JP2009114900A - 内燃機関の燃焼状態検出装置及び燃焼制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】目的の信号のみを特異的に抽出できるよう改善した燃焼状態検出装置を提供する。
【解決手段】燃焼室の混合気の燃焼時に発生するイオンに対応したイオン電流を検出する信号検出部３と、信号検出部３から取得した検出信号Ｓ（ｊ）のピーク位置ＰＫを特定するピーク特定部ＳＴ５と、ピーク特定部が特定したピーク位置以前の検出信号を、全て前記ピーク位置の検出信号のレベルＳ（ＰＫ）に変換するレベル変換部ＳＴ６と、レベル変換部で変換された後の検出信号Ｓ_ＩＮ（ｉ）にデジタルフィルタ処理を施して抽出信号Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）を取得する信号抽出部ＳＴ６と、抽出信号を（式１）によって補正する信号補正部ＳＴ７と、を有して構成される。Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）＝Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）−｛Ｓ_ＩＮ（ｉ−ＤＬＹ）｝ＯＦＴ・・・（式１）
【選択図】図２

Description

本発明は、内燃機関の運転時に発生するイオン信号を正確に検出できる燃焼状態検出装置、及び直流分を抑制して正確な制御を実現する燃焼制御方法に関する。

本出願人は、既に、イオン信号を正確に抽出して最適なノッキング制御を可能にしたノッキング制御装置について提案している（特許文献１）。
特開２００７−２３９５１８号公報

この発明は、イオン電流検出部からの検出信号の微分値に基づいて検出信号の信号ピーク値Ｓ（ＰＫ）を特定し、ピーク位置ＰＫに至るまでの検出信号を信号ピーク値Ｓ（ＰＫ）に変換した上で、信号ピーク値Ｓ（ＰＫ）を含む所定の範囲の検出信号Ｓ（０）〜Ｓ（ｎ）に、ＢＰＦ(band pass filter)処理を施すことで目的のイオン信号を抽出している。

しかし、ＢＰＦをデジタルフィルタで構成した場合、微小ながらオフセット値が重畳してしまい、抽出したイオン信号による燃焼判定に悪影響を及ぼすことがあった。図１１は、デジタルフィルタで処理した後の抽出信号を図示したものであり、本来ゼロレベルであるべき領域に、オフセット値が重畳していることが確認される。

ところで、以上のような問題は、単にイオン信号の抽出だけに限定されるものではなく、内燃機関から取得する他の検出信号でも、それに重畳された直流信号を確実かつ簡易に除去することが望まれている。

本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであって、より正確に、目的の信号のみを特異的に抽出できるよう改善した燃焼状態検出装置を提供することを課題とする。また、内燃機関からの検出信号から、確実かつ簡易に直流成分を除去することができる燃焼制御方法を提供することを課題とする。

上記の課題を解決するため、本発明に係る燃焼状態検出装置は、燃焼室の混合気の燃焼時に発生するイオンに対応したイオン電流を検出する信号検出部と、前記信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）のピーク位置ＰＫを特定するピーク特定部と、前記ピーク特定部が特定したピーク位置以前の検出信号を、全て前記ピーク位置の検出信号のレベルＳ（ＰＫ）に変換するレベル変換部と、前記レベル変換部で変換された後の検出信号Ｓ_ＩＮ（ｉ）にデジタルフィルタ処理を施して抽出信号Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）を取得する信号抽出部と、前記抽出信号を（式１）によって補正する信号補正部と、を有して構成される。

本発明のデジタルフィルタ処理は、好ましくは、直線位相特性を有するＦＩＲ(finite impulse response)フィルタで実現される。更に好ましくは、次数２ＭのＦＩＲフィルタで実現され、そのインパルス応答ｈ（ｎ）は、Ｍを中心とする線対称となるべきである。この場合、以下の通り、インパルス応答が長さ２Ｍ＋１で実数且つ偶関数となる。 ｈ｛（Ｍ＋ｍ）｝＝ｈ｛（Ｍ−ｍ）｝ 但し、ｍ＝０，１，・・・，Ｍ
最適には、前記（式１）は、補正率ＯＦＴ＝Σｈ（ｎ）、位相遅れＤＬＹ＝Ｍで与えられる。

何れにしても、デジタルフィルタは、好ましくは、低域周波数を減衰域として実行されるべきであり、更に好ましくは、ノイズ周波数である高域周波数を減衰域とし、目的の信号周波数成分のみを通過させるＢＰＦとすべきである。

信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）には、少なからず直流成分が含まれているが、レベル変換部で変換された後の検出信号Ｓ_ＩＮ（ｉ）については特に顕著である。そして、このような検出信号Ｓ_ＩＮ（ｉ）に、ＦＩＲフィルタによるＢＰＦ処理を施しても、ＢＰＦ処理による抽出信号Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）には、低レベルながら直流成分がオフセット値として残存する。

しかし、直流成分は、時間経過における変化がないので、ＢＰＦ処理後の出力は、インパルス応答の総和Σｈ（ｎ）で決まることになる。そこで、最適には、前記（式１）は、補正率ＯＦＴ＝Σｈ（ｎ）、位相遅れＤＬＹ＝Ｍで計算される。

以上のようなアルゴリズムで直流成分を除去することは、内燃機関の燃焼制御方法一般においても有効に成立する。したがって、本発明は、直線位相特性を有する次数２ＭのＦＩＲフィルタによりＢＰＦ処理を施した後の検出信号Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）から直流成分を除去する二次補正処理を含んで構成され、前記ＦＩＲフィルタのインパルス応答ｈ（ｎ）は、Ｍを中心として線対称となり、前記二次補正処理が、（式２）で実現される内燃機関の燃焼制御方法でもある。

上記した本発明によれば、レベル変換部と信号抽出部と信号補正部とを有して構成されるので、目的の信号のみを特異的に抽出することができる。また、直流成分を有効に除去できる燃焼制御方法を実現することもできる。

以下、本発明の実施形態について具体的に説明する。図１（ａ）は、実施形態に係る内燃機関用の燃焼制御装置を示す回路図である。この燃焼制御装置は、１次コイル１Ｐと２次コイル１Ｓとが電磁結合された点火コイル１と、点火コイル１を断続的に駆動するスイッチングトランジスタ２と、点火コイルの２次コイル１Ｓに接続されたイオン電流検出回路３と、スイッチングトランジスタ２をＯＮ／ＯＦＦ制御すると共にイオン電流検出回路３からのアナログ検出信号ＳＧを受けるＥＣＵ(Electronic Control Unit)４とで構成されている。そして、点火コイルの２次コイル１Ｓとグランドラインとの間に点火プラグ５が接続されている。

図示の通り、スイッチングトランジスタ２のベース端子は、ＥＣＵ４に接続され、コレクタ端子は、点火コイルの一次コイル１Ｐに接続され、エミッタ端子は、グランドラインに接続されている。

イオン電流検出回路３は、点火プラグ５の放電電流で充電されるバイアス用のコンデンサＣと、コンデンサＣに並列接続されてコンデンサＣの充電電圧を規制するツェナーダイオードＺＤと、ツェナーダイオードＺＤに直列接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１の両端に接続された増幅部ＡＭＰとで構成されている。

ツェナーダイオードＺＤとダイオードＤ１のアノード端子は、互いに直結され、ダイオードＤ１のカソード端子はグランドラインに接続されている。また、ツェナーダイオードＺＤのカソード端子は、二次コイル１Ｓに接続されている。

イオン電流検出回路３の増幅部ＡＭＰは、反転端子と非反転端子と出力端子とを有する増幅素子Ｑ１と、増幅素子Ｑ１の反転端子に接続される入力抵抗Ｒ１と、増幅素子Ｑ１の反転端子と出力端子の間に接続される帰還抵抗Ｒ２とで構成されている。なお、増幅素子Ｑ１の反転端子とグランドラインとの間に、増幅素子Ｑ１を保護するためのダイオードＤ２を接続しても良い。

増幅素子Ｑ１として、この実施形態では、ＯＰアンプを使用している。ＯＰアンプは、その入力インピーダンスがほぼ無限大（≒∞）で、反転端子と非反転端子との間が、仮想的に短絡状態である(imaginary short)。そのため、図１（ｂ）に示す電流Ｉは、入力抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２に共通して流れることになり、増幅部ＡＭＰの出力電圧Ｖｏｕｔは、電流Ｉと帰還抵抗Ｒ２の積となる（Ｖｏｕｔ＝Ｉ×Ｒ２）。つまり、この増幅部ＡＭＰでは、帰還抵抗Ｒ２が入力電流Ｉの検出抵抗として機能している。

図１の回路構成において、二次コイル１Ｓに負の高電圧が発生すると、図１（ａ）に示すように、点火プラグ５が点火放電し、点火電流がコンデンサＣを充電する。この時、コンデンサＣにはツェナーダイオードＺＤが並列接続されているので、コンデンサＣの両端電圧は、ツェナーダイオードＺＤの降伏電圧Ｖｚに一致する。なお、この放電時には、ダイオードＤ１が短絡状態（ＯＮ）となるので、入力抵抗Ｒ１やその他の回路素子に流れる電流を無視することができる。

その後、二次コイル１Ｓの高電圧が消滅すると（図１（ｄ）参照）、コンデンサＣに充電されたバイアス電圧は、図１（ｂ）に示す経路で放電する。この放電電流は、イオン電流Ｉに他ならず（図１（ｅ）参照）、イオン電流Ｉは、増幅素子Ｑ１の出力端子→帰還抵抗Ｒ２→入力抵抗Ｒ１→コンデンサＣ→二次コイル１Ｓ→点火プラグ５の経路で流れる。先に説明した通り、出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｒ２×Ｉの関係が成立するので、増幅部ＡＭＰからはイオン電流Ｉに比例した電圧が得られる。

ＥＣＵ４は、ＣＰＵ４ａと、Ａ／Ｄコンバータ４ｂと、出力ポート４ｃと、メモリ部４ｄとを有して構成されている。そして、Ａ／Ｄコンバータ４ｂは、イオン電流検出回路３からアナログ検出信号ＳＧを直接的に受けて、これデジタルデータに変換している。また、出力ポート４ｃからは、スイッチングトランジスタ２のベース端子に向けて点火パルスが出力されている。なお、図示の燃焼制御装置では、イオン電流検出回路３とＥＣＵ４とが直結されているが、途中にサンプルホールド回路などを設けても良い。

図２（ａ）は、ＥＣＵ４による制御動作を説明するフローチャートである。図１のような回路構成で、例えばノック信号を抽出する場合、ノック信号は、一般にイオン電流のピーク位置以降のレベル降下域に存在するので、このピーク位置を正確に抽出することが重要である。そこで、本実施形態では、ピーク位置を正確に抽出した上で（ＳＴ５）、ピーク位置以前のデータがピーク値を維持していると擬制してＢＰＦ処理を施している（ＳＴ６）。また、ＢＰＦ処理後のデータに残存するオフセット値を除去する補正演算を施している（ＳＴ７）。

以下、本発明の特徴部分であるＢＰＦ処理（ＳＴ６）と、その補正演算処理（ＳＴ７）から説明する。図７は、ＢＰＦ処理に供される検出信号を図示したものであり、ピーク位置ＰＫより以前のデータＳ（１）〜Ｓ（ＰＫ−１）については、全てピーク値Ｓ（ＰＫ）にレベル変換して検出信号Ｓ_ＩＮ（１）〜Ｓ_ＩＮ（ｎ）としている。

ステップＳＴ６の処理では、このようなレベル変換後の全データＳ_ＩＮ（１）〜Ｓ_ＩＮ（ｎ）についてデジタルフィルタによるＢＰＦ処理を施してＳ_ＯＵＴ（１）〜Ｓ_ＯＵＴ（ｎ）を得ている。ここでは、ＢＰＦ処理のために、図８に示すような、サンプリング周期Ｔ_ｓの３２次の直線位相ＦＩＲフィルタを使用している。

図８のデジタルフィルタの場合、ｈ（ｎＴ_ｓ）をｚ変換した伝達関数Ｈ（ｚ）は、２Ｍ＝３２として、Ｈ（ｚ）＝Ｚ［ｈ（ｎＴ_ｓ）］＝Σｈ（ｎＴ_ｓ）ｚ^−ｎであり、これを変形すると、
Ｈ（ｚ）＝｛α（０）＋Σα（ｍＴ_ｓ）（ｚ^ｍ＋ｚ^−ｍ）｝ｚ^−Ｍとなる。ここで、Σは、ｍ＝１〜Ｍとするシグマ記号であり、ｈ｛（Ｍ＋ｍ）Ｔ_ｓ｝＝ｈ｛（Ｍ−ｍ）Ｔ_ｓ｝＝α（ｍＴ_ｓ）である。なお、ｍ＝０，１，・・・，Ｍである。

図９（ａ）は、図８に示す３２次直線位相ＦＩＲフィルタのインパルス応答を示しており、図９（ｂ）は、図８に示すＦＩＲフィルタで実現したＢＰＦの周波数特性を示している。なお、サンプリング周波数は３０ＫＨｚ、サンプリング周期Ｔ_ｓは、Ｔ_ｓ＝１／３０ｍＳである。図９（ａ）に示すインパルス応答の総和ＯＦＴは、ＯＦＴ＝０．００３０９３であるので、結局、ステップＳＴ７の処理では、Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）＝Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）−｛Ｓ_ＩＮ（ｉ−ＤＬＹ）｝ＯＦＴ・・・（式２）の演算によって、直流成分を除去している。

ここで、２０ｌｏｇ（ＯＦＴ）は、２０ｌｏｇ（０．００３０９３）の計算から約−５０．２ｄＢであるから、図９（ｂ）に示される直流信号の減衰率に一致することが確認される。ＡＴＴ＝１／ＯＦＴで定義する減衰率ＡＴＴを使用すると、上記した（式２）は、Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）＝Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）−｛Ｓ_ＩＮ（ｉ−ＤＬＹ）｝／ＡＴＴの演算を意味することになる。

図１０は、ＢＰＦ処理後の検出信号Ｓ_ＯＵＴ（１）〜Ｓ_ＯＵＴ（ｎ）と、この検出信号に、（式２）の補正演算を施した後の抽出信号の波形を図示している。ＢＰＦ処理後の検出信号Ｓ_ＯＵＴ（１）〜Ｓ_ＯＵＴ（ｎ）に重畳している直流成分が（式２）の演算によって消滅していることが確認される。このように（式２）の補正演算だけで、正確に目的のノック信号を特異的に抽出できる。

続いて、図２のステップＳＴ１〜ＳＴ６の処理内容についても説明しておく。但し、処理内容は特許文献１に記載されたものと実質的に同じである。図１及び図２（ａ）に示す通り、先ず、ＥＣＵ４は、イオン電流検出回路３から得られるアナログ検出信号ＳＧを、直接Ａ／Ｄコンバータ４ｂで受け、デジタル変換されたデータをメモリ部４ｄに記憶する（ＳＴ１）。データ取得時のサンプリング周波数は、ここでは、３０ＫＨｚ程度に設定され、この実施形態ではサンプリング周期τを３３μＳとしている。なお、実際に取得されるデータは、図２（ｂ）に示す切出しウインドＷｉｎの範囲（Ｔ）よりやや広い範囲（Ｔ＋α）のデータであるが、説明の都合上、図２（ｂ）には、点火パルスの立ち下がりタイミング（ｔ＝０）から＋２５ｍＳのデータを全て図示している。

図２（ａ）のステップＳＴ１の処理によって必要な範囲のデータ取得が終われば、次に、メモリ部４ｄに記憶した切出しウインドＷｉｎ内のＮ個の信号入力データＳ（ｉ）について、Ｄ（ｉ）←Ｓ（ｉ）−Ｓ（ｉ−ａ）の差分演算によって微分処理を施す（ＳＴ２）。ここで、切出しウインドＷｉｎの位置及びその時間幅Ｔ（＝３３μＳ×（Ｎ−１））は、発生するイオン電流を確実に捕捉できるよう設定される。

イオン電流は、点火プラグ５の放電終了後に発生するが（図１（ｅ）参照）、点火プラグ５の放電終了時や、発生したイオン電流の消失タイミングは、エンジン回転数やエンジン負荷などの運転条件に応じて動的に変化する。そこで、この実施形態では、運転条件と発生するイオン電流との関係を予め実験的に求めておき、その関係を示すウインド算出テーブルＴＢＬ１をメモリ部４ｄに設けている。そして、実際の運転時には、各種センサから得られるデータに基づいて前記ウインド算出テーブルＴＢＬ１を検索し、その検索結果に基づいて、切出しウインドＷｉｎの開始位置と終了位置とをリアルタイムに決定している。

図２（ｂ）は、イオン電流検出回路から得られるアナログ信号波形と、時間幅Ｔの切出しウインドとの関係を図示したものであり、ここでは、点火パルスの立ち下がりタイミング（ｔ＝０）を基準にして＋４ｍＳから＋１５ｍＳの範囲を切出しウインドＷｉｎとしている。

図３（ａ）に示すフローチャートの通り、図２（ａ）の微分処理（ＳＴ２）は、ｉ＝１・・・ＮのＮ個のデータＳ（ｉ）について、Ｄ（ｉ）←Ｓ（ｉ）−Ｓ（ｉ−ａ）の演算によって実行される（ＳＴ２１〜ＳＴ２３）。図３（ｂ）は、イオン電流検出回路から得られるアナログ検出信号ＳＧ（原波形）と、微分演算による微分波形とを図示している。なお、微分処理は、切出しウインド内のＮ個のデータについて、時間間隔ａ×τの差分を求めることを意味するが、差分時間間隔ａ×τは、イオン電流に重畳するノック信号の基本周期τ_ｎより長いが、イオン電流の基本波周期Ｗ_０より短く設定される（Ｗ_ｎ＜ａ×τ＜Ｗ_０）。このような差分時間間隔ａ×τを用いて微分処理を実行することによって、イオン電流に重畳するノック信号の影響を排除して、イオン電流波形の全体的な増減傾向を把握することができる。

ところで、イオン電流の基本周波数Ｆ＝１／Ｗ_０は、エンジンの回転数やエンジン負荷などの運転条件に応じて動的に変化する。そこで、この実施形態では、運転条件とイオン電流の基本波周期Ｗ_０との関係を示すデータテーブルＴＢＬ２をメモリ部４ｄに設け、上記したＷ_ｎ＜ａ×τ＜Ｗ_０の条件を満たす時間間隔ａ×τをリアルタイムに決定している。

但し、イオン電流には、ノック信号だけでなく、他の高周波ノイズが重畳する可能性もある。そこで、イオン電流に重畳する高周波ノイズも含めてノック信号の影響を排除するためには、ノック信号の基本周期τ_ｎの大小に拘わらず、時間間隔ａ×τの値を、イオン電流の基本波周期Ｗ_０より若干短い値（＝Ｗ_０−β）に設定するのが好適である。図示例では、運転条件から２．５ＫＨｚ程度のイオン電流の基本周波数が予想されるので、ａ×τ＜４００μＳの関係を満たす値としてａ＝１０に設定して、差分時間間隔ａ×τを３３０μＳにしている。

図２（ａ）のステップＳＴ２の微分処理が終われば、次に、微分値Ｄ（ｉ）を微分閾値ＴＨと比較し、微分結果フラグＦＧ（ｉ）を算出する（ＳＴ３）。図４（ａ）は、判定処理の具体的な内容を示すフローチャートであり、図４（ｂ）は、微分値Ｄ（ｉ）の推移を示す微分波形と、微分波形から算出される微分結果フラグＦＧ（ｉ）との関係を図示している。

図４（ａ）のステップＳＴ３２〜ＳＴ３４に示す通り、変数ｉ＝１・・・ＮのＮ個のデータについて、微分値Ｄ（ｉ）が微分閾値ＴＨ以上であれば微分結果フラグＦＧ（ｉ）をＦＧ（ｉ）＝０とし、逆に、微分値Ｄ（ｉ）が微分閾値ＴＨ未満であれば微分結果フラグＦＧ（ｉ）をＦＧ（ｉ）＝１とする。ここで閾値ＴＨは、適宜に設定されるが、通常は、ＴＨ＝０とすれば足りる。

なお、閾値ＴＨ＝０と設定した場合、アナログ信号波形ＳＧが時間軸方向に増加傾向（Ｄ（ｉ）＞０）となる時間帯は、判定処理（ＳＴ３）によって微分結果フラグＦＧ（ｉ）が０となり、逆に、アナログ信号波形ＳＧが時間軸方向に減少傾向（Ｄ（ｉ）＜０）となる時間帯は、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が１となる。

何れにしても、図２（ａ）のステップＳＴ３の処理によって微分結果フラグＦＧ（ｉ）を算出したら、次に、Ｎ個の微分結果フラグＦＧ（ｉ）について、時間軸上を逆向きに（換言するとＦＧ（Ｎ）からＦＧ（１）まで降順に）、特殊なカウント処理を行う（図２のＳＴ４）。

図５（ａ）に示す通り、このカウント処理では、最初にカウンタ変数ＣＴの全領域をゼロクリアした後（ＳＴ４１）、ｉ＝Ｎから開始してｉ＝１まで時間軸上を逆向きに、ステップＳＴ４３〜ＳＴ４８の処理を実行する。ここで、時間軸上を逆方向に処理するのは、(a)ノック信号は、イオン電流波形のピーク位置から波形終了までに存在すること、及び(b)エンジン点火からイオン電流のピーク位置に至るまでの波形は比較的乱れやすいため、時間軸上を正方向に処理するとイオン電流のピーク位置を誤検出する可能性が高まること、のためである。

図５（ａ）に示すステップＳＴ４３〜ＳＴ４８の処理を具体的に説明すると、変数ｉに対する処理では、先ず、微分結果フラグＦＧ（ｉ）の値が１か否か判定される（ＳＴ４３）。そして、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が１であれば、ＣＴ（ｉ）←ＣＴ（ｉ＋１）＋１の演算によって、カウンタ値ＣＴ（ｉ）を、時間軸上の上隣りのカウンタ値ＣＴ（ｉ＋１）より一つ増加させる（ＳＴ４７）。一方、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が０であれば、時間軸上で時間軸変数ｉより上方であって、後述するパルス幅（スキップ幅）の基準幅ｂのカウンタ値ＣＴ（ｉ＋１），ＣＴ（ｉ＋２），・・・，ＣＴ（ｉ＋ｂ）が同一値か否かが判定される（ＳＴ４４）。

そして、全てのカウンタ値が同一値であれば、カウンタ値ＣＴ（ｉ）をゼロクリアし（ＳＴ４５）、逆に、一致しないカウンタ値が存在すれば、ＣＴ（ｉ）←ＣＴ（ｉ＋１）の演算によってカウンタ値ＣＴ（ｉ）の値を一つ上方のカウンタ値ＣＴ（ｉ＋１）と同一値にする（ＳＴ４６）。

図５（ａ）のアルゴリズムにおいて、パルス幅（スキップ幅）の基準幅ｂ（時間換算するとｂ×τ）は、イオン電流のピーク位置を検出する際に、ノック信号の影響を排除するための時間幅であり、ノック信号の基本周期に基づいて決定される。そして、この実施形態では、内燃機関の構造からノック信号の周波数が７ＫＨｚ程度と特定されるので、そのノック信号の影響を排除するべくｂ＝３としている。この場合、基準幅ｂ＝３を時間換算するとｂ×τ＝６６μＳとなり、一周期６６×２μＳを周波数に換算すると約５ＫＨｚであり、ノイズ成分も含めて、５ＫＨｚ以上の不要成分の影響を排除できることになる。

図５（ｂ）は、パルス幅（スキップ幅）の基準幅ｂをｂ＝３に設定した場合について、図５（ａ）のアルゴリズムを説明するための図面であり、メモリ部４ｄに確保されている微分結果フラグ領域ＦＧとカウンタ領域ＣＴとを示している。ｂ＝３に設定した場合には、カウンタ領域ＣＴ（ｉ）の値を決定する際には、微分結果フラグＦＧ（ｉ）の値が問題になり（ＳＴ４３）、ＦＧ（ｉ）＝０なら、ＣＴ（ｉ＋１）、ＣＴ（ｉ＋２）、ＣＴ（ｉ＋３）の値が問題になり、全て同一値なら、ゼロクリアされた値がカウンタ領域ＣＴ（ｉ）に格納される（ＳＴ４５）。また、ＣＴ（ｉ＋１）、ＣＴ（ｉ＋２）、ＣＴ（ｉ＋３）の値が一致しなければ、ＣＴ（ｉ＋１）の値がそのままカウンタ領域ＣＴ（ｉ）に格納される（ＳＴ４６）。

以上の通り、このアルゴリズムでは、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝１の場合だけ、カウンタ値がインクリメント（＋１）される。先に説明した通り、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝１は、時間間隔ａ×τの微分値Ｄ（ｉ）が、閾値ＴＨより小さいことを意味するが（Ｄ（ｉ）＜ＴＨ）、特に、閾値ＴＨ＝０に設定した本実施形態では、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝１は、時間軸正方向の微分値Ｄ（ｉ）が負であることを意味する。

何れにしても、本実施形態では、時間軸上の上方から下方に向けて特殊なカウント演算を行い、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が１の場合だけ、カウンタ値をインクリメント（＋１）する。そして、微分結果フラグＦＧ（ｉ）が０の場合には、それが基準幅ｂ分だけ連続しない限り、カウンタ値を変化させず、もし基準幅ｂ以上に連続してＦＧ（ｉ）＝０の場合には、カウンタ値をゼロクリアする。したがって、時間軸上逆向きに原波形が単調増加する状態を、カウンタ値で算出することになり、ノック信号のように、途中に増減する部分が含まれていても、これは読み飛ばされることになり、なだらかなピークのみが抽出される。

さて、図２に戻って説明を続けると、図２（ａ）のステップＳＴ５の処理では、カウンタ領域ＣＴ（１）〜ＣＴ（Ｎ）の各数値から、その最大値を抽出し、最大値を示すカウンタ位置からイオン電流のピーク位置ＰＫを特定する。このステップＳＴ１〜ＳＴ５の処理によって、イオン電流のピーク位置ｉ＝ＰＫが正確に特定されるので、後は、イオン電流のピーク位置以前（ｉ＜ＰＫ）の信号入力データＳ（ｉ）を、全てピーク位置の信号入力データのレベルＳ（ＰＫ）に書換える（ＳＴ６）。つまり、ｉ＝１〜ＰＫ−１の各データについて、Ｓ（ｉ）←Ｓ（ＰＫ）の書換え演算を実行する。その結果、信号入力データＳ（ｉ）は、ｉ＝１〜ＰＫまでは交流成分を含まない直流値Ｓ（ＰＫ）となる。

そして、このような補正演算を行った後に、ＢＰＦ処理を行うことになる（ＳＴ６）。そのため、従来技術のように、切出しウインドＷｉｎの開始点で、突然、信号入力データＳ（ｉ）が立ち上がるような弊害があり得ず、図８に示すデジタルフィルタによるＢＰＦ処理によって目的のノック信号がＳ_ＯＵＴ（ｉ）が抽出される。

但し、ステップＳＴ６のＢＰＦ処理によっても、直流成分が少なからず残存するので、その後は、Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）＝Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）−｛Ｓ_ＩＮ（ｉ−ＤＬＹ）｝ＯＦＴ・・・（式２）の処理によって不要成分を削除する（ＳＴ７）。これらの点は、最初に説明した通りである。

以上の通り、本実施形態によれば、直流成分を排除して、目的の信号のみを正確に抽出することができる。なお、以上説明した具体的な内容は特に本発明を限定するものではなく、本発明の趣旨を逸脱することなく各種の改変が可能である。

例えば、実施形態の装置ではノック信号を特異的に抽出しているが、何らノック信号に限定されるものではなく、不要な低周波成分の重畳した各種の検出信号から、（式２）の演算によって、低周波成分を除去することができる。特に、検出信号に切出し区間が設けられている場合、及び／又は、検出信号の一部を所定の直流レベルに変換する処理が、デジタルフィルタ処理後に先行するような場合には、本発明が極めて有効に機能する。

なお、特殊カウント処理についても適宜に変更可能である。図６は特殊カウント処理を別のアルゴリズムを例示したものであり、微分結果フラグＦＧ（ｉ）＝０の場合には、時間軸の上側のｂ−１個の微分フラグＦＧ（ｉ＋１），ＦＧ（ｉ＋２）・・・ＦＧ（ｉ＋ｂ−１）が全てゼロか否かを判定している（ＳＴ４４）。この場合にも、実質的に図５の場合と同様の処理が実行されて、イオン電流のピーク位置を正確に抽出することができる。

実施形態に係るノッキング制御装置の回路構成を示す回路図である。 ワンチップマイコンの制御動作の概要を示すフローチャートと、イオン電流検出回路の検出信号波形である。 微分処理を示すフローチャートと、微分波形の波形図である。 判定処理を示すフローチャートと、微分結果フラグ及びカウント演算結果を示す図面である。 カウンタ処理を示すフローチャートと、カウントアルゴリズムを説明する図面である。 別のカウント処理を説明する図面である。 ＢＰＦ処理に供されるレベル変換後の検出信号を図示したものである。 ＢＰＦ処理を実現するデジタルフィルタの処理内容を図示したものである。 図８のデジタルフィルタのインパルス応答と周波数特性を図示したものである。 ＢＰＦ処理後の波形と、それを更に補正処理した後の波形である。 従来技術の問題点を説明する図面である。

符号の説明

３ 信号検出部
ＳＴ５ ピーク特定部
ＳＴ６ レベル変換部
ＳＴ６ 信号抽出部
ＳＴ７ 信号補正部

Claims (8)

1. 燃焼室の混合気の燃焼時に発生するイオンに対応したイオン電流を検出する信号検出部と、
   前記信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）のピーク位置ＰＫを特定するピーク特定部と、
   前記ピーク特定部が特定したピーク位置以前の検出信号を、全て前記ピーク位置の検出信号のレベルＳ（ＰＫ）に変換するレベル変換部と、
   前記レベル変換部で変換された後の検出信号Ｓ_ＩＮ（ｉ）にデジタルフィルタ処理を施して抽出信号Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）を取得する信号抽出部と、
   前記抽出信号を（式１）によって補正する信号補正部と、を有して構成されることを特徴とする内燃機関の燃焼状態検出装置。
   

   
2. 前記デジタルフィルタ処理は、直線位相特性を有するＦＩＲ(finite impulse response)フィルタで実現される請求項１に記載の燃焼状態検出装置。
3. 前記デジタルフィルタ処理は、次数２ＭのＦＩＲフィルタで実現され、そのインパルス応答ｈ（ｎ）は、Ｍを中心として線対称となる請求項１又は２に記載の燃焼状態検出装置。
   ｈ｛（Ｍ＋ｍ）｝＝ｈ｛（Ｍ−ｍ）｝ 但し、ｍ＝０，１，・・・，Ｍ
4. 前記（式１）は、補正率ＯＦＴ＝Σｈ（ｎ）、位相遅れＤＬＹ＝Ｍである請求項３に記載の燃焼状態検出装置。
5. 前記デジタルフィルタ処理は、低域周波数を減衰域として実行される請求項１〜４の何れかに記載の燃焼状態検出装置。
6. 前記デジタルフィルタ処理は、ノイズ周波数である高域周波数を減衰域とし、目的の信号周波数成分のみを通過させるＢＰＦとして実行される請求項１〜５の何れかに記載の燃焼状態検出装置。
7. 前記ピーク特定部は、前記信号検出部から取得した検出信号Ｓ（ｊ）を微分演算し、その微分演算結果に基づいて前記ピーク位置ＰＫを特定する請求項１〜６の何れかに記載の燃焼状態検出装置。
8. 直線位相特性を有する次数２ＭのＦＩＲフィルタによりＢＰＦ処理を施した後の検出信号Ｓ_ＯＵＴ（ｉ）から直流成分を除去する二次補正処理を含んで構成され、
   前記ＦＩＲフィルタのインパルス応答ｈ（ｎ）は、Ｍを中心として線対称となり、
   前記二次補正処理が、（式２）で実現されることを特徴とする内燃機関の燃焼制御方法。
   

   

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