JP2009232204A - 信号処理装置、信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】アナログ入力信号のデジタルサンプリング時のダイナミックレンジ拡大処理を適正に行うことができるようにする。
【解決手段】所定のゲイン差を与えた複数系統のアナログ入力信号を複数の（同数の）Ａ／Ｄ変換手段でそれぞれサンプリング後それらを合成してダイナミックレンジの拡大を図る。この場合において、合成されるべきそれぞれの信号の合成比率を、複数のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき決定する。
これによれば、１つのＡ／Ｄ変換手段からの入力信号のみに基づいて合成比率を決定する従来手法のように、小レベル又は大レベルによるアナログ信号が入力された際に入力信号レベルの誤検出が生じ、誤った合成比率が決定されてしまうことの防止を図ることができる。
【選択図】図４

Description

本発明は、アナログ入力信号をデジタルサンプリングして処理する信号処理装置とその方法とに関する。

特開平３−２１４８９２号公報 特開平３−９６１９９号公報 特開２００２−１４１８０２号公報 特開平９−８２０１９号公報

ヘッドフォン装置により楽曲などのコンテンツの音声を再生しているときに聴こえてくる外部のノイズをアクティブにキャンセルするようにされた、ヘッドフォン装置対応のいわゆるノイズキャンセリングシステムが知られ、また、実用化されている。このようなノイズキャンセリングシステムとしては、大別してフィードバック方式とフィードフォワード方式との２つの方式が知られている。

例えば、上記特許文献１には、ユーザの耳に装着される音響管内においてイヤホン（ヘッドフォン）ユニットの近傍に設けたマイクロフォンユニットにより収音した音響管内部の騒音（ノイズ）を位相反転させた音声信号を生成し、これをイヤホンユニットから音として出力させることにより、外部ノイズを低減させるようにした構成、つまり、フィードバック方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。
また、上記特許文献２には、その基本構成として、ヘッドフォン装置外筐に取り付けたマイクロフォンにより収音して得た音声信号について所定の伝達関数による特性を与えてヘッドフォン装置から出力させるようにした構成、つまりフィードフォワード方式に対応したノイズキャンセリングシステムの構成が記載されている。

これらフィードフォワード方式、フィードバック方式の何れを採用する場合にも、ノイズキャンセリングのために設定されるフィルタ特性は、例えば外部のノイズ源からの音声がユーザの耳位置（ノイズキャンセル点）に到達するまでの空間伝達関数や、マイクアンプ・ヘッドフォンアンプの特性などの各種の伝達関数に基づき、ユーザ耳位置でノイズがキャンセルされるようにして設定されるものとなる。

ここで、ノイズキャンセリングシステムでは、ヘッドフォン装置に設けたマイクロフォンからの収音信号に対して、ノイズキャンセリングのための信号特性を与えるためのフィルタ処理を施すという基本構成を採る。
現状において実用化されているノイズキャンセリングシステムでは、このようなノイズキャンセリングのためのフィルタ（ＮＣフィルタ）としては、アナログ回路により実装するものとされている。

しかしながら、ＮＣフィルタをアナログ回路で実装する場合、フィルタ特性の切り換えを行うことが非常に困難となる。そこで、ＮＣフィルタをデジタルで実現しようとする試みが為されている。すなわち、ＮＣフィルタを例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタなどのデジタルフィルタで構成するものである。このことによって、フィルタ特性の変更をフィルタ係数などのパラメータ変更のみで行うことができるなど、アナログ回路で実装するとした場合よりも多くの利点が得られる。

ここで、当然のことながら、このようにＮＣフィルタをデジタルフィルタで構成するとした場合には、マイクロフォンを入力元とするアナログ収音信号をデジタル信号に変換してＮＣフィルタに入力する必要がある。つまり、マイクロフォン→マイクアンプを介して得られる収音信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器が必要となる。

このとき問題となるのは、ノイズキャンセリングシステムにおけるマイクロフォンが収音対象とする外部ノイズは、非常にダイナミックレンジが広いという点である。すなわち、ノイズキャンセリングシステムとして、日常発生するノイズに対応可能とするためには相当に大きな音圧から小さな音圧までに対応可能とする必要があり、これに伴い、収音信号をデジタルフィルタに入力するための上記Ａ／Ｄ変換器としても、相応のダイナミックレンジが要求されることになる。

現状において、Ａ／Ｄ変換器としては１６ｂｉｔ（９６dB）程度のダイナミックレンジ（分解能）を有するものが一般的に用いられているが、この程度の分解能では、日常想定され得るノイズ音圧の範囲をカバーすることができないことが分かっている。
このとき、Ａ／Ｄ変換器としてより高分解能なもの（例えば２４ｂｉｔ程度）を用いれば、日常想定され得るノイズ音圧範囲に対応可能とすることができる。しかしながら、このように高分解能なＡ／Ｄ変換器は消費電力が大きく、また内部構成も複雑で高コストとなり、現実的な構成とは言えないものとなる。

このような問題の一方で、先に本出願人は、Ａ／Ｄ変換器を２つ設け、それぞれを小音圧側、大音圧側に割り振ってデジタルサンプリングを行うことで、ダイナミックレンジの拡大を図る技術を提案している（上記特許文献３）。
すなわち、この特許文献３の発明では、同一入力信号について、一方はそのまま第１Ａ／Ｄ変換器によるサンプリングを行い（第１デジタル信号）、他方は所要のゲイン（例えば２４dB）を与えた上で第２Ａ／Ｄ変換器によるサンプリングを行うようにしている（第２デジタル信号）。そして、デジタル領域において、上記第２Ａ／Ｄ変換器への入力信号に与えたゲインが相殺されるようにして上記第２デジタル信号に対するゲイン調整（−２４dB）を行うことで、ダイナミックレンジの拡大を図るようにしている。
このとき、ゲインを与えていない側の第１Ａ／Ｄ変換器が大音圧側に対応可能なＡ／Ｄ変換器となり、ゲインを与えた側の第２Ａ／Ｄ変換器が小音圧側に対応可能なＡ／Ｄ変換器となる。

ここで、この特許文献３では、上記２つのＡ／Ｄ変換器の出力に基づきそれぞれ得られた２つの値から、上記同一入力信号のサンプリング値としての１つの値を得ることについても言及されている。
具体的に、特許文献３の発明では、２つのＡ／Ｄ変換器からの入力信号をクロスフェード（合成）させて最終的な１つのサンプリング値を得るようにしている。より具体的には、ゲインを与えていない側（大音圧対応側）の第１Ａ／Ｄ変換器からの入力信号レベルに応じて決定した合成比率により、第１Ａ／Ｄ変換器、第２Ａ／Ｄ変換器からの２つの入力信号を合成して最終的な１つのサンプリング値を得るようにしている。

なお、特許文献４には、音声レベルの制御を行う場合において、入力音声の状況に応じた細かい追従制御を可能とする技術について記載されている。

上記特許文献３に記載の発明によれば、比較的低分解能なＡ／Ｄ変換器を用いた場合にも、該Ａ／Ｄ変換器の能力を超えたより広範なダイナミックレンジを有する入力信号に対応してデジタルサンプリングを行うことができる。
しかしながら、特許文献３の発明では、第１Ａ／Ｄ変換器、第２Ａ／Ｄ変換器のうち、一方からの入力信号のレベルのみに基づいて合成比率を決定している。具体的には、ゲインを与えていない側（大音圧対応側）の第１Ａ／Ｄ変換器からの入力信号レベルを見ている。このようにすれば、大音圧側のレベルは適正に検出できるが、その一方で小音圧側は量子化ノイズに埋もれてしまうことになるので、適正なレベル検出を行うことができないものとなる。
上述のように、特許文献３の発明ではこのようなレベル検出結果に基づき決定した合成比率によって第１Ａ／Ｄ変換器、第２Ａ／Ｄ変換器からの入力信号を合成して最終的なサンプリング値を得るようにされている。従って、このように適正なレベル検出を行うことができなくなってしまう場合には、合成処理も適正に行われなくなり、結果、入力信号のサンプリングを適正に行うことができなくなってしまう。
なお、逆に小音圧対応側の第２Ａ／Ｄ変換器の入力信号レベルを見るとしても、大音圧側について適正なレベル検出を行うことができなくなるので、入力信号のサンプリングを適正に行うことはできない。

当然のことながら、入力信号についてのサンプリングが適正に行われない場合は、その後段のデジタル信号処理としても誤った処理結果が得られてしまう。特に、ノイズキャンセリングシステムでは、マイク収音信号のサンプリング値に対してＮＣフィルタをかけるようにされるが、この場合においてサンプリング値が誤っていると、実際に生じるノイズ音に対応したノイズキャンセル音を出力することができず、ノイズキャンセリング効果が得られなくなってしまう。

本発明では、上記した課題を考慮して、信号処理装置として以下のように構成することとした。
つまり、同一のアナログ入力信号から所定のゲイン差が与えられた複数系統のアナログ信号が得られるようにして上記アナログ入力信号に対するゲイン調整を行うゲイン調整手段を備える。
また、それぞれが上記ゲイン調整手段で得られる複数系統のアナログ信号のうちの１つを入力してデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段とを備える。
また、上記複数のＡ／Ｄ変換手段で得られたデジタル信号を入力して信号処理を行う信号処理手段とを備える。
そして、上記信号処理手段は、上記複数のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき決定した合成比率により、上記複数のＡ／Ｄ変換手段のそれぞれを入力元とする複数の信号を合成するものである。

上記構成によれば、所定のゲイン差を与えた複数系統のアナログ入力信号を複数の（同数の）Ａ／Ｄ変換手段でそれぞれサンプリング後それらを合成してダイナミックレンジの拡大を図る場合において、合成されるべきそれぞれの信号の合成比率を、複数のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき決定することができる。
これによれば、１つのＡ／Ｄ変換手段からの入力信号のみに基づいて合成比率を決定する従来手法のように、小レベル又は大レベルによるアナログ信号が入力された際に入力信号レベルの誤検出が生じ、誤った合成比率が決定されてしまうことの防止を図ることができる。

本発明によれば、所定のゲイン差を与えた複数系統のアナログ入力信号を複数の（同数の）Ａ／Ｄ変換手段でそれぞれサンプリング後それらを合成してダイナミックレンジの拡大を図る場合において、合成されるべきそれぞれの信号の合成比率を複数のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき決定するものとしたことで、誤った合成比率が決定されてしまうことの防止を図ることができる。
このように各信号の合成比率を正しく決定できることで、アナログ入力信号をデジタルサンプリングして信号処理を施す場合において、誤った処理結果が得られてしまうことを防止することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態という）について説明していく。
実施の形態では、本発明の信号処理装置が、ヘッドフォン装置を接続可能に構成され、この信号処理装置とヘッドフォン装置とでノイズキャンセリングシステムが形成される場合を例に挙げる。以下では先ず、本実施の形態としてのシステムの構成を説明するのに先立ち、ノイズキャンセリングシステムの基本概念について説明を行っておく。

＜ノイズキャンセリングシステムの基本概念＞

ノイズキャンセリングシステムの基本的な方式としては、フィードバック（FeedBack：ＦＢ）方式によりサーボ制御を行うようにされたものとフィードフォワード（FeedForward：ＦＦ）方式がそれぞれ知られている。先ず、図１により、ＦＢ方式について説明する。

図１（ａ）には、ヘッドフォン装着者（ユーザ）の右耳（Ｌ（左），Ｒ（右）による２チャンネルステレオにおけるＲチャンネル）側における、ＦＢ方式によるノイズキャンセリングシステムのモデル例を模式的に示している。
ここでのヘッドフォン装置のＲチャンネル側の構造としては、先ず、右耳に対応するハウジング部２０１内において、ヘッドフォン装置を装着したユーザ５００の右耳に対応する位置にドライバ２０２を設けるようにされる。ドライバ２０２は振動板を備えたいわゆるスピーカと同義のものであり、音声信号の増幅出力により駆動（ドライブ）されることで音声を空間に放出するようにして出力するものである。

そのうえで、ＦＢ方式としては、ハウジング部２０１内においてユーザ５００の右耳に近いとされる位置に対してマイクロフォン２０３を設けるようにされる。このようにして設けられるマイクロフォン２０３によっては、ドライバ２０２から出力される音声と、外部のノイズ音源３０１からハウジング部２０１内に侵入して右耳に到達しようとする音声、つまり右耳にて聴き取られる外部音声であるハウジング内ノイズ３０２とが収音されることになる。なお、ハウジング内ノイズ３０２が発生する原因としては、ノイズ音源３０１が例えばハウジング部のイヤーパッドなどの隙間から音圧として漏れてきたり、ヘッドフォン装置の筐体がノイズ音源３０１の音圧を受けて振動し、これがハウジング部内に伝達されてくることなどを挙げることができる。
そして、マイクロフォン２０３によって収音して得られた音声信号から、例えば外部音声の音声信号成分に対して逆特性となる信号など、ハウジング内ノイズ３０２がキャンセル（減衰、低減）されるようにするための信号（キャンセル用オーディオ信号）を生成し、この信号について、ドライバ２０２を駆動する必要音の音声信号（オーディオ音源）に合成させるようにして帰還させる。これによりハウジング部２０１内における右耳に対応するとされる位置に設定されたノイズキャンセル点４００においては、ドライバ２０１からの出力音声と外部音声の成分とが合成されることによって外部音声がキャンセルされた音が得られ、ユーザの右耳では、この音を聴き取ることになる。そして、このような構成を、Ｌチャンネル（左耳）側においても与えることで、通常のＬ，Ｒ２チャンネルステレオに対応するヘッドフォン装置としてのノイズキャンセリングシステムが得られることになる。

図１（ｂ）のブロック図は、ＦＢ方式によるノイズキャンセリングシステムの基本的なモデル構成例を示している。なお、この図１（ｂ）にあっては、図１（ａ）と同様にして、Ｒチャンネル（右耳）側のみに対応した構成が示されているものであり、また、Ｌチャンネル（左耳）側に対応しても同様のシステム構成が備えられるものである。また、この図において示されるブロックは、ＦＢ方式によるノイズキャンセリングシステムの系における特定の回路部位、回路系などに対応する１つの特定の伝達関数を示すもので、ここでは伝達関数ブロックと呼ぶことにする。各伝達関数ブロックにおいて示されている文字が、その伝達関数ブロックの伝達関数を表しているものであり、音声信号(若しくは音声)は、伝達関数ブロックを経由するごとに、そこに示される伝達関数が与えられることになる。

先ず、ハウジング部２０１内に設けられるマイクロフォン２０３により収音される音声は、このマイクロフォン２０３と、マイクロフォン２０３にて得られた電気信号を増幅して音声信号を出力するマイクロフォンアンプに対応する伝達関数ブロック１０１（伝達関数Ｍ）を介した音声信号として得られることになる。この伝達関数ブロック１０１を経由した音声信号は、ＦＢ(FeedBack)フィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２(伝達関数−β)を介して合成器１０３に入力される。ＦＢフィルタ回路は、マイクロフォン２０３により収音して得られた音声信号から、上述のキャンセル用オーディオ信号を生成するための特性が設定されたフィルタ回路であり、その伝達関数が−βとして表されているものである。

また、楽曲などのコンテンツとされるオーディオ音源の音声信号Ｓは、ここでは、イコライザによるイコライジングが施されるものとしており、このイコライザに対応する伝達関数ブロック１０７（伝達関数Ｅ）を介して合成器１３に入力される。
なお、このように音声信号Ｓにイコライジングを施すのは、ＦＢ方式では、ノイズ収音用のマイクロフォン２０３がハウジング部２０１内に設けられ、ノイズ音のみでなくドライバ２０２からの出力音声も収音されることに由来する。すなわち、このようにマイクロフォン２０３が音声信号Ｓの成分も収音することで、ＦＢ方式では音声信号Ｓに対しても伝達関数−βが与えられるものとなっており、このことで音声信号Ｓの音質劣化を招くこと虞がある。そこで、予め伝達関数−βによる音質劣化を抑制するために、イコライジングにより音声信号Ｓに所要の信号特性を与えるようにしているものである。

合成器１０３では、上記の２つの信号を加算により合成する。このようにして合成された音声信号は、パワーアンプにより増幅され、ドライバ２０２に駆動信号として出力されることで、ドライバ２０２から音声として出力される。つまり、合成器１０３からの音声信号は、パワーアンプに対応する伝達関数ブロック１０４（伝達関数Ａ）を経由し、さらにドライバ２０２に対応する伝達関数ブロック１０５（伝達関数Ｄ）を経由して音声として空間内に放出される。なお、ドライバ２０２の伝達関数Ｄは、例えばドライバ２０２の構造などにより決まる。

そして、ドライバ２０２にて出力された音声は、ドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの空間経路(空間伝達関数)に対応する伝達関数ブロック１０６（伝達関数Ｈ）を経由するようにしてノイズキャンセル点４００に到達し、その空間にてハウジング内ノイズ３０２と合成されることになる。そして、ノイズキャンセル点４００から例えば右耳に到達するものとされる出力音の音圧Ｐとしては、ハウジング部２０１の外部から侵入してくるノイズ音源３０１の音がキャンセルされるものとなる。

ここで、この図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムのモデルの系にあって、上記出力音の音圧Ｐは、ハウジング内ノイズ３０２をＮ、オーディオ音源の音声信号をＳとしたうえで、各伝達関数ブロックにおいて示される伝達関数「Ｍ、−β、Ｅ、Ａ、Ｄ、Ｈ」を利用して、次の[式１]のようにして表されるものとなる。

この[式１]において、ハウジング内ノイズ３０２であるＮに着目すると、Ｎは、１ ／（１＋ＡＤＨＭβ）で表される係数により減衰されることがわかる。

ただし、[式１]の系がノイズ低減対象の周波数帯域にて発振することなく、安定して動作するためには、次の[式２]が成立していることが必要となる。

一般的なこととして、ＦＢ方式によるノイズキャンセリングシステムにおける各伝達関数の積の絶対値が、

１＜＜｜ＡＤＨＭβ｜

で表されることとと、古典制御理論におけるNyquistの安定性判別と合わせると、[式２]については下記のように解釈できる。
ここでは、図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムの系において、ハウジング内ノイズ３０２であるＮに関わるループ部分を一箇所切断して得られる、（−ＡＤＨＭβ）で表される系を考える。この系を、ここでは「オープンループ」ということにする。一例として、マイクロフォン及びマイクロフォンアンプに対応する伝達関数ブロック１０１と、ＦＢフィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２との間を切断すべき箇所とすれば、上記のオープンループを形成できる。

上記のオープンループは、例えば図２のボード線図により示される特性を持つものとされる。このボード線図においては、横軸に周波数が示され、縦軸においては、下半分にゲインが示され、上半分に位相が示される。
このオープンループを対象とした場合、Nyquistの安定性判別に基づき、[式２]を満足するためには、下記の２つの条件を満たす必要がある。
条件１：位相０ｄｅｇ．（０ 度）の点を通過するとき、ゲインは０ｄＢより小さくなくてはならない。
条件２：ゲインが０ｄＢ以上であるとき、位相０ｄｅｇ．の点を含んではいけない。

上記２つの条件１、２を満たさない場合、ループには正帰還がかかることとなって、発振（ハウリング）を生じさせる。図２においては、上記の条件１に対応する位相余裕Ｐａ、Ｐｂと、条件２に対応するゲイン余裕Ｇａ、Ｇｂが示されている。これらの余裕が小さいと、ノイズキャンセリングシステムを適用したヘッドフォン装置を使用するユーザの各種の個人差やヘッドフォン装置を装着したときの状態のばらつきなどにより、発振の可能性が増加することになる。
例えば図２にあっては、位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインとしては０ｄＢより小さくなっており、これに応じてゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが得られている。しかしながら、例えば仮に位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ以上となってゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが無くなる、あるいは位相０ｄｅｇ．の点を通過するときのゲインが０ｄＢ未満であるものの、０ｄＢに近く、ゲイン余裕Ｇａ 、Ｇｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。
同様にして、図２にあっては、ゲインが０ｄＢ以上であるときには位相０ｄｅｇ．の点を通過しないようにされており、位相余裕Ｐａ、Ｐｂが得られている。しかしながら、例えばゲインが０ｄＢ以上であるときに位相０ｄｅｇ．の点を通過してしまっている。或いは、位相０ｄｅｇ．に近くなり位相余裕Ｐａ、Ｐｂが小さくなるような状態となると、発振を生じる、あるいは発振の可能性が増加することになる。

次に、図１（ｂ）に示したＦＢ方式のノイズキャンセリングシステムの構成において、上述の外部音声（ノイズ）のキャンセル（低減）機能に加えて、必要な音（必要音）をヘッドフォン装置により再生出力する場合について説明する。
ここでは、必要音として、例えば楽曲などのコンテンツとしてのオーディオ音源の音声信号Ｓが示されている。
なお、この音声信号Ｓとしては、音楽的、又はこれに準ずる内容のもののほかにも考えられる。例えば、ノイズキャンセリングシステムを補聴器などに適用することとした場合には、周囲の必要音を収音するために筐体外部に設けられるマイクロフォン（ノイズキャンセルの系に備えられるマイクロフォン２０３とは異なる）により収音して得られた音声信号となる。また、いわゆるヘッドセットといわれるものに適用する場合には、電話通信などの通信により受信した相手方の話し声などの音声信号となる。つまり、音声信号Ｓとは、ヘッドフォン装置の用途などに応じて再生出力すべきことが必要となる音声一般に対応したものである。

先ず、先の[式１]において、オーディオ音源の音声信号Ｓに着目する。そして、イコライザに対応する伝達関数Ｅとして、次の[式３]により表される特性を有するものとして設定したこととする。

なお、この伝達特性Ｅは、周波数軸でみた場合に、上記オープンループに対してほぼ逆特性（１＋オープンループ特性）となっている。そして、この[式３]により示される伝達関数Ｅの式を、[式１]に代入すると、図１（ｂ）に示されるノイズキャンセリングシステムのモデルにおける出力音の音圧Ｐについては、次の[式４]のようにして表すことができる。

[式４]におけるＡＤＨＳの項において示される伝達関数Ａ、Ｄ、Ｈのうち、伝達関数Ａはパワーアンプに対応し、伝達関数Ｄはドライバ２０２に対応し、伝達関数Ｈはドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの経路の空間伝達関数に対応するので、ハウジング部２０１内のマイクロフォン２０３の位置が耳に対して近接した位置にあるとすれば、音声信号Ｓについては、ノイズキャンセル機能を有さないようにした通常のヘッドフォンと同等の特性が得られることがわかる。

次に、ＦＦ方式によるノイズキャンセリングシステムについて説明する。
図３（ａ）は、ＦＦ方式によるノイズキャンセリングシステムのモデル例として、先の図１（ａ）と同様にＲチャンネルに対応する側の構成を示している。
ＦＦ方式では、ハウジング部２０１の外側に対して、ノイズ音源３０１から到達してくるとされる音声が収音できるようにしてマイクロフォン２０３を設けるようにされる。そして、このマイクロフォン２０３により収音した外部音声、つまりノイズ音源３０１から到達してきたとされる音声を収音して音声信号を得て、この音声信号について適切なフィルタリング処理を施して、キャンセル用オーディオ信号を生成するようにされる。そして、このキャンセル用オーディオ信号を、必要音の音声信号と合成する。つまり、マイクロフォン２０３の位置からドライバ２０２の位置までの音響特性を電気的に模擬したキャンセル用オーディオ信号を必要音の音声信号に対して合成するものである。
そして、このようにしてキャンセル用オーディオ信号と必要音の音声信号とが合成された音声信号をドライバ２０２から出力させることで、ノイズキャンセル点４００において得られる音としては、ノイズ音源３０１からハウジング部２０１内に侵入してきた音がキャンセルされたものが聴こえるようになる。

図３（ｂ）は、ＦＦ方式によるノイズキャンセリングシステムの基本的なモデル構成例として、一方のチャンネル（Ｒチャンネル）に対応した側の構成を示している。
先ず、ハウジング部２０１の外側に設けられるマイクロフォン２０３により収音される音は、マイクロフォン２０３及びマイクロフォンアンプに対応する伝達関数Ｍを有する伝達関数ブロック１０１を介した音声信号として得られる。
次に、上記伝達関数ブロック１０１を経由した音声信号は、ＦＦ(FeedForward)フィルタ回路に対応する伝達関数ブロック１０２(伝達関数−α)を介して合成器１０３に入力される。ＦＦフィルタ回路１０２は、マイクロフォン２０３により収音して得られた音声信号から、上記したキャンセル用オーディオ信号を生成するための特性が設定されたフィルタ回路であり、その伝達関数が−αとして表されているものである。

また、ここでのオーディオ音源の音声信号Ｓは、直接、合成器１０３に入力するものとしている。
合成器１０３により合成された音声信号は、パワーアンプにより増幅され、ドライバ２０２に駆動信号として出力されることで、ドライバ２０２から音声として出力されることになる。つまり、この場合にも、合成器１０３からの音声信号は、パワーアンプに対応する伝達関数ブロック１０４（伝達関数Ａ）を経由し、さらにドライバ２０２に対応する伝達関数ブロック１０５（伝達関数Ｄ）を経由して音声として空間内に放出される。
そして、ドライバ２０２にて出力された音声は、ドライバ２０２からノイズキャンセル点４００までの空間経路(空間伝達関数)に対応する伝達関数ブロック１０６（伝達関数Ｈ）を経由してノイズキャンセル点４００に到達し、ここでハウジング内ノイズ３０２と空間で合成されることになる。

また、ノイズ音源３０１から発せられた音がハウジング部２０１内に侵入してノイズキャンセル点４００に到達するまでには、伝達関数ブロック１１０として示すように、ノイズ音源３０１からノイズキャンセル点４００までの経路に対応する伝達関数（空間伝達関数Ｆ）が与えられる。その一方で、マイクロフォン２０３では、外部音声であるノイズ音源３０１から到達してくるとされる音声を収音することになるが、このとき、ノイズ音源３０１から発せられた音（ノイズ）がマイクロフォン２０３に到達するまでには、伝達関数ブロック１１１として示すように、ノイズ音源３０１からマイクロフォン２０３までの経路に対応する伝達関数（空間伝達関数Ｇ）が与えられることになる。伝達関数ブロック１０２に対応するＦＦフィルタ回路としては、上記の空間伝達関数Ｆ，Ｇも考慮した上での伝達関数−αが設定されるものである。
これにより、ノイズキャンセル点４００から例えば右耳に到達するものとされる出力音の音圧Ｐとしては、ハウジング部２０１の外部から侵入してくるノイズ音源３０１の音がキャンセルされるものとなる。

図３（ｂ）に示したＦＦ方式によるノイズキャンセリングシステムのモデルの系にあって、上記出力音の音圧Ｐは、ノイズ音源３０１において発せられるノイズをＮ、オーディオ音源の音声信号をＳとしたうえで、各伝達関数ブロックにおいて示される伝達関数「Ｍ、−α、Ｅ、Ａ、Ｄ、Ｈ」を利用して、次の[式５]で表されるものとなる。

また、理想的には、ノイズ音源３０１からキャンセルポイント４００までの経路の伝達関数Ｆは、次の[式６]のようにして表すことができる。

次に、[式６]を[式５]に代入すると、右辺の第１項と第２項とが相殺されることとなる。この結果から、出力音の音圧Ｐは、以下の[式７]のようにして表すことができる。

このようにして、ノイズ音源３０１から到達してくるとされる音はキャンセルされ、オーディオ音源の音声信号だけが音声として得られることが示される。つまり、理論上、ユーザの右耳においては、ノイズがキャンセルされた音声が聴こえることになる。ただし、現実には、[式６]が完全に成立するような伝達関数を与えることのできる、完全なＦＦフィルタ回路を構成することは非常に困難である。また、人による耳の形状であるとか、ヘッドフォン装置の装着の仕方についての個人差が比較的大きく、ノイズの発生位置とマイク位置との関係の変化などは、特に中高域の周波数帯域についてのノイズ低減効果に影響を与えることが知られている。このために、中高域に関しては、アクティブなノイズ低減処理を控え、主として、ヘッドフォン装置の筐体の構造などに依存したパッシブな遮音をすることがしばしば行われる。
また、確認のために述べておくと、[式６]は、ノイズ音源３０１から耳までの経路の伝達関数を、伝達関数−αを含めた電気回路にて模倣することを意味している。

また、図３（ａ）に示したＦＦ方式のノイズキャンセリングシステムでは、マイクロフォン２０３をハウジングの外側に設けることから、キャンセルポイント４００については、図１（ａ）のＦＢ方式のノイズキャンセリングシステムと異なり、聴取者の耳位置に対応させるようにしてハウジング部２０１にて任意に設定できる。しかし通常、伝達関数−αは固定的であり、設計段階においては、何らかのターゲット特性を対象とした決めうちになる。その一方で、聴取者によって耳の形状などは異なる。このために、十分なノイズキャンセル効果が得られなかったり、ノイズ成分を非逆相で加算してしまって異音を生じさせたりするなどの現象が発生する可能性もある。
このようなことから、一般的にＦＦ方式は、発振する可能性が低く安定度は高いが、十分なノイズ減衰量（キャンセル量）を得るのは困難であるとされている。一方、ＦＢ方式は大きなノイズ減衰量が期待できる代わりに、系の安定性に注意が必要であるとされている。このように、ＦＢ方式とＦＦ方式とでは、それぞれに特徴を有するものである。

＜第１の実施の形態＞
[信号処理装置の構成]

図４は、本発明の第１の実施の形態としての信号処理装置１の内部構成を示したブロック図である。なおこの図４では、信号処理装置１と接続されるヘッドフォン２の内部構成も併せて示している。

先ずは、ヘッドフォン２側から説明する。
図示するようにヘッドフォン２には、オーディオ入力端子Ｔ-AinとドライバDRVとが備えられる。オーディオ入力端子Ｔ-Ainには、信号処理装置１と接続されたときに該信号処理装置１に設けられたオーディオ出力端子Ｔ-Aoutから出力されるオーディオ信号（駆動信号）が入力される。
ドライバDRVは、上記オーディオ入力端子Ｔ-Ainを介して入力されるオーディオ信号に応じて、内部の振動板を駆動して音声出力（音響再生）を行う。

また、ヘッドフォン２には、ノイズキャンセリングシステムに対応するための構成として、マイクロフォンMICとマイク出力端子Ｔ-Moutとが備えられている。マイクロフォンMICによる収音信号はマイク出力端子Ｔ-Moutに供給される。該マイク出力端子Ｔ-Moutに得られる収音信号は、信号処理装置１と接続されたとき、該信号処理装置１に設けられるマイク入力端子Ｔ-Minを介して後述する第１マイクアンプ３Ａ、第２マイクアンプ３Ｂのそれぞれに対して供給される。

ここで、先に述べたようにして、ノイズキャンセリングの方式としては、ＦＢ方式とＦＦ方式の２つを挙げることができる。ヘッドフォン２がＦＢ方式に対応するヘッドフォン装置である場合、上記マイクロフォンMICとしては、先の図１で説明したように聴取者の耳部分に対して装着されるハウジング部内において、内向きに設けられる。すなわち、ハウジング部内における音、具体的には聴取者の耳で聴取される音を収音するようにして設けられる。
また、ヘッドフォン２がＦＦ方式に対応するヘッドフォン装置である場合、上記ドライバDRVは、ハウジング部において外向きに設けられる。つまり、ハウジング部の外界で生じる音を収音するようにして設けられる。

続いて、信号処理装置１側について説明する。
信号処理装置１は、ノイズキャンセリング処理として、ヘッドフォン２を装着したユーザにノイズ音がキャンセルされたものとして知覚させるようにするための信号処理を行う。
図示するように信号処理装置１には、上述したオーディオ出力端子Ｔ-Aout、マイク入力端子Ｔ-Min、第１マイクアンプ３Ａ、第２マイクアンプ３Ｂと共に、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）５、Ｄ／Ａ変換器６、パワーアンプ７、メモリ８が設けられる。

上記第１マイクアンプ３Ａは、上述したマイク入力端子Ｔ-Minを介して入力される収音信号を所定ゲインにより増幅して第１Ａ／Ｄ変換器４Ａに出力する。
また、第２マイクアンプ３Ｂは、マイク入力端子Ｔ-Minを介して入力される収音信号を所定ゲインにより増幅して第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂに出力する。
ここで、本例において、第１マイクアンプ３Ａにより収音信号に与えるゲインは「＋１０dB」であるとする。一方、第２マイクアンプ３Ｂによって収音信号に与えるゲインは「＋２２dB」であるとする。これにより、収音信号としての同一アナログ入力信号に対しては、１２dBによるゲイン差が与えられるようにしてゲイン調整が為される。

第１Ａ／Ｄ変換器４Ａは、上記第１マイクアンプ３Ａを介して入力される収音信号をデジタル信号に変換（デジタルサンプリング）する。
また、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂは、上記第２マイクアンプ３Ｂを介して入力される収音信号をデジタル信号に変換する。
本例において、これら第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ及び第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂの量子化ビット数（分解能：ダイナミックレンジ）は、図示するように１６ｂｉｔであるとする。

ＤＳＰ５は、メモリ８に格納されるプログラム（信号処理プログラム８ａ）に基づくデジタル信号処理を実行することで、図中に示される各機能ブロックとしての動作を実現する。
具体的に、ＤＳＰ５は、上述した第１Ａ／Ｄ変換器４Ａの出力信号、及び第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂの出力信号に基づき、図中の小ゲイン側ミクス比制御部１０、大ゲイン側ミクス比制御部１５、乗算部１１、第１ミクス比率乗算部１２、第２ミクス比率乗算部１３、及び加算部１４としての機能動作により、実施の形態としてのダイナミックレンジ拡大処理を実現する。なお、このような実施の形態としてのダイナミックレンジ拡大処理の内容については後に改めて説明する。
ここで、以下の説明において、ＤＳＰ５の分解能は２４ｂｉｔであるとする。

また、ＤＳＰ５は、図中のイコライザ（ＥＱ）１７として示す機能動作として、入力されるオーディオデータに対するイコライジング処理を施す。例えばイコライザ１７は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタなどで実現することができる。
また、図中のＮＣ（ノイズキャンセリング）フィルタ１６として示す機能動作として、後述するように加算部１４で得られることになる、収音信号の最終的なサンプリング値（収音データ）に対し、ノイズキャンセリングのための信号特性を与える。このＮＣフィルタ１６としても、例えばＦＩＲフィルタなどで構成することができる。
さらに、図中の加算部１８として示す機能動作として、上述したイコライザ１７により処理されたオーディオデータと、上記ＮＣフィルタ１６により処理された収音データとを加算する。この加算部１８としての加算処理により得られるデータを加算データと呼ぶ。該加算データは、上記ＮＣフィルタ１６によりノイズキャンセリングのための信号特性が与えられた収音データが加算されたものとなる。従って、該加算データに基づく音声出力（音響再生）が信号処理装置１と接続されたヘッドフォン２にて行われることで、該ヘッドフォン２を装着したユーザに、ノイズ成分がキャンセルされたものとして知覚させることができる。

ここで、ＤＳＰ５のイコライザ１７が入力する上記オーディオデータとしては、信号処理装置１が実際にどのような装置に適用されるかによって異なる。例えば、信号処理装置１が、所要の記憶媒体に記憶されたオーディオデータを再生してヘッドフォン２に再生させるオーディオプレイヤである場合には、上記イコライザ１７に入力されるオーディオデータは、上記記憶媒体から再生したオーディオデータとなる。
或いは、信号処理装置１が、例えば携帯電話機の通話音声についてノイズキャンセリングを行う装置に適用される場合には、上記通話音声としてのオーディオデータを入力することになる。
何れにしても、上記イコライザ１７に入力するオーディオデータとしては、ヘッドフォン２を装着したユーザに聴取させるべきとされたオーディオデータを入力するものとすればよい。

なお、上記イコライザ１７は、ＦＢ方式に対応するヘッドフォン２が接続された際には、オーディオデータに対して音質劣化抑制のための特性を与えるためのフィルタ（図１のイコライザ１０７）として機能するものとなる。
先の説明によれば、ＦＦ方式の場合にはオーディオデータに対するイコライジングは必須とはならないが、ＦＦ方式に対応するヘッドフォン２が接続された場合、上記イコライザ１７としては、例えば単に所要のイコライジング処理を行うものとして機能するものと考えればよい。

上記のようにしてＤＳＰ５によって得られた加算データは、Ｄ／Ａ変換器６にてアナログ信号に変換された後、パワーアンプ７で増幅されて上述したオーディオ出力端子Ｔ-Aoutに供給される。これにより、ヘッドフォン２におけるドライバDRVは、上記パワーアンプ７で増幅されたオーディオ信号（駆動信号）に基づき駆動される。

なお、図４では説明の簡略化のため、１ｃｈ（チャンネル）分のオーディオ信号についての構成のみを例示したが、勿論、複数のｃｈのオーディオ信号について、各ｃｈごとに図４に示した構成（メモリ８は除く）を設けるようにして、各ｃｈで実施の形態としてのノイズキャンセリング動作（及びダイナミックレンジ拡大処理）が行われるようにすることもできる。

[ダイナミックレンジの拡大]

続いて、ダイナミックレンジの拡大処理について説明する。
ここで、以下では便宜上、ＤＳＰ５内における各機能ブロックをハードウエアとして扱うようにして説明を行うが、先にも述べたように、これら各機能ブロックとして示す動作はＤＳＰ５のデジタル信号処理によって実現されるものである。

ＤＳＰ５において、乗算部１１は、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ（小ゲイン側）からの出力信号を入力して所定のゲインを与える。なお、以下では、上記第１Ａ／Ｄ変換器４Ａを入力元とする信号を、第１信号と呼ぶ。

上記乗算部１１で第１信号側に与えるゲインとしては、上述した第１マイクアンプ３Ａと第２マイクアンプ３Ｂとによるゲイン調整によってそれぞれの収音信号に対して与えられたゲイン差を相殺するためのゲインを設定する。つまり、本例の場合、第２マイクアンプ３Ｂで与えられるゲイン（＋２２dB）と第１マイクアンプ３Ａで与えられるゲインとの差は１２dB（−１２dB）であるため、上記乗算部１１では該ゲイン差を相殺するための「＋１２dB」を第１信号側に与える。

第１ミクス比率乗算部１２は、上記乗算部１１によって所定ゲインが与えられた第１信号を入力し、該第１信号に対して、次に説明する小ゲイン側ミクス比制御部１０から与えられる係数を乗算する。

小ゲイン側ミクス比制御部１０は、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａからの第１信号を入力し、該第１信号のレベル（絶対値）を検出する。そして、このレベル検出結果に基づき決定した係数を、上記第１ミクス比率乗算部１２に対して与える。
図示するように、上記第１ミクス比率制御部１２によって係数が与えられた第１信号は、加算部１４に対して供給される。

なお、以下では上記第１ミクス比率乗算部１２が第１信号側に与える係数を、「Gain-A」とも称する。上記構成によれば、第１信号に与えられるGain-Aは、当該第１信号のレベル検出結果に基づき制御されることになる。

一方、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂからの出力信号（第２信号とする）は、第２ミクス比率乗算部１３と、大ゲイン側ミクス比制御部１５にそれぞれ供給される。
上記第２ミクス比率乗算部１３は、第２信号に対して、大ゲイン側ミクス比制御部１５から与えられる係数を乗算する。
大ゲイン側ミクス比制御部１５は、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂから入力した第２信号のレベル（絶対値）を検出すると共に、該レベル検出結果に基づき決定した係数を、上記第２ミクス比率乗算部１３に対して与える。
第２ミクス比率乗算部１３によって係数が与えられた第２信号は、加算部１４に対して供給される。
なお、上述した第１信号側と同様に、以下では上記第２ミクス比率乗算部１３が第２信号側に与える係数を、「Gain-B」とも称する。上記構成によれば、第２信号に与えられるGain-Bは第２信号のレベル検出結果に基づき制御されるものとなる。

加算部１４は、上記第１ミクス比率乗算部１２にてGain-Aが与えられた第１信号と、上記第２ミクス比率乗算部１３にてGain-Bが与えられた第２信号とを加算する。つまりこれにより、第１信号と第２信号とは、上記Gain-AとGain-Bとで決定される、所要の合成比率によって合成されることになる。
加算部１４で得られた第１信号と第２信号の合成信号は、先に説明したＮＣフィルタ１６に供給され、ノイズキャンセリングのためのフィルタ処理が施される。

ここで、上記により説明した構成とすることで得られる作用について、次の図５を参照して説明する。
図５は、ダイナミックレンジの拡大について説明するための図として、図５（ａ）では第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂのそれぞれで得られるサンプリング値の関係を示し、図５（ｂ）では、デジタル領域でゲイン差を相殺したときの第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂのサンプリング値の関係を示している。

先ず、図４に示した構成によれば、第１マイクアンプ３Ａ、第２マイクアンプ３Ｂのそれぞれに、マイクロフォンMICによって収音された同一の音（同一ノイズ）についての収音信号が入力される。このとき、上記第１マイクアンプ３Ａによっては＋１０dB、第２マイクアンプ３Ｂによっては＋２２dBのゲインがそれぞれ与えられるので、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａによるサンプリング値（第１信号のレベル）と第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂによるサンプリング値（第２信号のレベル）との関係は、図５（ａ）のように第１信号より第２信号の方が大きくなる。具体的には、第２信号のレベルの方が、第１信号のレベルよりもゲイン差＋１２dB分だけ高いレベルにより得られる。

このような第１信号のレベルと第２信号のレベルとの関係を踏まえた上で、小ゲイン側の第１Ａ／Ｄ変換器４Ａから入力される第１信号に対しては、上述のゲイン差を相殺するべく、乗算部１２により＋１２dBのゲインが与えられる。このようにゲイン差が相殺されることで、図５（ｂ）に示されるように同一の音（音圧）についてのそれぞれのサンプリング値は、同一の値で得られることになる。すなわち、第１信号のレベルと第２信号のレベルとが一致するようにされる。

図示されているように、このとき第１Ａ／Ｄ変換器４Ａによるダイナミックレンジの上限は、乗算部１４によるゲインアップが行われた分、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂのダイナミックレンジの上限よりも１２dB分高められることなる。
同様にして、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａのダイナミックレンジの下限としても第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂのダイナミックレンジの下限よりも１２dB高められる。つまり、下限側については、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂのダイナミックレンジの方が１２dB分拡大されるようになる。
これらのことから、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａのダイナミックレンジと、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂのダイナミックレンジとを併せた、総合的なダイナミックレンジとしては、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ単体、又は第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ単体とする場合よりも拡大されることが分かる。

そして、それぞれのダイナミックレンジの関係としては、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ側の方が１２dB分高いレベルまでの検出が可能となり、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂの方が１２dB分低いレベルまでの検出が可能となる。
すなわち、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ単体ではクリップしてしまうようなレベルの収音信号が入力された場合にも、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａでは正しくサンプリング値を得ることが可能となり、逆に、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ単体では量子化ノイズに埋もれてしまうような低いレベルの収音信号が入力された場合にも、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂでは正しくサンプリング値を得ることができるものである。

このことは、単純に、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａでは１０dBアップの収音信号をサンプリングし、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂでは２２dBアップの収音信号をサンプリングしている点を考えれば明らかである。
例えば、図６（ａ）に示されるように、同一の音圧として、比較的大音圧が収音された場合には、その収音信号を、小ゲイン側の第１Ａ／Ｄ変換器４Ａではダイナミックレンジ内において適正にサンプリングすることができるが、大ゲイン側の第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂでは収音信号がダイナミックレンジの上限をオーバーしてクリップ状態となる。
なお、この関係からも分かるように、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ側おいて、収音信号レベルがどの程度オーバーしているかは、当該第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂからの出力では不明であり、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ側のサンプリング値を参照しなければならないことになる。

また、図６（ｂ）に示されるように、同一の音圧として、比較的小音圧が収音された場合には、その収音信号を、大ゲイン側の第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂではダイナミックレンジ内において適正にサンプリングすることができるが、小ゲイン側の第１Ａ／Ｄ変換器４Ａでは収音信号がダイナミックレンジの下限を下回ってしまう。
つまり、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ側おいて、収音信号レベルがどの程度下回っているかは第１Ａ／Ｄ変換器４Ａの出力では不明であり、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ側のサンプリング値を参照しなければない。

上記の説明から理解されるように、小ゲイン側の第１Ａ／Ｄ変換器４Ａは、より大音圧側の入力に対応してサンプリングを行うことができるものとなる。一方、大ゲイン側の第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂは、より小音圧側の入力に対応してサンプリングを行うことができる。
この点に鑑み、本例においては、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａを入力元とする第１信号と第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂを入力元とする第２信号とを合成するにあたり、第１信号側に与えるGain-Aと第２信号側に与えるGain-Bの制御を、次の図７に示されるような制御特性に基づき行うものとしている。
先ず、図７（ａ）に示される小ゲイン側ミクス比制御部１０の制御特性としては、おおまかに、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａの出力に基づく第１信号のレベル（絶対値）が大きいときは、第１信号に与えるGain-Aも大きくし、第１信号のレベルが小さいときはGain-Aも小さくする制御を行うようにされる。
具体的にこの場合は、第１信号のレベルが０レベルから所定の第１閾値未満の範囲ではGain-Aを最小値とし、この第１閾値から該第１閾値よりも大となる第２閾値未満の範囲では、Gain-Aを徐々に最大値まで上昇させ、第２閾値以上の範囲ではGain-Aを最大値とするようにされている。

一方、図７（ｂ）に示される大ゲイン側ミクス比制御部１５の制御特性としては、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂの出力信号（第２信号）のレベル（絶対値）が大きいときは第２信号に与えるGain-Bを小さくし、第２信号のレベルが小さいときはGain-Bを大きくする制御を行うようにされる。
具体的には、第２信号のレベルが０レベルから所定の第３閾値未満の範囲ではGain-Bを最大値とし、この第３閾値から該第３閾値よりも大となる第４閾値未満の範囲では、Gain-Bを徐々に最小値まで低下させ、第４閾値以上の範囲ではGain-Bを最小値とするものである。

このとき、第１信号に与えるGain-Aと第２信号に与えるGain-Bは、その和が常に「１」となるように制御特性を設定する。すなわち、図７（ａ）（ｂ）に示す各制御特性において、Gain-Aが最大値「１」のときGain-Bは最小値「０」であり、Gain-Aが最小値「０」であるときGain-Bは最大値「１」となるようにされている。また、最小値〜最大値、最大値〜最小値に遷移する区間においても、同じ入力信号レベル時のGain-AとGain-Bの和は「１」となるようにされている。
このようにGain-AとGain-Bとの和が「１」となるようにされていることで、合成後の信号レベルが、元の収音信号のレベルから変化してしまうことの防止が図られる。

ここで、先の図４を参照して分かるように、小ゲイン側ミクス比制御部１０と大ゲイン側ミクス比制御部１５とは、それぞれ異なるマイクゲインが与えられた収音信号のサンプリング値を入力するので、同じ収音信号の入力に対し、それぞれの検出レベルは異なることになる。すなわち、マイクゲインの差＝１２dBに相当する分だけ異なるレベルが検出されることになる。
図７では、第１閾値と第３閾値、第２閾値と第４閾値とがそれぞれ同値であるように示しているが、このような関係が得られるようにするためには、何れか一方のミクス比制御部（１０又は１５）において、検出レベルを１２dB分だけオフセットさせるものとすればよい。これにより、第１閾値・第３閾値、第２閾値・第４閾値をそれぞれ同値に揃えることができ、Gain-AとGain-Bの和が常に「１」となるように制御を行うことができる。

上記により説明した図７の制御特性によってGain-AとGain-Bとが制御されることで、入力信号レベルが大きい場合に対応しては、より大音圧側に対応可能な第１Ａ／Ｄ変換器４Ａを入力元とする第１信号の比率を大、第２信号の比率を小とするようにして各信号を合成（ミクス）することができる。また、入力信号レベルが小さい場合には、より小音圧側に対応可能な第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂを入力元とする第２信号の比率を大、第１信号の比率を小とするようにして各信号をミクスすることができる。
このようなミクス処理によって元の入力収音信号についての最終的なサンプリング値を得るようにしたことで、正確なサンプリングを実現しつつ、先の図５（ｂ）にて総合的なダイナミックレンジとして示したように、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ又は第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ単体とする場合よりもダイナミックレンジの拡大を図ることができる。

ダイナミックレンジの拡大が図られることによっては、現実のノイズ環境下に充分に対応してノイズキャンセルを行うことができる。
ここで、１６ｂｉｔ程度のダイナミックレンジによるＡ／Ｄ変換器を単体で用いた場合、大きい音圧（例えば１３０dBSPL＝ジェットエンジン相当）側に合わせてマイクゲインを設定した場合には、小さい音圧（例えば３０dBSPL＝深夜の郊外音相当）の環境下では、Ａ／Ｄ変換器の分解能以下、すなわち量子化ノイズに埋もれてしまい、この結果、ノイズをキャンセルするどころか、ユーザに量子化ノイズを聞かせるといった状況に陥る虞がある。また、逆に、小さい音圧側に合わせると、大きな音圧の環境下においてＡ／Ｄ変換器がクリップし易く、結果、キャンセルされるべき音（実際のノイズ）とクリップしたキャンセル音との波形の違いが大きくなり、これが誤差ノイズとして異音の発生を助長する。
上記のようにして本実施の形態によれば、ダイナミックレンジは、Ａ／Ｄ変換器４を単体で用いる場合よりも拡大することができる。よって、比較的広範な現実のノイズ環境下に対応してノイズキャンセルを適正に行うことができる。

なお、現実のノイズ環境下に対応可能とするにあたっては、Ａ／Ｄ変換器４として、例えば２４ｂｉｔ程度など、よりダイナミックレンジの広いものを用いることが考えられる。しかしながら、そのようなＡ／Ｄ変換器は消費電力が大きくなると共に、内部構成が複雑で高コストであり、現実的な構成とは言えない。
本実施の形態によれば、Ａ／Ｄ変換器としては例えば１６ｂｉｔ程度の一般的に流通しているものを用いることができる。この点で、より現実的な構成で現実のノイズ環境下に対応可能なノイズキャンセリングシステムを実現することができる。

また、ダイナミックレンジの拡大を図るにあたり、本実施の形態では、第１信号と第２信号とを切り換えるのではなくミクスする手法を採るものとしているが、このことで、切り換えを行った場合に発生が予想される異音の低減を図ることができる。
ここで、Ａ／Ｄ変換器４Ａの出力信号とＡ／Ｄ変換器４Ｂの出力信号とは、理想的には、マイクゲインの差である１２dB分の差を有するものとなっているので、１２dB分の補正を行えばデジタル領域にて同値が得られることが期待できる。但し、実際においては、マイクアンプ３やＡ／Ｄ変換器４の内部素子のばらつきなどに起因して、各信号のレベルは異なる場合がある。このため、単純に各信号を切り換えて出力する構成とした場合には、切り換え時に、このレベル差に伴う異音が発生する虞がある。
これに対し、本例のように各信号を合成する手法を採るものとすれば、上記レベル差に起因して生じる異音を効果的に軽減することができる。

また、本例では、第１信号に与えるGain-Aは、第１信号のレベル検出結果に基づき制御し、第２信号に与えるGain-Bは第２信号のレベル検出結果に基づき制御するものとしている。
ここで、これまでの説明からも理解されるように、本例においては、大音圧入力時に対応しては、第１信号に与えるGain-Aを大きくするようにしている。このとき、例えば仮に、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂからの第２信号のレベル検出結果に基づき第１信号のGain-Aを制御するとした場合には、大音圧入力に伴うクリップによって誤ったGain-Aの値が決定されてしまうことになる。上記もしているように、Gain-Aとしては大音圧側で大きな値を設定するので、このように誤った値が設定されてしまった場合には、その分、合成信号としての最終的なサンプリング値に与えられる影響も大きくなってしまう。
本例のように第１信号についてのGain-Aを第１信号のレベル検出結果に基づき行うものとすれば、大音圧側においても適正なレベル検出を行うことができるので、適正なGain-Aを設定して合成処理を行うことができる。すなわち、最終的なサンプリング値としても正しい値を得ることができる。

また、第２信号側についても、同様にGain-Bの制御をより小音圧側に対応可能な第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂからの第２信号のレベル検出結果に基づき行うものとしていることで、小音圧入力時におけるGain-Bの値が誤った値に設定されてしまうことの防止が図られ、最終的なサンプリング値としても正しい値を得ることができる。

＜第２の実施の形態＞

続いて、第２の実施の形態について説明する。
第２の実施の形態は、入力信号レベルの変化に応じて即座にGain-A、Gain-Bを変更するのではなく、所定の時間長の経過も条件としてGain-A、Gain-Bを変化させるようにしたものである。
図８は、第２の実施の形態としての信号処理装置２０の内部構成を示した図である。この図８においても、ヘッドフォン２の内部構成を併せて示している。
なお、以下の説明において、既に説明済みの部分と同様となる部分については同一符号を付して説明を省略する。

図８において、第２の実施の形態の信号処理装置２０は、ＤＳＰ５によって実現されるダイナミックレンジ拡大処理の内容が異なるものとなる。この場合のメモリ８内には、ＤＳＰ５により第２の実施の形態としてのダイナミックレンジ拡大処理を実現させるための信号処理プログラム８ｂが格納されている。すなわち、この場合のＤＳＰ５は、当該信号処理プログラム８ｂに基づくデジタル信号処理を行うことで、以下で説明する第２の実施の形態としてのダイナミックレンジ拡大処理に係る機能動作を実現する。

この場合のＤＳＰ５は、ダイナミックレンジ拡大処理に係る機能ブロックのうち、先の第１の実施の形態の場合と共通の機能ブロックとして乗算部１１、第１ミクス比率乗算部１２、第２ミクス比率乗算部１３、及び加算部１４を有する。
その上で、この場合のＤＳＰ５は、上記乗算部１３によりゲイン差が相殺された後の第１信号と、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂからの第２信号とを入力する選択部２１と、該選択部２１の出力に基づき上記第１ミクス比率乗算部１２に与える係数（Gain-A）、及び上記第２ミクス比率乗算部１５に与える係数（Gain-B）を制御するミクス比制御部２２としての機能ブロックを有する。

図９は、上記選択部２１、ミクス比制御部２２によって実現する、第２の実施の形態としての動作について説明するための図である。この図９においては、乗算部１１によるゲイン調整（＋１２dB）が行われることを前提とした場合の第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ（＋１０dB）側のダイナミックレンジと、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ（＋２２dB）側のダイナミックレンジとの関係を示すと共に、これら双方のダイナミックレンジを合わせた総合的なダイナミックレンジ内にて検出される入力信号レベルとMix比率モードとの関係を示している。

先ず、第２の実施の形態では、入力信号（入力収音信号）レベルについて、図のような複数のモード閾値Ｍth（Mth1〜ＭthN-1）を設定し、入力信号レベルがこれらモード閾値Ｍth1〜ＭrhN-1で区分される何れのレンジにあるかに応じて、Ｎ個のMix比率モード（MixMode1〜MixModeN）のうちから該当するMix比率モードを設定するという手法を採る。
図のように、モード閾値Ｍthとしては、入力信号レベルが大きい側から順にMth1→ＭthN-1の順で設定されており、Mix比率モードとしては、入力信号レベルが大きい側から順にMixMode1→MixModeNの順でＮ個設定されている。

この場合、各Mix比率モードは、例えば図１０に示されるようにGain-AとGain-Bの値の組み合わせを定義したものとなる。つまり、入力信号レベルが最も大きなレンジに対応するMixMode1では、Gain-Aが最大値「１」、Gain-Bが最小値「０」をとり、以下、MixMode2〜MixModeN-1にかけて徐々にGain-Aの値を減少・Gain-Bの値を増加させるようにしてGain-A・Gain-Bの値の組み合わせが定義される。そして、最も入力信号レベルの低いレンジに対応するMixModeNでは、Gain-Aの値が最小値「０」、Gain-Bの値が最大値「１」をとるようにされる。
なお、この場合としても各Mix比率モードでは、Gain-Aの値とGain-Bの値との和が「１」となるように各Gainの値の組み合わせが設定される。

ここで、上記もしているように、第２の実施の形態では、これらのMix比率モードを、入力信号レベルに応じて設定するものである。この場合における、上記入力信号レベルの検出は、第１信号と第２信号の双方に基づいて行う。
具体的に、この場合は、図９に示されるような所定の閾値Ｄ-thを定めておき、入力信号レベルが該閾値Ｄ-thを超えるとされる場合は、第１信号を選択してそのレベル検出結果を入力信号レベルの検出結果とする。一方、入力信号レベルが上記閾値Ｄ-th以下とされる場合には、第２信号を選択してそのレベル検出結果を入力信号レベルの検出結果とする。
このようにすることで、先の第１の実施の形態の場合と同様の主旨により、大音圧入力時に第２信号によるレベル検出が行われて適正なレベル検出を行うことができなくなってしまうといった問題、及び小音圧入力時に第１信号によるレベル検出が行われて適正なレベル検出を行うことができなくなってしまうといった問題が生じないようにできる。

ここで、上記のような第２の実施の形態としての動作を、先の図８に示した構成にあてはめて説明する。
先ず、上記閾値Ｄ-thに基づく入力信号レベルの検出は、選択部２１により行う。
選択部２１は、乗算部１１から入力した第１信号（１２dBのゲインアップ済）と、Ａ／Ｄ変換器４Ｂから入力した第２信号のレベル（絶対値）検出を行う。そして、検出された第２信号のレベルを参照し、該第２信号のレベルが予め設定された上記閾値Ｄ-thを超えるか否かを判別する。この判別の結果、第２信号のレベルが上記閾値Ｄ-thを超えるとした場合は、第１信号のレベル検出結果を、入力信号レベルの検出結果としてミクス比制御部２２に出力する。
一方、第２信号のレベルが上記閾値Ｄ-thを超えないと判別した場合は、該第２信号のレベル検出結果を、入力信号レベルの検出結果としてミクス比制御部２２に出力する。
このような選択部２１の動作により、入力信号レベルが閾値Ｄ-thを超えるとされる場合は第１信号のレベル検出結果を入力信号レベルの検出結果とし、入力信号レベルが閾値Ｄ-th以下とされる場合には第２信号のレベル検出結果を入力信号レベルの検出結果とするように選択動作が行われる。

なお、ここでは上記のような入力信号レベルの選択にあたり、選択部２１が第２信号と閾値Ｄ-thとを比較するものとしたが、これに代えて第１信号と閾値Ｄ-thとを比較した場合にも同様の結果が得られることは言うまでもない。

ミクス比制御部２２は、上記選択部２１から選択出力されるレベル検出結果（入力信号レベルの値）と、予め設定されたモード閾値Ｍth1〜ＭthN-1とに基づきMix比率モードの決定を行うと共に、決定したMix比率モードにて定義されるGain-A、Gain-Bとしての係数を第１ミクス比率乗算部１２、第２ミクス比率乗算部１３に与える。
図示は省略したが、この場合のメモリ８に対しては、先の図１０に示したようなデータ構造を有するモード／Mix比率テーブル情報が格納されており、ミクス比制御部２２は、該モード／Mix比率テーブル情報に基づき、上記決定したMix比率モードに応じたGain-A、Gain-Bとしての係数の値を取得する。

このとき、上記ミクス比制御部２２では、上記選択部２１から毎サンプル出力される入力信号レベルの値に逐次追従してMix比率モードの変更を行うのではなく、所定の時間長の経過も条件としてモード変更を行うものとしている。
ここで、毎サンプルごとの値の変化に応じてMix比率モードが変更されてしまった場合には、例えば素子ばらつきなどにより音質が不安定となってしまう可能性がある。一方で、外部音圧が大きくなる方向（クリップ）には、即座に対応できるのが望ましいものとなる。
これらの点から、第２の実施の形態においては、入力信号レベルが上昇傾向にある場合には、モード閾値Ｍthを超えたことに応じて即座にMix比率モードを上のモード（より番号の小さいモード）に変更すると共に、入力信号レベルが低下傾向にある場合には、モード閾値Ｍthを下回ったことと、さらに所定時間長の経過とを条件としてMix比率モードを下のモード（より番号の大きいモード）に変更するものとしている。

図１１、図１２のフローチャートは、上記により説明した第２の実施の形態としてのダイナミックレンジ拡大処理を実現するためにＤＰＳ５において行われるべき処理手順を示している。
図１１は、主に選択部２１としての機能動作を実現するための処理手順を示している。
図１１において、先ずステップＳ１０１では、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂの出力値Ｓを取得する。すなわち、第２信号の値「Ｓ」を取得する。
そして、続くステップＳ１０２では、第２信号の値Ｓの絶対値が閾値Ｄ-thを超えるか否かについて判別する。値Ｓの絶対値が上記閾値Ｄ-thを超えるとして肯定結果が得られた場合は、ステップＳ１０３に進んで第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ側からの入力値を選択する。すなわち、乗算部１１としての機能動作によって＋１２dBによるゲインを与えた第１信号を選択する。
一方、値Ｓの絶対値が上記閾値Ｄ-thを超えてはいないとして否定結果が得られた場合は、ステップＳ１０４に進み第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ側からの入力値（第２信号）を選択する。
上記ステップＳ１０３又はステップＳ１０４の処理を実行すると、図示するように「ＲＥＴＵＲＮ」となる。

また、図１２は、ミクス比制御部２２としての機能動作のうち、主にMix比率モードの決定までの動作を実現するための処理手順を示している。
先ず、ステップＳ２０１では、mm＝N、cnt＝０に設定する。ここで、「mm」は現モードの番号（設定されるMix比率モードの番号）を表し、「cnt」はカウンタ用変数を表す。なお、このステップＳ２０１で設定されるmmの値（N）からも理解されるように、初期状態では、先ずは最低レンジに対応するMixModeNが設定されることになる。

続くステップＳ２０２では、選択したＡ／Ｄ変換器４側からの入力値の絶対値（Ｓ_abs）を取得する。すなわち、先の図１１のステップＳ１０３又はＳ１０４にて選択した第１信号又は第２信号の絶対値Ｓ_absを取得する。

次のステップＳ２０３では、Ｓ_abs＞Ｍth_mm-1であるか否かを判別する。すなわち、取得した絶対値Ｓ_absが、「現モードの番号−１」のモード閾値Ｍth（つまり現モードの上限側のモード閾値Ｍth）を超えたか否かを判別するものである。
このステップＳ２０３において、Ｓ_abs＞Ｍth_mm-1であり現モードの閾値を超えたとして肯定結果が得られた場合は、ステップＳ２０４に進んでmm←(mm-1)、cnt＝０とする。すなわち、モードを１つ上げると共に、カウンタをリセットする。そしてその後、上述したステップＳ２０２に戻るようにされる。
このようにして、入力信号レベルの上昇側については、閾値を超えたことに応じて即座にMix比率モードが上のモードに変更されるようになっている。

一方、上記ステップＳ２０３において、Ｓ_abs＞Ｍth_mm-1ではなく、現モードの閾値を超えてはいないとして否定結果が得られた場合は、ステップＳ２０５に進む。
ステップＳ２０５では、Ｓ_abs＜Ｍt_mmであるか否かを判別する。つまり、絶対値Ｓ_absが、現モードの番号によるモード閾値Ｍth（現モードの下限側のモード閾値Ｍth）を下回ったか否かを判別する。
ステップＳ２０５において、Ｓ_abs＜Ｍth_mmであり現モードの閾値を下回ったとして肯定結果が得られた場合は、ステップＳ２０６に進んでcnt←cnt+1とする。すなわち、現モードの閾値を下回った場合は、先ずはカウンタの値を１つカウントアップするようにされる。

続くステップＳ２０７では、cnt＞cnt_timeであるか否かを判別する。つまり、cntの値が規定値cnt_timeを超えたか否かを判別する。
上記ステップＳ２０７において、cnt＞cnt_timeではないとして否定結果が得られた場合は、図示するようにして先のステップＳ２０２に戻るようにされる。つまり、カウント値が上記規定値に満たない場合は、以下で説明するステップＳ２０８によるモード変更は行われないものとなっている。

また、上記ステップＳ２０７において、cnt＞cnt_timeであるとして肯定結果が得られた場合は、ステップＳ２０８に進み、mm←mm+1、cnt＝０とする。すなわち、Mix比率モードを１つ下げると共に、カウンタをリセットする。
このステップＳ２０８の処理を実行すると、上述したステップＳ２０２に戻るようにされる。

上記によるステップＳ２０５→Ｓ２０６→Ｓ２０７→Ｓ２０８の一連の処理の流れにより、入力信号レベルの低下側については、モード閾値Ｍthを下回るのみでなく、上記規定値cnt_timeに応じた所定の時間長の経過も条件としてMix比率モードが１つ下げられるものとなる。

なお、上述したステップＳ２０５において、Ｓ_abs＜Ｍth_mmではなく、現モードの閾値を下回っていないとして否定結果が得られた場合は、ステップＳ２０９に進み、カウント値をリセット（cnt＝０）とした後、ステップＳ２０２に戻るようにしている。
ここで、上記ステップＳ２０５において否定結果が得られるのは、取得した絶対値Ｓ（入力信号レベル）が現モードのレンジ内にある場合である。第２の実施の形態では、このように入力信号レベルが現モードのレンジ内にある場合にカウント値をリセットすることで、１つ下のモードへの変更を、入力信号レベルが現モードのレンジを下回った状態が所定時間長継続したことを条件として行うようにしているものである。

＜第３の実施の形態＞

第３の実施の形態は、これまでの各実施の形態のように大音圧側では第１信号の比率を大きくし、小音圧側では第２信号の比率を大きくするという制御を踏襲した上で、過大な音圧の入力時には、合成後の信号レベルが入力信号レベルよりも抑制されるようにコンプレス処理を行うものである。

図１３は、第３の実施の形態としての信号処理装置２５の内部構成（この場合もヘッドフォン２の内部構成も併せて示す）を示した図である。
この信号処理装置２５では、ＤＳＰ５がメモリ８内に格納される信号処理プログラム８ｃに基づくデジタル信号処理を実行するようにされることで、先の第１の実施の形態の場合のＤＳＰ５の機能動作に若干の変更が加えられる。
具体的に、機能ブロックの比較では、乗算部１１に代えて乗算部２６が、また小ゲイン側ミクス比制御部１０に代えて小ゲイン側ミクス比制御部２７が、また大ゲイン側ミクス比制御部１５に代えて大ゲイン側ミクス比制御部２８が設けられることになる。
この場合、上記乗算部２６は、上記小ゲイン側ミクス比制御部２７から与えられる係数（つまり指示されたゲイン）を第１Ａ／Ｄ変換器４Ａからの入力信号に対して与える。小ゲイン側ミクス比制御部２７は、第１Ａ／Ｄ変換器４Ａからの入力信号のレベル（絶対値）検出を行い、その検出レベルに応じた係数を乗算部２６と第１ミクス比率乗算部１２にそれぞれ与える。
また、大ゲイン側ミクス比制御部２８は、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂからの入力信号のレベル（絶対値）検出を行い、その検出レベルに応じた係数を第２ミクス比率乗算部１３に与える。

ここで、図１３中に一点鎖線で囲うように、上記乗算部２６と第１ミクス比率乗算部１２とによって第１信号側に与えられるゲインをGain-Aとおくと、小ゲイン側ミクス比制御部２７は、次の図１４（ａ）に示されるような制御特性によりGain-Aが制御されるように、乗算部２６と第１ミクス比率乗算部１２に対する制御を行う。
この図１４（ａ）においては、比較として、第１の実施の形態の場合のGain-Aの制御特性を破線により示しているが、この破線による特性と対比して分かるように、この場合のGain-Aの制御特性では、第１信号（Ａ／Ｄ変換器４Ａ側）の検出レベルが或る程度大きくなった場合には、第１の実施の形態の場合よりも低いゲインを設定するようにされる。

この図１４（ａ）に示すような制御特性の実現にあたって、乗算部２６、第１ミクス比率乗算部１２を制御する手法としては、２通りが考えられる。１つは、第１ミクス比率乗算部１２には第１の実施の形態の場合と同様の特性（図７（ａ））に基づく係数を与えつつ、乗算部２６に設定するゲインを＋１２dBから低下させる手法である。また、１つは、乗算部２６で与えるゲインは＋１２dBで固定としたまま、第１ミクス比率乗算部１２で与えるゲイン（係数）を図１４（ａ）に示す特性に従って変化させるものである。

また、図１４（ｂ）には、大ゲイン側ミクス比制御部２８に設定されるGain-Bの制御特性を示している。この図１４（ｂ）では、第１の実施の形態の場合のGain-Bの制御特性を破線により示しているが、この破線の特性との対比よりGain-Bの特性についても、第２信号（Ａ／Ｄ変換器４Ｂ側）の検出レベルが或る程度大きくなった場合には、第１の実施の形態の場合よりも低いゲインを設定するようにしている。

上記のようなGain-A、Gain-Bの制御特性の設定により、元の入力信号（収音信号）レベルが所定値以上となる場合に、加算部１４で得られる合成信号のレベルを、上記元の入力信号レベルよりも抑制することができる。

ここで、特に本例の場合のようにダイナミックレンジ拡大処理で得られた最終的なサンプリング値（上記加算部１４で得られる合成信号）にノイズキャンセリングのためのフィルタ処理を施す構成とする場合においては、過大なレベルによる入力信号が得られた場合、すなわち過大な音圧によるノイズが検出された場合には、ＮＣフィルタ１６によって、該過大レベルのノイズ信号を打ち消すべくその逆相信号に相当する信号が生成されることになる。しかしながら、このような過大レベルの信号に基づき正確な逆相信号を出力しようとすると、パワーアンプ７やドライバDRVにおける振動板の破壊を招く虞がある。
このような事情に鑑みると、上記のような第３の実施の形態としてのレベル抑制処理によっては、このような過大ノイズの入力時の素子破壊を効果的に防止できることになる。

或いは、これまでの説明では、ＤＳＰ５の後段におけるＤ／Ａ変換器６のダイナミックレンジについては言及しなかったが、該Ｄ／Ａ変換器６のダイナミックレンジが例えばＡ／Ｄ変換器４と同様に１６ｂｉｔ程度である場合には、過剰に大きな数値については当然、コンプレスする必要がある。この点を考慮した場合にも、上記により説明した第３の実施の形態としてのレベル抑制処理は有効であることが分かる。

なお、上記による説明では、第１信号側の系において、乗算部２６と第１ミクス比率乗算部１２とを分ける場合を例示したが、これらをまとめて１つの乗算部とし、該乗算部に対する制御によって図１４（ａ）の制御特性によるGain-Aを与えることも勿論可能である。

また、上記説明では、第２信号に与えるGain-B側についても抑制する場合を例示したが、抑制対象はGain-A側のみとし、Gain-Bの抑制は行わないようにすることも可能である。
ここで、基本的に合成時の比率設定として、大音圧入力時には、第２信号の比率は元々小さくなるようにされている。従って、抑制対象は大音圧側にて比率の大きくなる第１信号側のみとし、第２信号側については第１の実施の形態の場合と同様の特性を設定するなど、特段の抑制処理は行わないようにしてもよい。

[変形例]

以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明としてはこれまでに説明した具体例に限定されるべきものではない。
例えばこれまでの説明では、Ａ／Ｄ変換器４のダイナミックレンジが１６ｂｉｔ、ＤＳＰ５のダイナミックレンジが２４ｂｉｔとされる場合を例示したが、これらの数値はあくまで一例を示したものに過ぎず、特に限定されるべきものではない。

また、同一の入力信号に対して与えるゲイン差を１２dBとする場合を例示したが、このゲイン差についても例示したものに限定されるべきものではない。

また、これまでの説明では、第１信号と第２信号とを所定比率により合成した合成信号に対して、ＮＣフィルタ１６によるフィルタ処理を施す場合を例示したが、例えば次の図１５に示すようにして、それぞれＮＣフィルタ１６によるフィルタ処理を施した後の第１信号、第２信号に所定比率（係数）を与えた上で、それらを合成することも可能である。
具体的に、この場合のＤＳＰ５は、乗算部１１でゲイン差が相殺され第１信号に対して、ＮＣフィルタ１６Ａによりノイズキャンセリングのためのフィルタ処理を施す。また、第２信号側については、第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂからの入力信号に対し、ＮＣフィルタ１６Ｂによりノイズキャンセリングのためのフィルタ処理を施す。
そして、上記ＮＣフィルタ１６Ａによるフィルタ処理が施された第１信号については、第１ミクス比率乗算部１２・小ゲイン側ミクス比制御部１０によりそのゲイン（Gain-A）を制御する。同様に、上記ＮＣフィルタ１６Ｂによるフィルタ処理が施された第２信号については、第２ミクス比率乗算部１３・小ゲイン側ミクス比制御部１５によりそのゲイン（Gain-B）を制御し、制御後の第１信号・第２信号を加算部１４で加算する。

なお、図１５では一例として、第１の実施の形態の場合に対応する構成のみを示したが、他の実施の形態の場合も同様に、フィルタ処理を施した後の第１信号、第２信号に所定比率を与えてそれらを合成する構成を採ることが可能である。

また、これまでの説明では、ダイナミックレンジの拡大にあたり、Ａ／Ｄ変換器４を２つ用いる場合を例示したが、３つ以上のＡ／Ｄ変換器４を用いることもでき、その場合は更なるダイナミックレンジの拡大を図ることができる。
ここで、Ａ／Ｄ変換器４を３つ以上とする場合は、各Ａ／Ｄ変換器４からの３系統以上の信号が得られるので、これらを１つに合成して最終的なサンプリング値（或いは図１５のように合成前にフィルタ処理を施す場合はフィルタ処理後の各信号を合成することになる）を得るもとすればよい。
この場合としても、各信号の比率の設定（決定）にあたっては、少なくとも１つのＡ／Ｄ変換器４からの入力信号レベルのみに基づく比率設定を行うのではなく、複数のＡ／Ｄ変換器４からの入力信号レベルに基づき比率設定を行うことで、合成後に得られる最終的なサンプリング値（或いは信号処理自体の結果）を正しく得ることができる。

また、これまでの説明では、本発明の信号処理装置が、例えばオーディオプレイヤなど、外部のヘッドフォン装置に対してノイズキャンセリングのための信号を供給する装置として構成される場合を例示したが、本発明の信号処理装置は、ヘッドフォン装置自体にも適用することができる。その場合は、例えば図４に示すヘッドフォン２について、マイク出力端子ＴMoutを省略した上で、マイクロフォンMICによる収音信号を入力する第１マイクアンプ３Ａ・第２マイクアンプ３Ｂ、及びその後段に続く第１Ａ／Ｄ変換器４Ａ・第２Ａ／Ｄ変換器４Ｂ、ＤＳＰ５、メモリ８、Ｄ／Ａ変換器６、パワーアンプ７を備えるようにすればよい。このとき、ＤＳＰ５が入力するオーディオデータは、オーディオ入力端子Ｔ-Ainを介して入力された、外部の例えばオーディオプレイヤなどで再生されたアナログオーディオ信号を、別途設けたＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換したものを入力すればよい。そして、上記パワーアンプ７の出力信号により、ドライバDRVが駆動されるようにする。

また、本発明としては、信号処理としてノイズキャンセリングのための処理を行う場合のみでなく、他の信号処理を行う場合にも好適に適用することができる。

フィードバック方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについてのモデル例を示す図である。 図１に示したノイズキャンセリングシステムについての特性を示すボード線図である。 フィードフォワード方式によるヘッドフォン装置のノイズキャンセリングシステムについてのモデル例を示す図である。 第１の実施の形態の信号処理装置の内部構成を示した図である。 ダイナミックレンジの拡大について説明するための図である。 同一の音圧による入力信号レベルを各Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジと対比して示した図である。 第１の実施の形態の場合の制御特性について示した図である。 第２の実施の形態の信号処理装置の内部構成を示した図である。 第２の実施の形態としての動作について説明するための図である。 Mix比率モードについて説明するための図である。 第２の実施の形態としての動作を実現するための処理手順として、主にレベル検出対象とする信号の選択動作を実現するための処理手順を示したフローチャートである。 第２の実施の形態としての動作を実現するための処理手順として、主に入力信号レベルに応じたモード設定までの動作を実現するための処理手順を示したフローチャートである。 第３の実施の形態としての信号処理装置の内部構成を示した図である。 第３の実施の形態の場合の制御特性について示した図である。 変形例としての信号処理装置の構成について説明するための図である。

符号の説明

１,２０,２５ 信号処理装置、２ ヘッドフォン、３Ａ 第１マイクアンプ、３Ｂ 第２マイクアンプ、４Ａ 第１Ａ／Ｄ変換器、４Ｂ 第２Ａ／Ｄ変換器、５ ＤＳＰ、６ Ｄ／Ａ変換器、７ パワーアンプ、８ メモリ、８ａ〜８ｃ 信号処理プログラム、１０、２７ 小ゲイン側ミクス比制御部、１１,２６ 乗算部、１２ 第１ミクス比率乗算部、１３ 第２ミクス比率乗算部、１４ 加算部、１５,２８ 大ゲイン側ミクス比制御部、１６ ＮＣフィルタ、１７ イコライザ（ＥＱ）、１８ 加算部、２１ 選択部、２２ ミクス比制御部、Ｔ-Min マイク入力端子、Ｔ-Aout オーディオ出力端子、MIC マイクロフォン、DRV ドライバ、Ｔ-Mout マイク出力端子、Ｔ-Ain オーディオ入力端子

Claims (9)

1. 同一のアナログ入力信号から所定のゲイン差が与えられた複数系統のアナログ信号が得られるようにして上記アナログ入力信号に対するゲイン調整を行うゲイン調整手段と、
   それぞれが上記ゲイン調整手段で得られた複数系統のアナログ信号のうちの１つを入力してデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段と、
   上記複数のＡ／Ｄ変換手段のそれぞれで得られたデジタル信号を入力して信号処理を行う信号処理手段とを備えると共に、
   上記信号処理手段は、上記複数のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき決定した合成比率により、上記複数のＡ／Ｄ変換手段のそれぞれを入力元とする複数の信号を合成する、
   ことを特徴とする信号処理装置。
2. 上記信号処理手段は、
   上記ゲイン調整手段によって与えられたゲイン差を相殺するようにして、上記複数のＡ／Ｄ変換手段を入力元とするそれぞれの信号についてのゲイン調整を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
3. 上記複数のＡ／Ｄ変換手段のうち、上記ゲイン調整手段によって最も小さなゲインが与えられるようにされたアナログ信号を入力するＡ／Ｄ変換手段を第１のＡ／Ｄ変換手段、最も大きなゲインが与えられるようにされたアナログ信号を入力するＡ／Ｄ変換手段を第２のＡ／Ｄ変換手段としたとき、
   上記信号処理手段は、
   上記第１のＡ／Ｄ変換手段を入力元とする信号の合成比率を上記第１のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき制御し、上記第２のＡ／Ｄ変換手段を入力元とする信号の合成比率を上記第２のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
4. 上記信号処理手段は、
   上記第１のＡ／Ｄ変換手段を入力元とする信号についての合成比率の制御として、上記第１のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号のレベルが第１の閾値未満のときは合成比率の値を最小値とし、上記第１の閾値から該第１の閾値よりも大きな第２の閾値にかけては合成比率の値を徐々に最大値にまで上昇させ、上記第２の閾値よりも大となるときは合成比率の値を最大値とする制御を行い、
   上記第２のＡ／Ｄ変換手段を入力元とする信号についての合成比率の制御として、上記第２のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号のレベルが第３の閾値未満のときは合成比率の値を最大値とし、上記第３の閾値から該第３の閾値よりも大きな第４の閾値にかけては合成比率の値を徐々に最小値にまで低下させ、上記第４の閾値よりも大となるときは合成比率の値を最小値とする制御を行う、
   ことを特徴とする請求項３に記載の信号処理装置。
5. 上記信号処理手段は、
   上記複数のＡ／Ｄ変換手段のうちの少なくとも１つのＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき上記アナログ入力信号のレベルが所定閾値を超えるか否かを判定し、上記アナログ入力信号のレベルが上記所定閾値を超えるとした場合は、より小さなゲインが与えられるようにされたアナログ信号を入力するＡ／Ｄ変換手段からの入力信号を選択し、上記アナログ入力信号のレベルが上記所定閾値を超えないとした場合はより大きなゲインが与えられるようにされたアナログ信号を入力するＡ／Ｄ変換手段からの入力信号を選択すると共に、
   選択したＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づいて上記アナログ入力信号についてのレベル検出を行って、上記アナログ入力信号のレベルの上昇／低下を判定し、該判定により上記アナログ入力信号のレベルが上昇したとされた場合は、該判定結果に応じて上記合成比率を変化させ、上記アナログ入力信号のレベルが低下したとされた場合には、所定時間長の経過を条件として上記合成比率を変化させる、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
6. 上記信号処理手段は、
   信号レベルと合成比率との対応関係を定めたテーブル情報に基づき上記合成比率を制御する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
7. 上記複数のＡ／Ｄ変換手段のうち、上記ゲイン調整手段によって最も小さなゲインが与えられるようにされたアナログ信号を入力するＡ／Ｄ変換手段を第１のＡ／Ｄ変換手段、最も大きなゲインが与えられるようにされたアナログ信号を入力するＡ／Ｄ変換手段を第２のＡ／Ｄ変換手段としたとき、
   上記信号処理手段は、
   上記第１のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号レベル又は上記第２のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号レベルが所定レベル以上となるときは、合成後の信号レベルが上記アナログ入力信号のレベルよりも抑制されるように制御を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
8. 上記アナログ入力信号はマイクロフォンからの収音信号とされ、
   上記ゲイン調整手段は、上記マイクロフォンからの収音信号をそれぞれ入力して増幅する複数のマイクアンプを備えて構成されており、
   上記信号処理手段は、
   上記複数のＡ／Ｄ変換手段を入力元とするそれぞれの信号に対して、又はそれらの合成後の信号に対してノイズキャンセリングのための信号特性を与えるようにして信号処理を行う、
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
9. 同一のアナログ入力信号から所定のゲイン差が与えられた複数系統のアナログ信号が得られるようにして上記アナログ入力信号に対するゲイン調整を行うゲイン調整手段と、
   それぞれが上記ゲイン調整手段で得られた複数系統のアナログ信号のうちの１つを入力してデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段とを備えた信号処理装置における信号処理方法であって、
   上記複数のＡ／Ｄ変換手段からの入力信号に基づき決定した合成比率により、上記複数のＡ／Ｄ変換手段のそれぞれを入力元とする複数の信号を合成する、
   ことを特徴とする信号処理方法。

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