JP2017511061A - コモンレベルシフティングためのシステム及び方法 - Google Patents

Abstract

コモンモード電圧レベルシフティング回路は、第１のコモンモード電圧を有する差動信号を受けるように構成される入力ノードと、入力ノードと対応する対の出力ノードとの間に結合される一対の分路キャパシタと、出力ノードを含み、分路キャパシタを介して差動信号に結合される閾値電圧回路と、を含み、閾値電圧回路が出力ノードで差動信号のための第２のコモンモード電圧を提供するように構成され、第１のコモンモード電圧のレベルに従って制御される電流源と、電流源は第２のコモンモード電圧を達成するために出力ノードに結合される。【選択図】図２

Description

関連出願の相互参照

[0001]本出願は、２０１４年３月２７日に出願され、参照によって全体が本明細書に組み込まれる「コモンモードレベルシフティングためのシステム及び方法」と名付けられる米国仮特許出願番号第１４／２２８，０４９号の利益を主張する。

[0002]本出願は、電圧制御に関し、より詳しくはコモンモード電圧レベルシフティングに関する。

[0003]差動信号伝達において、低コモンモード電圧領域から高コモンモード電圧領域へ変換することは、従前通りである。例えば、受信機は相対的に高コモンモード電圧を必要とするＮＭＯＳトランジスタの差動対を使用することができる。しかし、送信機又はシステムの他のコンポーネントは、低コモンモード電圧を使用し得る。

[0004]例えば、幾つかの高速ワイヤラインアプリケーションにおいて、受信機入力信号は、０Ｖ又は数百ｍＶのような低コモンモード電圧レベルで終端される。更に高速信号（例えば６−１０Ｇｂ／ｓ）を処理するために、幾つかのアプリケーションがＰＭＯＳを使用するにもかかわらず、ＮＭＯＳ差動対が低寄生（lower parasitics）のためにＰＭＯＳに比べて一般に望ましい。変換バッファは、低コモンモード電圧高速信号を高コモンモード電圧レベルに変換するために用いられる。

[0005]高コモンモード領域に対してレベルシフティングを実行するために分路キャパシタを介して各差動入力信号を受けることは通常のことである。例えば、1つの作動入力信号はrxinp（受信機入力正極）として示されることができるが、一方、相補差動入力信号はrxinn（受信機入力負極）として示され得る。Rxinpが、分路キャパシタを介して受入されることになる。同様に、rxinnがまた、分路キャパシタを介して受入されることになる。その後受信信号が、所望の比較的高いコモンモード電圧を提供するために、例えば、分圧器を使用して増加されるように分路キャパシタは受けたコモンモード電圧をブロックする。しかし、この種の装置は、一般に比較的高い周波数の差動信号に対して動作するだけである。入力周波数が減少するにつれて、分路キャパシタは同様に受けたコモンモード電圧をブロックするだけでなく、信号の交流（ＡＣ）部分もブロックすることになる。故に、このような従来のレベルシフティング装置は、幾つかの広帯域アプリケーションに対しては適していない。

[0006]故に、低及び高周波数領域の両方で動作する（広帯域動作）改良されたコモンレベルシフタのための技術の必要性がある。

[0007]コモンモード電圧をレベルシフティングするための回路が提供される。一例では、回路が、出力ノードをわたる出力差動電圧が閾値電圧生成機器の閾値電圧に等しいコモンモード電圧を持つように分路キャパシタを介して一対の出力ノードにレベルシフティング差動入力信号を提供する。出力ノードが差動入力信号のコモンモード電圧に基づいてフィードフォワード形式で逆に制御される電流源によって駆動される。

[0008]一実施形態において、回路の動作は、それぞれ、差動入力電圧によって一対のＰＭＯＳトランジスタのゲートを駆動することを含み、その一方で、そのそれぞれのＰＭＯＳトランジスタのソースにキャパシタを介して各差動入力電圧を結合する。回路の動作は、また、差動入力電圧のためのコモンモード電圧に対して逆に各ＰＭＯＳトランジスタを介して駆動される電流を制御することを含む。

[0009]他の実施形態において、キャパシタを介してそのＮＭＯＳトランジスタのドレインに差動入力電圧の各成分を結合しているが、回路の動作が、差動入力電圧によって一対のＮＭＯＳトランジスタのソースを駆動することを含む。回路の動作は、また差動入力電圧のための共通モード電圧に対して逆に各ＮＭＯＳトランジスタを通過する電流を制御することを含む。

[0010]さまざまな実施形態は、従来の解決に勝る一つ以上の利点を提供する。例えば、フィードフォワード電流源は、アプリケーションが高又は低コモンモード電圧を有する信号を受けることを可能にして、コモンモード電圧の確実なレベルシフティングを提供する。また、差動信号のＡＣ成分−情報保持部分−は出力トランジスタのポートを駆動することによって、より低い周波数でも、出力ノードの電圧を変調する。このように、種々の実施形態は広帯域アプリケーションにおいて使用されることができる。これら及び他の効果は以下の詳細な説明によって十分に理解し得る。

[0011]図１は、開示の実施形態に従って電圧レベルシフティング回路を有する一例のシステムを説明している。 [0012]図２は、開示の実施形態に従ってコモンモード電圧レベルシフティング回路のための一例のアーキテクチャを説明している。 [0013]図３は、開示の実施形態に従ってコモンモード電圧レベルシフティング回路のための他の例のアーキテクチャを説明している。 [0014]図４は、開示の実施形態に従って図２及び３のシステムのための一例の使用方法のフローチャートを説明している。

[0015]種々の実施形態を検討する前に、幾つかの概念の説明は、以下の例を理解する際に助けとなり得る。差動信号伝達は２つの対の導線を介して情報を送信することを含む。ここで、1つの導線上の成分は他の導線上の成分に対して相補型である。このように、差動信号の２つの相補成分は、しばしばプラス及びマイナス信号と称される。従来の差動信号受信機は、２つの相補信号の差を検出する。

[0016]信号が接地と参照される場合のようなシングルエンド信号伝達とは対照的に差動信号は高速データのために有利でありえる。例えば、シングルエンド信号伝達では、伝送線に近接するトランジスタが状態を切替えるときのように伝送線がノイズを受ける。シングルエンド受信機は、このようにノイズによってごまかされ、ビットエラーを引き起こし得る。しかし、差動信号伝達では、ノイズはプラス信号及びマイナス信号に等しく（又は、少なくとも、等しくに近く）影響を及ぼし、従来の受信機はそれがプラス及びマイナス信号間の差を検出するときにノイズを除外する。

[0017]コモンモード電圧は、導線対の両方の導線上に1つのサインと共に存在する差動信号の成分を含む。コモンモード電圧は、各導線の電圧のベクトル和の半分である。コモンモード電圧は式1によって与えられる。但し、Ｖ１は1つの導線の電圧であり、Ｖ２は他の導線の電圧である：
（式 1） Ｖｃｏｍ＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２
[0018]図１は一実施形態に従った、レベルシフティング回路１１０のための一例のアプリケーション１００を示す。図１のシステムは比較的低いコモンモード電圧、例えば数百ｍＶほどで動作する回路１０２を含む。回路１０４は、比較的高いコモンモード電圧、例えば、ＶＤＤ／２ほどで動作する。もちろん、コモンモード電圧のために挙げられる例は説明だけの容易さのためであり、さまざまな実施形態がいかなる適切なコモンモード電圧でも動作することができると理解される。

[0019]回路１０２の一例は０Ｖ又はその近くで信号を終了するデータ受信機の中に回路を含み、回路１０４の一例はほぼＶＤＤ／２の高コモンモード電圧で信号を受信するために差動対のＮＭＯＳトランジスタ（ここに図示せず）を使用するＲＦ受信機回路の他の部分を含む。回路１０４において、１つのＮＭＯＳトランジスタはそのゲート上でプラス信号を受けるが、他のＮＭＯＳトランジスタはそのゲート上でマイナス信号を受信する。差動対は、差動入力に応答するテール電流を導く。正の入力がＶＤＤ／２を超えるので、対応するＮＭＯＳは実質的に全てのテール電流を導通する。負の入力がＶＤＤ／２を超えるので、対応するＮＭＯＳは実質的に全てのテール電流を導通する。ＶＤＤ／２のコモンモードについては、差動対は、このように釣り合っており、敏速なビット決定をなし得る。

[0020]回路１１０は、コモンモード電圧のためのレベルシフティング回路を含む。具体的には、回路１１０は回路１０２から差動信号を受けて、コモンモード電圧を回路１０４のそれと互換性を持つレベルまでシフトする。後述するように、回路１１０は周波数の広域スペクトルにわたって差動信号の交流成分を維持する。上の例はＲＦ受信機に使用されるレベルシフティング回路１１０を説明しているが、さまざまな実施形態はコモンモード電圧がシフトされる様々な他の応用のいずれかにおいて使われることができると理解される。

[0021]これらの概念及び特徴は、例示の実施形態の以下の説明によってよりよく理解されることができる。

例示回路実施形態
[0022]さまざまな実施形態は、広帯域動作を有する機器において、適用できるコモンモードレベルシフティング回路を対象としている。広帯域動作を提供するために、受信した差動信号は従来の解決のために上記で検討したように類似的に出力ノードまで分路キャパシタを通過する。しかし、コモンモード電圧は電流源のフィードフォワード制御を介して制御され、電流源は差動入力信号のためのコモンモード電圧に応答して個々の電流路を逆に介して出力ノードを駆動する。差動入力信号のためのコモンモード電圧が上昇するにつれて、電流源の逆フィードフォワード制御が、出力ノードを駆動する電流路を介して駆動される電流を減少する。これに反して、差動入力信号のためのコモンモード電圧が低下する場合、電流源の逆フィードフォワード制御が、出力ノードを駆動する電流路を介して駆動される電流を増加する。

[0023]各出力ノードはそれぞれの入力ノード電圧より高い閾値電圧に出力ノードを維持する閾値電圧機器に結合する。分路キャパシタがどの入力コモンモード電圧が通過するのをブロックするので、（eqinp及びeqinnとして指定され得る）出力差動電圧のためのコモンモード電圧が機器のための閾値電圧に等しい。差動信号のＡＣ部分は分路キャパシタを避ける経路上の出力ノードに適用され、それによって、より低い周波数でさえＡＣ情報を維持する。

[0024]図面に戻って、図２は一実施形態に従って適用されるレベルシフティング回路２５０を説明する。回路２５０が、図１のアーキテクチャのレベルシフティング回路１１０として使用し得る。

[0025]回路２５０は差動信号を受信する入力ノード２０２を含む。この場合、 差動信号のプラス及びマイナス成分がrxinp及びrxinnとしてそれぞれ与えられる。抵抗器Ｒ１及びＲ２は、入力コモンモード電圧（Ｖｃｏｍ）を電流源２０４に提供するための分圧器として作用する。回路２５０はまた、閾値電圧回路２０６を含み、それは回路２５０の出力で出力コモンモード電圧を差動信号に設定する。閾値電圧回路２０６は、ＰＭＯＳトランジスタＰ１及びＰ２のゲートで、更に、分路キャパシタＣ１及びＣ２を介して出力ノード２０８で入力差動信号を受ける。レベルシフトされた差動信号のプラス及びマイナス成分は、eqinp及びeqinnとして与えられる。回路１００の動作は、以下に更に詳細に説明される。

[0026]出力ノード２０８は、トランジスタＰ１及びＰ２のソースである。正の差動入力信号rxinpが直接にＰ１のゲートを駆動し、またそのソースを分路キャパシタＣ１を介して駆動する。同様に、負の差動入力信号rxinnが、直接にＰ２のゲートを駆動し、またＰ２のソースを分路キャパシタＣ２を介して駆動する。高周波入力信号の場合、1つがこのように、入力信号rxinp及びrxinnのＡＣ部分が分路キャパシタＣ１及びＣ２を介してＰ１及びＰ２のソースへそれぞれ移行するであろうことを知ることができる。EqinpはＰ１のソースで正の差動出力電圧であり、eqinnはＰ２のソースでの負の差動出力電圧である。

[0027]回路２５０の中のさまざまな電流源に戻ると、両トランジスタＰ５及びＰ６が閾値電圧回路２０６を介して電流を駆動することを留意する。トランジスタＰ５及びＰ６がそれらのゲートを介して両方ともトランジスタＰ４のゲートに接続される。後で詳しく述べるように、トランジスタＰ４は、電流源２０４の一部である。

[0028]電流源ＰＭＯＳトランジスタＰ５はトランジスタＰ１のソースを駆動し、電流源ＰＭＯＳトランジスタＰ６はトランジスタＰ２のソースを駆動する。これらの電流源トランジスタＰ５及びＰ６は、ＰＭＯＳトランジスタＰ３を介してフィードフォワード方法で制御される。トランジスタＰ３のゲートは、コモンモード入力電圧Ｖｃｏｍに結合される。故に、トランジスタＰ３によって生成される電流Ｉ１は、Ｖｃｏｍに逆に関係するであろう。Ｖｃｏｍが上昇するにつれて、Ｉ１は下降する。しかし、Ｖｃｏｍが下降する場合、Ｉ１は上昇する。電流Ｉ１がＰ１及びＰ２を介して駆動されるようにＰ５及びＰ６を制御するためにＰＭＯＳトランジスタＰ４だけでなくＮＭＯＳトランジスタＭ１及びＭを介してミラーされる（写される）。このように、トランジスタＰ５及びＰ６は、同様に電流源として作用する。

[0029]もちろん、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４の値は、それらが幾つかの実施形態では同じであり得るが、Ｉ１のそれと同じにならない。電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４の値はさまざまなトランジスタＰ３、Ｐ４、Ｐ５及びＰ６の特性に依存し、当業者はそれによって発生される電流の所望の値を達成するために適当な特性を有するトランジスタをどのように選択するかを理解する。それにもかかわらず、Ｉ１の値が増加するにつれて、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４の値も増加する。言い換えると、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４の値はＩ１の値と比例し、Ｉ１の値はＶｃｏｍの値に反比例する。このように、Ｖｃｏｍが変化するにつれて、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４の値は逆に変化する。

[0030]回路２５０はＶＤＤレールからトランジスタＰ５及びトランジスタＰ１を介して接地への第１の電流路を提供する。同様に、ＶＤＤレールからＰ６及びＰ２を介して接地までの他の電流経路がある。

[0031]電流Ｉ３はＰ５及びＰ１の両方にわたる電圧降下を受ける。それは、出力ノード２０８ａで電圧を決定するこれらの電圧降下である。電流Ｉ４もトランジスタＰ６及びＰ２にわたり電圧降下を受け、故に出力ノード２０８ｂで電圧を決定する。レベルシフとされたコモンモード電圧は、出力ノード２０８で差動信号に存在するコモンモード電圧である。入力コモンモード電圧Ｖｃｏｍが少なくとも定常状態動作中に、実質的に、変化するであろうことは、予想されない。しかし、コモンモード電圧Ｖｃｏｍにおいて変化がある程度まで、電流源及び閾値電圧回路２０６がＩ３及びＩ４の対応する調整を介してレベルシフトされたコモンモード電圧を安定させる。従って、回路２５０は出力ノード２０８で安定レベルシフトされたコモンモード電圧を提供する。

[0032]高周波動作中に差動信号のＡＣ部分（情報を担持している部分）が分路キャパシタＣ１及びＣ２を通過する。このように、ＡＣ部分は出力ノード２０８で電圧を変調し、差動信号の情報は閾値電圧回路２０６から出力信号を受ける回路（図示せず）に伝えることができる。

[0033]ＡＣ周波数が差動信号において低下するにつれて、分路キャパシタＣ１及びＣ２は、周波数が減少するにつれてキャパシタのインピーダンスが増加するので、ＡＣ部分を通過するために次第に役立たなくなることに留意する。しかし、回路２５０はより低い周波数でさえ出力ノード２０８までＡＣ部分を通過する技術を含む。具体的に、及び上記したように、差動信号プラス及びマイナス成分（rxinp及びrxinn）は、トランジスタＰ１及びＰ２のゲートにそれぞれ入力する。この場合、Ｐ１及びＰ２は、その後、それらのソース（出力ノード２０８）の電圧が信号のＡＣ部分によって変調されるようにソースフォロワとして作用する。故に、安定した高いコモンモード電圧がＰ５及びＰ６のフィードフォワード制御を介してＰ１及びＰ２のソースで生じると同時に、差動信号のＡＣ部分が、広範囲の周波数にわたり維持される。

[0034]図３は、一実施形態に従って構成されるレベルシフティング回路３５０を例示する。図２の実施形態とは対照的に、図３の実施形態は、その閾値電圧回路３０６にＮＭＯＳトランジスタを使用する。一方、図３の実施形態の動作は、図２の実施形態の動作に類似している。回路３５０が、図１のアーキテクチャのレベルシフティング回路１１０として使用し得る。

[0035]図３は電流源３０４を含み、それはＲ１１及びＲ１２で形成される分圧器から入力コモンモード電圧Ｖｃｏｍを受ける。電流源３０４は、上記のように、電流源２０４（図２）と同様に動作する。例えば、Ｖｃｏｍが減少するにつれて、ＰＭＯＳトランジスタＰ１３及びＮＭＯＳトランジスタＭ１１を介する電流Ｉ１１が増加する。Ｖｃｏｍが増加するにつれてトランジスタＰ１３及びＭ１１を介する電流Ｉ１１が減少する。電流Ｉ１１は電流Ｉ１２によってミラーされ、それはトランジスタＰ１４及びＭ１２を通過する。

[0036]トランジスタＰ１５及びＰ１６のゲートは、両方ともトランジスタＰ１４のゲートに接続されている。このように、フィードフォワード制御によって、電流Ｉ１１が、電流Ｉ１３及びＩ１４を介してトランジスタＰ１５及びＰ１６にそれぞれミラーされる。Ｖｃｏｍが時間とともに変化するにつれて、電流Ｉ１３及びＩ１４は逆に変化する。

[0037]閾値電圧回路３０６は、ＮＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ４を含む。トランジスタＭ３が、そのドレインで差動信号のプラス成分rxinpを分路キャパシタＣ１１を介して受ける。プラス成分rxinpはまた、抵抗器Ｒ１３に加えられ、それは同様にトランジスタＭ３の応答に影響を及ぼす。

[0038]同様に、トランジスタＭ４が、そのドレインで差動信号のマイナス成分rxinnを分路キャパシタＣ１２を介して受ける。マイナス成分rxinnが抵抗器Ｒ１４に加えられ、それはトランジスタＭ４の応答に影響を及ぼす。

[0039]Ｍ３及びＭ４のソースが、バイアストランジスタＭ５及びＭ６をそれぞれ介して接地から分離されており、そのゲートはＭ１１のゲート電圧によって制御される。通常、Ｉ１１が増加するにつれて、トランジスタＭ５及びＭ６を介する電流が同様に増加する。

[0040]電流Ｉ１３がＶＤＤから接地に移行するので、回路３５０がトランジスタＰ１５及びＭ５を介して図示のようにＩ１３のための電流路を提供する。電流Ｉ１３はトランジスタＰ１５及びＭ５の各々で電圧降下を受け、それは出力ノード３０８ａで電圧を決定するこれらの電圧降下である。

[0041]電流Ｉ１４も、ＶＤＤと接地との間のトランジスタＰ１６及びＭ６で電圧降下を受ける。それは、出力ノード３０８ｂで電圧を決定するこれらの電圧降下である。出力ノード３０８のレベルシフトされたコモンモード電圧は、プラス及びマイナス成分eqinp及びeqinnを有する差動信号のコモンモード電圧である。

[0042]上記したように、入力コモンモード電圧Ｖｃｏｍの大きい変化は、一般に定常状態動作の間では予想されない。それにもかかわらず、出力ノード３０８でのレベルシフトされた出力電圧は、入力コモンモード電圧Ｖｃｏｍに対する電流Ｉ１３及びＩ１４の逆フィードフォワード関係によって安定方法で生成される。図２及び図３の実施形態において、幾つかのアプリケーションは、定常状態動作中にＶＤＤ／２にレベルシフトされたコモンモード電圧を設定することを含むことができる。当業者は電流Ｉ１３及びＩ１４の電流路の抵抗器分割器特性が出力ノード３０８で半分まで電圧を下げるように（種々の抵抗器のみならず）トランジスタＰ１５、Ｐ１６、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６を選択することを理解するであろう。このような方法で、出力ノード３０８の電圧が安定してＶＤＤ／２に修正する。

[0043]もちろん、ＶＤＤ／２のレベルシフトされたコモンモード電圧は単に一例であり、他の実施形態はいかなる適当なレベルシフトされたコモンモード電圧を含むことができる。出力ノード２０８及び３０８の電圧降下が所望の電圧をそれぞれ有するように他のレベルシフとされたコモンモード電圧が回路２５０（図２）及び３５０（図３）を設計することによって生成し得る。

[0044]高周波動作中に、差動信号のＡＣ成分に戻って、差動信号のＡＣ部分が、かなりの減衰を伴わないで分路キャパシタＣ１１及びＣ１２を通過する。このように、ＡＣ部分は出力ノード３０８で電圧を変調し、差動信号の情報は閾値電圧回路３０６から出力信号を受ける回路（図示せず）に伝えることができる。

[0045]しかし、ＡＣ周波数が差動信号において低下するにつれて、ＡＣ部分のキャパシタＣ１１及びＣ１２の減衰は（周波数が減少するにつれてキャパシタの増加するインピーダンスのために）増加する。図３の回路も、ノード３１０に入力差動信号を提供する。図３に示すように、プラス成分rxinpはノード３１０ａに加えられ、それは抵抗器Ｒ１３によってトランジスタＭ３のソースから分離される。このように、成分rxinpのＡＣ信号は、ノード３０８ａで電圧を変調する。同様に、マイナス成分rxinnは、ノード３１０ｂに加えられ、それによってノード３０８ｂに現れる電圧を変調する。故に、安定した高いコモンモード電圧がＰ１５及びＰ１６のフィードフォワード制御を介してＭ３及びＭ４のドレインで生じると同時に、差動信号のＡＣ部分が、広範囲の周波数にわたり維持される。

[0046]回路２５０及び３５０のための実例方法は、次に検討する。

実例使用方法
[0047]図２及び３のコモンモード電圧レベルシフタの使用の実例方法４００のための流れ図は、図４に示される。方法はブロック４１０において開始し、それは第１のコモンモード電圧レベルを有する差動信号を受けることを含む。

[0048]図２及び３の例において、受けた差動信号は比較的低いコモンモード電圧を含み、回路は他のレベルまでコモンモード電圧レベルをシフトする。差動信号も、情報を搬送するＡＣ部分を含む。回路ダウンストリーム（図示せず）は、ＡＣ部分を受けることができ、ビットを検出することができ、又はそこに他の処理を実行することができる。

[0049]ブロック４２０で、差動信号は一対の分路キャパシタを介して一対の出力ノードに結合される。図２の実施形態において、差動信号がキャパシタＣ１及びＣ２を介してトランジスタＰ１及びＰ２のソースに結合される。図３の実施形態において、差動信号がキャパシタＣ１１及びＣ１２を介してトランジスタＭ３及びＭ４のドレインに結合される。キャパシタは信号の直流（ＤＣ）成分を遮断し、このように、分路キャパシタは入力差動信号の受けたコモンモード電圧を遮断する。

[0050]高周波で、ブロック４５０に関して後で詳しく述べるように差動信号のＡＣ部分は、出力ノードに伝えられる。

[0051]ブロック４３０で、回路は第１のコモンモード電圧レベルによって駆動される電流を生成する。図２及び３の実施形態において、入力差動信号（Ｖｃｏｍ）のコモンモード電圧レベルは、抵抗器分周回路によって検出され、電流発生器に伝えられる。

[0052]種々の実施形態は、ブロック４３０の電流を生成するために任意の適正な定電流源を使用することができる。例えば、図２及び３の実施形態は、ＰＭＯＳトランジスタのゲートがＶｃｏｍ信号に結合される電流源を使用する。Ｖｃｏｍが増加するにつれて、電流源の電流は減少する（逆もまた同様）。このように、上記した実施形態で、ブロック４３０で生成される電流は、第１のコモンモード電圧に関して逆関係で制御される。

[0053]ブロック４４で、ブロック４３０で生成される電流は出力ノードで第２のコモンモード電圧を生成するため出力ノードを介してミラーされる。図２及び３の実施形態において、フィードフォワード制御はトランジスタのゲートを共に結合することによって達成される。このように、電流源のトランジスタのゲートの電圧は、第１の出力ノードに結合されるトランジスタのゲートに加えられる。電流が電流源を介して増加するにつれて、上述のゲート結合が、第１の出力ノードに結合されるトランジスタを介して電流を増加させる。

[0054]電流源の中のトランジスターゲートの電圧は、また、第２の出力ノードに結合されるトランジスタのゲートに加えられる。電流が電流源を介して増加するにつれて、電流が第２の出力ノードに結合されるトランジスタを介して増加する。

[0055]電流源によって、第１のコモンモード電圧に応答して制御される電流が、ブロック４４０で生成される。それぞれの電流路に沿った電圧降下が出力ノードで結果として所望の電圧となるように第１及び第２の出力ノードは回路内に配置される。幾つかの実施形態では、出力ノードのコモンモード電圧は接地とＶＤＤの間のどこかにあり、コモンモード電圧がブロック４４０の電流ミラーリングによって、出力ノードで高安定度によって生じることができる。

[0056]ブロック４５０で、回路は差動信号のＡＣ部分に従って出力ノードの電圧を変調する。ブロック４２０で上述したように、入力差動信号は一対の分路キャパシタを介して出力ノードに結合される。ＡＣ信号が高周波であると、ＡＣ信号は比較的減衰されない分路キャパシタを通過する。

[0057]対照的に、ＡＣ信号が比較的低い周波数であるとき、分路キャパシタのインピーダンスは高い。図２の実施形態は、出力ノードで差動信号を一対のトランジスタのゲートに供給することによって出力ノードの電圧を変調する。図３の実施形態は、出力ノードで差動信号を一対のトランジスタのソースに供給することによって出力ノードの電圧を変調する。このように、さまざまな実施形態は、より低い周波数でさえＡＣ信号の情報を維持するために差動信号を出力トランジスタのポートに供給する。

[0058]実施形態の範囲は、図４に示される特定の方法に限定されない。他の実施形態は、一つ以上の動作を加えることができるか、省略することができるか、再配置することができるか又は変形することができる。例えば、多くの現実のアプリケーションにおいて、ブロック４１０−４５０の動作は直列に実行されないが、レベルシフティング回路が動作するにつれむしろ並行して実行される。また、回路が第１のコモンモード電圧レベルを受けて、他のコモンモード電圧レベルを出力するにつれて、ブロック４１０−４５０の動作は連続的に実行される。

[0059]更に、種々の実施形態は他の動作も実行することができる。例えば、他の回路ダウンストリームは、レベルシフトされた差動信号を受信することができ、そこからバイナリ電圧レベルを検出することができる。ビット検出は、例えば、従来のビット検出プロセスによって、適切な方法でも実行されることができ、本願明細書において更に検討されない。

[0060]当業者は当面の特定のアプリケーションを理解し、依存するので、多くの変形例、代替及びバリエーションは、その精神及び範囲から逸脱しないで素材、装置，構成及び本開示の機器の使用の方法で及びに対してなし得る。これを考慮して、本開示の範囲は、図解され、ここに説明された特定の実施形態のそれに限定されるべきでない。それらはその幾つかの例としているだけであるが、むしろ以下に添付された請求項のそれ及びそれらの機能的等価物に相応する。

Claims (30)

1. コモンモード電圧レベルシフティング回路であって、
   第1のコモンモード電圧を有する差動信号を受けるように構成される入力ノードと、
   前記入力ノードと対応する対の出力ノードとの間に結合される一対の分路キャパシタと、
   出力ノードを含み、前記分路キャパシタを介して前記差動信号に結合される閾値電圧回路と、前記閾値電圧回路は前記出力ノードで前記差動信号のための第２のコモンモード電圧を提供するように構成され、
   前記第1のコモンモード電圧のレベルに従って制御される電流源と、前記電流源は前記第２のコモンモード電圧を達成するために前記出力ノードに結合される、
   コモンモード電圧レベルシフティング回路。
2. 前記電流源が前記第1のコモンモード電圧の前記レベルに関して逆に制御される、請求項１のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
3. 前記電流源が前記第１のコモンモード電圧を受ける他の電流源によってフィードフォワード方法で制御される、請求項１に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
4. 前記閾値電圧回路が、
   前記分路キャパシタの第1の一つを介してそのゲートで前記差動信号の第1の成分に結合した第1のトランジスタと、前記第１のトランジスタのドレインは前記出力ノードの第1の一つであり、
   前記分路キャパシタの第２の一つを介してそのゲートで前記差動信号の第２の成分に結合される第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのドレインが前記出力ノードの第２の一つであり、ここにおいて、前記差動信号の前記第1の成分が前記第1のトランジスタのソースを介して前記出力ノードの前記第1の一つの電圧を変調し、
   更に、前記差動信号の前記第２の成分は前記第２のトランジスタのソースを介して前記出力ノードの前記第２の一つの電圧を変調する、
   請求項１に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
5. 前記閾値電圧回路が、
   前記第1のトランジスタと接地との間に設けられる第１のバイアストランジスタと、前記第１のバイアストランジスタが前記第1のトランジスタと接地間に電圧降下を提供するように構成され、
   第２のトランジスタと接地との間に設けられる第２のバイアストランジスタと、前記第２のバイアストランジスタは前記第２のトランジスタと接地との間に電圧降下を提供するように構成される、
   請求項４に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
6. 前記閾値電圧回路が、
   そのゲートで前記差動信号の第1の成分に結合される第1のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースが前記出力ノードの第１の一つであり、
   そのゲートで前記差動信号の第２の成分に結合される第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのソースが前記出力ノードの第２の一つであり、ここにおいて、前記差動信号の前記第1の成分が前記出力ノードの前記第1の一つの電圧を変調し、更に前記差動信号の前記第２の成分が前記出力ノードの前記第２の一つの電圧を変調する、
   請求項１に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
7. 前記出力ノードが前記第１及び第２のトランジスタの前記ゲートに前記分路キャパシタによって結合される、請求項６に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
8. 前記電流源が、
   前記出力ノードの第1の一つを駆動するように構成された第１の電流源と、前記第１の電流源が前記第1のコモンモード電圧に結合されたそのゲートを有する入力トランジスタによって制御され、前記入力トランジスタに結合され、
   前記出力ノードの第２の一つを駆動するように構成された第２の電流源と、前記第２の電流源が前記入力トランジスタによって制御され、前記入力トランジスタに接続される、
   請求項１に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
9. 前記入力トランジスタが電流ミラーに含まれ、前記電流ミラーが前記第1の電流源での電流及び前記第２の電流源での電流を制御する第1の電流を生成するように構成される、請求項８に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
10. 前記第1の電流源が前記入力トランジスタの前記ゲートに結合されるそのゲートを有するトランジスタを備え、更にここにおいて、前記入力トランジスタの前記ゲートに結合されるそのゲートを有するトランジスタを備える、請求項８に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
11. コモンモード電圧レベルをシフトするための方法であって、前記方法は、
    第1のコモンモード電圧レベルを有する差動信号を受けることと、
    一対の分路キャパシタを介して一対の出力ノードに前記差動信号を結合することと、
    前記第1のコモンモード電圧レベルによって制御される電流を生成することと、
    前記出力ノードで第２のコモンモード電圧レベルを生成するために前記出力ノードを介して前記電流をミラーすることと、
    を備える、方法。
12. 前記電流が前記第1のコモンモード電圧レベルに反比例する、請求項１１に記載の方法。
13. 前記差動入力信号によって一対のＰＭＯＳトランジスタのゲートを駆動することと、
    前記差動信号の第１の成分が前記分路キャパシタの第１の一つを介して前記ＰＭＯＳトランジスタの第１の一つのソースに結合され、
    前記差動信号の第２の成分が前記分路キャパシタの第２の一つを介して前記ＰＭＯＳトランジスタの第２の一つのソースに結合される、
    請求項１１に記載の方法。
14. 前記ＰＭＯＳトランジスタの前記ソースが前記出力ノードを備える、請求項１３に記載の方法。
15. 前記差動入力信号によって一対のＮＭＯＳトランジスタのソースを駆動することと、
    前記差動入力信号の第１の成分が前記分路キャパシタの第１の一つを介して前記ＮＭＯＳトランジスタの第１の一つのドレインに結合され、
    前記差動信号の第２の成分が前記分路キャパシタの第２の一つを介して前記ＮＭＯＳトランジスタの第２の一つのドレインに結合される、
    請求項１１に記載の方法。
16. 前記ＮＭＯＳトランジスタの前記ドレインが前記出力ノードを備える、請求項１４に記載の方法。
17. 前記出力ノードで一対のトランジスタのゲートに前記差動信号を供給することによって前記出力ノードの電圧を変調することを更に備える、請求項１１に記載の方法。
18. 前記出力ノードで一対のトランジスタのソースに前記差動信号を供給することによって前記出力ノードの電圧を変調することを更に備える、請求項１１に記載の方法。
19. コモンモード電圧レベルシフティング回路であって、
    第１のコモンモード電圧を有する差動信号を受けるように構成される入力ノードと、
    前記回路の出力ノードに前記差動信号を結合する一対の分路キャパシタと、
    出力ノードを含み、前記分路キャパシタを介して前記差動信号を受けるように構成される閾値電圧回路と、前記閾値電圧回路は前記出力ノードで前記差動信号のための第２のコモンモード電圧を提供するように構成され、
    前記第２のコモンモード電圧を達成するために出力ノードを駆動するための手段と、前記駆動するための手段が前記第１のコモンモード電圧のレベルに従って制御される、
    コモンモード電圧レベルシフティング回路。
20. 前記駆動手段が前記第1のコモンモード電圧の前記レベルに関して逆に制御される、請求項１９に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
21. 前記駆動手段が前記第１のコモンモード電圧を受ける他の電流源によってフィードフォワード方法で制御される電流源を備える、請求項１９に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
22. 前記閾値電圧回路が、
    前記分路キャパシタの第１の一つを介してそのゲートで前記差動信号の第１の成分に結合される第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのドレインが前記出力ノードの第１の一つであり、
    前記分路キャパシタの第２の一つを介してそのゲートで前記差動信号の第２の成分に結合される第２のトランジスタと、第２のトランジスタのドレインが前記出力ノードの第２の一つであり、ここにおいて、前記差動信号の前記第１の成分が前記第１のトランジスタのソースを介して前記出力ノードの前記第１の一つの電圧を変調し、更に、前記差動信号の前記第２の成分が前記第２のトランジスタのソースを介して前記出力ノードの前記第２の一つの電圧を変調する、
    請求項１９に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
23. 前記閾値電圧回路が、
    前記第１のトランジスタと接地との間に設けられる第１のバイアストランジスタと、前記第１のバイアストランジスタが前記第１のトランジスタと接地間に電圧降下を生成するように構成され、
    前記第２のトランジスタと接地との間に設けられる第２のバイアストランジスタと、前記第２のバイアストランジスタは前記第２のトランジスタと接地との間に電圧降下を生成するように構成される、
    請求項２２に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
24. 前記閾値電圧回路が、
    そのゲートで前記差動信号の第１の成分に結合される第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースが前記出力ノードの第１の一つであり、
    そのゲートで前記差動信号の第２の成分に結合される第２のトランジスタと、第２のトランジスタのソースが出力ノードの第２の一つであり、ここにおいて、前記差動信号の前記第１の成分が前記出力ノードの前記第１の一つの電圧を変調し、更に、前記差動信号の前記第２の成分が前記出力ノードの前記第２の一つの電圧を変調する、
    請求項１９に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
25. 駆動するための手段が、
    前記出力ノードの第１の一つを駆動するように構成された第１の電流源と、前記第１の電流源が前記第１のコモンモード電圧に結合されたそのゲートを有する入力トランジスタによって制御され、前記入力トランジスタに結合され、
    前記出力ノードの第２の一つを駆動するように構成された第２の電流源と、前記第２の電流源が前記入力トランジスタによって制御され、前記入力トランジスタに接続される、
    請求項１９に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
26. 前記入力トランジスタが電流ミラーに含まれ、前記電流ミラーが前記第１の電流源での電流及び前記第２の電流源での電流を制御する第１の電流を生成するように構成される、請求項２５に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
27. 前記第１の電流源が前記入力トランジスタの前記ゲートに結合されるそのゲートを有するトランジスタを備え、更にここにおいて、前記入力トランジスタの前記ゲートに結合されるそのゲートを有するトランジスタを備える、請求項２５に記載のコモンモード電圧レベルシフティング回路。
28. データ受信機回路であって、
    第１のコモンモード電圧レベルを有する差動信号を受信するように構成される第１の回路と、
    第１の回路に結合されるレベルシフティング構成要素と、
    前記レベルシフティング構成要素が、
    前記第１のコモンモード電圧に逆に関連する電流を生成するように構成され、前記レベルシフティング構成要素の出力ノードの前記電流を駆動するように構成される電流源と、
    前記出力ノードに前記差動信号を結合する一対の分路キャパシタと、
    前記分路キャパシタと連通する一対のトランジスタと、前記トランジスタの各々が前記電流源から前記差動信号及び電流のそれぞれの成分を受けるように構成され、ここにおいて、前記トランジスタの各々でのそれぞれの電圧降下が第２のコモンモード電圧レベルを規定し、
    前記レベルシフティング構成要素の前記出力ノードと連通する第２の回路と、
    前記第２の回路が前記第２のコモンモード電圧レベルで前記差動信号の修飾されたバージョンを受けるように構成される、
    データ受信機回路。
29. 前記第１のトランジスタが前記分路キャパシタの第１の一つを介してそのゲートで前記差動信号の第１の成分を受けるように構成され、前記第１のトランジスタのドレインが前記出力ノードの第１の一つであり、
    前記第２のトランジスタが前記分路キャパシタの第２の一つを介してそのゲートで前記差動信号の第２の成分を受けるように構成され、前記第２のトランジスタのドレインが前記出力ノードの第２の一つであり、ここにおいて、前記差動信号の第１の成分が前記出力ノードの第１の一つの電圧を変調し、更に、前記差動信号の前記第２の成分が前記出力ノードの前記第２の一つの電圧を変調する、
    請求項２８に記載のデータ受信機回路。
30. 前記閾値電圧回路が、
    そのゲートで前記差動信号の第１の成分に受けるように構成された前記第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのソースが前記出力ノードの第１の一つであり、
    そのゲートで前記差動信号の第２の成分を受信するように構成される第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタのソースが前記出力ノードの第２の一つであり、
    ここにおいて、前記差動信号の前記第１の成分が前記出力ノードの前記第１の一つの電圧を変調し、更に、前記差動信号の第２の一つが前記出力ノードの前記第２の成分の電圧を変調する、
    請求項２８に記載のデータ受信機回路。

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