JP2009290844A - 増幅器、オフセット調整回路 - Google Patents

Abstract

【課題】出力信号のコモンモード電圧を外部からの基準電圧に応じて調整可能な増幅器において、コモンモード電圧の調整能力を向上させる。
【解決手段】入力信号を増幅した出力信号および出力信号のコモンモード電圧Ｖ_ＣＭを出力する信号増幅部２００と、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭと参照電位Ｖ_ｒｅｆとの差に応じた信号を調整信号Ｓ_ＲＥＧとして出力するコモンモードフィードバック部３００と、を備える。コモンモードフィードバック部３００からの調整信号Ｓ_ＲＥＧが、信号増幅部２００の電流源４００およびコモンモードフィードバック部３００の電流源５００にフィードバックされている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、増幅器およびオフセット調整回路に関する。

全差動増幅器が知られている。図７に全差動増幅器の外観図を示す。
この図に示されるように、全差動増幅器１０は、二つの入力端子１１、１２と、二つの出力端子１３、１４と、基準電圧入力端子１５と、を有する。
入力端子１１、１２から入力された入力信号は、それぞれ増幅されて出力端子１３、１４から出力される。
ここで、基準電圧入力端子１５から基準電圧Ｖ_ｒｅｆが入力される。すると、出力端子１３、１４からの出力信号Ｖ_ＯＰ、Ｖ_ＯＮは、基準電圧Ｖ_refを間にして大きさが等しく符号が反対である差動モード成分となる。すなわち、基準電圧Ｖ_refを調整することによって、入力信号の同相レベルに関係なく出力信号Ｖ_ＯＰ、Ｖ_ＯＮの同相レベルをシフトさせることができる。たとえば、出力信号Ｖ_ＯＰ、Ｖ_ＯＮのダイナミックレンジを、全差動増幅器１０の後段に続く回路に最適なレンジに調整することができる。

図８に、従来の全差動増幅器１０の内部構成を示す。
全差動増幅器１０は、信号増幅部２０と、コモンモードフィードバック部３０と、第１電流源４０と、第２電流源５０と、を備える。
信号増幅部２０は、第１電流源４０から電源電流の供給をうけ、入力端子１１、１２から入力される入力信号をそれぞれ増幅して出力端子１３、１４から出力する。また、信号増幅部２０は、Ｖ_ｏｐとＶ_ｏｎとのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭを出力する。
コモンモードフィードバック部３０は、第２電流源５０から動作電流の供給を受ける。そして、コモンモードフィードバック部３０は、基準電圧Ｖ_ｒｅｆとコモンモード電圧Ｖ_ＣＭとを対比して、対比結果をＶ_ＲＥＧとして信号増幅部２０の電流源である第１電流源４０にフィードバックする。
これにより、コモンモードフィードバック部３０によってコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_refに一致するように制御される。
例えば、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆよりも小さい場合には信号増幅部２０により大きな電流が流れるように第１電流源４０に信号Ｖ_ＲＥＧをフィードバックする。
また、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆよりも大きい場合には信号増幅部２０により小さな電流が流れるように第１電流源４０に信号Ｖ_ＲＥＧをフィードバックする。
このような構成により、出力電圧信号Ｖ_ＯＰ、Ｖ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致し、基準電圧Ｖ_ｒｅｆを中心とした差動モードの出力が得られる。
このようにコモンモードフィードバック部３０の出力を信号増幅部２０の電流源（第１電流源４０）にフィードバックさせる構成については例えば特許文献１に開示されている。

特開２００７−１３４９４０号公報

しかしながら、従来の構成では、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭを基準電圧Ｖ_ｒｅｆに追従させる能力が不十分であった。この場合、望ましいレンジで信号が得られないため、後段の回路にうまくリレーできないという問題が生じる。
さらには、たとえば、電源能力が変動する場合がある。
具体例として、第１電流源４０を構成するトランジスタの能力が環境温度変化等によって変化する場合がある。すると、第１電流源４０から信号増幅部２０に供給される電流が変化し、信号増幅部２０における信号の増幅率等が変化してしまうため、出力信号のコモンモード電圧Ｖ_ＣＭも異なってくる。
このような場合、もちろんコモンモードフィードバック部３０からの調整信号Ｖ_ＲＥＧが第１電流源４０にフィードバックされることによってトランジスタの変化を補うことはある程度はできる。
しかしながら、第１電流源４０を構成するトランジスタの能力自体が変化している場合、第１電流源４０のトランジスタにフィードバック信号を帰還させてもこのトランジスタによる調整能力も変化してしまっているため効果は限定的にしか得られない。
この問題を解決するためにはトランジスタの能力を大きくすることが考えられるが、トランジスタの能力を上げるにはトランジスタを大きくしなければならず、それだけスペースを要するという問題がある。

本発明の増幅器は、入力信号を増幅して出力信号を出力するとともに、出力信号の中心電圧を外部から独立に入力される参照電圧Ｖrefに応じて調整する増幅器であって、前記入力信号を増幅した出力信号および前記出力信号の中心電圧を出力する増幅部と、前記中心電圧と前記参照電位との差に応じた信号を調整信号として出力するオフセット調整部と、を備え、前記オフセット調整部からの前記調整信号が、前記増幅部の電流源および前記オフセット調整部の電流源にフィードバックされていることを特徴とする。

本発明の構成において、オフセット調整部からの調整信号を増幅部の電流源のみならず、このオフセット調整部の電流源にもフィードバックさせる構成としているため、オフセット調整部への供給電流も調整信号で調整される。すると、オフセット調整部の動作電流も増幅部出力の中心電圧に対応して変化し、調整信号が前記中心電圧の変化に対応して大きく変化する。
このように調整信号が中心電圧の変化に対して大きく反応するため、調整信号による調整能力が高くなる。たとえば、電源能力が変化した場合でもそれを十分に補えるぐらいの調整力を調整信号の変化によって得ることができる。
また、調整信号によって高い調整力を発揮することができるので、この回路を構成するトランジスタ素子の能力を必要以上に高くする必要はない。その結果、回路の安定性を保ちつつ小型化を実現できる。
また、調整信号を増幅部の電流源に帰還させるだけでなく、調整信号をオフセット調整部の電流源に帰還させることで調整信号自体を前記中心電圧の変化に対応して大きく素早く反応させることができる。したがって、過渡状態から定常状態に復帰するのが非常に早くなる。たとえば、入力信号にノイズが乗った場合でも素早く復帰でき、安定した回路とすることができる。

本発明の実施の形態を図示するとともに図中の各要素に付した符号を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る増幅器としての全差動増幅器の概略構成を示す図である。

全差動増幅器１００は、入力される二つの入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂに対してこれら入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂを増幅した差動モード成分の二つの出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮを出力する信号増幅部（増幅部）２００と、信号増幅部２００からの出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭ（中心電圧）を外部から設定される基準電圧Ｖ_ｒｅｆに調整するコモンモードフィードバック部（オフセット調整部）３００と、信号増幅部２００に動作電流を供給する第１電流源４００と、コモンモードフィードバック部３００に動作電流を供給する第２電流源５００と、を備える。

信号増幅部２００は、二つの入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂが入力される入力端子２１１、２１２と、二つの出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮを出力する出力端子２２１、２２２を有する。
また、信号増幅部２００は、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭを出力するコモンモード電圧出力端子２３０を有する。
信号増幅部２００は第１電流源４００から動作電流の供給を受けるところ、第１電流源４００は高電位側の電源電位Ｖ_ＳＳに接続され、信号増幅部２００は低電位側の電源電位ＧＮＤに接続されている。

コモンモードフィードバック部３００は、信号増幅部２００のコモンモード電圧出力端子２３０からのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが入力されるコモンモード電圧入力端子３１０と、前記基準電圧Ｖ_ｒｅｆが入力される基準電圧入力端子３２０と、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭのレベルをフィードバック制御するための調整信号Ｓ_ＲＥＧを出力する調整信号出力端子３３０と、を備える。
コモンモードフィードバック部３００は第２電流源５００から動作電流の供給を受けるところ、第２電流源５００は高電位側の電源電位Ｖ_ＳＳに接続され、コモンモードフィードバック部３００は低電位側の電源電位ＧＮＤに接続されている。

そして、コモンモードフィードバック部３００の調整信号出力端子３３０から出力される調整信号Ｓ_ＲＥＧは、第１電流源４００および第２電流源５００に帰還入力されている。

図２を参照して、全差動増幅器１００の構成をより詳細に説明する。
図２は、全差動増幅器１００の詳細な回路構成図である。

第１電流源４００は、二つのｐチャンネルＭＯＳトランジスタ（ｐＭＯＳトランジスタ）Ｐ_１、Ｐ_２を有する。
一方のｐＭＯＳトランジスタＰ_１は、ゲートにバイアスが印加されているとともにソースが電源電位Ｖ_ＳＳに接続されている。
また、他方のｐＭＯＳトランジスタＰ_２は、ゲートにコモンモードフィードバック部３００からの調整信号Ｓ_ＲＥＧが印加されているとともにソースが電源電位Ｖ_ＳＳに接続されている。

信号増幅部２００は、二つの入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂがそれぞれゲートに入力され、これら入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂをそれぞれ増幅する差動対２４０と、この差動対２４０からの信号を出力する信号出力部２５０と、を備える。

差動対２４０は、二つのｐＭＯＳトランジスタＰ_３、Ｐ_４にて構成されている。
ｐＭＯＳトランジスタＰ_３、Ｐ_４のそれぞれのゲートは入力端子を有し、この入力端子２１１、２１２を介して入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂが各ゲートに入力される。
ｐＭＯＳトランジスタＰ_３、Ｐ_４の互いのソースはつながっているとともに、ｐＭＯＳトランジスタＰ_３のソースとｐＭＯＳトランジスタＰ_４のソースとの間は第１電流源４００に接続されている。
すなわち、ｐＭＯＳトランジスタＰ_３のソースとｐＭＯＳトランジスタＰ_４のソースとの間は第１電流源４００のｐＭＯＳトランジスタＰ_１およびｐＭＯＳトランジスタＰ_２のドレインに接続され、これにより差動対２４０に動作電流が供給される。
また、ｐＭＯＳトランジスタＰ_３のドレインは抵抗Ｒ_１を介して電源電位ＧＮＤにつながり、ｐＭＯＳトランジスタＰ_４のドレインは抵抗Ｒ_２を介して電源電位ＧＮＤにつながっている。
抵抗Ｒ_１と抵抗Ｒ_２とは同じ値の抵抗である。

信号出力部２５０は、一方の入力信号Ｓ_Ａを増幅した出力信号Ｓ_ＯＰを出力する第１出力端子２２１と、他方の入力信号Ｓ_Ｂを増幅した出力信号Ｓ_ＯＮを出力する第２出力端子２２２と、出力信号Ｓ_ＯＰと出力信号Ｓ_ＯＮとのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭを出力するコモンモード電圧出力端子２３０を有する。
第１出力端子２２１は、差動対２４０を構成する一方のｐＭＯＳトランジスタＰ_３のドレインから引き出されている。
第２出力端子２２２は、差動対２４０を構成する他方のｐＭＯＳトランジスタＰ_４のドレインから引き出されている。
また、第１出力端子２２１と第２出力端子２２２との間には抵抗Ｒ_３と抵抗Ｒ_４とが直列に設けられている。
そして、この抵抗Ｒ_３と抵抗Ｒ_４との間からコモンモード電圧出力端子２３０が引き出されている。
抵抗Ｒ_３と抵抗Ｒ_４とは、高抵抗値を有する同じ値の抵抗である。

第２電流源５００は、二つのｐＭＯＳトランジスタＰ_５、Ｐ_６を有する。
一方のｐＭＯＳトランジスタＰ_５は、ゲートにバイアスが印加されているとともにソースが電源電位Ｖ_ＳＳに接続されている。
他方のｐＭＯＳトランジスタＰ_６は、ゲートにコモンモードフィードバック部３００からの調整信号Ｓ_ＲＥＧが印加されているとともにソースが電源電位Ｖ_ＳＳに接続されている。

コモンモードフィードバック部３００は、信号増幅部２００からのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭと外部からの基準電圧Ｖ_ｒｅｆとがそれぞれのゲートに入力され、これらの信号の差分を増幅した差分信号Ｓｃを生成する差動対３４０と、この差動対３４０からの差分信号Ｓｃを調整信号Ｓ_ＲＥＧとして出力する調整信号出力部３５０と、を備える。

差動対３４０は、二つのｐＭＯＳトランジスタＰ_７、Ｐ_８にて構成されている。
ｐＭＯＳトランジスタＰ_７のゲートには信号増幅部２００からのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが印加される。
ｐＭＯＳトランジスタＰ_８のゲートには基準電圧Ｖ_ｒｅｆが印加される。
ｐＭＯＳトランジスタＰ_７、Ｐ_８の互いのソースはつながっているとともに、ｐＭＯＳトランジスタＰ_７のソースとｐＭＯＳトランジスタＰ_８のソースとの間は第２電流源５００に接続されている。すなわち、ｐＭＯＳトランジスタＰ_７のソースとｐＭＯＳトランジスタＰ_８のソースとの間は第２電流源５００のｐＭＯＳトランジスタＰ_５およびｐＭＯＳトランジスタＰ_６のドレインに接続され、これにより差動対３４０に動作電流が供給される。
また、ｐＭＯＳトランジスタＰ_７のドレインと電源電位ＧＮＤとの間にはｎチャンネルＭＯＳトランジスタ（ｎＭＯＳトランジスタ）Ｎ_１が設けられている。そして、ｎＭＯＳトランジスタＮ_１のドレインおよびゲートはｐＭＯＳトランジスタＰ_７のドレインにつながり、ｎＭＯＳトランジスタＮ_１のソースは電源電位ＧＮＤにつながっている。
一方、ｐＭＯＳトランジスタＰ_８のドレインと電源電位ＧＮＤとの間にはｎＭＯＳトランジスタＮ_２が設けられている。
そして、ｎＭＯＳトランジスタＮ_２のドレインおよびゲートはｐＭＯＳトランジスタＰ_８のドレインにつながり、ｎＭＯＳトランジスタＮ_２のソースは電源電位ＧＮＤにつながっている。

調整信号出力部３５０は、差動対３４０からの差分信号Ｓｃを増幅するｎＭＯＳトランジスタＮ_３と、調整信号出力部３５０の電流源を構成するｐＭＯＳトランジスタＰ_９と、を備えている。
ｎＭＯＳトランジスタＮ_３のゲートには差動対３５０のｐＭＯＳトランジスタＰ_７のソースから引き出された差分信号Ｓｃが印加されている。
なお、ｐＭＯＳトランジスタＰ_７のソースに対してｎＭＯＳトランジスタＮ_１のドレインとゲートおよびｎＭＯＳトランジスタＮ_３のゲートがつながっているところ、ｎＭＯＳトランジスタＮ_１とｎＭＯＳトランジスタＮ_３とはカレントミラー回路を構成している。
ｎＭＯＳトランジスタＮ_３のソースは電源電位ＧＮＤに接続され、ｎＭＯＳトランジスタＮ_３のドレインはｐＭＯＳトランジスタＰ_９のドレインおよびゲートに接続されている。
そして、ｐＭＯＳトランジスタＰ_９のソースは、電源電位Ｖ_ＳＳに接続されている。
ｎＭＯＳトランジスタＮ_３のドレインが、ｐＭＯＳトランジスタＰ_９のドレインおよびゲートに入力されているところ、このｐＭＯＳトランジスタＰ_９のドレインとゲートとの間をつなぐ信号線から調整信号Ｓ_ＲＥＧを分岐している。

そして、前述のように、この調整信号Ｓ_ＲＥＧは、第１電流源４００および第２電流源５００に帰還入力されており、第１電流源４００のｐＭＯＳトランジスタＰ_２のゲートと第２電流源のｐＭＯＳトランジスタＰ_６のゲートに入力されている。
これにより、調整信号出力部３５０のｐＭＯＳトランジスタＰ_９と第１電流源４００のｐＭＯＳトランジスタＰ_２とはカレントミラー回路を構成し、また同様に、調整信号出力部３５０のｐＭＯＳトランジスタＰ_９と第２電流源５００のｐＭＯＳトランジスタＰ_６とはカレントミラー回路を構成している。

なお、各トランジスタの性能値および各抵抗の抵抗値としては、定常状態において外部から入力される基準電圧Ｖ_ｒｅｆとコモンモード電圧Ｖ_ＣＭとが一致するように設計されている。
第１電流源が信号増幅部に与える電流をＩａとし、抵抗Ｒ_１の抵抗値をＲ_１、抵抗Ｒ_２の抵抗値をＲ_２とした場合、ｔｙｐｉｃａｌ条件下において、
Ｖ_ｒｅｆ＝Ｖ_ＣＭ＝Ｒ_１×Ｉａ／２＝Ｒ_２×Ｉａ／２
となるように設計してある。

このような構成を備える全差動増幅器１００の動作について説明する。
まず、通常の動作において、入力端子２１１、２１２から入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂが入力される。
すると、差動対２４０を構成するｐＭＯＳトランジスタＰ_３とｐＭＯＳトランジスタＰ_４とにてそれぞれ増幅される。
増幅された信号は出力端子２２１、２２２から出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮとして出力される。
このとき、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧（Ｖ_ＣＭ＝（Ｖ_ＳＯＰ＋Ｖ_ＳＯＮ）／２）が外部から入力される基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致する。

さらなる詳細な動作について説明する。
環境や素子特性が変化した場合に過渡的な動作を経て定常状態に至る過程を説明する。
第１電流源４００からの供給電流が減少する場合について説明する。
プロセスのばらつき、温度変化、電源電圧の変化等により第１電流源４００を構成するｐＭＯＳトランジスタ（ｐＭＯＳトランジスタＰ_１およびｐＭＯＳトランジスタＰ_２の少なくともいずれか一方）の能力（増幅率）が低下したとする。
この場合、第１電流源４００から信号増幅部２００に供給される電流Ｉａが小さくなる。
すると、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮとしては、増幅率や信号波形は正しくても、電圧値が下がってしまう。
すなわち、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが下がり、基準電圧Ｖ_ｒｅｆからずれてしまうこととなる。

このとき、コモンモードフィードバック部３００において、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとが差動対３４０を構成するｐＭＯＳトランジスタＰ_７とｐＭＯＳトランジスタＰ_８とにそれぞれ入力されるところ、基準電圧Ｖ_ｒｅｆに対してコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが下がると、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭがゲートに印加されるｐＭＯＳトランジスタＰ_７が流す電流が増える。すると、ｎＭＯＳトランジスタＮ_１およびｎＭＯＳトランジスタＮ_３に流れる電流が増える。ｎＭＯＳトランジスタＮ_３に流れる電流が増えるので、調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が下がる。この調整信号Ｓ_ＲＥＧは第１電流源４００のｐＭＯＳトランジスタＰ_２のゲートに印加される。すると、第１電流源４００が信号増幅部２００の差動対２４０に供給する電流が増加して、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが高くなり、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに近づく。

ここで、調整信号Ｓ_ＲＥＧは、第１電流源４００に帰還されるとともに第２電流源５００にも帰還されている。すなわち、調整信号Ｓ_ＲＥＧは、第２電流源５００のｐＭＯＳトランジスタＰ_６のゲートに印加されている。
調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が下がると、ｐＭＯＳトランジスタＰ_６が流す電流が増えることから、第２電流源５００からコモンモードフィードバック部３００に供給される電流が増える。すると、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに対して小さい場合に差動対３４０のｐＭＯＳトランジスタＰ_７を流れる電流が増す。
このようにｐＭＯＳトランジスタＰ_７を流れる電流が増えると、その分だけ前述と同様の動作によって調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が下がる。
このように調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が下がると、第１電流源４００が供給する電流が増えるので、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭの電圧は上がり、基準電圧Ｖ_ｒｅｆにより近づく。

コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆよりも小さい場合には上記の動作が継続し、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致したところで定常動作になりコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致した状態が維持される。

次に、第１電流源４００から供給される電流が増加する場合について説明する。
プロセスのばらつき、温度変化、電源電圧の変化等により第１電流源４００を構成するｐＭＯＳトランジスタ（ｐＭＯＳトランジスタＰ_１およびｐＭＯＳトランジスタＰ_２の少なくともいずれか一方）の能力（増幅率）が向上したとする。
この場合、第１電流源４００から信号増幅部２００に供給される電流Ｉａが大きくなる。すると、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮとしては、電圧値が上がってしまい、基準電圧Ｖ_ｒｅｆからずれる。

コモンモードフィードバック部３００において、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとがｐＭＯＳトランジスタＰ_７とｐＭＯＳトランジスタＰ_８とにそれぞれ入力されるところ、基準電圧Ｖ_ｒｅｆに対してコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが高いと、ｐＭＯＳトランジスタＰ_７が流す電流が減少する。
すると、ｎＭＯＳトランジスタＮ_１およびｎＭＯＳトランジスタＮ_３に流れる電流が減少する。
ｎＭＯＳトランジスタＮ_３に流れる電流が減少すると、調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が上がる。
調整信号Ｓ_ＲＥＧは第１電流源４００のｐＭＯＳトランジスタＰ_２のゲートに印加される。すると、第１電流源４００が信号増幅部２００の差動対２４０に供給する電流が減少し、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが下がり、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに近づく。

さらに、調整信号Ｓ_ＲＥＧは、第２電流源５００のｐＭＯＳトランジスタＰ_６のゲートに印加される。
調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が上がると、ｐＭＯＳトランジスタＰ_６が流す電流が減少し、第２電流源５００からコモンモードフィードバック部３００に供給される電流が減少する。すると、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに対して大きい場合に差動対３４０のｐＭＯＳトランジスタＰ_７を流れる電流が減少する。
このようにｐＭＯＳトランジスタＰ_７を流れる電流が減少すると、その分だけ前述と同様の動作によって調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が上がる。
このように調整信号Ｓ_ＲＥＧの電圧が上がると、第１電流源４００が供給する電流が減少するので、出力信号Ｓ_ＯＰ、Ｓ_ＯＮのコモンモード電圧Ｖ_ＣＭの電圧は下がり、基準電圧Ｖ_ｒｅｆにより近づく。

コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆよりも大きい場合には上記の動作が継続し、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致したところで定常動作になりコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが基準電圧Ｖ_ｒｅｆに一致した状態が維持される。

ここで、図３は、電源電位Ｖ_ＳＳが変化した場合におけるコモンモード電圧Ｖ_ＣＭの変化の様子を示す図である。
図３において横軸は電源電位Ｖ_ＳＳを表し、縦軸はコモンモード電圧Ｖ_ＣＭを表す。
基準電圧Ｖ_ｒｅｆが一定で電源電圧Ｖ_ＳＳが変化した場合において、コモンモード電圧の変化の様子を示す。
図３中、Ｌ_１は従来の全差動増幅器におけるコモンモード電圧の変化であり、Ｌ_２は本実施形態の全差動増幅器におけるコモンモード電圧Ｖ_ＣＭの変化の様子を示す。
図３に示されるように、電源電圧Ｖ_ＳＳが大きく変化すると、従来の構成でも本実施形態の構成でもコモンモード電圧Ｖ_ＣＭは基準電圧Ｖ_ｒｅｆからずれていくところ、本実施形態の構成の方が従来構成にくらべて追従性が高く、コモンモード電圧Ｖ_ＣＭと基準電圧Ｖ_ｒｅｆとのギャップが従来構成に比べて小さくなる。
このように、本実施形態の構成によれば、電源が変動した場合でも、従来にくらべて広い範囲で精度よくコモンモード電圧Ｖ_ＣＭを基準電圧Ｖ_ｒｅｆに追従させることができる。
その結果、たとえば、電源回路や第１電流源を構成する要素（トランジスタ等）を必要以上に大きくする必要がなく、大きさや製造コストの点でも利点がある。

次に、図４、図５は、ノイズが入った場合のコモンモード電圧Ｖ_ＣＭの変化の様子を説明する図である。
図４は、入力端子２１１、２１２に入力される入力信号Ｓ_Ａ、Ｓ_Ｂを示す。
入力端子２１１、２１２にそれぞれ０．４５Ｖ、０．４０Ｖが入力されている状態からｔ＝１０ｎｓに同相であるノイズが加わっている。
なお、同相ノイズは減衰してｔ＝２５ｎｓにはなくなっている。
図５は、コモンモード電圧の変化を示す図である。
図５中、Ｌ_３は従来構成の全差動増幅器によるコモンモード電圧であり、Ｌ_４は本実施形態の全差動増幅器によるコモンモード電圧である。
図５のように、入力信号にノイズが加わると、従来構成と同様に本実施形態の構成でもコモンモード電圧Ｖ_ＣＭは基準電圧Ｖ_ｒｅｆから離れる。
しかし、本実施形態の構成によれば、再びコモンモード電圧が基準電圧Ｖ_ｒｅｆに収束するスピードが速い。
従来の構成ではｔ＝３０ｎｓになってコモンモード電圧が基準電圧に落ち着くのに対し、本実施形態の構成によればｔ＝２５ｎｓにはコモンモード電圧は基準電圧に落ち着いている。
また、従来構成ではオーバーシュートも大きいが、本実施形態の構成によれば収束が速く、オーバーシュートも小さい。

このような構成を備える本実施形態によれば、次の効果を奏することができる。
（１）コモンモードフィードバック部３００からの調整信号Ｓ_ＲＥＧを第１電流源のみならず第２電流源にも帰還させる構成としているため、第２電流源からコモンモードフィードバック部３００への供給電流も調整信号Ｓ_ＲＥＧで調整される。
すると、コモンモードフィードバック部３００の動作電流もコモンモード電圧に対応して変化することとなるため調整信号Ｓ_ＲＥＧがコモンモード電圧Ｖ_ＣＭの変化に対応して大きく変化する。
したがって、調整信号Ｓ_ＲＥＧによる調整能力が高くなる。
たとえば、電源能力が変化した場合でもそれを十分に補えるぐらいの調整力を調整信号Ｓ_ＲＥＧの変化によって得ることができる。
したがって、図３にて説明したように従来構成に比べて電源部の幅広い変化に対しても高い調整力を発揮することができる。

（２）また、調整信号Ｓ_ＲＥＧによって高い調整力を発揮することができるので、この回路を構成するトランジスタ素子の能力を必要以上に高くする必要はない。
その結果、回路の安定性を保ちつつ小型化を実現できる。

（３）調整信号Ｓ_ＲＥＧを第１電流源に帰還させるだけでなく、調整信号Ｓ_ＲＥＧを第２電流源に帰還させることで調整信号自体をＶ_ＣＭの変化に対応して大きく素早く反応させることができるため、過渡状態から定常状態に復帰するのが非常に早くなる。たとえば、入力信号にノイズが乗った場合でも素早く復帰でき、安定した回路とすることができる。

（変形例１）
次に、本発明の変形例１について説明する。
全差動増幅器の次段に所定のインバーター回路が設けられる場合、図６に示されるように、基準電圧入力端子にはセルフバイアスされたインバーター回路を接続することが好ましい。
これにより、基準電圧がインバーターの反転しきい値電圧と同じになる。
図６において、このように基準電圧としてセルフバイアスされたインバーターを接続することにより、プロセス、温度、電源電圧の変化によって変わるインバーターの反転しきい値に合うようにコモンモード電圧Ｖ_ＣＭが調整される。
その結果、次段の回路（インバーター回路）の動作が安定し、結果として、インバーターからの出力でみたジッタが低減される。

なお、本発明は上記実施形態に限定されず、種々変更を加えうることはもちろんである。
上記実施形態においては、増幅部は、二つの入力信号に対して差動増幅した二つの出力信号を出力する全差動増幅器である場合を説明したが、入力あるいは出力は二つずつでなくてもよい。例えば、二つの端子のうち一方が接地されるなどによってシングル入力あるいはシングル出力となっていても本発明を適用できる。
抵抗Ｒ_１や抵抗Ｒ_２、ｎＭＯＳトランジスタＮ_１やｎＭＯＳトランジスタＮ_２は別の素子、たとえば、抵抗やダイオードなどに適宜代替可能であることはもちろんである。
調整信号出力部３５０のｐＭＯＳトランジスタＰ_９と第１電流源４００のｐＭＯＳトランジスタＰ_２とはカレントミラー回路を構成し、調整信号出力部３５０のｐＭＯＳトランジスタＰ_９と第２電流源５００のｐＭＯＳトランジスタＰ_６とはカレントミラー回路を構成していることによって、第１電流源４００のｐＭＯＳトランジスタＰ_２および第２電流源５００のｐＭＯＳトランジスタＰ_６に印加する調整信号が安定するところ、さらに、ｐＭＯＳトランジスタＰ_９に対するｐＭＯＳトランジスタＰ_２やｐＭＯＳトランジスタＰ_６の増幅率を適宜変えて、ｐＭＯＳトランジスタＰ_９に流れる電流とｐＭＯＳトランジスタＰ_２やｐＭＯＳトランジスタＰ_６に流れる電流との比を変えるようにしてもよい。

第１実施形態に係る増幅器としての全差動増幅器の概略構成を示す図。 全差動増幅器の詳細な回路構成図。 電源電位Ｖ_ＳＳが変化した場合におけるコモンモード電圧Ｖ_ＣＭの変化の様子を示す図。 ノイズを含む入力信号を示す図。 図４のノイズが入力された場合におけるコモンモード電圧の変化を示す図。 本発明の変形例を示す図。 全差動増幅器の外観図。 従来の全差動増幅器の内部構成を示す図。

符号の説明

１０…全差動増幅器、１１…入力端子、１３…出力端子、１５…基準電圧入力端子、２０…信号増幅部、３０…コモンモードフィードバック部、４０…第１電流源、５０…第２電流源、１００…全差動増幅器、２００…信号増幅部、２１１、２１２…入力端子、２２１、２２２…出力端子、２３０…コモンモード電圧出力端子、２４０…差動対、２５０…信号出力部、３００…コモンモードフィードバック部、３１０…コモンモード電圧入力端子、３２０…基準電圧入力端子、３３０…調整信号出力端子、３４０…差動対、３５０…調整信号出力部、４００…第１電流源、５００…第２電流源。

Claims (4)

1. 入力信号を増幅して出力信号を出力するとともに、出力信号の中心電圧を外部から独立に入力される参照電圧に応じて調整する増幅器であって、
   前記入力信号を増幅した出力信号および前記出力信号の中心電圧を出力する増幅部と、
   前記中心電圧と前記参照電圧との差に応じた信号を調整信号として出力するオフセット調整部と、を備え、
   前記オフセット調整部からの前記調整信号が、前記増幅部の電流源および前記オフセット調整部の電流源にフィードバックされている
   ことを特徴とする増幅器。
2. 請求項１に記載の増幅器において、
   前記増幅部は、二つの入力信号をそれぞれ増幅して差動モード成分の二つの出力信号を出力するとともに前記二つの出力信号の中心電圧としてのコモンモード電圧を出力し、
   前記オフセット調整部は、前記コモンモード電圧と前記参照電圧との差に応じた調整信号を出力するコモンモードフィードバック部であり、
   前記コモンモードフィードバック部からの前記調整信号が、前記増幅部の電流源および前記コモンモードフィードバック部の電流源にフィードバックされている
   ことを特徴とする増幅器。
3. 請求項１または請求項２に記載の増幅器において、
   オフセット調整部は、前記増幅部からの前記中心電圧と外部からの参照電圧とがそれぞれのゲートに入力されこれらの信号の差分を増幅した差分信号を生成する差動対と、前記差動対からの前記差分信号を調整信号として出力する調整信号出力部と、を備え、
   前記調整信号出力部の元電流源を構成するトランジスタと前記増幅部の電流源を構成するトランジスタとはカレントミラーの関係にあり、
   前記調整信号出力部の元電流源構成するトランジスタと前記オフセット調整部の電流源を構成するトランジスタとはカレントミラーの関係にある
   ことを特徴とする増幅器。
4. 入力信号を増幅した出力信号を出力する増幅部から出力される前記出力信号の中心電圧を外部から独立に入力される参照電圧に応じて調整するオフセット調整回路であって、
   前記出力信号の前記中心電圧と前記参照電圧との差に応じた調整信号を前記増幅部の電流源にフィードバックするとともに当該オフセット調整回路の電流源にフィードバックする
   ことを特徴とするオフセット調整回路。
   

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