JP2009190010A - 圧電ポンプを有する電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】圧電ポンプからのエア雑音による音声記録時のＳ／Ｎ比の低下を防止または抑制する。
【解決手段】音声入力部（マイクロフォン３０Ａ）と、マイクロフォン３０Ａからの入力音声を記録する音声記録部（レコーダ４０）と、圧電素子により空冷を行う圧電ポンプＰＺＰと、圧電素子を駆動する駆動回路１と、これらの各部の動作を監視、制御する制御部（マイクロコンピュータ５）と、を有する。マイクロコンピュータ５は、監視している動作モードが、入力音声がレコーダ４０で記録に用いられる「音声記録モード」の場合、駆動回路１を制御して、圧電ポンプＰＺＰから外部に排出されるエアの流量を低下させ、音声記録を伴わない他のモードの場合、エアの流量を維持する。
【選択図】図１

Description

本発明は、圧電素子の振動により空気の移送を行うことによって内部の温度を下げる圧電ポンプを有する電子機器に関する。

液体の噴霧器や各種アクチュエータに好適な圧電素子の駆動回路が知られている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。
この駆動回路は、トランスの１次巻線にスイッチングのためのトランジスタを接続し、２次巻線に圧電素子を接続し、トランジスタのスイッチング動作により、圧電素子の駆動電圧を発生、制御する回路である。

また、圧電素子を用いた超音波モータの駆動回路として、１次側をトランジスタ等でスイッチングしても２次側に正弦波の駆動電圧を発生させるために、圧電素子と並列共振する共振回路を有する駆動回路が知られている（例えば特許文献３参照）。
特許第２６１８６８５号公報 特許第３１１５６１８号公報 特許第２９７６４８９号公報

ところで、電子機器の本体を小型化していくと、動作時の電力消費量が高い状態が続いた場合などでＩＣ等から発生する熱が機器本体内に溜まってしまうため、本体が熱くなる。
電子機器では、内部温度上昇を抑えるための排熱装置としては、モータで羽を回して風を起こす空冷ファン装置が多く使用されている。
空冷ファン装置は、機器本体の空気取り入れ口の近くに配置されて、機器本体内部の空間に風を起こして循環させることで空冷効果を得るものである。

しかしながら、空冷ファン装置では、風を起こす時に発生させることができる圧力が低いため、風の通気抵抗を抑えるため、風が流れる経路を大きく確保する必要があったため、モバイル機器などの小型電子機器の空冷用途には不向きである。

上述した特許文献１〜３に記載の圧電素子の駆動回路は、このようなエアポンプ装置（以下、圧電ポンプという）に用いると、排気圧が非常に高く空冷効率が高い上、小型で低消費電力なため、特に小型で電池駆動のモバイル機器の空冷ポンプが実現できる。

一方で、圧電（エア）ポンプは排気圧が高いため機器筐体から外にエアを吐出する際にエア雑音（風切り音）が発生する。
音声を記録するためにマイクロフォン等の音声入力部を有する電子機器では、機器本体を小型化すればするほど、音声入力部（マイクロフォン）と風の排出孔の距離が近づくため、マイクロフォンで圧電（エア）ポンプからのエア雑音を拾ってしまい、これが雑音レベルを上げるため記録音声の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）が低下する。

本発明は、音声記録のための音声入力部と空冷のための圧電ポンプとを有する電子機器において、圧電ポンプからのエア雑音による音声記録時のＳ／Ｎ比の低下を防止または抑制する電子機器を提案するものである。

本発明の一形態（第１形態）に関わる、圧電ポンプを有する電子機器は、音声入力部と、音声入力部からの入力音声を記録する音声記録部と、圧電素子により空冷を行う圧電ポンプと、前記圧電素子を駆動する駆動回路と、前記音声入力部、前記音声記録部および前記駆動回路の動作を監視、制御する制御回路と、を有し、前記制御回路は、監視している動作モードが、前記入力音声が前記音声記録部で記録に用いられる音声記録モードの場合、前記駆動回路を制御して、前記圧電ポンプから外部に排出されるエアの流量を低下させ、音声記録を伴わない他のモードの場合、前記エアの流量を維持する。

本発明の他の形態（第２形態）に関わる、圧電ポンプを有する電子機器は、上記第１形態において、前記入力音声のレベルを検出する音声検波回路と、前記制御回路は、前記圧電ポンプからのエアが外部に出力されるときに発生するエア雑音のレベルを前記流量に応じて記憶するメモリと、をさらに有し、前記制御回路は、前記流量に対応する前記エア雑音のレベルを前記メモリから読み出し、前記音声検波回路の出力から記録音がゼロと想定される周囲雑音のレベルを検出し、検出したエアと周囲の雑音レベル差から許容雑音マージンを求め、求めた許容雑音マージンが所定値未満の場合に、前記流量を低下する制御を実行し、前記許容雑音マージンが所定値以上の場合は現在の前記流量を維持する。

本発明の他の形態（第３形態）に関わる、圧電ポンプを有する電子機器は、上記第１形態において、前記駆動回路は、トランスと、入力される駆動パルス信号に基づいて前記トランスの１次側で電源電圧をスイッチング動作し、前記トランスの２次側に接続されている前記圧電素子に対し、前記駆動パルス信号のデューティ比に応じた駆動電圧を印加するスイッチ回路と、を有し、前記制御回路は、前記動作モードが前記音声記録モードの場合に、前記スイッチ回路を制御する駆動パルス信号のデューティ比を所定値から小さくし、前記他のモードの場合は前記デューティ比を前記所定値で維持して、前記駆動パルス信号を発生し、発生した駆動パルス信号を前記スイッチ回路に出力する。

本発明の他の形態（第４形態）に関わる、圧電ポンプを有する電子機器は、上記第３形態において、前記トランスの２次側に発生する前記駆動電圧を検出する検波回路を、さらに有し、前記制御回路は、前記検波回路の出力に基づいて、前記デューティ比を変更後の前記駆動電圧の振幅をモニタし、当該モニタした駆動電圧の振幅が、所望の値と異なる場合、前記デューティ比をさらに調整することが可能に構成されている。

本発明によれば、圧電ポンプからのエア雑音による音声記録時のＳ／Ｎ比の低下を防止または抑制することができる。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。

本実施形態に関わる電子機器は、圧電素子を利用した圧電（エア）ポンプを空冷デバイスとして用いるもので、かつ、音声を外部から入力して記録できればよい。
圧電（エア）ポンプは、モバイル機器や据え置き機器におけるセット内温度上昇対策システムとして有用である。特にモバイル機器は、筐体が小型であるため、旧来のファン式の空冷装置が配置できない場合がある。

圧電ポンプは、小型でエアの排出圧がファン式では得られないほど高くできるという特徴を有するため、モバイル機器のセット内温度上昇対策システムとして特に有用である。
本実施形態に関わる電子機器は、静止画または動画を音声と共に記録するディジタルカメラ、携帯電話、音楽や映像の（録画）再生機、コンピュータ、その他のマルチメディア機器など、どのようなものでもよい。

図１に、本実施形態に関わる電子機器の回路ブロック図を示す。
図１に図解する電子機器１００は、大別すると、空冷のための圧電ポンプＰＺＰと、その駆動回路１と、音声入力処理部１０と、音声の符号化と復号化を行う音声コーデック部（Ｖｏ.ＣＯＤＥＣ）２０と、少なくとも１つの「音声入力部」としてのマイクロフォンと、「音声記録部」としてのレコーダ（Ｖｏ.ＲＥＣ）４０と、メモリ５０とを有する。

図１に示す例では、２つのマイクロフォン３０Ａ,３０Ｂが設けられ、これに対応して音声入力処理部１０の処理系統も２系統に分かれている。
音声入力処理部１０は、マイクロフォン３０Ａからの音声を変倍可能に増幅するアンプ１１Ａと、アンプ１１Ａからの増幅後の音声をディジタルの音声データに変換するＡ／Ｄコンバータ１２Ａと、マイクロフォン３０Ｂと、マイクロフォン３０Ｂからの音声を変倍可能に増幅するアンプ１１Ｂと、アンプ１１Ｂからの増幅後の音声をディジタルの音声データに変換するＡ／Ｄコンバータ１２Ｂとを有する。

レコーダ４０は、音声コーデック部２０により符号化された音声データを、不図示の記録媒体（ハードディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等）に記録するための機構や回路である。
メモリ５０の機能は後述する。

駆動回路１は、電磁結合トランス２と、スイッチ回路（ＳＷ.Ｃ）３と、「制御回路」としてのマイクロコンピュータ（μＣ）５と、電磁結合トランス２の出力検波のための検波回路（Ｖ−ＤＥＴ）７と、マイクロフォン３０Ａからの音声レベルの検波のための音声検波回路９とを有する。
音声検波回路９は、アンプ９Ａと、一定期間ごとにアンプ９Ａの出力を積算する積分器９Ｂとを含む。

図２は、位相シフト回路６をさらに付加した場合の駆動回路１の主要部を示す回路ブロック図である。また、図３は、電磁結合トランス２、スイッチ回路３および検波回路７の、より詳細な構成例を示す回路図である。
以下、図１〜図３を参照して、駆動回路１の各構成を説明する。

電磁結合トランス２は、図３に示すように、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２、ならびに、２つの巻線間に設けられた１以上の比透磁率をもつ磁性材２Ａを有し、１次および２次巻線Ｗ１,Ｗ２は磁性材２Ａによって電気的、磁気的に結合されている。電磁結合トランス２は、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２の巻線数の比率（巻線比）が、所定の値に設定されている。

電磁結合トランス２の１次巻線Ｗ１にスイッチ回路３が接続され、電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に圧電素子ＰＺが接続されている。圧電素子ＰＺは、図１の圧電ポンプＰＺＰに内蔵された振動デバイスである。

図３は、いわゆる２スイッチ構成のスイッチ回路３を例示する。
図示例のスイッチ回路３は、それぞれトランジスタ等から形成される２つのスイッチＳＷ１,ＳＷ２を有する。スイッチＳＷ１,ＳＷ２は、それぞれ、操作片を２つの接点の何れかに切り替えるスイッチである。スイッチＳＷ１の操作片は電源電圧Ｖｃｃに接続され、スイッチＳＷ２の操作片は電源電圧の基準となる電圧、例えば接地電圧ＧＮＤに接続されている。

スイッチＳＷ１,ＳＷ２の各々は、１次巻線Ｗ１の一方端に接続される第１接点Ｐ１と、１次巻線Ｗ１の他方端に接続される第２接点Ｐ２とを有し、接点の切り替えを差動的に行う。図３に示すように、スイッチＳＷ１の操作片が第１接点Ｐ１に接続されて電源電圧Ｖｃｃの供給状態にあるときは、スイッチＳＷ２の操作片が第２接点Ｐ２に接続されて接地電圧ＧＮＤの供給状態にある。逆に、スイッチＳＷ１の操作片の接続先が第２接点Ｐ２に切り替えられて接地電圧ＧＮＤの供給状態に推移すると、これとほぼ同時に、スイッチＳＷ２の操作片の接続先が第１接点Ｐ１に切り替えられて電源電圧Ｖｃｃの供給状態に推移する。

このような２接点スイッチをトランジスタで実現する場合、スイッチ回路３は４つのトランジスタを、いわゆるＨブリッジ構成で接続させるとよい。Ｈブリッジ構成は、例えば、スイッチＳＷ１を差動的にオンとオフが動作する２つのＰＭＯＳトランジスタで形成し、スイッチＳＷ２を差動的に動作する２つのＮＭＯＳトランジスタで形成することにより実現できる。

スイッチＳＷ１,ＳＷ２の制御は、マイクロコンピュータ５から出力される、所定のデューティ比の駆動パルス信号ＤＰＳにより行われる。
ある駆動パルスがハイレベル（以下、“Ｈ”と表記）のときに、例えば図３に示すような接続状態となる。これにより、当該駆動パルスが“Ｈ”をとる短い期間だけ、１次巻線Ｗ１においてスイッチＳＷ１側からスイッチＳＷ２側に電流が流れる。この電流を、以下、「正電流Ｉ(+)」と表記する。駆動パルスがオフするローレベル（以下、“Ｌ”と表記）になると、スイッチＳＷ１,ＳＷ２は共にオフして、１次巻線Ｗ１はハイインピーダンス状態となる。
次の駆動パルスが入力されると、スイッチ回路３は図３とは反対の接続状態となり、１次巻線Ｗ１に流れる電流の向きが反転する。このときの電流を、以下、「負電流Ｉ(-)」と表記する。駆動パルスがオフすると、スイッチＳＷ１,ＳＷ２は共にオフして、１次巻線Ｗ１はハイインピーダンス状態となる。
以上の動作が繰り返されることにより、１次巻線Ｗ１に正電流Ｉ(+)と負電流Ｉ(-)が、それぞれ所定の短い時間だけ交互に流れ、正電流Ｉ(+)が流れる期間と負電流Ｉ(-)が流れる期間の間に、電流が流れない期間をもつ断続的な電流駆動が行われる。

なお、図３のように１つの駆動パルス信号ＤＰＳでスイッチ回路３を駆動する場合、スイッチ回路３内に、２つのスイッチＳＷ１,ＳＷ２を、各入力パルスに対して交互に動作させる機能を回路的に実現するとよい。この機能をスイッチ回路３内で回路的に実現した場合、スイッチ回路３の規模が大きくなるため、この方法は余り現実的ではない。

そこで、本実施形態では、図２に示すように位相シフト回路６を設けている。
位相シフト回路６は、マイクロコンピュータ５から駆動パルス信号ＤＰＳを入力し、そのまま第１駆動パルス信号ＤＰＳ１として出力するとともに、駆動パルス信号ＤＰＳの位相を１８０度シフトさせて第２駆動パルス信号ＤＰＳ２を発生する。第１および第２駆動パルス信号ＤＰＳ１,ＤＰＳ２は、位相シフト回路６からスイッチ回路３にパラレルに出力される。
スイッチ回路３は、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１でスイッチＳＷ１,ＳＷ２による正電流Ｉ(+)駆動を制御し、第２駆動パルス信号ＤＰＳ２でスイッチＳＷ１,ＳＷ２による負電流Ｉ(-)駆動を制御する。これにより、スイッチ回路３は簡単な回路で形成でき、上述したと同様に、１次巻線Ｗ１を正電流Ｉ(+)と負電流Ｉ(-)で交互に、かつ、断続的に電流駆動できる。

位相シフト回路６の機能を、マイクロコンピュータ５が有してもよい。また、上述したように、２つのスイッチＳＷ１,スイッチＳＷ２を、各入力パルスに対して交互に動作させる機能をスイッチ回路３内で回路的に実現してもよい。さらに、図３に示す駆動パルス信号ＤＰＳを、例えば接地電圧ＧＮＤなどの中間レベルを中心に、正側のパルスと負側のパルスが交互に断続的に出現する３値パルスに変更して、これによりスイッチ回路３を駆動してもよい。
これらの何れの場合でも位相シフト回路６は不要であり、よって位相シフト回路６は必須の構成ではない。

検波回路７は、電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に出現する圧電素子ＰＺの駆動電圧を検出する回路である。
検出回路構成は任意であるが、例えば図３に示すような簡単な半波整流回路で検波回路７を実現できる。
図３に示す検波回路７は、３つの抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３、ダイオードＤ７およびキャパシタＣ７により構成されている。
２次巻線Ｗ２および圧電素子ＰＺと並列に、抵抗Ｒ７１とダイオードＤ７と抵抗Ｒ７２の直列回路を接続し、抵抗Ｒ７２と並列にキャパシタＣ７と抵抗Ｒ７３を接続している。ダイオードＤ７のカソードから出力（検出電圧Ｖｄｅｔ）が取り出される。

ダイオードＤ７のアノード電位がカソード電位よりある程度高いときはダイオードＤ７に順方向の電流が流れるため、この電流が流れる期間にキャパシタＣ７が充電され、検出電圧Ｖｄｅｔが出力に出現する。アノードとカソードの電位差が減少に転じると、大きな抵抗Ｒ７３を介して非常にゆっくりとした放電が行われ、これによって検出電圧Ｖｄｅｔの波形が平滑化される（ほぼ一定となる）。この平滑化は、アノードとカソードの電位差が小さくなってダイオードＤ７に電流が流れなくなり、さらにアノードとカソードの電位が逆転してダイオードＤ７が逆バイアスされる期間中も続けられる。次に、カソード電位に対してアノード電位がある程度高い期間に再びなると、再度、キャパシタＣ７３の充電が開始されるが、この２回目以降の充電は、その直前の平滑化時の放電による僅かな電位ドロップを補う程度である。

以後、同様にして平滑化と、平滑時の電位ドロップを補う程度の僅かな充電が繰り返されるため、検出電圧Ｖｄｅｔとして、ほぼ一定の直流に近い波形の電圧が得られる。検出電圧Ｖｄｅｔの大きさ（直流電圧レベル）は、２次巻線Ｗ２に出現する駆動電圧の振幅に比例している。
このようにして得られた検出電圧Ｖｄｅｔは、マイクロコンピュータ５に入力され、内部のＡ／Ｄコンバータで検出電位がディジタル値として読み取られる。

マイクロコンピュータ５は、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を制御することにより、電磁結合トランス２から出力される駆動電圧Ｖｄを制御する機能を有する。

また、マイクロコンピュータ５は、図１に示す全ての構成を監視、制御する。マイクロコンピュータ５は、図１に示す「音声記録部」としてのレコーダ４０が、「音声入力部」としてのマイクロフォン３０Ａ（および３０Ｂ）からの音声を不図示の記録媒体に記録する「音声記録モード」と、その他のモードを監視し、制御（指示）する。その他のモードは音声記録を行わない全てのモードであり、例えば、「録画のみのモード」、音声や映像の「再生モード」、音声や映像データの外部や内部の他の記録媒体への「データ転送モード」、音声や映像データを外部から入力する「データ入力モード」、その他の「設定等のモード」などがある。
マイクロコンピュータ５は、動作モードが「音声記録モード」である場合、図１に示す圧電ポンプＰＺＰのエア流量を、通常の所定値より低下させる機能を有する。この機能については後述するが、エア流量の制御は、駆動電圧Ｖｄの制御を介して行われる。
以下では、まず、省電力駆動のための駆動電圧制御について詳しく説明し、この制御を前提としてエア流量の低下制御について説明する。

駆動電圧Ｖｄを制御する機能は、図１に示す圧電ポンプＰＺＰのエアの流量を制御するためにある。
この機能に関し、マイクロコンピュータ５は、例えばモードに応じて、圧電素子ＰＺの駆動力を強める（または弱める）場合、所定の量だけ駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させる。このとき検波回路７を有することから、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させた結果が、電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に出現する駆動電圧Ｖｄに正確に反映されたかをマイクロコンピュータ５が確認できる。マイクロコンピュータ５は、この確認の結果、デューティ比の変化が不十分あるいは過度に行われたことを知ることから、その知った情報を基に所望の駆動電圧Ｖｄにするために駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を微調整できる。

次に、省電力駆動に必須な共振周波数変更のための構成を説明する。
駆動パルス信号ＤＰＳにより制御されるスイッチ回路３は、電磁結合トランス２の１次巻線Ｗ１に電流を流すオン状態、電流を流さないオフ状態を、入力される上記駆動パルス信号ＤＰＳにより規定される所定の周波数で繰り返し１次巻線Ｗ１に設定するように動作する。このとき例えば、上記オン状態が駆動パルスのハイレベル（“Ｈ”）に、上記オフ状態が駆動パルスのローレベル（“Ｌ”）に対応する。

ここで電磁結合トランス２の１次側電流駆動の周波数（周期Ｔ）を電流駆動周波数と定義する。電流駆動周波数は、電磁結合トランス２の２次側で形成され圧電素子ＰＺを含む共振回路の共振周波数に、望ましくは一致するように設定される。ここで電流駆動周波数が共振周波数と完全に一致しなくても動作は可能であるが、圧電素子ＰＺの印加電圧波形を正弦波にして、効率良い駆動を行うには、電流駆動周波数が共振周波数と一致することが望ましい。
このための構成として、図３に示すように、リアクタンス素子４を電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に並列接続している。

電磁結合トランス２の１次側の電流駆動を、上記オン状態とオフ状態を繰り返すことにより断続的に行うと、１次側のスイッチ回路３で消費される電力は、持続時間が短いパルス電流による電力消費の時間平均であるため、比較的小さくてすむ。

パルス電流が電磁結合トランス２の１次側に一度印加されると、２次側の共振回路の共振現象により、圧電素子ＰＺに交流電圧（駆動電圧Ｖｄ）が印加され、そのままオフ状態に放置すると該交流電圧は次第に減衰する。この減衰は、共振回路（巻線回路）の銅損等でエネルギーが失われるため生じる。本実施形態では、望ましくは、電磁結合トランス２の２次側で圧電素子ＰＺに与えられる交流電圧において正負のそれぞれで波高値が減衰する前の短い時間の間だけ、１次側から次のパルス電流によるエネルギー補充を行い、これが周期的に繰り返される。ただし、圧電素子ＰＺに与えられる交流電圧がある程度減衰してから短い時間だけ周期的にエネルギー補充を行ってもよい。

本実施形態では、上記共振回路から外（例えばＧＮＤ線）への放電経路がなく、実質的に外への放電は行われない。共振回路の銅損等でエネルギーが失われることを１次側からの間欠的な電流駆動で補うことは既に述べたが、そのエネルギー損失を全て１次側から必要最小限補う。
以上より、極めて効率的な動作が可能で、低消費電力である。

圧電素子ＰＺは、用途に応じて等価的な容量値の大きさが決まり、マイクロコンピュータ５が発生する駆動パルス信号ＤＰＳの周波数（電流駆動周波数）を変更するだけでは、当該電流駆動周波数と、共振回路の共振周波数を一致させる、あるいは、ほぼ等しくすることは困難な場合がある。

そのため、電流駆動周波数と、各共振回路の共振周波数を一致させる、あるいは、ほぼ等しくするために、共振回路にリアクタンス素子４を追加している。リアクタンス素子４は、圧電素子ＰＺの等価回路におけるキャパシタンス成分および電磁結合トランス２のインダクタンス成分と（電流）駆動周波数で並列共振する共振回路を構成している。
共振回路へのリアクタンス素子４の追加は、図３に示すように圧電素子ＰＺと並列にコンデンサを接続することで達成される。あるいは、圧電素子ＰＺと並列または直列にインダクタを接続してもよい。

つぎに、以上のように構成されている駆動回路１の動作を、図４〜図５を適宜参照しつつ説明する。
図４（Ａ）〜図４（Ｅ）は、図３の回路の動作波形図である。図５は、圧電素子ＰＺの等価回路図である。
圧電素子ＰＺは、図５に示すように、直列接続の容量Ｃ１とインダクタンスＬ１と抵抗Ｒ１とを有するとともに、それらに並列な容量Ｃ０を有してなる等価回路として表すことができる。
このとき圧電素子ＰＺ１の等価容量成分（主にＣ１）とリアクタンス素子４としての容量Ｃ（図３）との合成容量、ならびに、圧電素子ＰＺの等価インダクタンス成分（Ｌ１）と第２巻線コイルＷ２１との合成インダクタンスにより共振回路の共振周波数が決められる。

スイッチ回路３は、図２に示す位相シフト回路６から出力される第２駆動パルス信号ＤＰＳ２が“Ｌ”で第１駆動パルス信号ＤＰＳ１が“Ｈ”となると、図３に示すように、スイッチＳＷ１が電源電圧Ｖｃｃへの接続状態、スイッチＳＷ２が接地電圧ＧＮＤへの接続状態となるため、正電流Ｉ(+)が１次巻線Ｗ１に流れる。
また、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１が“Ｌ”の状態で第２駆動パルス信号ＤＰＳ２が“Ｈ”になると、向きが反対の負電流Ｉ(-)が１次巻線Ｗ１に流れる。

第１駆動パルス信号ＤＰＳ１の“Ｈ”の期間は、図４（Ａ）に示すように、一定の半周期Ｔ／２より短い時間（ＯＮ(+)で表示）だけ持続するパルスで規定され、このパルスが一定の周期Ｔで繰り返される。
第２駆動パルス信号ＤＰＳ２の“Ｈ”の期間は、図４（Ｂ）に示すように、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１のパルスと１８０度位相が異なる同一周期Ｔのパルスの、短い持続時間（ＯＮ(-)で表示）により規定される。２つのパルスの持続時間（いわゆるパルス幅）は異なってもよいが、ここでは同じとする。

以下、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１のパルス持続時間を「正電流駆動時間、または、ＯＮ(+)時間」、第２駆動パルス信号ＤＰＳ２のパルス持続時間を「負電流駆動時間、または、ＯＮ(-)時間」と称する。
ＯＮ(+)時間と次のＯＮ(-)時間との間、当該ＯＮ(-)時間と次のＯＮ(+)時間との間には、それぞれ、１次巻線Ｗ１に電流が流れない一定のオフ状態の期間が存在する。
オフ状態の期間は、図３に示すスイッチＳＷ１,ＳＷ２が共にオフしていることから、１次巻線Ｗ１の両端からスイッチ回路３を見てハイインピーダンス状態となる。よって、オフ状態の期間にはトランジスタのオフリーク程度しか電流が流れないため、実質的に消費電力はゼロに等しい。

図４（Ｃ）は、正電流Ｉ(+)と負電流Ｉ(-)の大きさ（絶対値：｜Ｉ｜）を示す波形図である。
パルスをオンして電流が流れ始め、続いて飽和するが、図４（Ｃ）の例では、その飽和時点でパルスをオフするようにＯＮ(+)時間、ＯＮ(-)時間が決められている。また、未飽和領域では電流値が減少し、入力電力は低下する。一方、飽和後は、それ以上パルス幅を長くしても動作的に余り意味がなく、電力消費が増えるだけである。よって、ＯＮ(+)時間とＯＮ(-)時間をそれぞれ最大で電流飽和の時間付近に設定することが望ましい。

１次巻線Ｗ１の両端の電圧を、図３の接地電圧ＧＮＤへの接続が制御される端を基準とした電源電圧Ｖｃｃへの接続が制御される端の電圧（１次側電圧Ｖｉ）と定義し、その波形を図４（Ｄ）に示す。
トランジスタのオン抵抗が無視できるとすると、ＯＮ(+)時間の１次側電圧Ｖｉ(+)、ＯＮ(-)時間の１次側電圧Ｖｉ(-)は、ともにほぼ電源電圧Ｖｃｃの大きさ（例えば5[V]程度）となる。この間欠的な短い時間の電圧は、強制的に１次側の動作で１次巻線Ｗ１に設定される。一方、その間のオフ期間は１次巻線Ｗ１に対し１次側の電圧強制力が解除されるが、２次側の影響で共振回路の共振周波数に依存した電圧が１次側にも現れる。
１次側電圧Ｖｉと２次側電圧（駆動電圧Ｖｄ）の波高値の比率は、電磁結合トランス２の巻線比によって決められる。

この動作では、前述したように電流駆動周波数（１次側電圧Ｖｉ(+)とＶｉ(-)の設定を繰り返す動作の周波数）と、共振回路の共振周波数がほぼ一致している場合、図４（Ｄ）のように１次側電圧Ｖｉの波形がほぼ正弦波となる。このため圧電素子の駆動がスムーズで効率的であり、望ましい。
完全に周波数が一致していない場合、間欠的な１次側の電圧設定時に１次側電圧Ｖｉの波形の不連続点が生じるが、動作周波数自体は１次側の電流駆動周波数で決まるため、一定の周波数で圧電素子を駆動すること自体は可能である。ただし、この場合、駆動のスムーズさは失われ、効率としても低下する。

図６（Ａ）と図６（Ｂ）は、マイクロコンピュータ５が駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させたときの波形図である。図６では便宜上、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１、正電流Ｉ(+)および駆動電圧Ｖｄの各波形のみを示す。
デューティ比（ＯＮ(+)／Ｔ）が小さい図６（Ａ）の場合から、デューティ比（ＯＮ(+)／Ｔ）を大きくした図６（Ｂ）の場合、デューティ比が大きくなる分だけ駆動電圧Ｖｄの波高値も大きくなることが分かる。

例えば、このようなデューティ比制御によって、駆動電圧Ｖｄが変化し、その変化に応じて図１に示す圧電ポンプＰＺＰの流量が変更される。

圧電ポンプＰＺＰの流量は、圧電駆動の周波数変更でも変化する。ただし周波数制御は、直接的に流量制御のために行うのではなく、圧電駆動の効率化、即ち、より低消費電力で所望の流量を確保するために補助的に行われる。
つぎに、この周波数制御について簡単に説明する。

図７に、温度上昇による影響を示す。図７は、検波回路７から出力される検出電圧Ｖｄｅｔの周波数依存性のグラフである。
定常状態の温度、例えば室温（２５度）では、マイクロコンピュータ５が出力する駆動パルス信号ＤＰＳの周波数ｆが上がると、一般的な傾向では、検出電圧Ｖｄｅｔでモニタされている電磁結合トランス２の出力電圧（駆動電圧Ｖｄ）の時間平均された振幅も上昇し、より大きな駆動力が圧電素子ＰＺに与えられる。しかし、ある周波数ｆ０より低い周波数領域では、リアクタンス素子４を含む電磁結合トランス２の２次側の共振回路において、インダクタンス成分より容量成分が支配的になることに起因して、周波数ｆの上昇とともに駆動電圧Ｖｄの平均的振幅（検出電圧Ｖｄｅｔ）も低下する。
よって、図７に示すように検出電圧Ｖｄｅｔの周波数依存特性のカーブは、周波数ｆ０で最小の値をとる。この周波数ｆ０は共振回路の共振周波数に対応しており、この周波数ｆ０で駆動回路１は最も効率がよい省電力駆動を行う。

ところが、温度が上昇すると、図７に破線で示すカーブのように検出電圧Ｖｄｅｔの最小点（高効率ポイント）が低周波側にシフトする現象が観測される。
マイクロコンピュータ５は、温度検出回路８からの温度検出信号Ｓｔに基づいて、その温度変化分の周波数シフト量だけ電流駆動周波数を変化させるように、駆動パルス信号ＤＰＳの周期を変更する。このとき、電流駆動周波数の変化に適応して所望の駆動電圧Ｖｄが得られるように、さらにデューティ比を調整してもよい。

図７の例で、温度が上昇することによって検出電圧Ｖｄｅｔが最小の周波数ｆ０が、より低い周波数ｆ１に変化したとする。
マイクロコンピュータ５は、周波数変化量Δｆ（＝ｆ０−ｆ１）だけ電流駆動周波数が小さくなるように駆動パルス信号ＤＰＳの周期Ｔを大きくする制御を行う。
温度が低下する場合は、以上と逆の操作を行う。
この制御では、温度と制御量（周波数変化量Δｆ、または、制御目標の周期Ｔ等）との関係を、例えばメモリ５０（図１参照）またはマイクロコンピュータ５自身がもつテーブルに記憶させておく必要がある。マイクロコンピュータ５は、このテーブルを参照して、検出温度から制御量を取得し、取得した制御量を用いて電流駆動周波数の変更を実行する。

このような駆動周波数制御を行えば、温度変化があっても、駆動回路１は最も効率的な省電力駆動を圧電素子ＰＺに対して行うことが引き続き維持される。
これにより圧電ポンプＰＺＰの流量を、省電力駆動で制御できる。

流量変更の必要性に関し、通常は、動作中に環境温度が上昇すると、より流量を上げて空冷能力を高めるために流量変更を行う。そのために環境温度の検出する検出素子を電子機器１００内に設けてもよい。また、電源投入から時間が経つごとに流量を上げる制御もできる。さらに、各種処理回路の処理負担が大きいと予想される「記録モード」「再生モード」「データ転送モード」「データ入力モード」等では流量を上げ、「設定モード」では流量を下げるように制御してもよい。
これらの流量制御は、いずれも温度上昇に伴うものであるが、本実施形態では、この温度上昇に伴う流量制御とは独立に、または、付加して、別の観点による流量低下を実行する。

この別の観点とは、音声記録時のＳ／Ｎ比確保という観点である。より詳細には、圧電ポンプＰＺＰがエアを排出するときの音（風切り音）が録音されて、これが雑音となって録音時のＳ／Ｎ比が低下することを防止または抑制するという観点である。

図８に、圧電ポンプの電子機器内配置を模式的に示す。
図８に図解する電子機器１００は、その筐体１００Ａ内に、回路基板（複数でもよい）１０１を内蔵し、回路基板１０１に多数のＩＣその他の回路部品１０２、電源制御部品１０３などが高密度で実装されている。これにより、図１に示す駆動回路１、音声入力処理部１０、音声コーデック部２０、レコーダ４０およびメモリ５０などが配置される。

電子機器１００は、回路部品１０２や電源制御部品１０３などの全ての発熱部品からの放熱を効率的に集めることができる位置、大きさ、形状、材質の、ある程度遮蔽された空間を形成する集熱部１０４を有している。
集熱部１０４は、熱伝導率が高い材質から形成され集熱のためのフィン（不図示）を各部品の放熱部分に接触または近接するようにして配置して平成されている。集熱部１０４内の空間内のエアは、集熱部１０４のフィンや外壁を通して集められた熱により熱せられる。
筐体１００Ａの外面に、集熱部１０４内の空間に連通する吸気口１００Ｂと排気口１００Ｃが設けられている。

図９は、排気口１００Ｃとマイクロフォン３０Ａとの配置例を示す斜視図である。
図８および図９に示す排気口１００Ｃ、ならびに、吸気口１００Ｂの径は数ミリと比較的小さくてよい。吸気口１００Ｂおよび排気口１００Ｃは、手のひらや指で完全には塞がれないように、一段窪んだ箇所や突起の根元などに位置させるなどの工夫がされることが望ましい。
但し、小型の電子機器では、図９に示すように、排気口１００Ｃと、入力音声を取り込むマイクロフォン３０Ａとの距離（筐体表面の最短距離）Ｌが余り大きくとなれない場合がある。この場合、マイクロフォン３０Ａからの入力音声内に占める、前述したエア雑音のレベルが大きくなる。

図８に戻ると、集熱部１０４内に、周囲の空間からエアを吸引して排気口１００Ｃに効率よく排気が可能な位置に、「ポンプ装置」としての圧電ポンプＰＺＰが固定されている。
圧電ポンプＰＺＰは、図２および図３に示す圧電素子ＰＺを内蔵し、駆動回路１に接続されている。駆動回路１は回路基板１０１に実装される。
圧電ポンプＰＺＰは、このような電子機器１００の構造と、その構造内への配置によって、集熱部１０４内で風を起こし、ＩＣ等の発熱体からの熱を強制的にこの風によって放出するエア移送駆動源として機能する。

図１０に、圧電ポンプＰＺＰの組み立て図を示す。
図解する圧電ポンプＰＺＰは、「圧電素子ＰＺ」としての圧電体ユニット３１、保護リング３２、ダイヤフラム３３、第１スペーサ３４、中板３５、第２スペーサ３６、天板３７を有する。

保護リング３２は、例えばステンレス等の腐食に強く高剛性の材料からなり、内部空間を確保するリング形状に形成されている。保護リング３２の内部に圧電体ユニット３１が収容され、圧電体ユニット３１の非振動部分が保護リング３２に固定される。保護リング３２に対し、ダイヤフラム３３を挟んで第１スペーサ３４が重ねられる。
第１スペーサ３４は、例えばステンレス等の腐食に強く高剛性の材料からなり、内部空間がポンプ室３４Ａとなるようにリング形状に形成されている。
ダイヤフラム３３は、圧電体ユニット３１の圧電体が振動するのに合わせて振動する振動部材の一種であり、薄くて変形自在であるが強度的には強い材質が用いられる。またダイヤフラム３３は、第１スペーサ３４との接触面で気密性を高める役目もある。

中央に小さな連通口３５Ａが空けられた中板３５が、第１スペーサ３４の上面に重ねられて両者が接触面で気密性が高くなるように固着される。このためポンプ室３４Ａは、連通口３５Ａのみで外部に通じることになる。したがって、圧電体ユニット３１の圧電体が振動しダイヤフラム３３が上下運動すると、ポンプ室３４Ａの内部容積が拡大と縮小を繰り返すため、連通口３５Ａからエアが高速で出入りする。

中板３５には、さらに、例えばステンレス等の腐食に強く高剛性の第２スペーサ３６と天板３７が、互いに密着面で気密性が高くなるように固着される。
第２スペーサ３６は、例えば四方からエアの吸入経路を確保する内部の空間（４つの通路）が形成されている。４つの通路の先端はほぼ閉じられているが、小さい吸入口が開口している。また、天板３７の中央にエアの吐出口３７Ａが開口している。これにより、吐出口３７Ａと連通口３５Ａに連通するベンチュリノズル部３６Ａが第２スペーサ３６の中央部に形成される。

図１１（Ａ）および図１１（Ｂ）は、圧電ポンプＰＺＰの、エアの経路を示す概略断面図である。図１１（Ａ）は吸引時、図１１（Ｂ）は吐出時を示す。
圧電体ユニット３１によってゆっくりダイヤフラム３３を上下させた場合、吸引によってポンプ室３４Ａの容積が大きくなり外部から図１１（Ａ）に示す経路でエアが入ってくる。また、吐出によってポンプ室３４Ａの容積が小さくなり内部のエアが、図１１（Ｂ）のように連通口３５Ａ、ベンチュリノズル部３６Ａを通って吐出口３７Ａから勢いよく吐き出される。

この吸引と吐出を高速（周波数が２０[kHz]またはそれ以上）で繰り返すと、吐出口３７Ａからはほぼ圧力が一定の連続エア流が噴出する動作となる。この高速駆動では、図１１（Ａ）のように吐出口３７Ａがエアの吸入口になることはなく、専ら吐き出し口として機能する。そのためエアの吸入は、図１０に示す第２スペーサ３６に形成されている四方の吸入経路の空間とその先端の小さな穴（吸入口）を通して行われる。

図１１（Ｃ）は、冷却装置として好適な圧電ポンプＰＺＰの概観と、動作時のエア経路を示す図である。
圧電ポンプＰＺＰは、上面視が２０[ｍｍ]程度、厚さが1[mm]程度の小型の空冷装置として用いることができる。駆動回路は既に説明した図３に示すものを使用し、20[V_P-P]、20[kHz]駆動の場合、吐出口３７Ａから噴出する連続エア流の静圧が1〜数[Pa]が得られる。

以上のような構造を有し、作用を奏する圧電ポンプＰＺＰは、図１に示すように駆動回路１と接続され、駆動回路１により駆動される。
このとき、図６を用いて説明したように、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比に応じて駆動電圧Ｖｄの振幅を変えて圧電ポンプＰＺＰから排出される流量（時間当たりのエア移送量）を制御できる。

圧電ポンプＰＺＰからの流量は、圧電振動素子（圧電体ユニット３１）をベースとしているため、大きな駆動電圧Ｖｄを圧電ポンプＰＺＰに入力すれば、圧電ポンプＰＺＰ内部の圧電振動板が大きく振れるため、流量や背圧を多く確保することができる反面、消費電力は大きくなる。
また、小さな駆動電圧Ｖｄを圧電ポンプＰＺＰに入力すれば、圧電ポンプＰＺＰ内部の圧電振動板の振幅が減るため、流量や背圧は少なくなるが、小さい、細い風の通り道である風洞でも風の流れを十分確保できるだけの背圧を持っているため、消費電力を少なく抑えつつも、あるレベルの放熱の役割を持たせることは可能となる。

図１２に、駆動電圧Ｖｄの最大振幅をパラメータとした圧電ポンプから吐出されるエアの流量の背圧依存性を示す。
ここで「背圧」とは、図１２における集熱部１０４の内圧に相当する。背圧が大きいと、いくら駆動電圧Ｖｄを大きくしても所望の風量（圧電ポンプＰＺＰからのエア流量）が得られないことが、図１２から分かる。これは、外気からエアの供給量が多すぎて、圧電駆動効率が低下するためである。
また、駆動電圧Ｖｄの振幅を大きくするほど流量も大きくできる。とくに駆動電圧Ｖｄを20[V_P-P]で背圧を0.5[kPa]程度以下にすると、流量が1[L/min]以上と、ファン式では得られないほど大きくなる。

図８の構造では吸気口１００Ｂの径が比較的小さいため背圧は比較的小さく保てることから、冷却効率を高くできる。
なお、特別に吸気口１００Ｂや排気口１００Ｃを設けなくても、機器筐体の隙間からエアを出し入れするようにしても、集熱部１０４がある程度、気密性が保たれていれば背圧を小さくできる。ただし、集熱部１０４にエアの排出口、吸入口は必要である。

空冷システムへの適用においては、図２に示す第１および第２駆動パルス信号ＤＰＳ１,ＤＰＳ２のように、お互いに１８０°位相がずれている２相信号による駆動が望ましい。
マイクロコンピュータ５からの駆動パルス信号ＤＰＳによる単相信号駆動でも同様な効果が得られるが、駆動周波数によっては、単相信号駆動の場合、１周期時間で電磁結合トランス２の巻き線ロス等による損失が発生するので、駆動レベルが下がってしまうことがある。
このような場合、損失を防止し駆動波形を一定レベルに抑えるため、お互いが１８０°位相がずれている２相信号駆動方式の適用が望ましい。

圧電振動素子のようなリアクタンス負荷の場合、低電力駆動を実現するため、それに含まれる容量性リアクタンス、誘導性リアクタンスを打ち消しあうように駆動周波数を設定すれば、インピーダンスは純抵抗成分のみとなり、リアクタンス負荷の仕事量において効率が最大となる。
その意味で、共振回路の共振周波数での駆動が望ましい。よって、駆動周波数が共振周波数に制御しにくい場合、図３に示すようにリアクタンス素子４を設けることは有効である。また、電磁結合トランス２の１次側における電流駆動周波数を、２次側の共振回路の共振周波数に一致させることが望ましい。

とくに、環境によりセット使用状態が異なると、圧電ポンプＰＺＰの負荷は絶えず変動している。このため、駆動周波数を固定化しておくと共振周波数にずれが生じ、有効電力のみならず、無効電力が発生し、圧電振動素子で風を発生させる効率が落ち、かつ圧電ポンプＰＺＰ自体も発熱してしまう。
環境変動要因として、環境温度による周波数特性のずれ（図１２参照）は大きく、このずれを補正して常に最も効率が高い適な動作周波数を制御することは、省電力化において有効である。

このような圧電ポンプを用いた空冷でエア雑音の録音における影響を防止または低減するには、本実施形態では、マイクロコンピュータ５が監視している「音声記録モード」のみ、通常の制御値より流量が小さくなるように駆動パルス信号ＤＰＳ（あるいは第１および第２駆動パルス信号ＤＰＳ１,ＤＰＳ２）のデューティ比を小さくする。
これにより音声記録時のＳ／Ｎ比が向上するという利益が得られる。

ただし、一律に流量を低下させると空冷という観点からは望ましくない。
そこで、以下に述べるような適応制御を行うと、空冷効率とＳ／Ｎ比のバランスとる意味で、より望ましい。

この、より望ましい制御では、マイクロコンピュータ５が許容雑音マージンＫを求める。「許容雑音マージン」とは、周辺雑音中に圧電ポンプＰＺＰから発せられる風切り音のエア雑音のレベルがどの程度まで大きい場合は許容されるかを示すパラメータである。許容雑音マージンＫは、録音対象の音声信号レベルＳが仮にゼロとしたときに（Ｓ＝０）、マイクロフォン３０Ａから得られる入力音ＩＶから検出できる。

具体的には、図１に示す音声検波回路９は、その積分器９Ｂによって所定時間間隔ごとに入力音ＩＶの積算量を求めている。この積算量の入力値、即ちマイクロコンピュータ５でＡ／Ｄ変換後に得られた入力音レベルを同じ符号“ＩＶ”で示すと、入力音レベルＩＶは、音声信号レベルＳと、周囲雑音レベルＮａと、圧電ポンプＰＺＰから発せられるエア雑音レベルＮｐとの積分値（または時間平均値）で表すことができる。

ここで、エア雑音レベルＮｐは、周囲雑音も記録対象の音声もない無音室で予め測定し、圧電ポンプＰＺＰの流量との関係が求められ、この測定データ（流量とＮｐの関係）が図１に示すメモリ５０に予め記憶されている。

Ｓ＝０として、“Ｎａ≧Ｎｐ＋Ｋ”が成り立つように許容雑音マージンＫが定義される。

ここで実際の使用時に音声信号レベルＳがゼロまたはほぼゼロと見なされる場合がある。例えば、ある人の声を録音している場合は、音声中の単語、文節、文章などの間で音声が途切れる箇所があると、その箇所でＳ＝０と見なせる。このようなＳ＝０における入力音レベルＩＶの測定は、音声検波回路９が所定時間間隔で得ている入力音レベルＩＶが最低で、かつ、複数回出現する場合の当該最低レベルと見なすことができる。
あるいは、音楽などの連続した録音ではＳ＝０が出現しない場合もあるが、それでも、長期間の検出によって最低レベルは分かり、この最低レベルをほぼＳ＝０と見なすこともできる。
それ以外の大音量が長時間続く録音対象の場合、圧電ポンプＰＺＰのエア雑音の影響は考慮しなくていいため、制御を中止する。

このようにして音声検波回路９を介してマイクロコンピュータ５が知りえた、Ｓ＝０時の入力音レベルＩＶから、現在の流量に対応したエア雑音レベルＮｐを差し引けば、ほぼ周囲雑音レベルＮａのレベルが推定できる。

マイクロコンピュータ５は、このようにして推定した周囲雑音レベルＮａと、所定のエア雑音レベルＮｐとの差が、所定の許容雑音マージンＫ以上であるかを調べる。
その結果、周囲雑音レベルＮａとエア雑音レベルＮｐの差が許容雑音マージンＫ以上あれば、マイクロコンピュータ５は、流量低下の必要はないと判断し、許容雑音マージンＫ未満であれば流量低下の必要があると判断する。
そして、その判断結果に応じて駆動回路１を制御し、圧電ポンプＰＺＰの流量を所定ステップ下げる。下げた後に、もう一度、上記周囲雑音レベルＮａの推定と、これとエア雑音レベルＮｐとの比較を行って、両者の差が許容雑音マージンＫ以上になれば制御を停止する。上記差が許容雑音マージンＫ未満であれば、同様な制御を、許容雑音マージンＫ以上の雑音レベル差が得られるまでさらに数回繰り返す。

図１３に、制御の具体例を模式的なレベル表示により示す。図１３（Ａ）は周囲雑音レベルＮａが比較的高い場合、図１３（Ｂ）は、図１３（Ａ）と音声信号レベルＳは同じで、より周囲雑音レベルＮａが低い場合を示す。
図１３では、圧電ポンプＰＺＰの排気口１００Ｃからのエア流量が1.0[L/min]の場合のエア雑音レベルを符号“Ｎｐ(1L)”により示し、0.6[L/min]の場合のエア雑音レベルを符号“Ｎｐ(0.6L)”により示している。

図１３（Ａ）の場合、周囲雑音レベルＮａが高いため、そのレベルは“Ｎｐ(1L)＋Ｋ”よりさらに高い。よって、エア流量が1.0[L/min]でもエア雑音が入力音レベルＩＶに占める割合が低く、記録音声としては実質的に不都合がないと判断する。
これに対し、図１３（Ｂ）の場合、エア流量が1.0[L/min]の場合、“Ｎｐ(1L)＋Ｋ”は周囲雑音レベルＮａを超えてしまうため、エア雑音が相対的に大きく流量を低下する必要がある。流量が1.0[L/min]から0.6[L/min]に下げられると、“Ｎｐ(1L)＋Ｋ”は周囲雑音レベルＮａ未満となるため、エア雑音レベルＮｐが低くなるため記録音声としては実質的に不都合がない状態になる。

以上の制御を実行すると、空冷効率を必要最小限だけ低下させつつ、音声記録を可能な限り高音質で行うことが可能となる。

つぎに、実施形態に任意に組み合わせることが可能な変形例を説明する。

＜変形例１＞
電子機器１００内に、記録対象の音声と雑音（エア雑音を含む）を分音声データ上で分離できる機能がある場合、その機能を利用して、Ｓ＝０の雑音レベルの検出が可能である。例えば、ノイズリダクション機能がある場合、ノイズリダクションの前後の音声データを用いて音声と雑音との分離が可能である。

＜変形例２＞
図３に示すリアクタンス素子４は、電磁結合トランス２の１次側巻線Ｗ１に、１次巻線Ｗ１と並列接続することも可能である。
リアクタンス素子４の耐電圧仕様やリアクタンス値に応じて、リアクタンス素子４を接続する巻線側を、電磁結合トランス２の１次側と２次側の何れにするかを決定すればよい。
スイッチ回路３の構成は、２点切り替えの２つのスイッチ構成、これを４つのトランジスタにより実現したＨブリッジ構成に限らず、１つのトランジスタ（および、逆流防止用のダイオード）による構成でもよい。この場合、２相信号駆動はできないため効率の点では低いが、スイッチ回路３が簡素化できる利点がある。

＜変形例３＞
周波数変更を、駆動パルスを所定の規則で周期的に停止させることで行ってもよい。この停止制御は、マイクロコンピュータ５が行うか、これとは別に、図１等に示す駆動回路１に停止制御回路を追加することで実現できる。
スイッチ回路３においてスイッチング動作が行われている期間において、任意の期間、駆動パルスのスイッチ回路３への入力を停止すると、共振回路（巻線回路）の銅損等で失われるエネルギーを電磁結合トランス２の１次側からの間欠的な電流駆動で補う動作が停止するため、停止期間が長いほど入力電力は下がる。このため圧電素子ＰＺの振動エネルギーも低下する。つまり、停止制御を行うと、圧電素子ＰＺの動作（振動エネルギー、あるいは、平均的な振動振幅）を、任意の期間、停止させることで調整することができる。

温度検出回路（不図示）を図１の構成に追加し、マイクロコンピュータ５等が、この温度検出回路からの温度検出信号に応じて、駆動パルス信号ＤＰＳの駆動パルスが出現する周期Ｔを、２Ｔ、３Ｔ、…と周期Ｔの倍数で変更可能に決定してよい。
パルス入力がない期間は、発振回路の共振周波数で駆動電圧Ｖｄが変化するが、振幅は徐々に低下する。次の駆動パルスの入力によって駆動電圧Ｖｄの振幅が回復する。駆動電圧Ｖｄは、振幅の減衰と回復を繰り返す波形となるが圧電素子の駆動への影響はないか、または、軽微である。

変形例３では、駆動パルスを周期的、かつ、冷却対象の状態に適応して停止させることにより、圧電素子ＰＺへの周期的な短時間の電力印加において電力印加の頻度が下がり、結果として、時間平均としての入力電力を必要量まで低下させることが可能となる。

＜変形例４＞
変形例４は、圧電素子の小型化に関する。
図３に示すスイッチ回路３をＨブリッジ構成とする場合、２つのＰＭＯＳトランジスタと２つのＮＭＯＳトランジスタを組み合わせてブリッジ接続する。このような回路は、ディスクリートの電子部品を回路基板に実装させる回路である必要は必ずしもなく、何らかのＩＣ内部に形成することができる。

電磁結合トランス２の１次巻線Ｗ１に流れる電流は数十[mA]のオーダーであるから、電磁結合トランス２の巻線の線径は太くする必要はなく、またコア内の磁束密度も大きくはないからコアの断面積も小さくすることができる。

近年では巻線をフィルムに配線パターンをメッキあるいは蒸着工程により形成したシート状巻線もあり、これらを積層化することで小型の多巻線トランスを形成することもできる。これにより小型の多巻線トランスが実現できる。
これにより、携帯機器に適応した、小型かつ低消費電力の圧電素子の駆動回路が実現できる。

以上の実施形態および変形例によれば、以下の利益が得られる。
「音声記録モード」のみ圧電ポンプＰＺＰの流量を低下する制御によれば、圧電ポンプＰＺＰの駆動に伴って発生する風切り音の録音への影響を排除または低減できる。
とくに、周囲雑音レベルＮａを求めエア雑音レベルＮｐと比較する制御を行うと、必要な流量低下量が推定できるため、録音への実質的な影響がなくなる程度まで流量低下を行うことが可能となる。よって、空冷効率を余り損なうことなく、高品質な録音が可能となる。

その他の利益としては、駆動周波数を変えることができるため、省電力で効率のよい圧電ポンプ駆動が可能である。
圧電ポンプの空冷用途への適用は、電子機器１００の小型化に寄与し、冷却効果も高いという利点がある。とくに背圧を低く保てる機器内部構造との組み合わせによって、冷却効率を最大化できる。

さらに、「制御回路」としてマイクロコンピュータ５を用いると、マイクロコンピュータ５によって制御されるスイッチ回路３のみで圧電素子駆動が可能である。
この点について、以下に説明する。

例えば特許文献１および特許文献２等に示す液体吸い上げ装置においては、トランスを用いて電力増幅し正弦波に波形整形した後、電圧と電流の位相を比較し制御して、圧電振動素子の駆動効率を高める回路が提案されている。
圧電振動素子のようなリアクタンス負荷の場合、それに含まれる容量性リアクタンス、誘導性リアクタンスを打ち消しあうように駆動周波数を設定すれば、インピーダンスは純抵抗成分のみとなり、リアクタンス負荷の仕事量において効率が最大となる。この周波数とは、共振周波数である。

温度変化があれば駆動電圧と駆動電流との位相差が変化する場合もあるため、温度変化があっても圧電素子駆動を最適に駆動できると考えられる。
しかしながら、上記位相を比較する回路では、電圧と電流の位相を把握し、圧電振動素子駆動の効率を高めるため位相比較器を設けるなどシステムを実現するためのハードウェア回路が複雑である。また、圧電振動素子の仕事量を可変するため、駆動スイッチ回路の入力側の信号を位相比較器からのコントロール信号を基に制御するハードウェア回路を搭載するなど、システムが複雑である。

これに対し、本実施形態では、トランスを用いた圧電素子のスイッチ回路３とマイクロコンピュータ５を使うことで、回路構成が簡素で、よりシンプルな制御ができる。圧電素子ＰＺや圧電ポンプＰＺＰを制御する方法として、機器内部に温度検出素子（不図示）を設け、温度検出素子からの情報により風の流量を柔軟に制御することが可能となるように、マイクロコンピュータ５を使用する。スイッチ回路３は簡単なスイッチ回路で構成し、その制御を、マイクロコンピュータ５が駆動電圧Ｖｄのデューティ比を検出温度に応じて行うことで、回路の複雑化を防いでいる。

図８に示す構成では、吸気口１００Ｂが手で塞がれて背圧が高くなり流量あるいは冷却効率が低下する可能性もあるが、このような場合でも、シンプルな制御による迅速なデューティ比制御によって所望の流量が得られるように駆動電圧Ｖｄの振幅が変更できる。
吸気口１００Ｂを設けない場合、吸気口１００Ｂが手で塞がれて背圧が高くなるリスクが低減できる。また、セット外装に風の通り道などのために、大きな風洞を開けなくても良いので、概観も美しく保てる。この点は、大きな風洞を必要とするファン式の冷却装置に対しても大きな利点である。

実施形態に関わる電子機器の主要な構成を示す回路ブロック図である。 実施形態に関わる駆動回路の構成を示す回路ブロック図である。 実施形態に関わる、スイッチ回路や検波回路の、より詳細な構成例を示す回路図である。 図３に示す回路の動作波形図である。 圧電素子の等価回路図である。 実施形態に関わり、駆動デューティ比を変化させたときの動作波形図である。 実施形態に関わり、検出電圧の周波数依存性のグラフである。 実施形態に関わる電子機器の構造と圧電ポンプの配置を示す図である。 本発明の実施形態に関わる電子機器の簡略化された概観図である。 実施形態に関わる、空冷装置として用いる圧電ポンプの組立図である。 実施形態に関わる圧電ポンプのエア経路を示す断面図および斜視図である。 実施形態に関わり、駆動電圧の最大振幅をパラメータとした、圧電ポンプから吐出されるエアの流量の背圧依存性を示すグラフである。 本発明の実施形態に制御の具体例を、模式的なレベル表示により示す図である。

符号の説明

１…駆動回路、２…電磁結合トランス、３…スイッチ回路、４…リアクタンス素子、５…マイクロコンピュータ、６…位相シフト回路、７…検波回路、９…音声検波回路、９Ｂ…積分器、１０…音声入力処理部、４０…レコーダ、５０…メモリ、ＰＺ…圧電素子、ＰＺＰ…圧電ポンプ、Ｗ１…１次巻線、Ｗ２…２次巻線、ＤＰＳ…駆動パルス信号、Ｖｄ…駆動電圧、Ｖｄｅｔ…検出電圧、ＩＶ…入力音レベル、Ｓ…音声信号レベル、Ｎａ…周囲雑音レベル、Ｎｐ…エア雑音レベル、Ｋ…許容雑音マージン

Claims (4)

1. 音声入力部と、
   音声入力部からの入力音声を記録する音声記録部と、
   圧電素子により空冷を行う圧電ポンプと、
   前記圧電素子を駆動する駆動回路と、
   前記音声入力部、前記音声記録部および前記駆動回路の動作を監視、制御する制御回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、監視している動作モードが、前記入力音声が前記音声記録部で記録に用いられる音声記録モードの場合、前記駆動回路を制御して、前記圧電ポンプから外部に排出されるエアの流量を低下させ、音声記録を伴わない他のモードの場合、前記エアの流量を維持する、
   圧電ポンプを有する電子機器。
2. 前記入力音声のレベルを検出する音声検波回路と、
   前記制御回路は、前記圧電ポンプからのエアが外部に出力されるときに発生するエア雑音のレベルを前記流量に応じて記憶するメモリと、
   をさらに有し、
   前記制御回路は、前記流量に対応する前記エア雑音のレベルを前記メモリから読み出し、前記音声検波回路の出力から記録音がゼロと想定される周囲雑音のレベルを検出し、検出したエアと周囲の雑音レベル差から許容雑音マージンを求め、求めた許容雑音マージンが所定値未満の場合に、前記流量を低下する制御を実行し、前記許容雑音マージンが所定値以上の場合は現在の前記流量を維持する
   請求項１に記載の圧電ポンプを有する電子機器。
3. 前記駆動回路は、
   トランスと、
   入力される駆動パルス信号に基づいて前記トランスの１次側で電源電圧をスイッチング動作し、前記トランスの２次側に接続されている前記圧電素子に対し、前記駆動パルス信号のデューティ比に応じた駆動電圧を印加するスイッチ回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、前記動作モードが前記音声記録モードの場合に、前記スイッチ回路を制御する駆動パルス信号のデューティ比を所定値から小さくし、前記他のモードの場合は前記デューティ比を前記所定値で維持して、前記駆動パルス信号を発生し、発生した駆動パルス信号を前記スイッチ回路に出力する
   請求項１に記載の圧電ポンプを有する電子機器。
4. 前記トランスの２次側に発生する前記駆動電圧を検出する検波回路を、
   さらに有し、
   前記制御回路は、前記検波回路の出力に基づいて、前記デューティ比を変更後の前記駆動電圧の振幅をモニタし、当該モニタした駆動電圧の振幅が、所望の値と異なる場合、前記デューティ比をさらに調整することが可能に構成されている
   請求項３に記載の圧電ポンプを有する電子機器。

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