JP2009053012A - 蓄電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】蓄電部の充電、または放電の中断前後の電圧差を正確に求めることができる低コストな蓄電装置を提供することを目的とする。
【解決手段】蓄電部２５に直列接続された電流検出回路２３と、蓄電部２５に接続された第１サンプルホールド回路２７、および第２サンプルホールド回路２９と、両者の出力が接続された差動増幅回路４３を有し、蓄電部２５を定電流値Ｉｃで充電、または放電させた状態で、充電、または放電の中断時における電圧ホールドタイミングを、中断後既定時間経過した時点とするとともに、充電、または放電の再開時における電圧ホールドタイミングを、電流検出回路２３からの電流値が定電流値Ｉｃに対し検出誤差範囲内で等しくなった時点とするようにしたので、タイミングがずれることがなくなり、低コスト回路構成で高精度に充電、または放電の中断前後の電圧差を得ることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、主電源の電圧低下時に蓄電部から電力を供給する補助電源としての蓄電装置に関するものである。

近年、自動車（以下、車両という）の電子制御化に伴い、車両制動システムにおいても従来の機械的な油圧制御から電気的な油圧制御への各種システムが提案されてきている。このような車両制動システムは、バッテリが異常になっても車両制動動作を確保するために、補助電源としての車両用蓄電装置が搭載されている。これは、あらかじめ蓄電部を充電しておき、一時的なバッテリの電圧低下時やバッテリ異常時に車両制動システム等の負荷に蓄電部の電力を供給するものである。この蓄電部には、例えば急速充放電特性に優れる電気二重層キャパシタ（以下、キャパシタという）が用いられ、バッテリが正常電圧時にキャパシタを充電しておくように制御されている。

このような蓄電装置はバッテリ異常時に確実に車両制動を行うために、高信頼性が要求される。中でも蓄電部を構成するキャパシタは、劣化すれば必要な時に必要な電力を供給できなくなる可能性があるため、蓄電装置によりキャパシタの劣化判断を行っている。すなわち、キャパシタは劣化進行とともに内部抵抗値が上昇し、容量値が低下するので、内部抵抗値と容量値を検出することにより劣化判断を行っている。

このような劣化判断を行う車両用電源装置が下記特許文献１に提案されている。それによると、キャパシタからなる蓄電部の充電、または放電を中断した時の電圧差から内部抵抗値を、充電時、または放電時の蓄電部電圧の経時変化から内部抵抗値を、それぞれ求めている。

しかし、特に内部抵抗値を求めるために必要な前記電圧差は数１０ｍＶ程度と小さいため、正確に検出するためには低ノイズ対策や高分解能ＡＤコンバータの採用等が必要となり、回路の高コスト化が避けられなかった。

これに対し、電圧差を簡単な構成で高精度に得る検出回路が下記特許文献２に提案されている。これは、センサ出力電圧の単調な経時変化を高精度に検出するもので、その概略ブロック回路図を図４に示す。センサ出力は端子Ｖｉｎに接続される。この端子Ｖｉｎは４つのサンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４に接続されている。サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４の電圧読み込みタイミング（サンプルホールドタイミング）はタイミング回路１０６により制御されている。サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４の電圧出力は演算回路１０８と、演算結果を出力するためのサンプルホールド回路１１０を介し、センサ出力として端子Ｖｏｕｔから出力される。

次に、このような検出回路の動作について説明する。各サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４には、それぞれ２種類の電圧をホールドすることができる構成を有している。そこで、例えば単調増加するセンサの出力電圧に対し、タイミング回路１０６から発せられる任意のタイミングにおける電圧をサンプルホールド回路１０１で１種類目の電圧としてホールドする。その後、既定時間間隔後のタイミングで、センサ電圧をサンプルホールド回路１０２により１種類目の電圧としてホールドする。以後、既定時間間隔毎にサンプルホールド回路１０３、１０４でセンサ電圧をそれぞれ１種類目の電圧としてホールドする。これにより、各サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４に１種類目の電圧がホールドされたことになる。次に、タイミング回路１０６は同様にして各サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４が２種類目の電圧をホールドするよう制御する。この結果、各サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４には１種類目の電圧と２種類目の電圧がホールドされているので、両者の差がセンサ電圧の経時変化を表すことになる。ここで、図４の構成では高精度化するために、各サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４がホールドした１種類目の電圧、および２種類目の電圧をそれぞれ演算回路１０８で平均し、平均値に対し電圧差を演算することによりノイズの影響を低減した高精度な電圧差（経時変化）を得ることができる。なお、このようにしてセンサ出力を求めているので、１つのセンサ出力を得るまでに時間がかかる。そこで、次のセンサ出力を求めている間、前回のセンサ出力を保持するために、演算回路１０８の出力をホールドするサンプルホールド回路１１０を設けている。

このような構成とすることで、低ノイズ対策や高分解能ＡＤコンバータ等が不要となり、低コストで高精度な検出回路を得ることができる。
特開２００５−２８９０８号公報 特開平２−１６４５８号公報

上記の検出回路を用いれば、確かに低コストで高精度な電圧差を得ることができるのであるが、図４の構成をそのまま車両用の蓄電装置に用いると、次のような課題が生じる。タイミング回路１０６は既定時間間隔毎に電圧をホールドするように各サンプルホールド回路１０１、１０２、１０３、１０４を制御しているので、特に蓄電部の内部抵抗値を求めるための充電、または放電の中断前後の電圧差を正確にホールドすることができない。すなわち、サンプルホールド回路は充電、または放電の中断時における電圧と、充電、または放電の再開時における電圧を正確にホールドする必要があるが、単に既定時間間隔毎にホールドしていたのではホールドするタイミングがずれ、電圧差の誤差が大きくなるという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、蓄電部の充電、または放電の中断前後の電圧差を含め、電圧差を正確に求めることができる低コストな蓄電装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の蓄電装置は、キャパシタからなる蓄電部と、前記蓄電部に直列接続された電流検出回路と、前記蓄電部に接続された第１サンプルホールド回路、および第２サンプルホールド回路と、前記第１サンプルホールド回路、および前記第２サンプルホールド回路の出力が接続された差動増幅回路と、前記電流検出回路、第１サンプルホールド回路、第２サンプルホールド回路、および差動増幅回路が接続された制御部とを備え、前記制御部は、前記蓄電部が定電流値（Ｉｃ）で充電、または放電されている時に、前記充電、または前記放電を中断して、既定時間経過後の前記蓄電部の電圧（Ｖｃ）を前記第１サンプルホールド回路で検出し、前記充電、または前記放電の再開後に、前記電流検出回路より得られた電流値が前記定電流値（Ｉｃ）に対し検出誤差範囲内で等しくなった時の前記蓄電部の電圧（Ｖｃ）を前記第２サンプルホールド回路で検出し、前記差動増幅回路の出力（ΔＶ）と前記定電流値（Ｉｃ）から前記蓄電部の内部抵抗値（Ｒ）を求めるようにしたものである。

本発明の蓄電装置によれば、蓄電部を定電流値（Ｉｃ）で充電、または放電させた状態で、充電、または放電の中断時における電圧ホールドタイミングを、中断後既定時間経過した時点とするとともに、充電、または放電の再開時における電圧ホールドタイミングを、電流検出回路からの電流値が定電流値（Ｉｃ）に対し検出誤差範囲内で等しくなった時点とするようにしたので、タイミングがずれることがなくなる。その結果、従来と同様の低コスト回路構成で、中断前後の電圧差を極めて高精度に求めることができるという効果が得られる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照しながら説明する。

（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態における蓄電装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態における蓄電装置の充電時のタイミングチャートであり、（ａ）は蓄電部の電圧Ｖｃの経時変化図を、（ｂ）は蓄電部の充電電流の経時変化図を、（ｃ）は第１スイッチのオンオフタイミングチャートを、（ｄ）は第２スイッチのオンオフタイミングチャートを、それぞれ示す。図３は、本発明の実施の形態における蓄電装置の内部抵抗値Ｒと容量値Ｃを求めるフローチャートである。なお、図１において太線は電力系配線を、細線は信号系配線をそれぞれ示す。

図１において、蓄電装置１１は主電源１５と負荷１７との間に接続されている。ここで、主電源１５はバッテリであり、負荷１７は車両制動システムである。

蓄電装置１１は次の構成を有する。まず、主電源１５には充電回路１９と、主電源１５の電圧Ｖｂを検出する主電源電圧検出回路２１が接続されている。充電回路１９は後述する蓄電部の電圧Ｖｃを検出しながら、定電流、または定電圧で蓄電部を満充電電圧まで充電する機能を有する。さらに、検出した電圧Ｖｃを出力する機能も有する。また、主電源電圧検出回路２１は電力系配線（太線）の入力側と出力側が同電圧になるよう接続されている。これにより、主電源１５が正常な時は主電源１５から負荷１７へ直接給電される。

充電回路１９の出力には、電流検出回路２３を介して蓄電部２５が接続されている。従って、電流検出回路２３と蓄電部２５は直列接続されていることになる。なお、電流検出回路２３は蓄電部２５の充電電流や放電電流を検出して出力する機能を有する。具体的には、低抵抗値の抵抗器により電流値を電圧値に変換して出力したり、ホール素子を用いて非接触に電流を検出する構成等とすればよい。また、蓄電部２５は複数の電気二重層キャパシタを直列に接続した構成としている。但し、蓄電部２５の構成は上記のものに限らず、負荷１７の電力仕様によって、電気二重層キャパシタの数を増減したり、並列接続構成や直並列接続構成としてもよい。

蓄電部２５には第１サンプルホールド回路２７、および第２サンプルホールド回路２９が接続されている。第１サンプルホールド回路２７の構成は次の通りである。

蓄電部２５は第１サンプルホールド回路２７に内蔵された第１スイッチ３１の一端に接続される。第１スイッチ３１は外部からオンオフ制御ができる構成を有し、本実施の形態ではＦＥＴを用いた。第１スイッチ３１の他端にはサンプルホールド用の小容量の第１コンデンサ３３が接続されている。第１コンデンサ３３にはさらに第１バッファアンプ３５が接続されている。なお、第１バッファアンプ３５はオペアンプで構成され、第１コンデンサ３３を放電せずに、その電圧をそのまま出力する機能を有する。このような構成から、第１サンプルホールド回路２７は第１スイッチ３１がオンの間、蓄電部２５の電圧Ｖｃに応じて第１コンデンサ３３の電圧が変化し、第１スイッチ３１をオフにすることにより、その直前の蓄電部２５の電圧Ｖｃが第１コンデンサ３３に保持され、その電圧を第１バッファアンプ３５から出力する機能を有する。

なお、第２サンプルホールド回路２９も第１サンプルホールド回路２７と同じ構成、機能を有する。すなわち、ＦＥＴからなる第２スイッチ３７と、それに接続された第２コンデンサ３９、および第２バッファアンプ４１から構成され、第２スイッチ３７をオンからオフにした時の蓄電部２５の電圧Ｖｃを出力する機能を有する。

第１サンプルホールド回路２７、および第２サンプルホールド回路２９の出力は差動増幅回路４３に接続される。差動増幅回路４３は第１サンプルホールド回路２７と第２サンプルホールド回路２９の出力差を増幅して電圧差ΔＶとして出力する機能を有する。

一方、電流検出回路２３には、さらに放電回路４５が接続されている。放電回路４５は蓄電装置１１の使用終了時に蓄電部２５が蓄えた電力を放電するためのもので、これにより蓄電部２５を構成する電気二重層キャパシタの寿命を延ばすことができる。

また、充電回路１９には切替スイッチ４７の一端が接続されている。切替スイッチ４７は外部からのオンオフ制御が可能なＦＥＴやリレー等で構成される。負荷１７と切替スイッチ４７の他端の間、および負荷１７と主電源電圧検出回路２１の間には、それぞれ負荷１７がカソードになるように第１ダイオード４９と第２ダイオード５１が接続されている。これにより、主電源１５の電力と蓄電部２５の電力が互いに逆流することを防止している。

充電回路１９、主電源電圧検出回路２１、電流検出回路２３、第１サンプルホールド回路２７に内蔵した第１スイッチ３１、第２サンプルホールド回路２９に内蔵した第２スイッチ３７、差動増幅回路４３、放電回路４５、および切替スイッチ４７は、それぞれ制御系配線により制御部５３に接続されている。制御部５３はマイクロコンピュータと周辺回路から構成され、充電回路１９からは蓄電部２５の電圧Ｖｃを、主電源電圧検出回路２１からは主電源１５の電圧Ｖｂを、電流検出回路２３からは蓄電部２５の電流値Ｉを、差動増幅回路４３からは第１サンプルホールド回路２７と第２サンプルホールド回路２９でホールドした電圧の電圧差ΔＶを、それぞれ受信する。また、充電回路１９に対しては充電制御信号Ｃｃｏｎｔを、放電回路４５に対しては放電制御信号Ｄｃｏｎｔを、第１スイッチ３１、第２スイッチ３７、および切替スイッチ４７に対してはそれぞれオンオフ信号ＳＷ１、ＳＷ２、Ｓｏｆを送信する。また、制御部５３は車両側制御回路（図示せず）とデータ信号ｄａｔａにより、お互いに蓄電装置１１や車両の状態等を示す様々なデータを送受信する機能を有している。

次に、このような蓄電装置１１の動作について、まず起動時における動作を図２のタイミングチャートを用いて説明する。図２において、車両の起動前である時間ｔ０では、蓄電部２５が前回の車両使用終了時に放電回路４５により放電された状態であるので、図２（ａ）に示すように蓄電部２５の電圧Ｖｃはほぼ０Ｖである。また、車両起動前であるので、図２（ｂ）に示すように蓄電部２５の電流値Ｉも０Ａである。さらに、蓄電装置１１が起動していないので、図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、第１スイッチ３１と第２スイッチ３７はオフ状態である。

次に、時間ｔ１で車両が起動すると、主電源１５の電力が主電源電圧検出回路２１と第２ダイオード５１を介して負荷１７に供給されるとともに、蓄電装置１１の制御部５３は蓄電部２５を満充電するよう充電回路１９に充電制御信号Ｃｃｏｎｔを送信する。これを受け、充電回路１９は蓄電部２５を定電流値Ｉｃで充電する。その結果、図２（ｂ）に示すように、蓄電部２５の電流値Ｉは時間ｔ１で一瞬のピーク波形を生じた後、定電流値Ｉｃに至り安定する。その後、充電回路１９は電流値Ｉが定電流値Ｉｃとなるように制御する。なお、図２（ｂ）では前記ピーク波形をわかりやすくするために実際より誇張して示した。

このような蓄電部２５の電流値Ｉの変化に応じて、蓄電部２５の電圧Ｖｃは図２（ａ）の時間ｔ１に示すように僅かなピーク波形を生じた後、増大していき、充電が行われる。なお、充電開始直後に蓄電部２５の電圧Ｖｃがピーク波形に加え全体に急上昇しているが、これは蓄電部２５の内部抵抗値Ｒによる電圧上昇を示している。従って、この時点で電圧Ｖｃの急上昇幅を電圧差ΔＶとして検出しても蓄電部２５の内部抵抗値Ｒを求めることができるが、時間ｔ１では電圧差ΔＶに起動直後の回路的な不安定性による誤差を含む可能性があるため、高精度に内部抵抗値Ｒを求めるには後述するように充電を中断した時の電圧差ΔＶを求める方が望ましい。ゆえに、図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、時間ｔ１においても、電圧差ΔＶを求めるための第１スイッチ３１と第２スイッチ３７の動作はオフのままである。

次に、制御部５３は蓄電部２５の内部抵抗値Ｒを求めるために、蓄電部２５を定電流値Ｉｃで充電している途中の時間ｔ２で充電を中断するように充電回路１９に充電制御信号Ｃｃｏｎｔを送信する。これにより、充電回路１９は直ちに蓄電部２５の充電を停止する。その結果、図２（ｂ）の時間ｔ２に示すように、蓄電部２５の電流値Ｉは０Ａになる。

この動作により、図２（ａ）に示すように、時間ｔ２で蓄電部２５の電圧Ｖｃも、電圧Ｖ２から蓄電部２５の内部抵抗値Ｒに比例した電圧幅だけ急激に低下し、電圧Ｖ１に至る。従って、この時点で電圧Ｖｃの急低下幅を電圧差ΔＶとして検出しても蓄電部２５の内部抵抗値Ｒを求めることができるが、本実施の形態では後述する時間ｔ３からｔ６の間で電圧差ΔＶを求める例を説明する。従って、図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、時間ｔ２においても、電圧差ΔＶを求めるための第１スイッチ３１と第２スイッチ３７の動作はオフのままである。なお、時間ｔ２において、電流値Ｉは図２（ｂ）に示すように直ちに０Ａになるが、電圧Ｖｃが電圧Ｖ１になるまでには、蓄電部２５が複数の電気二重層キャパシタを用いた構成であることによる性質上、図２（ａ）に示すように波形なまりが発生する。この波形なまりについても実際より誇張して示している。

次に、制御部５３は蓄電部２５の内部抵抗値Ｒを求めるために、電圧差ΔＶの検出を行う。具体的には、まず時間ｔ２で充電回路１９が停止した後、波形なまりがほぼなくなるまでの既定時間の間、待つ。本実施の形態では前記既定時間を５０ミリ秒とした。

時間ｔ２から既定時間経過後の時間ｔ３において、制御部５３は図２（ｃ）に示すように第１スイッチ３１をオンにする。これにより、第１コンデンサ３３の電圧は図２（ａ）の電圧Ｖ１と等しくなる。なお、第１サンプルホールド回路２７の電圧ホールド時間、すなわち、ここでは第１スイッチ３１をオンにしてから第１コンデンサ３３の電圧が電圧Ｖ１と等しくなるまでの時間は、あらかじめ求めておいて制御部５３に内蔵されたメモリに記憶しておく。

制御部５３は時間ｔ３で第１スイッチ３１をオンにした後、前記電圧ホールド時間が経過した時間ｔ４で、図２（ｃ）に示すように第１スイッチ３１をオフにする。これにより、蓄電部２５の充電を中断して既定時間経過後の蓄電部２５の電圧Ｖｃ（ここでは電圧Ｖ１）を第１サンプルホールド回路２７で検出することができる。なお、時間ｔ３〜ｔ４においては、図２（ａ）に示すように蓄電部２５の電圧Ｖｃは電圧Ｖ１で一定であるので、第１サンプルホールド回路２７により正確に電圧Ｖ１を検出することができる。

その後、制御部５３は第１スイッチ３１をオフにした後の時間ｔ５で充電を再開するよう充電回路１９に充電制御信号Ｃｃｏｎｔを送信する。なお、時間ｔ５は時間ｔ４の後の任意の時間でよいが、時間ｔ４からｔ５までが長いと、蓄電部２５の満充電に要する時間も長くなるので、本実施の形態では充電を中断している時間、すなわち時間ｔ２〜ｔ５が０．１秒になるようにしている。

充電回路１９は充電制御信号Ｃｃｏｎｔを受信すると、蓄電部２５への定電流値Ｉｃによる充電を再開する。この時の動作は時間ｔ１と同じであるので、図２（ｂ）に示す時間ｔ５の充電電流波形は時間ｔ１のそれと同じになり、一瞬のピーク波形を生じる。ゆえに、図２（ａ）の時間ｔ５に示すように蓄電部２５の電圧波形も僅かなピークを生じる。

制御部５３は、時間ｔ５で充電を再開すると同時に、図２（ｄ）に示すように第２スイッチ３７をオンにする。これにより、第２コンデンサ３９の電圧は時間ｔ５以降の蓄電部２５の電圧Ｖｃと同様に変化する。なお、第２スイッチ３７はオンの間、蓄電部２５の電圧Ｖｃと同様に変化するので、時間ｔ５における充電再開と同時にオンにするように限定されるものではなく、その前の段階（例えば第１スイッチ３１をオフにした時間ｔ４等）でオンにしておいてもよい。

その後、制御部５３は蓄電部２５への充電電流値Ｉを電流検出回路２３から読み込み、定電流値Ｉｃに至ったか否かを判断する。なお、電流値Ｉが定電流値Ｉｃに対し電流検出回路２３の検出誤差範囲内で等しくなれば（以下、検出誤差範囲内で等しくなることを実質的に等しいという）、電流値Ｉが定電流値Ｉｃに至ったと判断するようにしている。電流検出回路２３の検出誤差範囲はあらかじめ求めておき、制御部５３のメモリに記憶されている。

電流値Ｉが定電流値Ｉｃに至っていなければ、制御部５３は再度、電流検出回路２３から電流値Ｉを読み込み、定電流値Ｉｃに至ったか否かを判断する動作を繰り返す。これにより、時間ｔ５でのピーク波形を避けることができ、高精度な電圧検出が可能となる。

図２（ｂ）の時間ｔ６で、電流値Ｉが定電流値Ｉｃに至れば、制御部５３は図２（ｄ）に示すように、直ちに第２スイッチ３７をオフにする。これにより、電流値Ｉが定電流値Ｉｃに至った瞬間の蓄電部２５の電圧Ｖｃ（ここでは電圧Ｖ２）を第２サンプルホールド回路２９で検出する。このような本実施の形態の特徴的な動作により、蓄電部２５の電流値Ｉが定電流値Ｉｃに至るまで待ち続け、至った瞬間に第２スイッチ３７をオフにするだけで電圧Ｖ２を検出できるので、検出精度が向上する。

時間ｔ６で第１サンプルホールド回路２７により電圧Ｖ１を、第２サンプルホールド回路２９により電圧Ｖ２を、それぞれ検出できたので、その後制御部５３は差動増幅回路４３の出力から電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の電圧差ΔＶを読み込む。この電圧差ΔＶは、実際には前記したように数１０ｍＶと小さいので、そのまま制御部５３に内蔵したＡＤコンバータで読み込むと、ＡＤコンバータの分解能の数倍程度の電圧を読み込むことになるので、極めて誤差が大きくなる。そこで、差動増幅回路４３は実際の電圧差をＡＤコンバータで高精度に読み込める電圧レベルまで増幅するようにしている。この増幅率の具体例を以下に示す。

今、ＡＤコンバータはアナログ信号を１０ビットのデジタル値に変換する仕様のものを用いたとする。これは、一般的にマイクロコンピュータに内蔵されたＡＤコンバータの仕様であり、これを利用することで別途ＡＤコンバータを用いる必要がなくなり、低コスト化が達成できる。ゆえに、１０ビットのＡＤコンバータを用いる場合について述べる。

マイクロコンピュータの駆動電圧として５Ｖのものを用いたとすると、蓄電装置１１は主電源１５のバッテリ電圧（１２Ｖ）から５Ｖを生成するためにレギュレータを内蔵している。この電圧をＡＤコンバータのリファレンス電圧として流用すると、１つのレギュレータで賄えるので、低コスト化が図れる。

リファレンス電圧を５Ｖとした場合、１０ビットのＡＤコンバータのフルスケールが５Ｖとなるので、１ビット当たりの電圧（分解能）は約５ｍＶとなる。従って、５ｍＶ単位で入力電圧をデジタル変換することになる。ゆえに、この分解能が電圧差ΔＶに対する最小誤差となるので、この誤差を相対的に小さくするには、入力される電圧をできるだけ大きくすればよい。そこで、本実施の形態の場合は、実際の電圧差（数１０ｍＶ）が前記フルスケール（５Ｖ）を超えないように増幅率を決めればよい。ここで、最大電圧差が１００ｍＶ（＝０．１Ｖ）であるとし、これがフルスケールの８０％（＝４Ｖ）になるように差動増幅回路４３の増幅率を決定した。具体的には、４Ｖ÷０．１Ｖ＝４０倍の増幅率とした。その結果、分解能５ｍＶは差動増幅回路４３の最大出力（＝最大電圧差に相当）である４Ｖに対し約０．１３％となるので、１０ビットのＡＤコンバータでも十分な高精度を得ることができる。

ここで図２の時間ｔ６以降に戻って、制御部５３は電圧差ΔＶ（＝Ｖ２−Ｖ１）を差動増幅回路４３から読み込み、既知の定電流値Ｉｃを用いて蓄電部２５の内部抵抗値ＲをＲ＝ΔＶ／Ｉｃで求める。なお、この時のΔＶは４０倍された値であるので、正しい内部抵抗値Ｒを求めるために４０で割っておく必要がある。

このようにして、図２の時間ｔ６からｔ７までの間に内部抵抗値Ｒを計算している。ここで、このように第１サンプルホールド回路２７、第２サンプルホールド回路２９、および差動増幅回路４３を用いて内部抵抗値Ｒを求める利点を以下にまとめる。

１）差動増幅回路４３により第１サンプルホールド回路２７と第２サンプルホールド回路２９の出力をアナログのまま差動増幅するので、微小な電圧差ΔＶのＡＤコンバータによる誤差を低減できる。

２）時間ｔ３からｔ６までの極めて短い時間（１０ミリ秒オーダー）で電圧差ΔＶを求め、その電圧差ΔＶを保持しておくことができるので、電圧差ΔＶを直ちにマイクロコンピュータで読み込む必要はなく、その後の任意の時間に読み込むことができる。

次に、容量値Ｃを求める動作について説明する。時間ｔ７に至ると、制御部５３は蓄電部２５の容量値Ｃを求める動作を行う。蓄電部２５の容量値Ｃを求めるためには、定電流値Ｉｃで充電中の蓄電部２５の電圧Ｖｃの経時変化（傾き）を求める必要がある。これは、簡単には蓄電部２５の充電中の任意の時間における電圧Ｖ３と、その後ある時間Δｔが経過した時の電圧Ｖ４を検出すれば、（Ｖ４−Ｖ３）／Δｔより求められる。このようにして容量値Ｃを求めてもよいが、ここではＶ４−Ｖ３を第１サンプルホールド回路２７、第２サンプルホールド回路２９、および差動増幅回路４３によって求める例について説明する。これにより、これらの回路を内部抵抗値Ｒと容量値Ｃの計算のために共用することができ、回路の低コスト化が図れる。そのために、本実施の形態では内部抵抗値Ｒを求める際の差動増幅回路４３の出力電圧（ΔＶ＝Ｖ２−Ｖ１）と、容量値Ｃを求める際の差動増幅回路４３の出力電圧（ΔＶ＝Ｖ４−Ｖ３）が、実質的に等しくなるようにしている。なお、実質的に等しいという意味は前記した通りであるが、ここでは特に差動増幅回路４３の誤差範囲内においてＶ２−Ｖ１とＶ４−Ｖ３が等しくなるということを意味する。このようにすることにより、ＡＤコンバータがオーバーフローすることなく、誤差の少ない有意な電圧差ΔＶを得ることができる。

Ｖ２−Ｖ１とＶ４−Ｖ３が実質的に等しくなるようにするために、基本的には図２（ａ）より差動増幅回路４３の誤差範囲内でＶ２−Ｖ１＝Ｖ４−Ｖ３となるように既定時間間隔ｔ（＝ｔ１０−ｔ８）を決定しておけばよい。但し、内部抵抗値Ｒは温度や劣化進行に伴って変化するので、Ｖ２−Ｖ１もそれに応じて変化する。そこで、本実施の形態では内部抵抗値Ｒを求める際の差動増幅回路４３の出力電圧（ΔＶ＝Ｖ２−Ｖ１）の温度や劣化進行に伴う変動幅をあらかじめ求めておき、容量値Ｃを求める際の差動増幅回路４３の出力電圧（ΔＶ＝Ｖ４−Ｖ３）が前記変動幅にも入るように既定時間間隔ｔ（＝ｔ１０−ｔ８）を決定するようにしている。これにより、温度変化や劣化進行があってもＶ４−Ｖ３がＡＤコンバータにおいてオーバーフロー等をすることがなく、より高精度な電圧差ΔＶを得ることができる。

次に、時間ｔ７以降の具体的な動作について図２により説明する。時間ｔ６以降で蓄電部２５の内部抵抗値Ｒを求めた後の任意の時間ｔ７において、制御部５３は図２（ｃ）に示すように第１スイッチ３１をオンにする。これにより、第１コンデンサ３３の電圧は図２（ａ）に示す蓄電部２５の電圧Ｖｃと同様に上昇していく。その後、時間ｔ８で制御部５３は図２（ｃ）に示すように第１スイッチ３１をオフにする。これにより、時間ｔ８における電圧Ｖ３が第１コンデンサ３３に保持される。

その後、制御部５３は図２（ｄ）に示すように、既定時間間隔ｔが経過する前（例えば時間ｔ９）に第２スイッチ３７をオンにする。これにより、第２コンデンサ３９の電圧は図２（ａ）に示す蓄電部２５の電圧Ｖｃと同様に上昇していく。その後、時間ｔ８から既定時間間隔ｔが経過した時間ｔ１０で制御部５３は図２（ｄ）に示すように第２スイッチ３７をオフにする。これにより、時間ｔ１０における電圧Ｖ４が第２コンデンサ３９に保持される。

その後、時間ｔ１０以降で、制御部５３は電圧差ΔＶ（＝Ｖ４−Ｖ３）を差動増幅回路４３から読み込み、既知の定電流値Ｉｃ、および既定時間間隔ｔを用いて蓄電部２５の容量値ＣをＣ＝Ｉｃ・ｔ／ΔＶで求める。なお、この時のΔＶも４０倍された値であるので、正しい容量値Ｃを求めるために４０で割っておく必要がある。

このようにして、図２の時間ｔ１０以降で容量値Ｃを計算する。なお、例えば上記電圧差ΔＶの検出、および計算を複数回繰り返して平均を求めることで容量値Ｃを求めてもよい。

ここまでで説明した内部抵抗値Ｒと容量値Ｃの求め方を図３のフローチャートにまとめて示す。なお、このフローチャートはサブルーチンの形式で示し、図２の時間ｔ１以降でメインルーチン（図示せず）が内部抵抗値Ｒと容量値Ｃを求める時に図３のサブルーチンを実行する。

図３のサブルーチンが実行されると、制御部５３はまず時間ｔ２で充電回路１９を停止する（Ｓ１１）。その後、既定時間（５０ミリ秒）が経過したか否かを判断する（Ｓ１３）。もし、既定時間が経過していなければ（Ｓ１３のＮｏ）、Ｓ１３に戻り、既定時間が経過するまで待つ。

既定時間が経過すれば（Ｓ１３のＹｅｓ、時間ｔ３に相当）、制御部５３は第１スイッチ３１をオンにする（Ｓ１５）。その後、電圧ホールド時間が経過したか否かを判断する（Ｓ１７）。もし、経過していなければ（Ｓ１７のＮｏ）、Ｓ１７に戻り電圧ホールド時間が経過するまで待つ。

電圧ホールド時間が経過すれば（Ｓ１７のＹｅｓ、時間ｔ４に相当）、第１スイッチ３１をオフにする（Ｓ１９）。これにより、蓄電部２５の電圧Ｖ１を第１サンプルホールド回路２７で検出できる。

その後、制御部５３は第１スイッチ３１をオフにした後の時間ｔ５で充電を再開するよう充電回路１９に充電制御信号Ｃｃｏｎｔを送信する（Ｓ２１）。これを受け、充電回路１９は蓄電部２５への定電流値Ｉｃによる充電を再開する。これと同時に、制御部５３は第２スイッチ３７をオンにする（Ｓ２３）。その後、制御部５３は蓄電部２５への充電電流値Ｉを電流検出回路２３から読み込み（Ｓ２５）、定電流値Ｉｃに至ったか否かを判断する（Ｓ２７）。電流値Ｉが定電流値Ｉｃと実質的に等しくなければ（Ｓ２７のＮｏ）、Ｓ２５に戻って再度、電流検出回路２３から電流値Ｉを読み込み、定電流値Ｉｃに至ったか否かを判断する動作を繰り返す。

電流値Ｉが定電流値Ｉｃと実質的に等しくなれば（Ｓ２７のＹｅｓ、時間ｔ６に相当）、制御部５３は直ちに第２スイッチ３７をオフにする（Ｓ２９）。これにより、電流値Ｉが定電流値Ｉｃに至った瞬間の蓄電部２５の電圧Ｖ２を第２サンプルホールド回路２９で検出する。

その後、制御部５３は差動増幅回路４３の出力から電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の電圧差ΔＶを読み込む（Ｓ３１）。このΔＶと、既知の定電流値Ｉｃより、蓄電部２５の内部抵抗値ＲをＲ＝ΔＶ／Ｉｃで計算する（Ｓ３３）。

次に、時間ｔ７に至ると制御部５３は第１スイッチ３１をオンにする（Ｓ３５）。その後、電圧ホールド時間が経過したか否かを判断する（Ｓ３７）。経過していなければ（Ｓ３７のＮｏ）、Ｓ３７に戻り電圧ホールド時間が経過するまで待つ。

電圧ホールド時間が経過すると（Ｓ３７のＹｅｓ、時間ｔ８に相当）、制御部５３は第１スイッチ３１をオフにする（Ｓ３９）。これにより、時間ｔ８における電圧Ｖ３が第１コンデンサ３３に保持される。

その後、制御部５３は第２スイッチ３７をオンにする（Ｓ４１）。その後、時間ｔ８から既定時間間隔ｔが経過したか否かを判断する（Ｓ４３）。経過していなければ（Ｓ４３のＮｏ）、Ｓ４３に戻り既定時間間隔ｔが経過するまで待つ。

既定時間間隔ｔが経過すると（Ｓ４３のＹｅｓ，時間ｔ１０に相当）、制御部５３は第２スイッチ３７をオフにする（Ｓ４５）。これにより、時間ｔ１０における電圧Ｖ４が第２コンデンサ３９に保持される。

その後、制御部５３は電圧差ΔＶ（＝Ｖ４−Ｖ３）を差動増幅回路４３から読み込み（Ｓ４７）、既知の定電流値Ｉｃ、および既定時間間隔ｔから蓄電部２５の容量値ＣをＣ＝Ｉｃ・ｔ／ΔＶで計算する（Ｓ４９）。その後、内部抵抗値Ｒと容量値Ｃが求められたので、図３のサブルーチンを終了してメインルーチンに戻る。

以上のようにして求められた内部抵抗値Ｒと容量値Ｃは、車両用の蓄電装置１１として使用できる限界に至った蓄電部２５における劣化限界値（あらかじめ求めて制御部５３のメモリに記憶しておく）と比較される。その結果、内部抵抗値Ｒと容量値Ｃの少なくともいずれかが蓄電部２５の劣化限界値に至れば、制御部５３は蓄電部２５が劣化していると判断し、データ信号ｄａｔａによって車両側制御回路に知らせる。これを受け、車両側制御回路は蓄電装置１１が劣化していることを運転者に警告し修理を促す。このような動作により、蓄電装置１１の高精度な劣化判断が可能となり、高信頼性が得られる。なお、前記したように内部抵抗値Ｒや容量値Ｃは温度によっても変化するので、蓄電部２５の近傍に温度センサを設けておき、求めた内部抵抗値Ｒや容量値Ｃを温度補正して劣化限界値と比較、判断するようにしてもよい。この場合、さらに高精度な劣化判断が可能となる。

上記劣化判断の後、制御部５３は蓄電部２５が劣化していなければ蓄電部２５が満充電になるまで充電を継続する。満充電は蓄電部２５の電圧Ｖｃを監視することによって判断している。また、満充電に近づくと制御部５３は充電回路１９に対して定電流充電から定電圧充電に切り替える。これにより、充電時の蓄電部２５の電圧オーバーシュートを低減している。蓄電部２５の電圧Ｖｃが満充電電圧に至れば制御部５３は充電回路１９を停止し、以下に述べる通常動作を行う。

蓄電装置１１の通常動作時は、まず制御部５３が主電源電圧検出回路２１から主電源１５の電圧Ｖｂを読み込み、既定電圧と比較する。ここで、既定電圧は負荷１７の最低駆動電圧（１０．５Ｖ）である。もし、電圧Ｖｂが既定電圧以上であれば、主電源１５は正常な状態であるので、負荷１７に十分な電力を供給している。従って、再び前記した主電源１５の電圧Ｖｂの読み込み動作に戻り、電圧Ｖｂの監視を続ける。

一方、主電源１５の電圧Ｖｂが既定電圧を下回っていれば、主電源１５から負荷１７に電力を十分供給することができない。そこで、制御部５３は切替スイッチ４７をオンにして蓄電部２５の電力を負荷１７に供給する。この際、主電源１５の電圧Ｖｂよりも蓄電部２５の電圧Ｖｃが高くなるので、第１ダイオード４９がオンに、第２ダイオード５１がオフになる。これにより、図１の放電経路と書かれた方向に電流が流れるとともに、蓄電部２５の電力の主電源１５への逆流が防止される。

このような動作により、主電源１５が負荷１７を駆動できなくなっても、補助的に蓄電部２５の電力を負荷１７に供給することで、負荷１７を駆動し続けることができる。

次に、車両使用終了時の動作について説明する。蓄電部２５を構成する電気二重層キャパシタは満充電状態で放置しておくと劣化が進行する。そこで、劣化低減のために制御部５３は車両使用終了時に放電制御信号Ｄｃｏｎｔを放電回路４５に送信する。これを受け、放電回路４５は蓄電部２５を放電する。放電が完了すれば蓄電装置１１の動作を終了する。

なお、蓄電部２５の劣化判断に必要な内部抵抗値Ｒと容量値Ｃの測定は、蓄電部２５の充電時に限定されるものではなく、車両使用終了の際に行う上記放電時に測定してもよい。この場合、蓄電部２５の放電を定電流値Ｉｃで行い、放電中断前後の電圧差（＝差動増幅回路４３の出力ΔＶ）から内部抵抗値Ｒを求める。また、定電流放電時の任意時間における蓄電部２５の電圧Ｖ３と、前記任意時間から既定時間間隔ｔが経過後の蓄電部２５の電圧Ｖ４の電圧差（＝差動増幅回路４３の出力ΔＶ）から容量値Ｃを求める。これらにより蓄電部２５の劣化を判断することができる。

以上の構成、動作により、蓄電部２５を定電流値Ｉｃで充電、または放電させた状態で、充電、または放電の中断時における電圧ホールドタイミングを、中断後既定時間経過した時点（図２のｔ４）とするとともに、充電、または放電の再開時における電圧ホールドタイミングを、電流検出回路からの電流値が定電流値Ｉｃに対し検出誤差範囲内で等しくなった時点（図２のｔ６）とするようにしたので、タイミングがずれることがなくなり、低コスト、かつ高精度に中断前後の電圧差を求められる蓄電装置を実現できる。

なお、本実施の形態において蓄電部２５には電気二重層キャパシタを用いたが、これは電気化学キャパシタ等の他の蓄電素子でもよい。

また、蓄電装置１１を車両制動システムの補助電源に適用した場合を例示したが、それらに限らず、アイドリングストップ車やハイブリッド車、電動パワーステアリング、電動過給器等の各システムにおける車両用補助電源等にも適用可能である。

本発明にかかる蓄電装置は、低コストで蓄電部の充電、または放電の中断前後を含めた電圧差を正確に求めることができるので、特に主電源の電圧低下時に負荷へ電力を供給する車両用補助電源としての蓄電装置等として有用である。

本発明の実施の形態における蓄電装置のブロック回路図 本発明の実施の形態における蓄電装置の充電時のタイミングチャートで、（ａ）は蓄電部の電圧Ｖｃの経時変化図、（ｂ）は蓄電部の充電電流の経時変化図、（ｃ）は第１スイッチのオンオフタイミングチャート、（ｄ）は第２スイッチのオンオフタイミングチャート 本発明の実施の形態における蓄電装置の内部抵抗値Ｒと容量値Ｃを求めるフローチャート 従来の電圧差検出回路の概略ブロック回路図

符号の説明

１１ 蓄電装置
２３ 電流検出回路
２５ 蓄電部
２７ 第１サンプルホールド回路
２９ 第２サンプルホールド回路
４３ 差動増幅回路
５３ 制御部

Claims (5)

1. キャパシタからなる蓄電部と、
   前記蓄電部に直列接続された電流検出回路と、
   前記蓄電部に接続された第１サンプルホールド回路、および第２サンプルホールド回路と、
   前記第１サンプルホールド回路、および前記第２サンプルホールド回路の出力が接続された差動増幅回路と、
   前記電流検出回路、第１サンプルホールド回路、第２サンプルホールド回路、および差動増幅回路が接続された制御部とを備え、
   前記制御部は、前記蓄電部が定電流値（Ｉｃ）で充電、または放電されている時に、
   前記充電、または前記放電を中断して、既定時間経過後の前記蓄電部の電圧（Ｖｃ）を前記第１サンプルホールド回路で検出し、
   前記充電、または前記放電の再開後に、前記電流検出回路より得られた電流値が前記定電流値（Ｉｃ）に対し検出誤差範囲内で等しくなった時の前記蓄電部の電圧（Ｖｃ）を前記第２サンプルホールド回路で検出し、
   前記差動増幅回路の出力（ΔＶ）と前記定電流値（Ｉｃ）から前記蓄電部の内部抵抗値（Ｒ）を求めるようにした蓄電装置。
2. 前記制御部は、前記蓄電部が前記定電流値（Ｉｃ）で充電、または放電されている間の任意時間に、前記蓄電部の電圧（Ｖｃ）を前記第１サンプルホールド回路で検出し、
   前記任意時間から既定時間間隔（ｔ）後の前記蓄電部の電圧（Ｖｃ）を前記第２サンプルホールド回路で検出し、
   前記差動増幅回路の出力（ΔＶ）、前記定電流値（Ｉｃ）、および前記既定時間間隔（ｔ）から前記蓄電部の容量値（Ｃ）を求めるようにした請求項１に記載の蓄電装置。
3. 前記内部抵抗値（Ｒ）と前記容量値（Ｃ）の少なくともいずれかが前記蓄電部の劣化限界値に至れば、前記制御部は前記蓄電部が劣化していると判断するようにした請求項２に記載の蓄電装置。
4. 前記内部抵抗値（Ｒ）を求める際の前記差動増幅回路の出力電圧と、前記容量値（Ｃ）を求める際の前記差動増幅回路の出力電圧は、実質的に等しくなるようにした請求項２に記載の蓄電装置。
5. 前記内部抵抗値（Ｒ）を求める際の前記差動増幅回路の出力電圧の変動幅をあらかじめ求めておき、前記容量値（Ｃ）を求める際の前記差動増幅回路の出力電圧が前記変動幅に入るように前記既定時間間隔（ｔ）を決定するようにした請求項４に記載の蓄電装置。

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