,124のそれぞれは所定面積の長方形をなし、一方の導体パターン123は一方の平衡端子Z_BLaとなる外部端子電極101bの近傍に形成されて外部端子電極101bに導電接続され、他方の導体パターン124は他方の平衡端子Z_BLbとなる外部端子電極101dの近傍に形成されて外部端子電極101dに導電接続されている。

誘電体層114の下側に位置する第５層目の誘電体層115の上面には、段数構成共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する帯状の導体パターン125が形成されている。この導体パターン125は、上記不平衡共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン122に対して重なるように配置され、その中央を境にして左右対称に蛇行状の形状をなしている。また、導体パターン125の一端125aは結合電極となる導体パターン123に重なる長方形をなし、他端125bは結合電極となる導体パターン124に重なる長方形をなしている。また、導体パターン125の中央125cは接地外部端子電極となる外部端子電極101gに導電接続されている。導体パターン125の一端部125dは第２の信号伝送線路SL2の一端部SL2aに対応し、他端部125eは第２の信号伝送線路SL2の他端部SL2bに対応する。

誘電体層115の下側に位置する第６層目の誘電体層116の上面には、平衡側共振電極（第３の信号伝送線路SL3）を構成する帯状の導体パターン126が形成されている。この導体パターン126は、上記平衡共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する導体パターン125に対して重なるように配置され、その中央を境にして左右対称に蛇行状の形状をなしている。また、導体パターン126の一端126aは一方の平衡端子Z_BLaとなる外部端子電極101bに導電接続され、他端126bは他方の平衡端子Z_BLbとなる外部端子電極101dに導電接続されている。また、導体パターン126の中央126cは接地外部端子電極となる外部端子電極101gに導電接続されている。導体パターン126の一端部126dは第３の信号伝送線路SL3の一端部SL3aに対応し、他端部126eは第３の信号伝送線路SL3の他端部SL3bに対応する。

誘電体層116の下側に位置する第７層目（最下層）の誘電体層117の上面には、外部端子電極101b,110d,101f〜101hが形成されている側縁部を除く全域に接地導体パターン127が形成され、この接地導体パターン127は接地外部端子電極となる外部端子電極101a,101c,101eに導電接続されている。また、誘電体層117の下面、すなわち素子本体110の底面には外部端子電極101a〜101hの下部が形成されている。

なお、段数構成共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する導体パターン125は、不平衡側共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン122及び平衡側共振電極（第３の信号伝送線をSL2）を構成する導体パターン126の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置されている。なお、コムライン配置とは共振電極の短絡端を同一方向に配置したものであり、インターデジタル配置とは共振電極の短絡端を交互に配置したものである。

上記のバランスフィルタ回路素子100の電気的特性を図６乃至図１１に示す。図６は差動モード減衰量の周波数特性を示す図、図７は同相モード減衰量の周波数特性を示す図、図８は不平衡側反射特性を示す図、図９は平衡側反射特性を示す図、図１０は振幅バランスの周波数特性を示す図、図１１は位相バランスの周波数特性を示す図である。

これらの図において、図中の特性曲線Ｂ１は第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100のものであり、特性曲線Ｂ２は比較例としての従来と同様に構成したバランスフィルタ回路素子のものである。

図１２乃至図１４は比較例のバランスフィルタ回路素子200を示すもので、図１２は比較例のバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図、図１３は比較例のバランスフィルタ回路素子の不平衡側共振電極の導体パターン形状を示す図、図１４は比較例のバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図である。図において、第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100と同一構成部分は同一符号をもって表しその説明を省略する。また、比較例のバランスフィルタ回路素子200と第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100との相違点は、第１実施形態における第３層目の誘電体層113と導体パターン122に代えて、第３層目の誘電体層211とその上面に形成された導体パターン221を備えたことである。

第３層目の誘電体層211の上面には、不平衡共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する帯状の導体パターン221が形成されている。この導体パターン221は、その中央部Ａ１を境にして左右対称に蛇行状の形状をなしている。また、導体パターン221の一端221aは不平衡端子Z_UBとなる外部端子電極101hに導電接続され、他端221bは外部端子電極101fに導電接続されている。導体パターン221の一端部221cは第１の信号伝送線路SL1の一端部SL1aに対応し、他端部221dは第１の信号伝送線路SL1の他端部SL1bに対応する。また、図１２，１３に示すように、導体パターン221の中央部Ａ１の幅Ｗ３は、中央部Ａ１以外の部分の幅Ｗ１と同じ幅に設定されている。

なお、段数構成共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する導体パターン125は、不平衡側共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン221及び平衡側共振電極（第３の信号伝送線をSL2）を構成する導体パターン126の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置されている。

図６に示す差動モード減衰量の周波数特性においては、第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100の周波数特性Ｂ１と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波；２．４５ＧＨｚ）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波の共振周波数は高周波側にシフトしている。但し、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

図７に示す同相モード減衰量の周波数特性においては、第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100の周波数特性Ｂ１と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波における共振点の周波数は高周波側にシフトしている。但し、上記と同様に同相モード減衰量周波数特性においても、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

図８に示す不平衡側反射特性においては、第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100の周波数特性Ｂ１と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波における共振点の周波数は高周波側にシフトしている。但し、上記と同様に不平衡側反射特性においても、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

図９に示す平衡側反射特性においては、第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100の周波数特性Ｂ１と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、それぞれの周波数特性はほぼ同じである。

図１０に示す振幅バランスの周波数特性においては、第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100の周波数特性Ｂ１と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、それぞれの周波数特性はほぼ同じである。

図１１に示す位相バランスの周波数特性においては、第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100の周波数特性Ｂ１と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、それぞれの周波数特性はほぼ同じである。

前述したように第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100は、不平衡側共振電極を構成する導体パターン122の中央部Ａ１の電極幅Ｗ２が中央部以外の電極幅Ｗ１よりも細く設定されることにより、基本波となる通過対象信号周波数ｆ１の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点の位置が高周波側にシフトされる。したがって、ＲＦ−ＩＣが発振する基本波ｆ１の２倍の周波数のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。なお、不平衡側共振電極を構成する導体パターン122の中央部Ａ１の長さは、導体パターン122の長さの１／３以下に設定されていることが好ましい。例えば、電気長が１／２波長の不平衡側共振電極を構成する導体パターン122の場合、その中央部Ａ１の長さは電気長において１／６波長以下の長さに設定されていることが好ましい。

次に、本発明の第２実施形態を説明する。

図１５乃至図１８は本発明の第２実施形態を示すもので、図１５は本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図、図１６は本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の層構造を示す断面図、図１７は本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の不平衡側共振電極の導体パターン形状を示す図、図１８は本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図である。これらの図において、前述した第１実施形態と同一構成部分は同一符号をもって表しその説明を省略する。なお、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bの外観構造は図１の斜視図に示した第１実施形態と同じである。

また、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bと第１実施形態のバランスフィルタ回路素子100との相違点は、第１実施形態における第３層目の誘電体層113と導体パターン122に代えて、第３層目の誘電体層118とその上面に形成された導体パターン128を備えたことである。

第３層目の誘電体層118の上面には、不平衡共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する帯状の導体パターン128が形成されている。この導体パターン128は、その中央部Ａ１を境にして左右対称に蛇行状の形状をなしている。また、導体パターン128の一端128aは不平衡端子Z_UBとなる外部端子電極101hに導電接続され、他端128bは外部端子電極101fに導電接続されている。導体パターン128の一端部128cは第１の信号伝送線路SL1の一端部SL1aに対応し、他端部128dは第１の信号伝送線路SL1の他端部SL1bに対応する。また、図１５，１７に示すように、導体パターン128の中央部Ａ４の幅Ｗ４は、中央部Ａ１以外の部分の幅Ｗ１よりも太く設定されている。

なお、段数構成共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する導体パターン125は、不平衡側共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン128及び平衡側共振電極（第３の信号伝送線をSL2）を構成する導体パターン126の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置されている。

上記のバランスフィルタ回路素子100Bの電気的特性を図１９乃至図２４に示す。図１９は差動モード減衰量の周波数特性を示す図、図２０は同相モード減衰量の周波数特性を示す図、図２１は不平衡側反射特性を示す図、図２２は平衡側反射特性を示す図、図２３は振幅バランスの周波数特性を示す図、図２４は位相バランスの周波数特性を示す図である。

これらの図において、図中の特性曲線Ｂ３は第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bのものであり、特性曲線Ｂ２は前述した比較例としての従来と同様に構成したバランスフィルタ回路素子200のものである。

図１９に示す差動モード減衰量の周波数特性においては、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bの周波数特性Ｂ３と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波の共振周波数は低周波側にシフトしている。但し、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

図２０に示す同相モード減衰量の周波数特性においては、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bの周波数特性Ｂ３と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波における共振点の周波数は低周波側にシフトしている。但し、上記と同様に同相モード減衰量周波数特性においても、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

図２１に示す不平衡側反射特性においては、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bの周波数特性Ｂ３と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波の共振周波数は低周波側にシフトしている。但し、上記と同様に不平衡側反射特性においても、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

図２２に示す平衡側反射特性においては、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bの周波数特性Ｂ３と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、それぞれの周波数特性はほぼ同じである。

図２３に示す振幅バランスの周波数特性においては、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bの周波数特性Ｂ３と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、それぞれの周波数特性はほぼ同じである。

図２４に示す位相バランスの周波数特性においては、第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bの周波数特性Ｂ３と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、それぞれの周波数特性はほぼ同じである。

前述したように第２実施形態のバランスフィルタ回路素子100Bは、不平衡側共振電極を構成する導体パターン128の中央部Ａ１の電極幅Ｗ４が中央部以外の電極幅Ｗ１よりも太く設定されることにより、基本波となる通過対象信号周波数ｆ１の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点の位置が低周波側にシフトされる。したがって、ＲＦ−ＩＣが発振する基本波ｆ１の２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。なお、不平衡側共振電極を構成する導体パターン128の中央部Ａ１の長さは、導体パターン128の長さの１／３以下に設定されていることが好ましい。例えば、電気長が１／２波長の不平衡側共振電極を構成する導体パターン128の場合、その中央部Ａ１の長さは電気長において１／６波長以下の長さに設定されていることが好ましい。

次に、本発明の第３実施形態を説明する。

図２５乃至図２７は本発明の第３実施形態を示すもので、図２５は本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図、図２６は本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の層構造を示す断面図、図２７は本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図である。これらの図において、前述した第１実施形態および比較例と同一構成部分は同一符号をもって表しその説明を省略する。なお、第３実施形態のバランスフィルタ回路素子300の外観構造は図１の斜視図に示した第１実施形態と同じである。

また、第３実施形態のバランスフィルタ回路素子300と前述した比較例のバランスフィルタ回路素子200との相違点は、図２５に示すように、比較例のバランスフィルタ回路素子200における第１の信号伝送線路SL1の中央をキャパシタンスＣ１を介して接地したことである。

第３実施形態のバランスフィルタ回路素子300においては、第１の信号伝送線路SL1を構成する帯状の導体パターン221は比較例と同様に一端から他端まで同じ幅Ｗ１に設定されている。また、第３実施形態では、図２７に示すように、比較例における第２層目の誘電体層112と第３層目の誘電体層211との間に新たな誘電体層311を設けた。この誘電体層311の上面には、不平衡共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン221の中央部Ａ１に対向するように所定面積の長方形の接地電極321が形成され、この接地電極321は接地外部端子電極となる外部端子電極101cに導電接続されている。これにより、導体パターン221の中央部Ａ１と接地電極321との間にキャパシタンスＣ１が形成される。

なお、段数構成共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する導体パターン125は、不平衡側共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン221及び平衡側共振電極（第３の信号伝送線をSL2）を構成する導体パターン126の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置されている。

上記のバランスフィルタ回路素子300の電気的特性を図２８及び図２９に示す。図２８は差動モード減衰量の周波数特性を示す図、図２９は同相モード減衰量の周波数特性を示す図である。

これらの図において、図中の特性曲線Ｂ４は第３実施形態のバランスフィルタ回路素子300のものであり、特性曲線Ｂ２は前述した比較例としての従来と同様に構成したバランスフィルタ回路素子200のものである。

図２８に示す差動モード減衰量の周波数特性においては、第３実施形態のバランスフィルタ回路素子300の周波数特性Ｂ４と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波の共振周波数は低周波側にシフトしている。但し、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

図２９に示す同相モード減衰量の周波数特性においては、第３実施形態のバランスフィルタ回路素子300の周波数特性Ｂ４と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波の共振周波数は低周波側にシフトしている。但し、上記と同様に同相モード減衰量周波数特性においても、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

前述したように第３実施形態のバランスフィルタ回路素子300は、不平衡側共振電極を構成する帯状導体パターン221の中央部Ａ１に対して静電容量結合する接地電極321を設けたので、基本波となる通過対象信号周波数ｆ１の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点が低周波側にシフトされる。したがって、ＲＦ−ＩＣが発振する前記２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。

次に、本発明の第４実施形態を説明する。

図３０及び図３１は本発明の第４実施形態を示すもので、図３０は本発明の第４実施形態におけるバランスフィルタ回路素子層構造を示す断面図、図３１は本発明の第４実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図である。これらの図において、前述した第１実施形態及び比較例並びに第３実施形態と同一構成部分は同一符号をもって表しその説明を省略する。なお、第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400の外観構造は図１の斜視図に示した第１実施形態と同じであり、第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400の等価回路は図２５に示した第３実施形態と同じである。

また、第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400と前述した比較例のバランスフィルタ回路素子200との相違点は、第３実施形態と同様に、比較例のバランスフィルタ回路素子200における第１の信号伝送線路SL1の中央をキャパシタンスＣ１を介して接地したことである。

第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400においては、第１の信号伝送線路SL1を構成する帯状の導体パターン221は比較例と同様に一端から他端まで同じ幅Ｗ１に設定されている。また、第４実施形態では、図３０及び図３１に示すように、比較例における第２層目の誘電体層112と第３層目の誘電体層211との間に新たな誘電体層411を設けた。この誘電体層411の上面には、不平衡共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン221の中央部Ａ１に対向するように所定面積の長方形の容量電極421が形成され、この容量電極421は誘電体層411に設けられたビア導体422によって導体パターン221の中央部Ａ１に導電接続されている。これにより容量電極421と接地導体パターン121との間にキャパシタンスＣ１が形成される。

なお、段数構成共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する導体パターン125は、不平衡側共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン221及び平衡側共振電極（第３の信号伝送線をSL2）を構成する導体パターン126の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置されている。

上記構成からなる第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400の電気的特性は前述した第３実施形態と同じである。すなわち、差動モード減衰量の周波数特性においては、第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400の周波数特性と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波における共振点の周波数は低周波側にシフトする。また、同相モード減衰量の周波数特性においては、第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400の周波数特性と比較例の周波数特性Ｂ２とを比べると、通過対象周波数ｆ１（基本波）における特性は殆ど変化が無いが、２倍波の共振周波数は低周波側にシフトしている。但し、本実施形態では基本波の２．４５ＧＨｚに対して２倍波は正確に２倍の周波数とならず低めの周波数になっているが、これはフィルタ回路素子を構成するパターン間の浮遊容量の影響で理論値通りにならないためである。

前述したように第４実施形態のバランスフィルタ回路素子400は、不平衡側共振電極を構成する帯状導体パターン221の中央部Ａ１に、接地導体パターン121との間で静電容量結合する容量電極421をビア導体422によって導電接続したので、基本波となる通過対象信号周波数ｆ１の共振点に影響を与えることなく、２倍波付近に生ずる共振点が低周波側にシフトされる。したがって、ＲＦ−ＩＣが発振する前記基本波の２倍波のスプリアス信号を十分にカットすることができ、通信品質を従来よりも向上させることができる。

なお、前述した第１乃至第４実施形態のバランスフィルタ回路素子の構成は本発明の一具体例であり、本発明がこれらのみに限定されることはない。例えば、段数構成共振電極を複数個設けたバランスフィルタ回路素子を構成することも可能であり、この場合も上記各実施形態と同様の効果を得ることができる。また、平衡側共振電極或いは段数構成共振電極を１／２波長共振電極でも構成することも可能である。

次に、本発明の第５の実施形態を説明する。

図３２は本発明の第５実施形態における回路基板を示す側面断面図である。図において、500は回路基板で、誘電体からなる基板の内部に本発明のバランスフィルタ回路素子が一体形成されているものである。このバランスフィルタ回路の等価回路は第１実施形態において示したものと同様である。

すなわち、回路基板500の上面近傍及び下面近傍には接地導体パターン121,127が形成されており、内部には不平衡共振電極（第１の信号伝送線路SL1）を構成する導体パターン122と、結合電極となる導体パターン123,124、段数構成共振電極（第２の信号伝送線路SL2）を構成する導体パターン125、平衡側共振電極（第３の信号伝送線路SL3）を構成する導体パターン126が形成されている。

上記のように回路基板500の内部に本発明のバランスフィルタ回路素子を構成した場合においても、このバランスフィルタ回路は上記第１実施形態と同様の効果を発揮する。

次に、本発明の第６実施形態を説明する。

第６実施形態では、本発明のバランスフィルタ回路素子が一体形成されている高周波無線回路モジュールを構成した。このバランスフィルタ回路の等価回路は第１実施形態において示したものと同様である。

図３３及び図３４は本発明の第６実施形態における高周波無線回路モジュールを示すもので、図３３は側面断面図、図３４は電気系回路を示すブロック図である。

図において、600は高周波無線回路モジュールで、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ）等のセラミック基板や樹脂基板等の配線回路基板からなるモジュール基板601上に、無線送受信機能部（無線機能部）を構成するＩＣ621や受動素子622等の電子部品が実装されている。さらに、モジュール基板601の上面はシールド部材602によって覆われている。また、モジュール基板601の内部には本発明のバラン回路631を形成する導体パターン611が設けられている。これらによって構成される回路は、モジュール基板601の底面に形成されている複数の外部電極641を介して外部回路に接続できるようになっている。

高周波無線回路モジュール600の電気系回路は、図に示すように、ＩＣ621と、バランスフィルタ回路631によって構成されている。バランスフィルタ回路631の入力側は外部電極641を介して外部のアンテナ651に接続される。バランスフィルタ回路631の出力側はモジュール基板601の内部において無線送受信機能部（無線機能部）を構成するＩＣ621に接続されている。

本実施形態の高周波無線回路モジュール600においても、前述したと同様に、本発明のバランスフィルタ回路631を非常に小型な構造に形成することができるので、バランスフィルタ回路631を内蔵した高周波無線回路モジュール600の形状を小型にすることができる。

尚、前記実施形態は、本発明の一具体例であって、本発明がこれらの実施形態の構成のみに限定されることはない。

本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の外観構造を示す斜視図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の層構造を示す断面図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の不平衡側共振電極の導体パターン形状を示す図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の差動モード減衰量の周波数特性を示す図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の同相モード減衰量の周波数特性を示す図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の不平衡側反射特性を示す図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の平衡側反射特性を示す図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の振幅バランスの周波数特性を示す図 本発明の第１実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の位相バランスの周波数特性を示す図 比較例のバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図 比較例のバランスフィルタ回路素子の不平衡側共振電極の導体パターン形状を示す図 比較例のバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の層構造を示す断面図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の不平衡側共振電極の導体パターン形状を示す図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の差動モード減衰量の周波数特性を示す図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の同相モード減衰量の周波数特性を示す図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の不平衡側反射特性を示す図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の平衡側反射特性を示す図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の振幅バランスの周波数特性を示す図 本発明の第２実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の位相バランスの周波数特性を示す図 本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の特徴を示す等価回路図 本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の層構造を示す断面図 本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図 本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の差動モード減衰量の周波数特性を示す図 本発明の第３実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の同相モード減衰量の周波数特性を示す図 本発明の第４実施形態におけるバランスフィルタ回路素子層構造を示す断面図 本発明の第４実施形態におけるバランスフィルタ回路素子の導体パターン層を示す分解斜視図 本発明の第５実施形態における回路基板を示す側面断面図 本発明の第６実施形態における高周波無線回路モジュールを示す側面断面図 本発明の第６実施形態における高周波無線回路モジュールの電気系回路を示すブロック図

符号の説明

SL1(SL1a,SL1b)…第１の伝送線路（不平衡側共振電極）、SL2(SL2a,SL2b)…第２の信号伝送線路（段数構成共振電極）、SL3(SL3a,SL3b)…第３の信号伝送線路（平衡側共振電極）、Ｚ１ａ，Ｚ１ｂ…結合インピーダンス、ＺＵＢ…不平衡側端子、ＺＢＬａ，ＺＢＬｂ…平衡側端子、100,100B…バランスフィルタ回路素子、101a〜101h…外部端子電極、110…素子本体、111〜118…誘電体層、121…接地導体パターン、122…導体パターン（不平衡側共振電極）、123,124…導体パターン（結合電極）、125…導体パターン（段数構成共振電極）、126…導体パターン（平衡側共振電極）、127…接地導体パターン、128…導体パターン（不平衡側共振電極）、211…誘電体層、221…導体パターン（不平衡側共振電極）、300…バランスフィルタ回路素子、311…誘電体層、321…導体パターン（接地電極）、400…バランスフィルタ回路素子、411…誘電体層、421…導体パターン（容量電極）、422…ビア導体、500…回路基板、600…高周波無線回路モジュール、601…モジュール基板、602…シールド部材、611…導体パターン、621…ＩＣ、631…バランスフィルタ回路、641…外部電極、651…アンテナ。

Claims (11)

1. 不平衡側共振電極と、平衡側共振電極と、前記不平衡側共振電極及び前記平衡側共振電極の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置された段数構成共振電極とを備えているバランスフィルタにおいて、
   前記不平衡側共振電極の中央部の電極幅が該中央部以外の電極幅とは異なる幅に設定されている
   ことを特徴とするバランスフィルタ回路素子。
2. 前記前記不平衡側共振電極の中央部の電極幅が該中央部以外の電極幅よりも細く設定されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のバランスフィルタ回路素子。
3. 前記前記不平衡側共振電極の中央部の電極幅が該中央部以外の電極幅よりも太く設定されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のバランスフィルタ回路素子。
4. 前記不平衡側共振電極が１／２波長共振器によって構成され、前記平衡側共振電極及び前記段数構成共振電極が１／２波長共振器或いは１／４波長共振器の何れかで構成されている
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のバランスフィルタ回路素子。
5. 前記中央部の長さが１／６波長以下の長さに設定されていることを特徴とする請求項４に記載のバランスフィルタ回路素子。
6. 不平衡側共振電極と、平衡側共振電極と、前記不平衡側共振電極及び前記平衡側共振電極の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置された段数構成共振電極とを備えているバランスフィルタにおいて、
   前記不平衡側共振電極の中央部に対して静電容量結合する接地電極を設けた
   ことを特徴とするバランスフィルタ回路素子。
7. 前記不平衡側共振電極が１／２波長共振器によって構成され、前記平衡側共振電極及び前記段数構成共振電極が１／２波長共振器或いは１／４波長共振器の何れかで構成されている
   ことを特徴とする請求項６に記載のバランスフィルタ回路素子。
8. 不平衡側共振電極と、平衡側共振電極と、前記不平衡側共振電極及び前記平衡側共振電極の少なくとも何れか一方に対してコムライン配置或いはインターデジタル配置の何れかによって配置された段数構成共振電極とを備えているバランスフィルタにおいて、
   前記不平衡側共振電極の中央部に導電接続され且つ接地電極との間で静電容量結合する容量電極を設けた
   ことを特徴とするバランスフィルタ回路素子。
9. 前記不平衡側共振電極が１／２波長共振器によって構成され、前記平衡側共振電極及び前記段数構成共振電極が１／２波長共振器或いは１／４波長共振器の何れかで構成されている
   ことを特徴とする請求項８に記載のバランスフィルタ回路素子。
10. 前記請求項１乃至請求項９の何れかに記載のバランスフィルタ回路素子が一体形成されていることを特徴とする回路基板。
11. 前記請求項１乃至請求項９の何れかに記載のバランスフィルタ回路素子が一体形成されていることを特徴とする回路モジュール。

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