JP2009264135A - 圧電素子の駆動装置およびポンプ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】環境温度が変化しても圧電素子の駆動電圧の制御を正確に行う。
【解決手段】トランス２と、入力される駆動パルス信号ＤＰＳに基づいてトランス２の１次側で電源電圧Ｖｃｃをスイッチング動作し、２次側に接続されている圧電素子ＰＺに対し、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比に応じた駆動電圧Ｖｄを印加するスイッチ回路３と、温度検出素子８Ａと、駆動パルス信号ＤＰＳを発生し、温度検出素子８Ａの検出温度に応じてスイッチ回路３を制御し、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変更可能な制御回路（マイクロコンピュータ５）と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、駆動信号の周波数が可変できる圧電素子の駆動装置と、圧電素子の振動により流体の移送を行うポンプ装置とに関する。

液体の噴霧器や各種アクチュエータに好適な圧電素子の駆動回路が知られている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。
この駆動回路は、トランスの１次巻線にスイッチングのためのトランジスタを接続し、２次巻線に圧電素子を接続し、トランジスタのスイッチング動作により、圧電素子の駆動電圧を発生、制御する回路である。

また、圧電素子を用いた超音波モータの駆動回路として、１次側をトランジスタ等でスイッチングしても２次側に正弦波の駆動電圧を発生させるために、圧電素子と並列共振する共振回路を有する駆動回路が知られている（例えば特許文献３参照）。
特許第２６１８６８５号公報 特許第３１１５６１８号公報 特許第２９７６４８９号公報

圧電素子を用いた流体ポンプ装置において、移送する流体量を制御しなければならないことがあるが、このとき圧電素子の駆動電圧を可変にする構成が必要である。

一方で、圧電素子を利用したアクチュエータの用途が、従来の据え置き型機器向けだけでなく、携帯型機器向けにも広がることが考えられる。携帯型機器では、駆動回路の省電力化および小型化が重要である。

小型の機器に限らないが、特に機器が小さく放熱が十分でない場合、機器内部の温度上昇によって圧電素子およびその駆動回路の温度特性が変化し、圧電素子による流体の移送能力が変化しやすい。機器内部の温度上昇を抑えるためにファン式の冷却装置を設けると、機器の小型化、省電力化を妨げる。
この場合、省電力、高効率な駆動が可能な圧電素子を用いて冷却ポンプを構成するとよく、本願と同一な出願人によって、空冷等に適したポンプ装置のための駆動回路が既に出願されている（特願２００７−２１１９１２号、平成１９年８月１５日出願）。

本発明は、使用環境の温度が変化しても圧電素子の駆動制御を正確に行える圧電素子の駆動装置を提供するものである。
また、本発明は、上記駆動装置を用いることによって、使用環境の温度が変化しても移送する単位時間当たりの流体量を正確に制御できるポンプ装置を提供するものである。

本発明の一形態（第１形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、トランスと、前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、温度検出素子と、前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号の周波数を制御することによって前記駆動信号の周波数を変更する制御回路と、を有する。

本発明の他の形態（第２形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、上記第１形態において、前記制御回路は、前記トランスの２次側で共振回路の共振周波数が温度に応じて変化することに追従して、前記検出温度に応じて前記制御信号の周波数を制御する。

本発明の他の形態（第３形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、上記第１形態において、前記圧電素子のインピーダンス変化を検出する検波回路を、さらに有し、前記制御回路は、前記制御信号の周波数を所定の周波数範囲内で複数回変更し、当該変更のたびに前記検波回路の検出値を確認し、当該検出値が前記所定の周波数範囲内で最小となる点に前記駆動信号の周波数を制御し、当該周波数の制御に用いる前記所定の周波数範囲を、前記温度検出素子の検出温度に応じてシフトする。

本発明の他の形態（第４形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、上記第１形態において、前記制御回路は、前記制御信号のデューティ比を変更して前記駆動信号の振幅を制御する。
本発明の他の形態（第５形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、上記第４形態において、前記圧電素子のインピーダンス変化を検出する検波回路を、さらに有し、前記制御回路は、前記検波回路の出力に基づいて、前記デューティ比を変更後の前記駆動信号の振幅をモニタし、当該モニタした駆動信号の振幅が、前記検出温度に対応する所定値と異なる場合、前記デューティ比をさらに調整する。

本発明の他の形態（第６形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、上記第１形態において、前記トランスの１次側または２次側で前記圧電素子と等価的に接続され、前記圧電素子の等価回路におけるキャパシタンス成分および前記トランスのインダクタンス成分と共に、前記制御信号の周波数で共振する共振回路を構成するリアクタンス素子を、さらに有する。
本発明の他の形態（第７形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、上記第６形態において、前記リアクタンス素子が、前記圧電素子に並列に等価接続された第１容量と、スイッチを介して前記第１容量と並列接続可能な、少なくとも１つの第２容量と、を含む。

本発明の他の形態（第８形態）に関わる圧電素子の駆動装置は、トランスと、前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、温度検出素子と、前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号のデューティ比を制御することによって前記駆動信号の振幅を変更する制御回路と、を有する。

本発明の他の形態（第９形態）に関わるポンプ装置は、圧電素子の圧電体で、または、当該圧電体とともに振動する振動部材で、一方の面が塞がれたポンプ室を有し、前記ポンプ室の流体吸入口から吸い込んだ流体を吐出口から排出するポンプと、当該ポンプの前記圧電素子を振動させて駆動する駆動装置と、を有し、前記駆動装置が、トランスと、前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、温度検出素子と、前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号の周波数を制御することによって前記駆動信号の周波数を変更する制御回路と、を含む。

本発明の他の形態（第１０形態）に関わるポンプ装置は、圧電素子の圧電体で、または、当該圧電体とともに振動する振動部材で、一方の面が塞がれたポンプ室を有し、前記ポンプ室の流体吸入口から吸い込んだ流体を吐出口から排出するポンプと、当該ポンプの前記圧電素子を振動させて駆動する駆動装置と、を有し、前記駆動装置が、トランスと、前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、温度検出素子と、前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号のデューティ比を制御することによって前記駆動信号の振幅を変更する制御回路と、を含む。

以上の構成を有する本発明に関わる第１〜第１０形態では、制御回路が、所定の周波数を有する制御信号を発生する。発生した制御信号は駆動回路に与えられる。駆動回路は、与えられた制御信号に基づいて、トランスの２次側に接続されている圧電素子に対し、制御信号に応じた駆動信号を発生して印加する。

温度検出素子が検出した温度（検出温度）の情報が制御回路に入力可能となっている。検出温度が変化した場合、制御回路は制御信号の周波数（及び／又はデューティ比）を変える制御を行う。
具体的に、制御回路は、出力する制御信号の周波数（及び／又はデューティ比)を、検出温度に応じた値に制御する。

第３および第５形態では、トランスの２次側に接続されている圧電素子のインピーダンスを検出する検波回路を有している。
第３形態では制御回路が、いわゆる共振点となる周波数のサーチ（以下、共振点サーチという）を行うことにより、検波回路の出力が最小となる最も効率がよい動作点に駆動電圧の周波数が制御される。このとき検出温度に応じてサーチ範囲（所定の周波数範囲）が変化する。サーチ範囲が狭くても温度に応じて当該範囲が追従することから、効率が最もよい動作がサーチ範囲から外れない。
第５形態では、制御回路が、検波回路の出力に基づいて、駆動信号が検出温度に応じた値の振幅となっているかを確認し、なっていない場合は、駆動電圧の振幅が検出温度に対応する所定値となるように制御信号のデューティ比を調整する。

第６形態では、圧電素子と共振回路を構成するリアクタンス素子を含むため、駆動電圧が正弦波もしくは正弦波に近いものとなる。
第７形態では、リアクタンス素子を圧電素子に並列に等価接続される容量で実現する。駆動信号の周波数を変更したような場合、容量値も最適化するほうが望ましいことがある。そこで、リアクタンス素子の定数（容量値）を大きくする目的で、基準となる第１容量に対し、個別のスイッチで並列に付加される第２容量を設けている。このスイッチと第２容量の組は１組以上あれば、その数は任意である。例えばスイッチを１つオンすると、リアクタンス素子の定数（容量値）が、第２容量の値分だけ大きくなる。このためリアクタンス素子を駆動信号の周波数に応じて最適化可能である。

第９および第１０形態はポンプ装置に関するもので、上記構成のポンプ装置は、例えば空冷や水冷に用いることができ、ポンプ室の一方面を塞ぐ圧電素子の圧電体に駆動回路により交流電圧が印加されると、圧電体が振動しポンプ室内の圧力が増減する。圧電体がポンプ室の空間を広げるように動作すると、ポンプ室内の圧力が下がり流体吸入口から流体が取り込まれる。つぎに圧電体がポンプ室の空間を縮めるように動作すると、ポンプ室内の流体に圧力がかかり、ポンプ内の流体が吐出口から押し出されて外部に勢いよく排出される。圧電体がポンプ室の空間を広げる動作と縮める動作を所定の周波数で繰り返すように、駆動装置により圧電素子が駆動される。
このとき駆動装置において、前述したように、制御回路により駆動信号の周波数（及び／又は振幅）が制御され、これにより入力電力が変化すると、吐出口から排出される流体の速度等が変化する。また、検出温度に応じた最適な値に、流体の速度等が調整される。したがって、ポンプ装置から出力される流体の速度等を、必要な値で、かつ、環境温度等に応じて任意に変更可能である。

本発明によれば、使用環境の温度が変化しても圧電素子の駆動制御を正確に行える圧電素子の駆動装置が提供される。
また、本発明によれば、上記駆動装置を用いることによって、使用環境の温度が変化しても移送する単位時間当たりの流体量を正確に制御できるポンプ装置が提供される。

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。

《第１実施形態》
本実施形態は、本発明の「圧電素子の駆動回路」の実施形態に関する。
図１に、圧電素子ＰＺの駆動回路の回路ブロック図を示す。
図１に図解する駆動回路１は、電磁結合トランス２と、スイッチ回路（ＳＷ.Ｃ）３と、「制御回路」としてのマイクロコンピュータ（μＣ）５と、位相シフト回路（ＰＳ.Ｃ）６と、検波回路（Ｖ−ＤＥＴ）７と、温度検出回路（Ｔ−ＤＥＴ）８とを有する。

図２は、電磁結合トランス２、スイッチ回路３および検波回路７の、より詳細な構成例を示す回路図である。
以下、図１および図２を参照して各構成を説明する。

電磁結合トランス２は、図２に示すように、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２、ならびに、２つの巻線間に設けられた１以上の比透磁率をもつ磁性材２Ａを有し、１次および２次巻線Ｗ１,Ｗ２は磁性材２Ａによって電気的、磁気的に結合されている。電磁結合トランス２は、１次巻線Ｗ１と２次巻線Ｗ２の巻線数の比率（巻線比）が、所定の値に設定されている。

電磁結合トランス２の１次巻線Ｗ１にスイッチ回路３が接続され、電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に圧電素子ＰＺが接続されている。

図２は、いわゆる２スイッチ構成のスイッチ回路３を例示する。
図示例のスイッチ回路３は、それぞれトランジスタ等から形成される２つのスイッチＳＷ１,ＳＷ２を有する。スイッチＳＷ１,ＳＷ２は、それぞれ、操作片を２つの接点の何れかに切り替えるスイッチである。スイッチＳＷ１の操作片は電源電圧Ｖｃｃに接続され、スイッチＳＷ２の操作片は電源電圧の基準となる電圧、例えば接地電圧ＧＮＤに接続されている。

スイッチＳＷ１,ＳＷ２の各々は、１次巻線Ｗ１の一方端に接続される第１接点Ｐ１と、１次巻線Ｗ１の他方端に接続される第２接点Ｐ２とを有し、接点の切り替えを差動的に行う。図２に示すように、スイッチＳＷ１の操作片が第１接点Ｐ１に接続されて電源電圧Ｖｃｃの供給状態にあるときは、スイッチＳＷ２の操作片が第２接点Ｐ２に接続されて接地電圧ＧＮＤの供給状態にある。逆に、スイッチＳＷ１の操作片の接続先が第２接点Ｐ２に切り替えられて接地電圧ＧＮＤの供給状態に推移すると、これとほぼ同時に、スイッチＳＷ２の操作片の接続先が第１接点Ｐ１に切り替えられて電源電圧Ｖｃｃの供給状態に推移する。

このような２接点スイッチをトランジスタで実現する場合、スイッチ回路３は４つのトランジスタを、いわゆるＨブリッジ構成で接続させるとよい。Ｈブリッジ構成は、例えば、スイッチＳＷ１を差動的にオンとオフが動作する２つのＰＭＯＳトランジスタで形成し、スイッチＳＷ２を差動的に動作する２つのＮＭＯＳトランジスタで形成することにより実現できる。

スイッチＳＷ１,ＳＷ２の制御は、マイクロコンピュータ５から出力される、所定のデューティ比の駆動パルス信号ＤＰＳにより行われる。駆動パルス信号ＤＰＳは「制御信号」の一例である。
ある駆動パルスがハイレベル（以下、“Ｈ”と表記）のときに、例えば図２に示すような接続状態となる。これにより、当該駆動パルスが“Ｈ”をとる短い期間だけ、１次巻線Ｗ１においてスイッチＳＷ１側からスイッチＳＷ２側に電流が流れる。この電流を、以下、「正電流Ｉ(+)」と表記する。駆動パルスがオフするローレベル（以下、“Ｌ”と表記）になると、スイッチＳＷ１,ＳＷ２は共にオフして、１次巻線Ｗ１はハイインピーダンス状態となる。
次の駆動パルスが入力されると、スイッチ回路３は図２とは反対の接続状態となり、１次巻線Ｗ１に流れる電流の向きが反転する。このときの電流を、以下、「負電流Ｉ(-)」と表記する。駆動パルスがオフすると、スイッチＳＷ１,ＳＷ２は共にオフして、１次巻線Ｗ１はハイインピーダンス状態となる。
以上の動作が繰り返されることにより、１次巻線Ｗ１に正電流Ｉ(+)と負電流Ｉ(-)が、それぞれ所定の短い時間だけ交互に流れ、正電流Ｉ(+)が流れる期間と負電流Ｉ(-)が流れる期間の間に、電流が流れない期間をもつ断続的な電流駆動が行われる。

なお、図２のように１つの駆動パルス信号ＤＰＳでスイッチ回路３を駆動する場合、スイッチ回路３内に、２つのスイッチＳＷ１,ＳＷ２を、各入力パルスに対して交互に動作させる機能を回路的に実現するとよい。この機能をスイッチ回路３内で回路的に実現した場合、スイッチ回路３の規模が大きくなるため、この方法は余り現実的ではない。

そこで、本実施形態では、図１に示すように位相シフト回路６を設けている。
位相シフト回路６は、マイクロコンピュータ５から駆動パルス信号ＤＰＳを入力し、そのまま第１駆動パルス信号ＤＰＳ１として出力するとともに、駆動パルス信号ＤＰＳの位相を１８０度シフトさせて第２駆動パルス信号ＤＰＳ２を発生する。第１および第２駆動パルス信号ＤＰＳ１,ＤＰＳ２は、位相シフト回路６からスイッチ回路３にパラレルに出力される。
スイッチ回路３は、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１でスイッチＳＷ１,ＳＷ２による正電流Ｉ(+)駆動を制御し、第２駆動パルス信号ＤＰＳ２でスイッチＳＷ１,ＳＷ２による負電流Ｉ(-)駆動を制御する。これにより、スイッチ回路３は簡単な回路で形成でき、上述したと同様に、１次巻線Ｗ１を正電流Ｉ(+)と負電流Ｉ(-)で交互に、かつ、断続的に駆動できる。

位相シフト回路６の機能を、マイクロコンピュータ５内が有してもよい。また、上述したように、２つのスイッチＳＷ１,スイッチＳＷ２を、各入力パルスに対して交互に動作させる機能をスイッチ回路３内で回路的に実現してもよい。さらに、図２に示す駆動パルス信号ＤＰＳを、例えば接地電圧ＧＮＤなどの中間レベルを中心に、正側のパルスと負側のパルスが交互に断続的に出現する３値パルスに変更して、これによりスイッチ回路３を駆動してもよい。
これらの何れの場合でも位相シフト回路６は不要であり、よって位相シフト回路６は必須の構成ではない。

検波回路７は、電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に出現する圧電素子ＰＺのインピーダンスの変化を、駆動信号の振幅の変化によって検出する回路である。
検出回路構成は任意であるが、例えば図２に示すような簡単な半波整流回路で検波回路７を実現できる。
図２に示す検波回路７は、３つの抵抗Ｒ７１〜Ｒ７３、ダイオードＤ７およびキャパシタＣ７により構成されている。
２次巻線Ｗ２および圧電素子ＰＺと並列に、抵抗Ｒ７１とダイオードＤ７と抵抗Ｒ７２の直列回路を接続し、抵抗Ｒ７２と並列にキャパシタＣ７と抵抗Ｒ７３を接続している。ダイオードＤ７のカソードから出力（検出電圧Ｖｄｅｔ）が取り出される。

ダイオードＤ７のアノード電位がカソード電位よりある程度高いときはダイオードＤ７に順方向の電流が流れるため、この電流が流れる期間にキャパシタＣ７が充電され、検出電圧Ｖｄｅｔが出力に出現する。アノードとカソードの電位差が減少に転じると、大きな抵抗Ｒ７３を介して非常にゆっくりとした放電が行われ、これによって検出電圧Ｖｄｅｔの波形が平滑化される（ほぼ一定となる）。この平滑化は、アノードとカソードの電位差が小さくなってダイオードＤ７に電流が流れなくなり、さらにアノードとカソードの電位が逆転してダイオードＤ７が逆バイアスされる期間中も続けられる。次に、カソード電位に対してアノード電位がある程度高い期間に再びなると、再度、キャパシタＣ７３の充電が開始されるが、この２回目以降の充電は、その直前の平滑化時の放電による僅かな電位ドロップを補う程度である。

以後、同様にして平滑化と、平滑時の電位ドロップを補う程度の僅かな充電が繰り返されるため、検出電圧Ｖｄｅｔとして、ほぼ一定の直流に近い波形の電圧が得られる。検出電圧Ｖｄｅｔの大きさ（直流電圧レベル）は、２次巻線Ｗ２に出現する駆動電圧の振幅に比例している。
このようにして得られた検出電圧Ｖｄｅｔは、マイクロコンピュータ５に入力され、内部のＡ／Ｄコンバータで検出電位がディジタル値として読み取られる。

温度検出回路８は、図１に示す圧電素子ＰＺおよびその駆動回路１が設けられた環境温度、例えば、これらが内蔵された電子機器内の温度を常に把握するためも受けられた回路である。温度検出回路８は、温度センサ、あるいは、サーミスタなどの温度に応じて特性が変化するデバイス（温度検出素子８Ａ）を含む。温度検出回路８は、温度検出素子８Ａと、電源供給が必要な場合は温度検出素子８Ａに電源を供給するとともに、検出した温度そのもの、あるいは、温度に依存する特性変化を示す信号に対し所定の増幅などの処理を行って温度検出信号Ｓｔを発生する回路とを含んで構成してよい。
温度検出回路８が出力した温度検出信号Ｓｔはマイクロコンピュータ５に送られ、内部のＡ／Ｄコンバータで検出電位がディジタル値として読み取られる。

マイクロコンピュータ５は、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を制御することにより、電磁結合トランス２から出力される駆動電圧Ｖｄを制御する第１の機能と、温度検出回路８から得られる温度検出信号Ｓｔに基づいて駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を調整する第２の機能とを有する。

第１の機能に関し、マイクロコンピュータ５は、圧電素子ＰＺの駆動力を強める（または弱める）指令を外部から受け取ると、この指令に含まれる制御量だけ駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させる。このとき検波回路７を有することから、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させた結果が、電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に出現する駆動電圧Ｖｄに正確に反映されたかをマイクロコンピュータ５が確認できる。マイクロコンピュータ５は、この確認の結果、デューティ比の変化が不十分あるいは過度に行われたことを知ることから、その知った情報を基に所望の駆動電圧Ｖｄにするために駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を微調整できる。

第２の機能を実行するため、マイクロコンピュータ５は、常に温度検出回路８から温度検出信号Ｓｔを入力している。
マイクロコンピュータ５は、温度検出信号Ｓｔに基づいて、環境温度に有意な変化があったことを知ると、この変化に応じて駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を、現在の値から変更する。このとき検波回路７を有することから、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させた結果が、電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に出現する駆動電圧Ｖｄに正確に反映されたかをマイクロコンピュータ５が確認できる。マイクロコンピュータ５は、この確認の結果、デューティ比の変化が不十分あるいは過度に行われたことを知るため、その知った情報を基に所望の駆動電圧Ｖｄにするために駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を微調整できる。

第１の機能と第２の機能は、それぞれ独立に、あるいは、重複して実行できる。重複して実行する場合、第１の機能の制御時に精度が温度により低下する場合、その低下によって生じる誤差を削減または低減するために第２の機能を働かせるといった用い方ができる。

次に、共振周波数変更のための構成を説明する。
駆動パルス信号ＤＰＳにより制御されるスイッチ回路３は、電磁結合トランス２の１次巻線Ｗ１に電流を流すオン状態、電流を流さないオフ状態を、入力される上記駆動パルス信号ＤＰＳにより規定される所定の周波数で繰り返し１次巻線Ｗ１に設定するように動作する。このとき例えば、上記オン状態が駆動パルスのハイレベル（“Ｈ”）に、上記オフ状態が駆動パルスのローレベル（“Ｌ”）に対応する。

ここで電磁結合トランス２の１次側電流駆動の周波数（周期Ｔ）を電流駆動周波数と定義する。電流駆動周波数は、電磁結合トランス２の２次側で形成され圧電素子ＰＺを含む共振回路の共振周波数に、望ましくは一致するように設定される。ここで電流駆動周波数が共振周波数と完全に一致しなくても動作は可能であるが、圧電素子ＰＺの印加電圧波形を正弦波にして、効率良い駆動を行うには、電流駆動周波数が共振周波数と一致することが望ましい。
このための構成として、図２に示すように、リアクタンス素子４を電磁結合トランス２の２次巻線Ｗ２に並列接続している。

電磁結合トランス２の１次側の電流駆動を、上記オン状態とオフ状態を繰り返すことにより断続的に行うと、１次側のスイッチ回路３で消費される電力は、持続時間が短いパルス電流による電力消費の時間平均であるため、比較的小さくてすむ。

パルス電流が電磁結合トランス２の１次側に一度印加されると、２次側の共振回路の共振現象により、圧電素子ＰＺに交流電圧（駆動電圧Ｖｄ）が印加され、そのままオフ状態に放置すると該交流電圧は次第に減衰する。この減衰は、共振回路（巻線回路）の銅損等でエネルギーが失われるため生じる。本実施形態では、望ましくは、電磁結合トランス２の２次側で圧電素子ＰＺに与えられる交流電圧において正負のそれぞれで波高値が減衰する前の短い時間の間だけ、１次側から次のパルス電流によるエネルギー補充を行い、これが周期的に繰り返される。ただし、圧電素子ＰＺに与えられる交流電圧がある程度減衰してから短い時間だけ周期的にエネルギー補充を行ってもよい。

本実施形態では、上記共振回路から外（例えばＧＮＤ線）への放電経路がなく、実質的に外への放電は行われない。共振回路の銅損等でエネルギーが失われることを１次側からの間欠的な電流駆動で補うことは既に述べたが、そのエネルギー損失を全て１次側から必要最小限補う。
以上より、極めて効率的な動作が可能で、低消費電力である。

圧電素子ＰＺは、用途に応じて等価的な容量値の大きさが決まり、マイクロコンピュータ５が発生する駆動パルス信号ＤＰＳの周波数（電流駆動周波数）を変更するだけでは、当該電流駆動周波数と、共振回路の共振周波数を一致させる、あるいは、ほぼ等しくすることは困難な場合がある。

そのため、電流駆動周波数と、各共振回路の共振周波数を一致させる、あるいは、ほぼ等しくするために、共振回路にリアクタンス素子４を追加している。リアクタンス素子４は、圧電素子ＰＺの等価回路におけるキャパシタンス成分および電磁結合トランス２のインダクタンス成分と（電流）駆動周波数で並列共振する共振回路を構成している。
共振回路へのリアクタンス素子４の追加は、図２に示すように圧電素子ＰＺと並列にコンデンサを接続することで達成される。あるいは、圧電素子ＰＺと並列または直列にインダクタを接続してもよい。

つぎに、以上のように構成されている駆動回路１の動作を、図２〜図４を適宜参照しつつ説明する。
図３（Ａ）〜図３（Ｅ）は、図２の回路の動作波形図である。図４は、圧電素子ＰＺの等価回路図である。
圧電素子ＰＺは、図４に示すように、直列接続の容量Ｃ１とインダクタンスＬ１と抵抗Ｒ１とを有するとともに、それらに並列な容量Ｃ０を有してなる等価回路として表すことができる。
このとき圧電素子ＰＺ１の等価容量成分（主にＣ１）とリアクタンス素子４としての容量Ｃ（図２）との合成容量、ならびに、圧電素子ＰＺの等価インダクタンス成分（Ｌ１）と第２巻線コイルＷ２１との合成インダクタンスにより共振回路の共振周波数が決められる。

スイッチ回路３は、図１に示す位相シフト回路６から出力される第２駆動パルス信号ＤＰＳ２が“Ｌ”で第１駆動パルス信号ＤＰＳ１が“Ｈ”となると、図２に示すように、スイッチＳＷ１が電源電圧Ｖｃｃへの接続状態、スイッチＳＷ２が接地電圧ＧＮＤへの接続状態となるため、正電流Ｉ(+)が１次巻線Ｗ１に流れる。
また、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１が“Ｌ”の状態で第２駆動パルス信号ＤＰＳ２が“Ｈ”になると、向きが反対の負電流Ｉ(-)が１次巻線Ｗ１に流れる。

第１駆動パルス信号ＤＰＳ１の“Ｈ”の期間は、図３（Ａ）に示すように、一定の半周期Ｔ／２より短い時間（ＯＮ(+)で表示）だけ持続するパルスで規定され、このパルスが一定の周期Ｔで繰り返される。
第２駆動パルス信号ＤＰＳ２の“Ｈ”の期間は、図３（Ｂ）に示すように、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１のパルスと１８０度位相が異なる同一周期Ｔのパルスの、短い持続時間（ＯＮ(-)で表示）により規定される。２つのパルスの持続時間（いわゆるパルス幅）は異なってもよいが、ここでは同じとする。

以下、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１のパルス持続時間を「正電流駆動時間、または、ＯＮ(+)時間」、第２駆動パルス信号ＤＰＳ２のパルス持続時間を「負電流駆動時間、または、ＯＮ(-)時間」と称する。
ＯＮ(+)時間と次のＯＮ(-)時間との間、当該ＯＮ(-)時間と次のＯＮ(+)時間との間には、それぞれ、１次巻線Ｗ１に電流が流れない一定のオフ状態の期間が存在する。
オフ状態の期間は、図２に示すスイッチＳＷ１,ＳＷ２が共にオフしていることから、１次巻線Ｗ１の両端からスイッチ回路３を見てハイインピーダンス状態となる。よって、オフ状態の期間にはトランジスタのオフリーク程度しか電流が流れないため、実質的に消費電力はゼロに等しい。

図３（Ｃ）は、正電流Ｉ(+)と負電流Ｉ(-)の大きさ（絶対値：｜Ｉ｜）を示す波形図である。
パルスをオンして電流が流れ始め、続いて飽和するが、図３（Ｃ）の例では、その飽和時点でパルスをオフするようにＯＮ(+)時間、ＯＮ(-)時間が決められている。また、未飽和領域では電流値が減少し、入力電力は低下する。一方、飽和後は、それ以上パルス幅を長くしても動作的に余り意味がなく、電力消費が増えるだけである。よって、ＯＮ(+)時間とＯＮ(-)時間をそれぞれ最大で電流飽和の時間付近に設定することが望ましい。

１次巻線Ｗ１の両端の電圧を、図２の接地電圧ＧＮＤへの接続が制御される端を基準とした電源電圧Ｖｃｃへの接続が制御される端の電圧（１次側電圧Ｖｉ）と定義し、その波形を図３（Ｄ）に示す。
トランジスタのオン抵抗が無視できるとすると、ＯＮ(+)時間の１次側電圧Ｖｉ(+)、ＯＮ(-)時間の１次側電圧Ｖｉ(-)は、ともにほぼ電源電圧Ｖｃｃの大きさ（例えば5[V]程度）となる。この間欠的な短い時間の電圧は、強制的に１次側の動作で１次巻線Ｗ１に設定される。一方、その間のオフ期間は１次巻線Ｗ１に対し１次側の電圧強制力が解除されるが、２次側の影響で共振回路の共振周波数に依存した電圧が１次側にも現れる。
１次側電圧Ｖｉと２次側電圧（駆動電圧Ｖｄ）の波高値の比率は、電磁結合トランス２の巻線比によって決められる。

この動作では、前述したように電流駆動周波数（１次側電圧Ｖｉ(+)とＶｉ(-)の設定を繰り返す動作の周波数）と、共振回路の共振周波数がほぼ一致している場合、図３（Ｄ）のように１次側電圧Ｖｉの波形がほぼ正弦波となる。このため圧電素子の駆動がスムーズで効率的であり、望ましい。
完全に周波数が一致していない場合、間欠的な１次側の電圧設定時に１次側電圧Ｖｉの波形の不連続点が生じるが、動作周波数自体は１次側の電流駆動周波数で決まるため、一定の周波数で圧電素子を駆動すること自体は可能である。ただし、この場合、駆動のスムーズさは失われ、効率としても低下する。

図５（Ａ）と図５（Ｂ）は、マイクロコンピュータ５が駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させたときの波形図である。図５では便宜上、第１駆動パルス信号ＤＰＳ１、正電流Ｉ(+)および駆動電圧Ｖｄの各波形のみを示す。
デューティ比（ＯＮ(+)／Ｔ）が小さい図５（Ａ）の場合から、デューティ比（ＯＮ(+)／Ｔ）を大きくした図５（Ｂ）の場合、デューティ比が大きくなる分だけ駆動電圧Ｖｄの波高値も大きくなることが分る。

例えば、このようなデューティ比制御を行っている最中に環境温度が変化すると、マイクロコンピュータ５が温度検出回路８からの温度検出信号Ｓｔに基づいて、その温度上昇後も最も効率的に圧電素子ＰＺの駆動を行うような制御を実行する。
具体的には、マイクロコンピュータ５は、温度変化に伴う駆動電圧Ｖｄの時間平均された振幅変化、あるいは、入力電力変化を元に戻すように、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比を変化させて、温度変化後も同じ駆動力で圧電素子ＰＺが駆動されるように制御する。

このときの温度とデューティ比の関係は、例えばマイクロコンピュータ５に内蔵の、あるいは、マイクロコンピュータ５に接続された不図示のメモリに、当該関係をテーブルとして持つとよい。テーブルには温度と制御量とが対応付けられて記憶されている。
マイクロコンピュータ５は入力された温度検出信号Ｓｔをテーブルに照らして、制御量、即ち、目標のデューティ比、または、目標が得られるデューティ比の変化量をテーブルから読み出し、読み出したデューティ比が得られるように駆動パルス信号ＤＰＳを制御する。

なお、周期Ｔが決められている場合、テーブルに記憶する制御量は、駆動パルスのオン時間でもよい。また、温度ごとに制御量を記憶する必要はなく、ある温度幅ごとに制御量が記憶されていてもよい。この場合、マイクロコンピュータ５は、温度検出信号Ｓｔが示す検出温度を温度幅の境界に対応した複数の閾値の各々と逐次比較し、どの温度幅の制御量を読み出すかを決める作業を行うとよい。
テーブルで制御量を記憶する以外の方法としては、検出温度に応じて制御量を計算により求めてもよい。

本実施形態では、温度変化の影響を排除して正確に圧電素子ＰＺを駆動することが可能となる。

《第２実施形態》
第２実施形態では、圧電素子の駆動回路（特定的にはマイクロコンピュータ５）が、温度変化による影響を排除する目的で、「制御信号」としての駆動パルス信号ＤＰＳの周期（周波数）を制御する第３の機能を有する。
第３の機能は、第１実施形態の前述した第１および第２の機能に付加してもよいし、単独で第３の機能をもつ駆動回路を実現してもよい。
以下、第１実施形態に第３の機能を追加した場合で、本実施形態の説明を行う。したがって、第１実施形態の説明および図１〜図５は本実施形態でも同様に適用される。

図６に、温度上昇による影響を示す。図６は、検波回路７から出力される検出電圧Ｖｄｅｔの周波数依存性のグラフである。
定常状態の温度、例えば室温（２５度）では、マイクロコンピュータ５が出力する駆動パルス信号ＤＰＳの周波数ｆが上がると、一般的な傾向では、検出電圧Ｖｄｅｔでモニタされている電磁結合トランス２の出力電圧（駆動電圧Ｖｄ）の時間平均された振幅も上昇し、より大きな駆動力が圧電素子ＰＺに与える。しかし、ある周波数ｆ０より低い周波数領域では、リアクタンス素子４を含む電磁結合トランス２の２次側の共振回路において、インダクタンス成分より容量成分が支配的になることに起因して、周波数ｆの上昇とともに駆動電圧Ｖｄの平均的振幅（検出電圧Ｖｄｅｔ）も低下する。
よって、図６に示すように検出電圧Ｖｄｅｔの周波数依存特性のカーブは、周波数ｆ０で最小の値をとる。この周波数ｆ０は共振回路の共振周波数に対応しており、この周波数ｆ０で駆動回路１は最も効率がよい省電力駆動を行う。

ところが、温度が上昇すると、図６に破線で示すカーブのように検出電圧Ｖｄｅｔの最小点（高効率ポイント）が低周波側にシフトする現象が観測される。
マイクロコンピュータ５は、温度検出回路８からの温度検出信号Ｓｔに基づいて、その温度変化分の周波数シフト量だけ電流駆動周波数を変化させるように、駆動パルス信号ＤＰＳの周期を変更する。このとき、第２の機能によって温度変化に応じて最適化されたデューティ比を維持してもよいし、さらに、電流駆動周波数の変化に適応して所望の駆動電圧Ｖｄが得られるように、さらにデューティ比を調整してもよい。

図６の例で、温度が上昇することによって検出電圧Ｖｄｅｔが最小の周波数ｆ０が、より低い周波数ｆ１に変化したとする。
マイクロコンピュータ５は、周波数変化量Δｆ（＝ｆ０−ｆ１）だけ電流駆動周波数が小さくなるように駆動パルス信号ＤＰＳの周期Ｔを大きくする制御を行う。
温度が低下する場合は、以上と逆の操作を行う。
この制御では、温度と制御量（周波数変化量Δｆ、または、制御目標の周期Ｔ等）との関係を、例えばテーブルに記憶させておく必要がある。マイクロコンピュータ５は、このテーブルを参照して、検出温度から制御量を取得し、取得した制御量を用いて電流駆動周波数の変更を実行する。

本実施形態によれば、温度変化があっても、駆動回路１は最も効率的な省電力駆動を圧電素子ＰＺに対して行うことが引き続き維持される。

《第３実施形態》
本実施形態は、いわゆる共振点サーチを行うものであり、第２実施形態の変形となる。
マイクロコンピュータ５は、温度検出回路８から出力される温度検出信号Ｓｔにより温度上昇なのか温度低下なのかを知ると、その温度変化の向きに所定ステップで電流駆動周波数を変化させ、その度に、検出電圧Ｖｄｅｔを確認する。そして、マイクロコンピュータ５は、その周波数変化範囲内で最小の検出電圧Ｖｄｅｔから、例えば図６の周波数ｆ１を探し当てる。マイクロコンピュータ５は、周波数変化量Δｆ（＝ｆ０−ｆ１）だけ電流駆動周波数が小さく（または大きく）なるように駆動パルス信号ＤＰＳの周期Ｔを大きく（または小さく）する制御を行う。

なお、周波数変化範囲内で図６のような検出電圧Ｖｄｅｔの極小点がない場合、マイクロコンピュータ５は、極小点が検出されるまで周波数変化範囲を拡大してもよい。
また、圧電素子ＰＺは、その材料や構造によって、温度上昇に伴って検出電圧Ｖｄｅｔの極小点が低周波側にシフトする以外に、高周波側にシフトするように作製することが可能である。よって、使用する圧電素子ＰＺの、かかる特性に応じて、マイクロコンピュータ５が極小点を探索する周波数変化範囲を決めることもできる。

第３実施形態においても、温度検出信号Ｓｔが示す検出温度と制御量の関係を記憶するテーブル等の手段は必要である。第３実施形態では共振点サーチを行うため、処理に時間を要するが、その情報の記憶量はサーチ範囲に限られ、その分、ハードウェハが簡素化できる。また、共振点サーチを行うため圧電素子ＰＺの個体差による誤差が排除され、より制御の精度が高い。さらに、圧電素子ＰＺの種類が変更されても的確な制御が可能であり、汎用的な駆動回路が実現できる。

《第４実施形態》
本実施形態では、共振点サーチのサーチ範囲（所定の周波数範囲）を、検出温度に応じてシフトさせる。

図７（Ａ）に、上記第３および第４実施形態で理想的なサーチ範囲（所定の周波数範囲）の一例を示す。
サーチ範囲は、例えば図７（Ａ）に示すように、検出電圧Ｖｄｅｔの極小点が存在する場合、その極小点からΔＶだけ大きいラインが検出電圧Ｖｄｅｔのカーブと交差する２点の幅で規定できるようにすると、サーチの両端の周波数から極小点（共振点）までの周波数差がほぼ等しく、好ましい。

このようにサーチ範囲を規定すると、検出電圧Ｖｄｅｔの極小点に適合して、次に検出電圧Ｖｄｅｔの極小点を見つけるときのサーチ範囲を自動で決めるため、温度によって検出電圧Ｖｄｅｔの極小点が推移しても、それに追従してサーチ範囲も移動する。ただし、サーチ範囲を、極小点を基準としてその都度決めていたのでは処理負担が大きく制御のレスポンスが悪いことも考えられる。サーチ範囲が小さく、かつ、温度で特性が大きくずれると、この方法では極小点がサーチ範囲から外れることも考えられる。
そのため、本実施形態では、図１に示す温度検出素子８Ａの検出温度に応じて、図７（Ｂ）に示すように、温度変化に対応して予想される向きに、予想される量だけサーチ範囲を予め移動させる制御を制御回路（マイクロコンピュータ５）が行う。このため、温度変化に追従して自動的にサーチ範囲が変化し、レスポンスがよく共振点サーチが行える。また、サーチ範囲を小さくしても極小点がサーチ範囲から外れることがない。

《第５実施形態》
本実施形態は、第１〜第４実施形態に示す駆動回路の適用例として、ポンプ装置を示すものである。本発明のポンプ装置は、エアその他の気体、液体などの流体のポンプ装置として広く適用可能であるが、ここでは、特に、発熱した空冷対象物（例えばＩＣ等の電子デバイス）を空冷する空冷装置、あるいは、細い管に一定の空気流を起こす装置等に応用できるエアポンプ装置を一例として説明する。
エアポンプ装置は、モバイル機器や据え置き機器におけるセット内温度上昇対策システムとして有用である。特にモバイル機器は、筐体が小型であるため、旧来のファン式の空冷装置が配置できない場合がある。
圧電素子を用いたエアポンプ装置（以下、単に、「圧電ポンプ」という）は、小型でエアの排出圧がファン式では得られないほど高くできるという特徴を有するため、モバイル機器のセット内温度上昇対策システムとして特に有用である。

図８に、圧電ポンプの電子機器内配置を模式的に示す。
図８に図解する電子機器は、静止画または動画を撮影するディジタルカメラ、ゲーム機、携帯電話、音楽や映像の（録画）再生機、コンピュータ、カーナビゲーション装置、その他のマルチメディア機器など、どのようなものでもよい。

図８に示す電子機器１００は、その筐体１００Ａ内に、回路基板（複数でもよい）１０１を内蔵し、回路基板１０１に多数のＩＣその他の回路部品１０２、電源制御部品１０３などが高密度で実装されている。
本実施形態の電子機器１００は、回路部品１０２や電源制御部品１０３などの全ての発熱部品からの放熱を効率的に集めることができる位置、大きさ、形状、材質の、ある程度遮蔽された空間を形成する集熱部１０４を有している。
集熱部１０４は、熱伝導率が高い材質から形成され集熱のためのフィン（不図示）を各部品の放熱部分に接触または近接するようにして配置されている。集熱部１０４内の空間内のエアは、集熱部１０４のフィンや外壁を通して集められた熱により熱せられる。

筐体１００Ａの外面に、集熱部１０４内の空間に連通する吸気口１００Ｂと排気口１００Ｃが設けられている。吸気口１００Ｂおよび排気口１００Ｃの径は数ミリと比較的小さくてよい。吸気口１００Ｂおよび排気口１００Ｃは、手のひらや指で完全には塞がれないように、一段窪んだ箇所や突起の根元などに位置させるなどの工夫がされている。

集熱部１０４内に、周囲の空間からエアを吸引して排気口１００Ｃに効率よく排気が可能な位置に、「ポンプ装置」としての圧電ポンプＰＺＰが固定されている。
圧電ポンプＰＺＰは、図１に示す圧電素子ＰＺを内蔵し、駆動回路１に接続されている。駆動回路１は回路基板１０１に実装してよい。また、そのうち温度検出回路８内の温度検出素子８Ａは、図７における集熱部１０４内、排気口１００Ｃの近くなど、個々の部品からの発熱を統合して決まるセット内温度を的確に検出可能な位置に配置される。
圧電ポンプＰＺＰは、このような電子機器１００の構造と、その構造内への配置によって、集熱部１０４内で風を起こし、ＩＣ等の発熱体からの熱を強制的にこの風によって放出するエア移送駆動源として機能する。

図９に、圧電ポンプＰＺＰの組み立て図を示す。
図解する圧電ポンプＰＺＰは、「圧電素子ＰＺ」としての圧電体ユニット３１、保護リング３２、ダイヤフラム３３、第１スペーサ３４、中板３５、第２スペーサ３６、天板３７を有する。

保護リング３２は、例えばステンレス等の腐食に強く高剛性の材料からなり、内部空間を確保するリング形状に形成されている。保護リング３２の内部に圧電体ユニット３１が収容され、圧電体ユニット３１の非振動部分が保護リング３２に固定される。保護リング３２に対し、ダイヤフラム３３を挟んで第１スペーサ３４が重ねられる。
第１スペーサ３４は、例えばステンレス等の腐食に強く高剛性の材料からなり、内部空間がポンプ室３４Ａとなるようにリング形状に形成されている。
ダイヤフラム３３は、圧電体ユニット３１の圧電体が振動するのに合わせて振動する振動部材の一種であり、薄くて変形自在であるが強度的には強い材質が用いられる。またダイヤフラム３３は、第１スペーサ３４との接触面で気密性を高める役目もある。

中央に小さな連通口３５Ａが空けられた中板３５が、第１スペーサ３４の上面に重ねられて両者が接触面で気密性が高くなるように固着される。このためポンプ室３４Ａは、連通口３５Ａのみで外部に通じることになる。したがって、圧電体ユニット３１の圧電体が振動しダイヤフラム３３が上下運動すると、ポンプ室３４Ａの内部容積が拡大と縮小を繰り返すため、連通口３５Ａからエアが高速で出入りする。

中板３５には、さらに、例えばステンレス等の腐食に強く高剛性の第２スペーサ３６と天板３７が、互いに密着面で気密性が高くなるように固着される。
第２スペーサ３６は、例えば四方からエアの吸入経路を確保する内部の空間（４つの通路）が形成されている。４つの通路の先端はほぼ閉じられているが、小さい吸入口が開口している。また、天板３７の中央にエアの吐出口３７Ａが開口している。これにより、吐出口３７Ａと連通口３５Ａに連通するベンチュリノズル部３６Ａが第２スペーサ３６の中央部に形成される。

図１０（Ａ）および図１０（Ｂ）は、圧電ポンプＰＺＰの、エアの経路を示す概略断面図である。図１０（Ａ）は吸引時、図１０（Ｂ）は吐出時を示す。
圧電体ユニット３１によってゆっくりダイヤフラム３３を上下させた場合、吸引によってポンプ室３４Ａの容積が大きくなり外部から図１０（Ａ）に示す経路でエアが入ってくる。また、吐出によってポンプ室３４Ａの容積が小さくなり内部のエアが、図１０（Ｂ）のように連通口３５Ａ、ベンチュリノズル部３６Ａを通って吐出口３７Ａから勢いよく吐き出される。

この吸引と吐出を高速（周波数が２０[kHz]またはそれ以上）で繰り返すと、吐出口３７Ａからはほぼ圧力が一定の連続エア流が噴出する動作となる。この高速駆動では、図１０（Ａ）のように吐出口３７Ａがエアの吸入口になることはなく、専ら吐き出し口として機能する。そのためエアの吸入は、図９に示す第２スペーサ３６に形成されている四方の吸入経路の空間とその先端の小さな穴（吸入口）を通して行われる。

図１０（Ｃ）は、冷却装置として好適な圧電ポンプＰＺＰの概観と、動作時のエア経路を示す図である。
圧電ポンプＰＺＰは、上面視が２０[ｍｍ]程度、厚さが1[mm]程度の小型の空冷装置として用いることができる。駆動回路は第１実施形態に既に説明した図２に示すものを使用し、20[V_P-P]、20[kHz]駆動の場合、吐出口３７Ａから噴出する連続エア流の静圧が1〜数[Pa]が得られる。

以上のような構造を有し、作用を奏する圧電ポンプＰＺＰは、図１の圧電素子ＰＺに置き換えて適用し、駆動回路１により駆動される。
このとき、図５を用いて第１実施形態で説明したように、駆動パルス信号ＤＰＳのデューティ比に応じて駆動電圧Ｖｄの振幅を変えて圧電ポンプＰＺＰから排出される風量（時間当たりのエア移送量）を制御できる。あるいは、第３および第４実施形態で説明したように、制御信号（駆動パルス信号ＤＰＳ）の周波数を変更して、駆動信号（駆動電圧Ｖｄ）の周波数を変更できる。これにより、特に第４実施形態のように、共振点サーチを行って、最も効率がよい周波数を見つけ、その周波数での駆動が可能である。

圧電ポンプＰＺＰからの風量は、圧電振動素子（圧電体ユニット３１）をベースとしているため、大きな駆動電圧Ｖｄを圧電ポンプＰＺＰに入力すれば、圧電ポンプＰＺＰ内部の圧電振動板が大きく振れるため、風量や背圧を多く確保することができる反面、消費電力は大きくなる。
また、小さな駆動電圧Ｖｄを圧電ポンプＰＺＰに入力すれば、圧電ポンプＰＺＰ内部の圧電振動板の振幅が減るため、風量や背圧は少なくなるが、小さい、細い風の通り道である風洞でも風の流れを十分確保できるだけの背圧を持っているため、消費電力を少なく抑えつつも、あるレベルの放熱の役割を持たせることは可能となる。

図１１に、駆動電圧Ｖｄの最大振幅をパラメータとした圧電ポンプから吐出されるエアの流量の背圧依存性を示す。
ここで「背圧」とは、図８における集熱部１０４の内圧に相当する。背圧が大きいと、いくら駆動電圧Ｖｄを大きくしても所望の風量（圧電ポンプＰＺＰからのエア流量）が得られないことが、図１１から分かる。これは、外気からエアの供給量が多すぎて、圧電駆動効率が低下するためである。
また、駆動電圧Ｖｄの振幅を大きくするほど流量も大きくできる。とくに駆動電圧Ｖｄを20[V_P-P]で背圧を0.5[kPa]程度以下にすると、流量が1[L/min]以上にでき、ファン式では得られないほど大きくなる。

図８の構造では吸気口１００Ｂの径が比較的小さいため背圧は比較的小さく保てることから、冷却効率を高くできる。
なお、特別に吸気口１００Ｂや排気口１００Ｃを設けなくても、機器筐体の隙間からエアを出し入れするようにしても、集熱部１０４がある程度、気密性が保たれていれば背圧を小さくできる。ただし、集熱部１０４にエアの排出口、吸入口は必要である。

駆動回路１の動作自体は第１〜第４実施形態で既に説明したため、ここでの重複した説明は省略する。
ただし、空冷システムへの適用においては、図１に示す第１および第２駆動パルス信号ＤＰＳ１,ＤＰＳ２のように、お互いに１８０°位相がずれている２相信号による駆動が望ましい。
マイクロコンピュータ５からの駆動パルス信号ＤＰＳによる単相信号駆動でも同様な効果が得られるが、駆動周波数によっては、単相信号駆動の場合、１周期時間で電磁結合トランス２の巻き線ロス等による損失が発生するので、駆動レベルが下がってしまうことがある。
このような場合、損失を防止し駆動波形を一定レベルに抑えるため、お互いが１８０°位相がずれている２相信号駆動方式の適用が望ましい。

圧電振動素子のようなリアクタンス負荷の場合、低電力駆動を実現するため、それに含まれる容量性リアクタンス、誘導性リアクタンスを打ち消しあうように駆動周波数を設定すれば、インピーダンス分は純抵抗のみとなり、リアクタンス負荷の仕事量として、効率が最大となる。
その意味で、共振回路の共振周波数での駆動が望ましい。よって、駆動周波数が共振周波数に制御しにくい場合、図２に示すようにリアクタンス素子４を設けることは有効である。また、第２および第３実施形態のように電磁結合トランス２の１次側における電流駆動周波数を、２次側の共振回路の共振周波数に一致させることが望ましい。

とくに、環境によりセット使用状態が異なると、圧電ポンプＰＺＰの負荷は絶えず変動している。このため、駆動周波数を固定化しておくと共振周波数にずれが生じ、有効電力のみならず、無効電力が発生し、圧電振動素子で風を発生させる効率が落ち、かつ圧電ポンプＰＺＰ自体も発熱してしまう。
環境変動要因として、環境温度による周波数特性のずれ（図６参照）は大きく、このずれを補正して常に最も効率が高い適な動作周波数を制御することは、省電力化において有効である。
また、第２実施形態のように、周波数と温度の関係を予め調べて記憶させておくだけでは、最適化が難しい場合もある。このような場合、第３実施形態の「共振点サーチ」により、現在の最適動作周波数を常に探索できるシステム構成とすれば、柔軟な制御が可能であり、さらに望ましい。

さらに、第４実施形態のように、共振点サーチにおいて検出温度に応じてサーチ範囲をシフトすれば、サーチ範囲そのものを小さくしても、サーチ範囲から共振点が外れない。
共振点サーチでは、周波数を短い時間で変化させるため、その変化が空冷ではエアのうねりとなって認識されることがある。よって、特に録音等を行う機器の空冷装置では共振点サーチ時のエアのうねりは極力抑制しなければならない。
第４実施形態のように検出温度に応じてサーチ範囲をシフトするとサーチ範囲から共振点が外れないため、サーチ範囲を、共振点を含む小さい周波数範囲に限定できる。よって、共振点サーチ時のエアのうねりを十分に抑制できるという利益が得られる。

つぎに、第１〜第４実施形態と任意に組み合わせることが可能な変形例を説明する。

＜変形例１＞
図２に示すリアクタンス素子４は、電磁結合トランス２の１次側巻線Ｗ１に、１次巻線Ｗ１と並列接続することも可能である。
リアクタンス素子４の耐電圧仕様やリアクタンス値に応じて、リアクタンス素子４を接続する巻線側を、電磁結合トランス２の１次側と２次側の何れにするかを決定すればよい。
スイッチ回路３の構成は、２点切り替えの２つのスイッチ構成、これを４つのトランジスタにより実現したＨブリッジ構成に限らず、１つのトランジスタ（および、逆流防止用のダイオード）による構成でもよい。この場合、２相信号駆動はできないため効率の点では低いが、スイッチ回路３が簡素化できる利点がある。

＜変形例２＞
周波数変更を、駆動パルスを所定の規則で周期的に停止させることで行ってもよい。この停止制御は、マイクロコンピュータ５が行うか、これとは別に、図１等に示す駆動回路１に停止制御回路を追加することで実現できる。
スイッチ回路３においてスイッチング動作が行われている期間において、任意の期間、駆動パルスのスイッチ回路３への入力を停止すると、共振回路（巻線回路）の銅損等で失われるエネルギーを電磁結合トランス２の１次側からの間欠的な電流駆動で補う動作が停止するため、停止期間が長いほど入力電力は下がる。このため圧電素子ＰＺの振動エネルギーも低下する。つまり、停止制御を行うと、圧電素子ＰＺの動作（振動エネルギー、あるいは、平均的な振動振幅）を、任意の期間、停止させることで調整することができる。

圧電素子ＰＺが、例えば水冷や空冷のために流体をポンピングする圧電ポンプＰＺＰに用いられる場合（第４実施形態参照）等にあっては、例えばマイクロコンピュータ５等が、例えば温度検出回路８からの温度検出信号Ｓｔに応じて、駆動パルス信号ＤＰＳの駆動パルスが出現する周期Ｔを、２Ｔ、３Ｔ、…と周期Ｔの倍数で変更可能に決定してよい。
パルス入力がない期間は、発振回路の共振周波数で駆動電圧Ｖｄが変化するが、振幅は徐々に低下する。次の駆動パルスの入力によって駆動電圧Ｖｄの振幅が回復する。駆動電圧Ｖｄは、振幅の減衰と回復を繰り返す波形となるが圧電素子の駆動への影響はないか、または、軽微である。

変形例２では、駆動パルスを周期的、かつ、冷却対象の状態に適応して停止させることにより、圧電素子ＰＺへの周期的な短時間の電力印加において電力印加の頻度が下がり、結果として、時間平均としての入力電力を必要量まで低下させることが可能となる。

＜変形例３＞
変形例３は、圧電素子の小型化に関する。
図２に示すスイッチ回路３をＨブリッジ構成とする場合、２つのＰＭＯＳトランジスタと２つのＮＭＯＳトランジスタを組み合わせてブリッジ接続する。このような回路は、ディスクリートの電子部品を回路基板に実装させる回路である必要は必ずしもなく、何らかのＩＣ内部に形成することができる。

電磁結合トランス２の１次巻線Ｗ１に流れる電流は数十[mA]のオーダーであるから、電磁結合トランス２の巻線の線径は太くする必要はなく、またコア内の磁束密度も大きくはないからコアの断面積も小さくすることができる。

近年では巻線をフィルムに配線パターンをメッキあるいは蒸着工程により形成したシート状巻線もあり、これらを積層化することで小型の多巻線トランスを形成することもできる。これにより小型の多巻線トランスが実現できる。
以上の本実施形態では、携帯機器に適応した、小型かつ低消費電力の圧電素子の駆動回路が実現できる。

＜その他の変形例＞
環境温度に応じた制御に加えて、温度上昇は電源投入からの時間経過に応じて高くなることがある程度予測できるため、この経過時間に応じて流量を上げることができる。その場合でも、正確な制御のために温度を検出し、検出温度に応じて圧電素子駆動を行う。ただし、検出温度に応じる圧電素子駆動は、電源投入からある程度時間が経ったときから有効にすることもできる。これにより無駄な制御に要するマイクロコンピュータ５の負担が低減できる利益が得られる。

第４実施形態では、空冷に適したエア圧電ポンプＰＺＰ装置に、本発明の駆動回路を適用した例を述べたが、本発明の適用範囲は、空冷に限らず、液体の冷却媒体（水等）の配管内で冷却媒体に一定の流量を与える圧電ポンプＰＺＰ装置としても用いることができる。また、撮像素子等に対し振動を与えて埃を除去する埃除去装置、その他の振動を発生させるアクチュエータに応用できる。
さらに本発明の圧電素子の駆動回路は、液晶等の表示装置画面のタッチセンサにクリック感を与える装置、さらには、電磁結合トランス２の２次巻線回路を２回路に増やすことで、スイッチ回路３を増やすことなく同相駆動出力と同時に、逆相駆動出力を得ることができるので、逆相駆動による圧電モータへの応用も可能である。

以上の第１〜第５実施形態および変形例によれば、以下の利益が得られる。
第１実施形態では、環境温度に応じて所望の駆動電圧Ｖｄを正確に制御でき、環境温度の影響を排除した高精度な圧電素子駆動が可能である。
第２実施形態では、検出温度に応じて駆動周波数を変えることができるため、さらに高精度な圧電素子駆動が可能である。
とくに第３実施形態のように「共振点サーチ」が可能な構成にすると、圧電素子特性の個体差を吸収し、圧電素子のタイプが異なる場合でも高精度な圧電素子駆動ができる汎用的な駆動回路の実現ができる。また、第４実施形態では「共振点サーチを行う範囲（所定の周波数範囲）」を小さくして、共振点サーチによる弊害、例えば空冷装置に適用した場合のエアのうねりを極力抑制しても、温度変化によって小さい範囲から共振点が外れることがない。

第５実施形態は、第１〜第４実施形態の駆動回路を冷却ポンプ装置に適用したものであるが、この場合、使用する機器の小型化に寄与し、冷却効果も高いといる利点がある。とくに背圧を低く保てる機器内部構造との組み合わせによって、冷却効率を最大化できる。

以上の第１〜第５実施形態は任意に組み合わせることができ、その場合、効果（利点）も組み合わせに応じたものが得られる。

さらに、「制御回路」としてマイクロコンピュータ５を用い、マイクロコンピュータ５によって制御されるスイッチ回路３のみで圧電素子駆動が可能である。
この点について、以下に説明する。

例えば特許文献１および特許文献２等に示す液体吸い上げ装置においては、トランスを用いて電力増幅し正弦波に波形整形した後、電圧と電流の位相を比較し制御して、圧電振動素子の駆動効率を高める回路が提案されている。
圧電振動素子のようなリアクタンス負荷の場合、それに含まれる容量性リアクタンス、誘導性リアクタンスを打ち消しあうように駆動周波数を設定すれば、インピーダンス分は純抵抗のみとなり、リアクタンス負荷の仕事量として、効率が最大となる。この周波数とは、共振周波数である。

温度変化があれば駆動電圧と駆動電流との位相差が変化する場合もあるため、温度変化があっても圧電素子駆動を最適駆動できると考えられる。
しかしながら、上記位相を比較する回路では、電圧と電流の位相を把握し、圧電振動素子駆動の効率を高めるため位相比較器を設けるなどシステムを実現するためのハードウェア回路が複雑である。また、圧電振動素子の仕事量を可変するため、駆動スイッチ回路の入力側の信号を位相比較器からのコントロール信号を基に制御するハードウェア回路を搭載するなど、システムが複雑である。

これに対し、第１〜第５実施形態では、トランスを用いた圧電素子のスイッチ回路３とマイクロコンピュータ５を使うことで、回路構成が簡素で、よりシンプルな制御ができる。圧電素子ＰＺや圧電ポンプＰＺＰを制御する方法として、機器内部に温度検出素子８Ａを設け、温度検出素子８Ａからの情報により、風の流量を柔軟に制御可能となるよう、マイクロコンピュータ５を使用する。スイッチ回路３は簡単なスイッチ回路で構成し、その制御を、マイクロコンピュータ５が駆動電圧Ｖｄのデューティ比を検出温度に応じて行うことで、回路の複雑化を防いでいる。

第５実施形態の図８に示す構成では、吸気口１００Ｂが手で塞がれて背圧が高くなり流量（冷却効率）が低下する可能性もあるが、このような場合でも、シンプルな制御による迅速なデューティ比制御によって所望の流量が得られるように駆動電圧Ｖｄの振幅が変更できる。
吸気口１００Ｂを設けない場合、吸気口１００Ｂが手で塞がれて背圧が高くなるリスクが低減できる。また、セット外装に風の通り道などのために、大きな風洞を開けなくても良いので、概観も美しく保てる。この点は、大きな風洞を必要とするファン式の冷却装置に対しても大きな利点である。

第１〜第４実施形態に関わる駆動回路の構成を示す回路ブロック図である。 第１〜第４実施形態に関わる、スイッチ回路や検波回路の、より詳細な構成例を示す回路図である。 図２に示す回路の動作波形図である。 圧電素子の等価回路図である。 第１〜第５実施形態に関わり、駆動デューティ比を変化させたときの動作波形図である。 第１〜第５実施形態に関わり、検出電圧の周波数依存性のグラフである。 第４実施形態に関わり、検出電圧の周波数依存性のグラフにおいてサーチ範囲とそのシフトを説明する図である。 第５実施形態に関わる電子機器の構造と圧電ポンプの配置を示す図である。 第５実施形態に関わる、空冷装置として用いるエア圧電ポンプ装置の組立図である。 第５実施形態に関わる圧電ポンプのエア経路を示す断面図および斜視図である。 第５実施形態に関わり、駆動電圧の最大振幅をパラメータとした、圧電ポンプから吐出されるエアの流量の背圧依存性を示すグラフである。

符号の説明

１…駆動回路、２…電磁結合トランス、３…スイッチ回路、４…リアクタンス素子、５…マイクロコンピュータ、６…位相シフト回路、７…検波回路、８…温度検出回路、８Ａ…温度検出素子、ＰＺ…圧電素子、ＰＺＰ…圧電ポンプ、Ｗ１…１次巻線、Ｗ２…２次巻線、ＤＰＳ…駆動パルス信号、Ｖｄ…駆動電圧、Ｖｄｅｔ…検出電圧、Ｓｔ…温度検出信号

Claims (10)

1. トランスと、
   前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、
   温度検出素子と、
   前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号の周波数を制御することによって前記駆動信号の周波数を変更する制御回路と、
   を有する圧電素子の駆動装置。
2. 前記制御回路は、前記トランスの２次側で共振回路の共振周波数が温度に応じて変化することに追従して、前記検出温度に応じて前記制御信号の周波数を制御する
   請求項１に記載の圧電素子の駆動装置。
3. 前記圧電素子のインピーダンス変化を検出する検波回路を、さらに有し、
   前記制御回路は、前記制御信号の周波数を所定の周波数範囲内で複数回変更し、当該変更のたびに前記検波回路の検出値を確認し、当該検出値が前記所定の周波数範囲内で最小となる点に前記駆動信号の周波数を制御し、当該周波数の制御に用いる前記所定の周波数範囲を、前記温度検出素子の検出温度に応じてシフトする
   請求項１に記載の圧電素子の駆動装置。
4. 前記制御回路は、前記制御信号のデューティ比を変更して前記駆動信号の振幅を制御する
   請求項１に記載の圧電素子の駆動装置。
5. 前記圧電素子のインピーダンス変化を検出する検波回路を、さらに有し、
   前記制御回路は、前記検波回路の出力に基づいて、前記デューティ比を変更後の前記駆動信号の振幅をモニタし、当該モニタした駆動信号の振幅が、前記検出温度に対応する所定値と異なる場合、前記デューティ比をさらに調整する
   請求項４に記載の圧電素子の駆動装置。
6. 前記トランスの１次側または２次側で前記圧電素子と等価的に接続され、前記圧電素子の等価回路におけるキャパシタンス成分および前記トランスのインダクタンス成分と共に、前記制御信号の周波数で共振する共振回路を構成するリアクタンス素子を、さらに有する
   請求項１に記載の圧電素子の駆動装置。
7. 前記リアクタンス素子が、
   前記圧電素子に並列に等価接続された第１容量と、
   スイッチを介して前記第１容量と並列接続可能な、少なくとも１つの第２容量と、
   を含む請求項６に記載の圧電素子の駆動装置。
8. トランスと、
   前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、
   温度検出素子と、
   前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号のデューティ比を制御することによって前記駆動信号の振幅を変更する制御回路と、
   を有する圧電素子の駆動装置。
9. 圧電素子の圧電体で、または、当該圧電体とともに振動する振動部材で、一方の面が塞がれたポンプ室を有し、前記ポンプ室の流体吸入口から吸い込んだ流体を吐出口から排出するポンプと、
   当該ポンプの前記圧電素子を振動させて駆動する駆動装置と、を有し、
   前記駆動装置が、
   トランスと、
   前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、
   温度検出素子と、
   前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号の周波数を制御することによって前記駆動信号の周波数を変更する制御回路と、
   を含むポンプ装置。
10. 圧電素子の圧電体で、または、当該圧電体とともに振動する振動部材で、一方の面が塞がれたポンプ室を有し、前記ポンプ室の流体吸入口から吸い込んだ流体を吐出口から排出するポンプと、
    当該ポンプの前記圧電素子を振動させて駆動する駆動装置と、を有し、
    前記駆動装置が、
    トランスと、
    前記トランスの１次側に入力される制御信号に追従して周波数が変化する駆動信号を前記トランスの２次側で発生させ、当該駆動信号を圧電素子に印加する駆動回路と、
    温度検出素子と、
    前記制御信号を発生して前記駆動回路に供給し、前記温度検出素子の検出温度に応じて前記制御信号のデューティ比を制御することによって前記駆動信号の振幅を変更する制御回路と、
    を含むポンプ装置。

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