CN101599742A - 放大器和偏移调节电路 - Google Patents

放大器和偏移调节电路 Download PDF

Info

Publication number
CN101599742A
CN101599742A CNA2009102031499A CN200910203149A CN101599742A CN 101599742 A CN101599742 A CN 101599742A CN A2009102031499 A CNA2009102031499 A CN A2009102031499A CN 200910203149 A CN200910203149 A CN 200910203149A CN 101599742 A CN101599742 A CN 101599742A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
common
output
voltage
current source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA2009102031499A
Other languages
English (en)
Inventor
砂入崇二
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Electronics Corp
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Publication of CN101599742A publication Critical patent/CN101599742A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
    • H03F3/45632—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45636—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit by using feedback means
    • H03F3/45641—Measuring at the loading circuit of the differential amplifier
    • H03F3/4565—Controlling the common source circuit of the differential amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
    • H03F3/45928—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45082—Indexing scheme relating to differential amplifiers the common mode signal being taken or deducted from the one or more outputs of the differential amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45101—Control of the DC level being present
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45418—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CMCL comprising a resistor addition circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45424—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CMCL comprising a comparator circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45482—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC comprising offset means
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45681—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising offset compensating means

Abstract

本发明提供了一种放大器和偏移调节电路。放大器包括信号放大部件，其输出通过放大输入信号所获得的输出信号以及输出信号的共模电压VCM；以及共模反馈部件，其根据共模电压VCM和基准电势Vref之间的差来输出信号作为调节信号SREG。来自共模反馈部件的调节信号SREG被反馈到信号放大部件的电流源和共模反馈部件的电流源。

Description

放大器和偏移调节电路
技术领域
本发明涉及一种放大器和偏移调节电路。
背景技术
全差动放大器是公知的。图7示出全差动放大器的略图。
如图7中所示，全差动放大器10包括两个输入端子11、12、两个输出端子13、14以及基准电压输入端子15。
从输入端子11、12输入的每个输入信号被放大，并且从输出端子13和14输出放大的信号。
在这里，从基准电压输入端子15中输入基准电压Vref。然后，来自输出端子13、14的输出信号VOP、VON是差模分量，其中，输出信号的幅值彼此相等并且基准电压Vref在它们之间的情况下，标记符号彼此相反。换言之，通过调节基准电压Vref，无论输入信号的共模电平如何，都能够改变输出信号VOP、VON的共模电平。例如，能够将输出信号VOP、VON的动态范围调节为对在全差动放大器10的下游中提供的电路来说最佳的范围。
图8示出根据现有技术的全差动放大器10的内部构造。
全差动放大器10包括信号放大部件20、共模反馈部件30、第一电流源40以及第二电流源50。
信号放大部件20被供应有来自第一电流源40的电源电流，并且放大从输入端子11、12所输入的输入信号以从输出端子13、14输出放大信号。此外，信号放大部件20输出在Vop和Von之间的共模电压VCM。
共模反馈部件30被供应有来自第二电流源50的操作电流。然后，共模反馈部件30将基准电压Vref与共模电压VCM进行比较，并且将比较结果作为VREG反馈到第一电流源40，所述第一电流源40是信号放大部件20的电流源。
这样，通过共模反馈部件30控制共模电压VCM以匹配基准电压Vref。
例如，当共模电压VCM小于基准电压Vref时，将信号VREG反馈到第一电流源40，使得更大的电流流入到信号放大部件20中。
此外，当共模电压VCM大于基准电压Vref时，将信号VREG反馈到第一电流源40，使得更小的电流流入到信号放大部件20中。
通过采用这种构造，使输出电压信号VOP、VON的共模电压VCM与基准电压Vref相匹配，并且能够获得具有基准电压Vref的中心的差分模式的输出。
例如，日本未经审查的专利申请公布2007-134940中公开了将共模反馈部件30的输出反馈到信号放大部件20的电流源(第一电流源40)的构造。
发明内容
但是，本发明的发明人发现了问题，即，现有的构造不具有充分的能力使共模电压VCM跟随基准电压Vref。在这样的情况下，因为不能获得具有期望范围的信号，对后面电路的接替不能成功地执行。
此外，例如，电源能力可以被变动。
更加具体地，形成第一电流源40的晶体管的能力会由于环境温度等的变动而变化。然后，从第一电流源40供应到信号放大部件20的电流可以被变动，这引起信号放大部件20的信号的放大率等变动。结果，输出信号的共模电压VCM也变化。
在这样的情况下，通过将调节信号VREG从共模反馈部件30反馈到第一电流源40在某种程度上可以补偿晶体管的变动。
但是，当形成第一电流源40的晶体管的能力被变动时，因为甚至当反馈信号被反馈到第一电流源40的晶体管时也变动了晶体管的调节能力，所以仅能够获得受有限的效果。
为了解决此问题，有可能增加晶体管的能力。但是，为了增加晶体管的能力需要使晶体管变得更大，这要求有更大的空间。
本发明的实施例的第一示例性方面是放大器，该放大器放大输入信号以将输出信号输出，以及根据独立地且外部地输入的基准电压Vref来调节输出信号的中心电压，该放大器包括放大部件和偏移调节部件，该放大部件输出通过放大输入信号所获得的输出信号和输出信号的中心电压，该偏移调节部件根据中心电压和基准电压之间的差来输出作为调节信号的信号，其中，来自偏移调节部件的调节信号被反馈到放大部件的电流源和偏移调节部件的电流源。
在如此构造的装置中，来自偏移调节部件的调节信号不仅反馈到放大部件的电流源而且反馈到偏移调节部件的电流源。因而，通过调节信号还调节被供应到偏移调节部件的电流。然后，偏移调节部件的操作电流根据放大部件的输出的中心电压也会变动，以及调节信号根据中心电压的变动会显著地变化。
因为调节信号动态地响应中心电压的变动，所以调节信号的调节能力增加。例如，甚至当电源能力被变动时，通过调节信号的变动能够获得使得能够完全地补偿所述变动的调节能力。
此外，因为通过调节信号能够实现高的调节能力，但是没有必要使形成该电路的晶体管元件的能力高于所要求的。结果，能够实现电路的小型化，同时保持电路的稳定性。
此外，调节信号不仅反馈到放大部件的电流源，而且反馈到偏移调节部件的电流源，由此调节信号本身能够动态地且快速地响应中心电压的变动。因此，能够将瞬变状态快速地恢复为稳定状态。例如，甚至当输入信号包括噪声时，也可以进行快速恢复并且能够获得稳定的电路。
附图说明
从以下结合附图对特定的示例性实施例进行的描述中，使上述和其他示例性方面、优点和特征变得更加明显，其中：
图1示出根据第一示例性实施例的作为放大器的全差动放大器的示意性构造；
图2示出全差动放大器的详细的电路构造；
图3示出当变动电源电势Vss时共模电压Vcm的变动的状态；
图4示出包括噪声的输入信号；
图5示出当图4的噪声被输入时共模电压的变动；
图6示出根据本发明的变形的示例；
图7示出全差动放大器的略图；以及
图8示出根据现有技术的全差动放大器的内部构造。
具体实施方式
第一示例性实施例
图1示出根据本发明的第一示例性实施例的作为放大器的全差动放大器的示意性构造。
全差动放大器100包括信号放大部件(放大部件)200、共模反馈部件(偏移调节部件)300、第一电流源400以及第二电流源500。
信号放大部件(放大部件)200输出通过将两个输入信号SA、SB放大而获得的差模分量的两个输出信号SOP、SON。
共模反馈部件(偏移调节部件)300调节来自信号放大部件200的输出信号SOP、SON的共模电压VCM(中心电压)，使得共模电压VCM与外部设置的基准电压Vref相匹配。
第一电流源400将操作电流供应到信号放大部件200。
第二电流源500将操作电流供应到共模反馈部件300。
信号放大部件200包括输入两个输入信号SA、SB的输入端子211、212，以及输出两个输出信号SOP、SON的输出端子221、222。
此外，信号放大部件200包括共模电压输出端子230，共模电压输出端子230将输出信号SOP、SON的共模电压VCM输出。
信号放大部件200被供应有来自第一电流源400的操作电流。第一电流源400连接到高电势侧电源电势Vss，并且信号放大部件200连接到低电势侧电源电势GND。
共模反馈部件300包括共模电压输入端子310、基准电压输入端子320以及调节信号输出端子330。
共模电压输入端子310接收来自信号放大部件200的共模电压输出端子230的共模电压VCM。
基准电压输入端子320接收基准电压Vref。
调节信号输出端子330输出调节信号SREG以反馈控制共模电压VCM的电平。共模反馈部件300被供应有来自第二电流源500的操作电流。第二电流源500连接到高电势侧电源电势Vss，并且共模反馈部件300连接到低电势侧电源电势GND。
然后，从共模反馈部件300的调节信号输出端子330输出的调节信号SREG被反馈输入到第一电流源400和第二电流源500。
现在参考图2，将更加详细地描述全差动放大器100的构造。
图2示出全差动放大器100的详细的电路构造。
第一电流源400包括两个p沟道MOS晶体管(pMOS晶体管)P1和P2。
一个pMOS晶体管P1包括施加了偏置的栅极以及连接至电源电势VSS的源极。
此外，另一个pMOS晶体管P2包括来自共模反馈部件300的调节信号SREG施加到其的栅极以及连接到电源电势Vss的源极。
信号放大部件200包括差分对240和信号输出部件250。
两个输入信号SA、SB中的每个被输出到差分对240的每个栅极，并且差分对240放大输入信号SA、SB中的每个。
信号输出部件250输出来自差分对240的信号。
差分对240由两个pMOS晶体管P3、P4组成。
pMOS晶体管P3、P4中的每个栅极包括输入端子，并且通过输入端子211、212将输入信号SA、SB输入至每个栅极。
pMOS晶体管P3、P4的源极连接在一起，并且pMOS晶体管P3的源极和pMOS晶体管P4的源极连接到第一电流源400。
简而言之，pMOS晶体管P3的源极和pMOS晶体管P4的源极连接到第一电流源400的pMOS晶体管P1和pMOS晶体管P2的漏极。因此，操作电流被供应到差分对240。
此外，通过电阻器R1将pMOS晶体管P3的漏极连接到电源电势GND，并且通过电阻器R2将pMOS晶体管P4的漏极连接到电源电势GND。
电阻器R1和R2具有相同的值。
信号输出部件250包括第一输出端子221、第二输出端子222以及共模电压输出端子230。
第一输出端子221输出通过放大一个输入信号SA获得的输出信号SOP。
第二输出端子222输出通过放大另一个输入信号SB获得的输出信号SON。
共模电压输出端子230将输出信号SOP和输出信号SON的共模电压VCM输出。从形成差分对240的一个pMOS晶体管P3的漏极引出第一输出端子221。
从形成差分对240的另一个pMOS晶体管P4的漏极引出第二输出端子222。
此外，在第一输出端子221和第二输出端子222之间将电阻器R3和R4设置成串联。
然后，从电阻器R3和R4之间的部分引出共模电压输出端子230。
电阻器R3和R4具有拥有高电阻值的相同值。
第二电流源500包括两个pMOS晶体管P5、P6。
一个pMOS晶体管P5包括施加了偏置的栅极以及连接到电源电势Vss的源极。
另一个pMOS晶体管P6包括将来自共模反馈部件300的调节信号SREG施加到其的栅极以及连接到电源电势Vss的源极。
共模反馈部件300包括差分对340和调节信号输出部件350。
差分对340包括来自信号放大部件200的共模电压VCM被输入到其的栅极和来自外部部件的基准电压Vref被输入到其的栅极，以便生成通过放大这些信号的差所获得的差分信号Sc。
调节信号输出部件350输出来自差分对340的差分信号Sc作为调节信号SREG。
差分对340由两个pMOS晶体管P7、P8组成。
来自信号放大部件200的共模电压VCM施加到pMOS晶体管P7的栅极。
基准电压Vref施加到pMOS晶体管P8的栅极。
pMOS晶体管P7、P8的源极连接在一起，以及pMOS晶体管P7的源极和pMOS晶体管P8的源极连接到第二电流源500。总而言之，pMOS晶体管P7的源极和pMOS晶体管P8的源极连接到第二电流源500的pMOS晶体管P5和pMOS晶体管P6的漏极。因而，操作电流被供应到差分对340。
此外，在pMOS晶体管P7的漏极和电源电势GND之间提供n沟道MOS晶体管(nMOS晶体管)N1。然后，nMOS晶体管N1的漏极和栅极连接到pMOS晶体管P7的漏极，以及nMOS晶体管N1的源极连接到电源电势GND。
另一方面，在pMOS晶体管P8的漏极和电源电势GND之间提供nMOS晶体管N2。
然后，nMOS晶体管N2的漏极和栅极连接到pMOS晶体管P8的漏极，以及nMOS晶体管N2的源极连接到电源电势GND。
调节信号输出部件350包括放大来自差分对340的差分信号Sc的nMOS晶体管N3以及形成调节信号输出部件350的电流源的pMOS晶体管P9。
从差分对340的pMOS晶体管P7的源极引出的差分信号Sc施加到nMOS晶体管N3的栅极。
注意的是，nMOS晶体管N1的漏极和栅极以及nMOS晶体管N3的栅极连接到pMOS晶体管P7的源极，并且nMOS晶体管N1和nMOS晶体管N3形成电流镜电路。
nMOS晶体管N3的源极连接到电源电势GND，并且nMOS晶体管N3的漏极连接到pMOS晶体管P9的漏极和栅极。
然后，pMOS晶体管P9的源极连接到电源电势Vss。
nMOS晶体管N3的漏极被输入到pMOS晶体管P9的漏极和栅极，以及从在pMOS晶体管P9的漏极和栅极之间连接的信号线分出调节信号SREG。
然后，如上所述，调节信号SREG被反馈输入到第一电流源400和第二电流源500，并且调节信号SREG被输入至第一电流源400的pMOS晶体管P2的栅极和第二电流源的pMOS晶体管P6的栅极。
因此，调节信号输出部件350的pMOS晶体管P9和第一电流源400的pMOS晶体管P2形成电流镜电路。类似地，调节信号输出部件350的pMOS晶体管P9和第二电流源500的pMOS晶体管P6形成电流镜电路。
注意的是，每个晶体管的性能值和每个电阻器的电阻值被设计成使得共模电压VCM与从外部输入的、处于稳定状态的基准电压Vref相匹配。
当被从第一电流源供应到信号放大部件的电流是Ia时，电阻器R1的电阻值是R1，并且电阻器R2的电阻值是R2，在典型的条件下，该设计满足下面的表达式。
Vref＝VCM＝R1×Ia/2＝R2×Ia/2
现在，将描述具有这种构造的全差动放大器100的操作。
首先，在正常的操作中，输入信号SA、SB从输入端子211、212输入。
然后，通过形成差分对240的pMOS晶体管P3和pMOS晶体管P4分别放大输入信号SA、SB。
放大信号从输出端子221、222输出作为输出信号SOP、SON。
这时，输出信号SOP、SON的共模电压(VCM＝(VSOP+VSON)/2)与外部输入的基准电压Vref相匹配。
现在将会进一步详细地描述操作。
将描述当环境或者装置特性变动时经历瞬变操作之后达到稳定状态的过程。
将描述其中减少从第一电流源400所供应的电流的情况。
假定其中形成第一电流源400的pMOS晶体管(pMOS晶体管P1和pMOS晶体管P2中的至少任何一个)的能力(放大率)由于工艺的变化、温度变动、电源电压的变动等而减少的情况。
在这样的情况下，从第一电流源400供应到信号放大部件200的电流Ia被减少。
然后，即使当放大率或者信号波形是精确的时，输出信号SOP、SON的电压值也被减少。
简而言之，输出信号SOP、SON的共模电压VCM被减少，并且偏离基准电压Vref。
这时，在共模反馈部件300中，共模电压VCM和基准电压Vref被分别输入到形成差分对340的pMOS晶体管P7和pMOS晶体管P8。当共模电压VCM低于基准电压Vref时，通过具有施加了共模电压VCM的栅极的pMOS晶体管P7流动的电流被减少。
然后，在nMOS晶体管N1和nMOS晶体管N3中流动的电流增加。因为在nMOS晶体管N3中流动的电流增加，所以调节信号SREG的电压减少。
该调节信号SREG施加到第一电流源400的pMOS晶体管P2的栅极。
然后，通过第一电流源400供应到信号放大部件200的差分对240的电流增加，并且输出信号SOP、SON的共模电压VCM变高并且更接近于基准电压Vref。
调节信号SREG被反馈到第一电流源400和第二电流源500。简而言之，调节信号SREG施加到第二电流源500的pMOS晶体管P6的栅极。
当调节信号SREG的电压被减少时，通过pMOS晶体管P6流动的电流被增加并且从第二电流源500供应到共模反馈部件300的电流被增加。然后，当共模电压VCM小于基准电压Vref时，在差分对340的pMOS晶体管P7中流动的电流被增加。
当在pMOS晶体管P7中流动的电流增加时，调节信号SREG的电压减少由于如上的操作而引起的相应的增加量。
如上所述，当调节信号SREG的电压减少时从第一电流源400所供应的电流增加，并因此，输出信号SOP、SON的共模电压VCM的电压增加成更接近于基准电压Vref。
当共模电压VCM低于基准电压Vref时，继续上述的操作。然后，当共模电压VCM与基准电压Vref相匹配时，使操作稳定，并且保持其中共模电压VCM与基准电压Vref相匹配的状态。
接下来，将描述其中从第一电流源400所供应的电流增加的情况。
假定其中形成第一电流源400的pMOS晶体管(pMOS晶体管P1和pMOS晶体管P2中的至少任何一个)的能力(放大率)由于工艺的变化、温度变动、电源电压的变动等而减少的情况。
在这样的情况下，从第一电流源400供应到信号放大部件200的电流Ia增加。然后，输出信号SOP、SON的电压值增加，并且偏离基准电压Vref。
在共模反馈部件300中，共模电压VCM和基准电压Vref被分别输入到pMOS晶体管P7和pMOS晶体管P8。在这样的情况下，当共模电压VCM高于基准电压Vref时，通过pMOS晶体管P7流动的电流减少。
然后，在nMOS晶体管N1和nMOS晶体管N3中流动的电流减少。
当在nMOS晶体管N3中流动的电流减少时，调节信号SREG的电压增加。
调节信号SREG施加到第一电流源400的pMOS晶体管P2的栅极。然后，从第一电流源400供应到信号放大部件200的差分对240的电流减少，并且输出信号SOP、SON的共模电压VCM减少成更接近于基准电压Vref。
此外，调节信号SREG施加到第二电流源500的pMOS晶体管P6的栅极。
当调节信号SREG的电压增加时，通过pMOS晶体管P6流动的电流减少并且从第二电流源500供应到共模反馈部件300的电流减少。然后，当共模电压VCM高于基准电压Vref时，在差分对340的pMOS晶体管P7中流动的电流减少。
如上所述，当在pMOS晶体管P7中流动的电流减少时，调节信号SREG的电压增加由于与上述相同的操作而引起的相应的减少量。
如上所述，当调节信号SREG的电压增加时，从第一电流源400所供应的电流减少。这样，输出信号SOP、SON的共模电压VCM的电压减少以使其更接近于基准电压Vref。
当共模电压VCM大于基准电压Vref时，继续上述的操作。然后，当共模电压VCM与基准电压Vref相匹配时，使操作稳定，以及保持其中共模电压VCM与基准电压Vref相匹配的状态。
现在，图3示出当电源电势VSS被变动时共模电压VCM的变动的状态。
在图3中，水平轴示出电源电势VSS，并且垂直轴示出共模电压VCM。
当基准电压Vref恒定不变并且电源电压VSS被变动时，示出共模电压的变动的状态。
在图3中，L1示出根据现有技术的全差动放大器中的共模电压的变动，以及L2示出根据第一示例性实施例的全差动放大器中的共模电压VCM的变动。
如图3中所示，当电源电压VSS显著地变动时，在现有构造和第一示例性实施例的构造中，共模电压VCM偏离基准电压Vref。但是，与现有技术的构造相比，根据第一示例性实施例的构造具有较高的跟随能力，并且共模电压VCM和基准电压Vref之间的差距小于现有技术的共模电压VCM和基准电压Vref之间的差距。
如上所述，根据第一示例性实施例，即使当电源被变动时，在比现有技术更广的范围内，共模电压VCM能够以高精确度跟随基准电压Vref。
结果，例如，形成电源电路或者第一电流源的组件(晶体管等)不需要被制作成大于所需要的，并且在尺寸或者制造成本方面存在优势。
接下来，图4和图5是解释当包括噪声时共模电压VCM的变动的状态的图。
图4示出输入到输入端子211、212的输入信号SA和SB。
0.45V和0.40V的电压被分别输入到输入端子211、212。然后，共相位噪声在t＝10ns时被添加。
注意的是，共相位噪声衰减，并且t＝25ns时消失。
图5示出共模电压的变动。
在图5中，L3是通过根据现有构造的全差动放大器得到的共模电压，并且L4是通过根据第一示例性实施例的全差动放大器得到的共模电压。
如图5中所示，当噪声被添加到输入信号时，第一示例性实施例的构造和现有构造的情况下的共模电压VCM远离基准电压Vref。
但是，根据第一示例性实施例的构造，共模电压再次收敛到基准电压Vref的速度快。
在现有构造中，当t＝30ns时共模电压收敛到基准电压。另一方面，根据第一示例性实施例的构造，当t＝25ns时共模电压收敛到基准电压。
此外，根据现有构造的超调大，而根据示例性实施例的构造的收敛快并且超调小。
根据具有这种构造的第一示例性实施例，能够获得以下效果。
(1)因为来自共模反馈部件300的调节信号SREG不仅被反馈到第一电流源，而且被反馈到第二电流源，所以使用调节信号SREG来调节从第二电流源供应到共模反馈部件300的电流。
然后，因为共模反馈部件300的操作电流也根据共模电压而变动，所以调节信号SREG根据共模电压VCM的变动而显著变化。
因此，通过调节信号SREG的调节能力变高。
例如，即使当电源能力被变动时，通过调节信号SREG的变动也能够获得使得能够完全补偿变动的调节能力。
因此，如图3中所述，甚至在与现有构造相比较的电源部件具有更宽的变化的情况下，也能够实现高调节能力。
(2)此外，因为通过调节信号SREG能够实现高调节能力，所以形成电路的晶体管元件的能力不需要制作成高于所需要的。
结果，能够实现电路的小型化，同时保持电路的稳定性。
(3)调节信号SREG不仅被反馈到第一电流源，而且被反馈到第二电流源，由此调节信号本身能够动态且快速地响应VCM的变动。因而，瞬变状态能够快速地恢复成稳定状态。例如，即使当将噪声包括在输入信号中时，也可以快速恢复并且能够实现稳定的电路。
第一变形示例
接下来，将描述根据本发明的第一变形示例。
当在全差动放大器的下一级中提供预定的反相器电路时，可优选的是将自偏置的反相器电路连接到如图6中所示的基准电压输入端子。
因此，使基准电压等于反相器的反转阈值电压。
在图6中，自偏置反相器被连接作为基准电压，使得能够调节共模电压Vcm以匹配由于工艺的变动而变化的反相器的反转阈值电压。
结果，使下一级的电路(反相器电路)的操作稳定。结果，在从反相器的输出中观察到的摆动减少。
注意的是，本发明不限于上述示例性实施例，但是可以进行各种改变。
在上述示例性实施例中，假定放大部件是全差动放大器，所述全差动放大器输出通过差分放大两个输入信号所获得的两个输出信号。但是，输入或者输出的数目中的每个可以不是两个。例如，本发明能够应用于其中两个端子中的一个被连接至地的情况，并且因而提供信号输入或信号输出。
不言而喻，可以根据需要代替电阻器或者用于电阻器R1或者电阻器R2的二极管，或者nMOS晶体管N1或者nMOS晶体管N2。
因为调节信号输出部件350的pMOS晶体管P9和第一电流源400的pMOS晶体管P2形成电流镜电路，并且调节信号输出部件350的pMOS晶体管P9和第二电流源500的pMOS晶体管P6形成电流镜电路，施加到第一电流源400的pMOS晶体管P2和施加到第二电流源500的pMOS晶体管P6的调节信号变得稳定。此外，pMOS晶体管P6或者pMOS晶体管P2至pMOS晶体管P9的放大率可以根据需要而改变，以便将在pMOS晶体管P9中流动的电流的比率改变为在pMOS晶体管P2或者pMOS晶体管P6中流动的电流。
虽然已经根据若干示例性实施例描述了本发明，但是本领域的技术人员将认识到本发明可以在所附的权利要求的精神和范围内进行各种修改的实践，并且本发明并不限于上述的示例。
此外，权利要求的范围不限于上述的示例性实施例。
此外，应当注意的是，申请人意在涵盖所有权利要求要素的等同形式，即使在后期的审查过程中对权利要求进行过修改，也涵盖所有权利要求要素的等同形式。

Claims (4)

1.一种放大器，所述放大器放大输入信号以将输出信号输出，以及根据独立地且外部地输入的基准电压来调节所述输出信号的中心电压，所述放大器包括：
放大部件，其输出通过放大所述输入信号而获得的所述输出信号以及所述输出信号的中心电压；以及
偏移调节部件，其根据所述中心电压和所述基准电压之间的差来输出调节信号，其中
来自所述偏移调节部件的调节信号被反馈到所述放大部件的电流源和所述偏移调节部件的电流源。
2.根据权利要求1所述的放大器，其中：
所述放大部件放大两个输入信号中的每个以输出差模分量的两个输出信号并且输出共模电压作为所述两个输出信号的中心电压，
所述偏移调节部件是共模反馈部件，所述共模反馈部件根据所述共模电压和所述基准电压之间的差来输出所述调节信号，以及
来自所述共模反馈部件的调节信号被反馈到所述放大部件的电流源和所述共模反馈部件的电流源。
3.根据权利要求1所述的放大器，其中：
所述偏移调节部件包括差分对和调节信号输出部件，所述差分对包括被输入了来自所述放大部件的中心电压和外部输入的基准电压以生成通过放大这些信号的差而获得的差分信号的栅极，所述调节信号输出部件输出来自所述差分对的差分信号作为所述调节信号，
形成所述调节信号输出部件的电流源的晶体管和形成所述放大部件的电流源的晶体管形成电流镜，以及
形成所述调节信号输出部件的电流源的晶体管和形成所述偏移调节部件的电流源的晶体管形成电流镜。
4.一种偏移调节电路，所述偏移调节电路根据独立地且外部地输入的基准电压来调节从放大部件输出的输出信号的中心电压，所述放大部件输出通过放大输入信号而获得的输出信号，其中
所述偏移调节电路根据所述输出信号的中心电压和所述基准电压的差将调节信号反馈到所述放大部件的电流源和所述偏移调节电路的电流源。
CNA2009102031499A 2008-06-02 2009-06-02 放大器和偏移调节电路 Pending CN101599742A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008144374A JP2009290844A (ja) 2008-06-02 2008-06-02 増幅器、オフセット調整回路
JP2008144374 2008-06-02

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN101599742A true CN101599742A (zh) 2009-12-09

Family

ID=41379054

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2009102031499A Pending CN101599742A (zh) 2008-06-02 2009-06-02 放大器和偏移调节电路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7924094B2 (zh)
JP (1) JP2009290844A (zh)
CN (1) CN101599742A (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104378073A (zh) * 2014-11-07 2015-02-25 无锡纳讯微电子有限公司 一种运算放大器
CN105045331A (zh) * 2012-04-24 2015-11-11 华为技术有限公司 随机误差电压处理电路和运放器件
CN105678003A (zh) * 2016-01-15 2016-06-15 中山芯达电子科技有限公司 用于纠错修改冗余器件组及利用其修复电路缺陷的方法
CN108023555A (zh) * 2016-11-03 2018-05-11 意法半导体股份有限公司 控制放大器的方法、相应电路及设备

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5730697B2 (ja) * 2011-07-14 2015-06-10 シャープ株式会社 イオンセンシング装置およびイオン発生器
JP5765155B2 (ja) * 2011-09-13 2015-08-19 富士通株式会社 電圧比較回路，ａ／ｄ変換器および半導体装置
JP5890267B2 (ja) * 2012-07-06 2016-03-22 ルネサスエレクトロニクス株式会社 積分回路及びそれを備えたａｄ変換回路
US9246477B2 (en) * 2014-03-27 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Systems and methods for common mode level shifting
US9614527B2 (en) * 2014-09-04 2017-04-04 Fujitsu Limited Differential to single-ended signal conversion
US9722555B1 (en) * 2016-05-20 2017-08-01 Inphi Corporation Differential circuits with constant GM bias
US9847762B1 (en) * 2016-07-01 2017-12-19 Inphi Corporation Low voltage high speed CMOS line driver without tail current source
KR20180114561A (ko) * 2017-04-10 2018-10-19 에스케이하이닉스 주식회사 증폭기 및 이를 이용한 반도체 장치
CN110086437A (zh) 2018-01-26 2019-08-02 华为技术有限公司 运算放大器和芯片

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5856757A (en) * 1997-06-11 1999-01-05 Philips Electronics North America Corporation gm-C cell with two stage common mode control and current boost
US6774722B2 (en) * 2002-10-16 2004-08-10 Centillium Communications, Inc. Frequency compensation of common-mode feedback loops for differential amplifiers
JP2007134940A (ja) 2005-11-10 2007-05-31 Toshiba Corp 差動電圧出力回路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105045331A (zh) * 2012-04-24 2015-11-11 华为技术有限公司 随机误差电压处理电路和运放器件
CN104378073A (zh) * 2014-11-07 2015-02-25 无锡纳讯微电子有限公司 一种运算放大器
CN105678003A (zh) * 2016-01-15 2016-06-15 中山芯达电子科技有限公司 用于纠错修改冗余器件组及利用其修复电路缺陷的方法
CN108023555A (zh) * 2016-11-03 2018-05-11 意法半导体股份有限公司 控制放大器的方法、相应电路及设备

Also Published As

Publication number Publication date
JP2009290844A (ja) 2009-12-10
US7924094B2 (en) 2011-04-12
US20090295479A1 (en) 2009-12-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101599742A (zh) 放大器和偏移调节电路
US9389620B2 (en) Apparatus and method for a voltage regulator with improved output voltage regulated loop biasing
CN101887283B (zh) 电源电路
CN101223488A (zh) 具有新动态补偿的标准cmos低噪音高psrr低漏失调整器
US9785164B2 (en) Power supply rejection for voltage regulators using a passive feed-forward network
TW200826487A (en) Gain-improving operational transconductance amplifier and its improvement method thereof
US8519786B2 (en) Variable gain amplifier with fixed bandwidth
US8400214B2 (en) Class AB output stage
US9246459B2 (en) Variable gain amplifier
JP2011229073A (ja) 利得変動補償装置
TWI535196B (zh) 放大器及其操作方法
US20110291759A1 (en) Rail-to-rail amplifier
KR20060121833A (ko) 전원 장치 및 그것을 구비하는 전자 기기
US8766610B2 (en) Multi-stage voltage regulator
US20170023960A1 (en) Voltage regulator
US20230208371A1 (en) Post driver having voltage protection
US10122337B2 (en) Programmable gain amplifier
CN110554728A (zh) 一种低压差线性稳压电路
KR20130024503A (ko) 전력 증폭 시스템
CN110221647A (zh) 一种稳压器
US11316504B2 (en) Apparatus comprising a differential amplifier
CN210244187U (zh) 一种低压差线性稳压电路
CN105988499B (zh) 电源侧电压调节器
KR101101453B1 (ko) 전력 증폭 장치
US11977402B2 (en) Transconductors with improved slew performance and low quiescent current

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20091209