JP2008545296A - 周波数制御のためのシステム、方法、および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数制御のためのシステム、方法、および装置。
【解決手段】一実施形態によるレシーバは、送信信号の複数の受信インスタンスを含むサンプルのストリームを受信するように構成される周波数制御ユニットを、含んでいる。その周波数制御ユニットは、複数の受信インスタンスに基づいた（例えば、回転を示す）第１の補正信号と、やはり複数の受信インスタンスに基づいた（例えば、発振器を制御する）第２の補正信号と、を出力するように構成される。いくつかの実施形態においては、制御される発振器は、別の信号、例えばＧＰＳ宇宙ビークルから受信される信号など、を受信し、かつ／または送信するために使用される。他の実施形態においては、受信インスタンスは、ＧＰＳ信号からのものである。さらなる実施形態においては、固定周波数発振器が使用され、第２の補正信号は、ＧＰＳ信号など別の信号を受信し、かつ／または送信するために使用される。
【選択図】 図１ａ

Description

（関連出願）
本願は、２００５年５月１０日に出願され、「周波数制御のためのシステム、方法、および装置(SYSTEMS, METHODS, AND APPARATUS FOR FREQUENCY CONTROL)」と題された米国仮特許出願第６０／６７９，７８３号と、２００６年１月２６日に出願され、「周波数制御のためのシステム、方法、および装置(SYSTEMS, METHODS, AND APPARATUS FOR FREQUENCY CONTROL)」と題された米国仮特許出願第６０／７６２，９５８号との利益を主張する。

（発明の分野）
本発明は、無線通信に関する。

（背景）
無線チャネル上の情報の送信および／または受信のためのほとんどのシステムは、ある形式の周波数制御に依存している。例えば、無線トランスミッタ(wireless transmitter)は、一般的に、情報を、発振器によって局所的に(locally)生成される周波数基準(frequency reference)から導き出される無線周波数キャリア信号(radio-frequency carrier signal)上に変調する。レシーバ(receiver)が送信信号を受信することができるようにするためには、例えば周波数基準を制御することにより、キャリア信号の周波数を実質的に一定に保つことが望ましい。

発振器は、一般的に温度の影響を受けやすい。発振器の出力周波数に影響を及ぼす温度過渡現象(temperature transients)は、周囲温度の変化や近くのコンポーネントからの局所的な加熱などのファクタから生ずる可能性がある。発振器信号の（およびしたがってキャリア信号の）周波数が温度過渡現象に起因したドリフトをしないようにするために何らかの形式の周波数制御を適用する(apply)ことが望ましいかもしれない。

同様に、無線レシーバ(wireless receiver)は、一般的に、発振器によって局所的に生成される周波数基準を適用すること(applying)により、情報がその上で変調されている望ましいキャリア信号を受信する。レシーバが送信信号を受信し続けるためには、周波数基準の周波数を実質的に一定に保つことが望ましいこともある。トランスミッタと同様に、レシーバ（トランシーバ中などのようにトランスミッタと一体化されていてもよい）は、温度過渡現象に起因した発振器周波数の変化に遭遇することもあり得る。しかしながら、レシーバは、受信信号中におけるドップラー効果(Doppler effect)について補償する必要があるかもしれない。

レシーバと送信ソースとの間の相対運動(relative motion)（および／または移動する反射器(moving reflector)によって引き起こされる可能性があるような、これら２つの間の仮現運動(apparent motion)）は、

としてヘルツで表され得るレシーバにおけるドップラー周波数誤差(Doppler frequency error)を、引き起こす、なおここで、νは、レシーバに対するソースの見かけの(apparent)相対速度であり、ｆは、ヘルツで表されるキャリア周波数であり、ｃは、光速であり、また、

は、レシーバの移動の方向(direction of travel)と、レシーバから送信ソースに対する方向と、の間の角度である。もしレシーバが、そのソースに向かってまっすぐに(directly)移動している場合、そのときは、

＝０であり、そして、もしレシーバが、そのソースからまっすぐに離れて移動している場合、そのときは、

＝πラジアン(radians)となる。ギガヘルツレンジのキャリア周波数と、時間当たり数百マイルまでの相対速度では、ドップラー誤差(Doppler error)は、数百ヘルツの大きさの可能性があり、数十ヘルツのドップラー誤差は、より低い相対速度における場合ではより一般的である。

温度過渡現象とドップラー誤差に遭遇し得る無線通信システムにおいては、周波数制御を達成することが望ましい。

［概要］
一実施形態による装置は、処理装置(processing unit)を備える周波数制御ユニット(frequency control unit)を含んでいる。処理装置は、送信信号の複数の受信インスタンス(received instances)を含むサンプルのストリーム(stream)を受信し、複数の周波数誤差(frequency errors)を出力するように構成される(configured)。複数の周波数誤差の各々は、送信信号の複数の受信インスタンスのうちの対応する１つに基づいている。周波数制御ユニットはまた、複数の周波数誤差のうちの複数のものに基づいた総合誤差(combined error)を出力するように構成される結合器(combiner)と、サンプルのストリームに基づいた回転信号(rotation signal)を出力するように構成される第１の利得蓄積ステージ(gain and accumulate stage)と、を備える。複数の周波数誤差の各々は、その回転信号の第１の状態(state)に基づいており、第１の利得蓄積ステージは、総合誤差に基づいて回転信号の第２の状態を計算するように構成される。

別の実施形態によるレシーバは、発振器制御信号(oscillator control signal)に基づいた周波数を有する周波数基準(frequency reference)を出力するように構成される発振器を備える。レシーバはまた、周波数基準に基づいた第１の局部発振器(local oscillator)（ＬＯ）信号を受信し、第１のＬＯ信号に従って第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数(radio-frequency)（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号(complex digital signal)を生成するように構成される第１のダウンコンバータ(downconverter)も含んでいる。レシーバはまた、第１の複素デジタル信号に基づいた発振器制御信号を計算するように構成される周波数制御ユニットも含んでいる。レシーバはまた、周波数基準に基づいた第２のＬＯ信号を受信し、第２のＬＯ信号に従って第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される第２のダウンコンバータも含んでいる。さらなる実施形態によるレシーバはまた、第２の複素デジタル信号に基づいたベースバンドデジタル信号(baseband digital signal)を生成し、ベースバンドデジタル信号に基づいてレシーバの物理位置(physical position)を計算するように構成される処理装置も含んでいる。

別の実施形態によるレシーバは、第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を出力するように構成される第１のダウンコンバータと、第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を出力するように構成される第２のダウンコンバータと、を備える。レシーバはまた、第１の複素デジタル信号に基づいた周波数補正信号(frequency correction signal)を計算するように構成される周波数制御ユニットと、周波数補正信号に従って第２の複素デジタル信号に基づいたベースバンドデジタル信号を生成するように構成される処理装置と、を含んでいる。ベースバンドデジタル信号は、第２のＲＦ信号によって搬送される情報シンボル(information symbols)のストリームを含んでいる。さらなる実施形態によるレシーバにおいては、処理装置は、ベースバンドデジタル信号に基づいてレシーバの物理位置を計算するように構成される。

別の実施形態によるレシーバは、第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成される第１のダウンコンバータと、第１の複素デジタル信号に基づいたタイミング調整信号(timing adjustment signal)を計算するように構成される第１の処理装置と、を備える。レシーバはまた、タイミング調整信号に従ってクロック信号を生成するように構成されるクロックシンセサイザ(clock synthesizer)と；（Ａ）クロック信号に従って第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される第２のダウンコンバータと、（Ｂ）クロック信号に従って第３の複素デジタル信号に基づいた、第１のキャリア周波数とは異なる第３のキャリア周波数を有する第３のＲＦ信号を生成するように構成されるアップコンバータ(upconverter)と、のうちの少なくとも一方と；を含んでいる。

別の実施形態による周波数制御の方法は、送信信号の複数の受信インスタンスを含むサンプルのストリームを受信することと、複数の誤差を取得することと、を備える。複数の周波数誤差の各々は、（Ａ）サンプルのストリームに基づいた回転信号の第１の状態と、（Ｂ）送信信号の複数の受信インスタンスのうちの対応する１つと、に基づいている。本方法はまた、複数の周波数誤差のうちの複数のものに基づいた総合誤差を取得することと、その総合誤差に基づいて回転信号の第２の状態を計算することと、を備える。

さらなる実施形態による周波数制御の方法は、第１の信号中における周波数誤差を決定することを備え、ここで、その第１の信号は、第１の無線周波数信号に基づいている。本方法は、周波数誤差に基づいた第１の補正信号(correction signal)と、周波数誤差に基づいた第２の補正信号と、を取得することを含み、ここでその第２の補正信号は、その第１の補正信号とは異なっている。本方法はまた、第１の補正信号に従って第１の信号を処理することと、第２の補正信号に従って第２の無線周波数信号に関するオペレーション(operation)を実行することと、を含み、ここでそのオペレーションは、（Ａ）第２の無線周波数信号を送信することと、（Ｂ）第２の無線周波数信号を受信することと、のうちの少なくとも一方を含んでいる。

［詳細な説明］

テキスト中にそれ以外に述べられていない限り、同様な参照番号は、全体にわたって同様な構成を意味する。

形式(form)「信号Ｂは信号Ａから導き出される(derived)」または「信号Ｂは信号Ａに基づいている(based)」というステートメントは、信号Ｂは信号Ａと同じ(identical)であること、信号Ｂは、信号Ａに対して様々なオペレーションを実行すること（ことによると、信号Ａ、あるいはその派生信号または一部分を、別の信号と組み合わせることを含めて）からもたらされる(results)こと、および／または、信号Ｂは、信号Ａ（あるいはその派生信号または一部分）を別の信号に対して適用すること(applying)からもたらされること、を示す。

用語「チャネル(channel)」は、コンテクスト(context)から理解されるように、次のものの１つまたは複数を示すことがあり得る：無線通信のための周波数帯域、同じ周波数帯域中における他の信号から拡散符号(spreading code)によって区別される信号、および、同じ拡散符号を有する他の信号からカバリング符号(covering code)（例えば、チャネル化符号）によって区別される信号。

実施形態は、（例えば、平均ドップラー誤差に関連する）複数のマルチパスインスタンス(multipath instance)から導き出される回転が複数のフィンガ(finger)に対して適用される(applied)マルチパスインスタンスを処理するように構成される、フィンガ受信アーキテクチャ(finger receiving architecture)を含んでいる。さらなる実施形態は、発振器を制御するように構成されるアーキテクチャを含んでいる、なおここでは、そのような制御は、受信信号中の複数のマルチパスインスタンスに基づいており、またここでは、発振器は、別の信号を受信し、かつ／または送信するために使用される周波数基準(frequency reference)を供給する。

レシーバやトランシーバなどの無線通信デバイスは、複数のＲＦチェーン(RF chain)をサポートする発振器を含むことができる。例えば、発振器は、２つの別個のレシーブチェーン(receive chains)に対して、かつ／またはレシーブチェーンおよびトランスミットチェーン(transmit chain)に対して周波数基準を供給することができる。発振器の周波数は、２つのチェーンのうちの一方を経由して受信される信号に基づいて、制御されることができる。しかし、その受信信号が、他方のチェーン中には存在していない周波数誤差(frequency error)を含むときには、問題が生ずる可能性がある。

一実施形態によるレシーバは、（例えば、全地球測位サービス信号仕様、第２版、１９９５年、ＵＳＣＧナビゲーションセンター(Navigation Center)、アレキサンドリア(Alexandria)、バージニア州(VA)、において説明されているような）ＮＡＶＳＴＡＲ全地球測位システム(Global Positioning system)（ＧＰＳ）、ロシア共和国(Russian Republic)により維持されているＧＬＯＮＡＳＳ ＧＰＳ、および／または、ヨーロッパにおいて提案されているガリレオ(GALILEO)システムのような、１つまたは複数の測位衛星システムからの信号を受信するように構成されることができる。ＮＡＶＳＴＡＲ ＧＰＳは、１．５７５４２ＧＨｚ（Ｌ１周波数とも呼ばれる）におけるキャリア上へとＢＰＳＫ（２相位相シフトキーイング(binary phase-shift keying)）変調される直接シーケンススペクトル拡散(direct sequence spread spectrum)（ＤＳＳＳ）信号を経由して毎秒５０ビットのデータレートでナビゲーションメッセージ(navigation message)を送信する１組の衛星または「宇宙ビークル(space vehicles)」（ＳＶｓ）を、含んでいる。信号を拡散するために、各ＳＶは、１．０２３ＭＨｚのチップレートと１０２３チップの長さとを有する１組の疑似ランダム雑音(pseudo-random noise)（ＰＮ）符号（粗獲得(coarse acquisition)符号またはＣ／Ａ符号とも呼ばれる）のうちの異なる符号を使用する。ＳＶｓは、１．２２７６０ＧＨｚ（Ｌ２周波数とも呼ばれる）におけるキャリア上へと変調される１０．２３ＭＨｚ符号を経由してメッセージを送信することもできる。ＧＰＳ信号は、一般に測位オペレーションをサポートするために地上レシーバによって使用される。一般的に、少なくとも４つのＳＶｓからの信号が、３次元の位置を解明するために必要とされる。

ＧＰＳレシーバは、一般的に周波数変動(frequency variations)の影響を非常に受けやすい(sensitive)。そのような変動は、例えば温度過渡現象および／または低周波数位相雑音(low-frequency phase noise)によって引き起こされる局部発振器中における変化から生じる可能性がある。他方、ＧＰＳレシーバは、レシーバの動き(receiver motion)に起因した著しいドップラー誤差(significant Doppler error)に遭遇する(experience)可能性はあまりない、というのは、そのような動き(motion)は、一般にレシーバとソースとの間の方向に対しておおむね直角であり、また、それらの軌道中における衛星の見かけの速度(apparent velocity)（およそ毎秒キロメートル程度）は、一般的に、レシーバの予測される速度よりもずっと速いからである。

多数の発振器は、一般的に何らかの形式の温度補償を含んでいるが、発振器のコストおよび／またはサイズは、その温度補償の精度と共に増大する可能性がある。したがって、個々の発振器の発振器および／または仕様の間の変動についてより耐性があるレシーバ設計を得ることが望ましい可能性がある。そのような設計は、発振器の周波数に影響を及ぼす制御信号を適用することにより誤差を低減させる周波数トラッキングループ(frequency tracking loop)を含むことができる。ＧＰＳレシーバにおいては、そのような制御信号は、例えば受信信号中における連続するシンボルの間で検出される位相変動から導き出されることができる。

一実施形態によるレシーバは、無線通信のためにネットワーク上で情報（例えば、音声および／またはデータ）を受信し、かつ／または送信するように構成されることができる。そのようなレシーバは、符号分割多元接続(code-division-multiple-access)（ＣＤＭＡ）システム中における１つまたは複数のチャネルを経由して情報を受信し、かつ／または送信するように構成されることができる。例えば、そのようなレシーバは、ＴＩＡ、ＥＩＡ、３ＧＰＰ、３ＧＰＰ２、ＣＷＴＳ（中国）、ＡＲＩＢ（日本）、ＴＴＣ（日本）、ＴＴＡ（韓国）、ＩＴＵ、および／またはＥＴＳＩ（ヨーロッパ）によって普及されたような１つまたは複数の次の規格またはフォーマット、すなわち、ＣＤＭＡ、ＴＤ−ＳＣＤＭＡ、Ｗ−ＣＤＭＡ（例えば、３Ｇ ＴＳ２５．２１１／２／３／４）、ＵＭＴＳ、ＩＳ−９５−Ａ／Ｂ／Ｃ（ｃｄｍａＯｎｅ）、ＩＳ−９８、ＩＳ−８３５−Ａ（ｃｄｍａ２０００）、ＩＳ−８５６（ｃｄｍａ２０００ ＨＤＲ）、ＩＳ−２０００．１−Ａ、ならびに、ＩＳ−２０００シリーズ（ｃｄｍａ２０００）、ＩＳ−７０７−Ａ（データサービス）、ｃｄｍａ２０００ １ｘＥＶ、ｃｄｍａ２０００ １ｘＥＶ−ＤＯ、ｃｄｍａ２０００ １ｘＥＶ−ＤＶ（１ｘＥＶフェーズ２とも呼ばれる）、ｃｄｍａ２０００ ３ｘ、３ＧＰＰ２ ｃｄｍａ２０００（例えば、ＴＲ−４５．５、Ｃ．Ｓ０００５−Ａ、Ｃ．Ｓ００２４）、およびＩＭＴ−２０００の他のドキュメント、の少なくとも一部分に従って、加入者ユニット(subscriber unit)、アクセス端末(access terminal)（ＡＴ）、基地局(base transceiver station)（ＢＴＳ）、および／またはユーザ装置(user equipment)（ＵＥ）の機能の一部または全部を実行することができる。そのようなレシーバまたはトランシーバは、例えば８００ＭＨｚ、１８００ＭＨｚ、および／または１９００ＭＨｚにおける、またはその近くの帯域上で通信するように構成されることができる。そのようなレシーバまたはトランシーバは、例えば、２相ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）、４相ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）、オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）、直交振幅変調(quadrature amplitude modulation)（ＱＡＭ）、最小シフトキーイング(minimum-shift keying)（ＭＳＫ）、またはガウスＭＳＫ(Gaussian MSK)（ＧＭＳＫ）のような、Ｍ元形式(M-ary form)の位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を経由して通信するように構成されることができる。他の例は、ＵＢＭ（ユニバーサルブロードキャストメディア(Universal Broadcast Media)）信号またはＭｅｄｉａＦＬＯ（順方向リンクのみ）信号を受信するように構成されるレシーバを含んでいる。

ＣＤＭＡ信号のレシーバは、局部発振器周波数中における変化によって影響されることもあり得る。しかしながら、そのようなレシーバはまた、レシーバとソースとの間の相対運動によって引き起こされるドップラー周波数誤差に遭遇する可能性も高い。そのようなレシーバでは、例えば発振器の周波数に影響を及ぼす制御信号を適用することによって、そのような誤差を明らかにする(account for)周波数トラッキングループを含むことが望ましい。ＣＤＭＡ信号中において遭遇されるドップラー誤差は、一般的には、同じレシーバによって受信されるＧＰＳ信号中には存在しないであろうが、しかしながら、ＧＰＳレシーブチェーンに対して基準(reference)を同様に与える発振器を制御するために、そのような誤差をそのように適用することは、ＧＰＳチェーンに対して雑音を追加する可能性もあるであろう。

１つのオプションは、ＧＰＳオペレーション中に、例えば、おそらく発振器の温度補償回路を動作し続けることができるようにしながら、一時的に、周波数制御信号が発振器周波数を変化しないようにすることによって、発振器周波数の調整をディスエーブルにする(disable)ことであろう。しかしながら、このオプションは、補償されない温度過渡現象（例えば、発振器の温度補償回路の補正能力を超えた過渡現象）に起因した発振器変動が、ＧＰＳレシーブチェーンの性能に影響をあたえるのを許可してしまう可能があるであろう。別のオプションは、よりよい温度補償を有する発振器を使用することであろうが、そのような発振器は、より高価で、かつ／またはより大型になってしまう可能性があるであろう。さらなるオプションは、コストおよびサイズに関して明らかな効果を備えた、ＣＤＭＡチェーンおよびＧＰＳチェーンについて別個の発振器を使用することであろう。ここにおいて説明されるような実施形態は、１つの発振器を使用したソリューションを可能にするために適用されることができる。

図１ａは、一実施形態によるレシーバ１０のブロック図を示している。無線周波数（ＲＦ）フロントエンド(front end)１１０は、アンテナ１０５を経由して信号を受信し、対応するＲＦ信号Ｓ１０をダウンコンバータ(downconverter)１２０へと出力する。ダウンコンバータ１２０は、周波数基準Ｓ３０に基づいた信号に従ってベースバンドにおける、またはベースバンド近くの複素信号(complex signal)Ｓ２０へとＲＦ信号Ｓ１０をダウンコンバートする。周波数制御ユニット(frequency control unit)１３０は、複素信号Ｓ２０に基づいた発振器制御信号(oscillator control signal)Ｓ７０を生成する。可変周波数発振器(variable-frequency oscillator)１９０は、発振器制御信号Ｓ７０に基づいた信号に従って周波数基準Ｓ３０を生成する。

レシーバ１０は、他の回路および／または機能も含むデバイスまたはシステムの独立したユニット（おそらく、例えば、パワー管理、ユーザインターフェースサポートについての他の要素を含み、さらに、複素信号Ｓ２０などによって搬送される情報の処理を行う）であっても、あるいは、他の回路および／または機能も含むデバイスあるいはシステムの一部分であってもよい。例えば、レシーバ１０は、（基地局のネットワークを含み、例えば、マイクロフォン、スピーカ、キーパッド、および関連する回路を含み、そして処理しているシステムと、通信するように構成された）トランスミッタ、例えばセルラ電話のようなアクセス端末、および／または（無線チャネルと、例えばＰＣＭＣＩＡポートまたはＵＳＢポートとの間の、データ転送をサポートするように構成された）無線モデムも含むトランシーバ中に、含まれていてもよい。そのようなトランシーバは、入力デバイス（例えば、マイクロフォン、キーボードまたはキーパッド）および／または出力デバイス（例えばスピーカまたはオーディオ出力のジャック、ディスプレイ画面）を含むことができるデバイス中におけるオペレーションを構成し、デバイス内の信号を処理し、かつ／またはデバイスのユーザインターフェースを制御するための１つまたは複数のプロセッサと通信することができる。

そのようなレシーバまたはトランスミッタは、例えば、メディアプレーヤ（ＭＰ３，ＷＭＡ、ＡＡＣ３などのような圧縮フォーマットへと符号化された(encoded)オーディオ情報、および／またはＭＰＥＧ−２、ＭＰＥＧ−４、ＷＭＶなどのような圧縮フォーマットへと符号化されたビデオ情報を復号化する(decode)ように構成されるもの）、携帯型個人情報端末(personal digital assistant)（ＰＤＡ）、ポータブルコンピュータなどを含む、さらなる機能をサポートするデバイスの中に含められてもよい。そのようなさらなる機能は、レシーバおよび／またはトランスミッタのオペレーション、例えばレシーバを経由して受信されるマルチメディア情報の再生、無線モデムを経由したローカルに実行するアプリケーション（例えば、電子メールクライアント）と外部サーバとの間の通信、無線モデムを経由したローカルと外部とのスケジュール、連絡、または他のデータベースの同期化、と統合化されることができる。

レシーバ１０は、複数の受信経路を含むこともできる。例えば、図１ｂは、ＲＦフロントエンド１１０の２つのインスタンス(instances)１１０ａ、１１０ｂと、ダウンコンバータ１２０の２つのインスタンス１２０ａ、１２０ｂとを含む、レシーバ１０のインプリメンテーション(implementation)１２のブロック図を示している。この例における２つの経路は、おそらく同時に異なるアナログ信号および／またはデジタル信号を受信するように構成されることができる。例えば、一方の経路は、ＣＤＭＡ信号（例えば、基地局からの）を受信することができるが、他方の経路は、ＧＰＳ信号（例えば、ＳＶからの）を受信する。レシーバ１０の他のインプリメンテーションは、共通のアンテナを共用する別個の受信経路を含むことができる。同様に、レシーバ１０のいくつかのインプリメンテーションは、ＲＦフロントエンド（例えば、共通のＬＮＡを有するが、異なる帯域を通過させるためのそれぞれ異なるフィルタを有するもの）の一部または全部を共用することができる。

ＲＦフロントエンドは、一般的に受信信号を増幅し、かつ／または条件付けする役割を果たし、１つまたは複数の増幅器（例えば、低雑音増幅器またはＬＮＡ）および／またはフィルタ（例えば、個々の周波数または帯域を減衰させるもの）を含むことができる。ＲＦ経路は、アンテナフィード内の異なる周波数帯域を分離するダイプレクサ(diplexer)（またはマルチプレクサ）および／または同じアンテナ上で受信および送信アクティビティ(receive and transmit activity)をサポートする送受切換え器(duplexer)などのような要素を含むこともできる。図２は、ＬＮＡおよびフィルタ（例えば、ＬＣフィルタ、セラミックフィルタ、または表面音響波(surface acoustic wave)（ＳＡＷ）フィルタ）を含む、ＲＦフロントエンド１１０のインプリメンテーション１１２を示している。レシーバ１０は、複数のＲＦフロントエンドを含むようにインプリメントされることができ、かつ／またはＲＦフロントエンドが複数のダウンコンバータを供給するように構成されることができる。

ダウンコンバータ１２０は、ＲＦ信号１０を受信し、ベースバンドにおける、またはベースバンド近くの複素信号Ｓ２０を出力する。図３ａは、ダウンコンバータ１２０のヘテロダイン(heterodyne)インプリメンテーションの一つの例１２２のブロック図を示している。ＲＦミキサは、ＲＦ信号Ｓ１０を例えばおよそ１０ＭＨｚ程度の中間周波数(intermediate frequency)（ＩＦ）に変換するために、ＲＦ局部発振器信号を適用する。ＩＦ信号は、ＩＦステージ中において処理され、このＩＦステージは、この例においては、フィルタ（例えば、１つまたは複数のイメージを減衰させる）および可変利得増幅器(variable-gain amplifier)（ＶＧＡ）を含んでいる。ＩＦミキサは、そのＩＦ信号をベースバンドへと変換するために、ＩＦ局部発振器信号を適用する。ベースバンド信号は、フィルタがかけられることができる（例えば、１つまたは複数のイメージを減衰させるために）。

アナログデジタルコンバータ(analog-to-digital converter)（ＡＤＣ）を含むデジタイザ(digitizer)は、アナログからデジタルのサンプルのストリームへとベースバンド信号を変換する。受信信号がデジタル情報によって（例えば、ＰＳＫ変調、ＱＡＭ変調、ＭＳＫ変調、および／またはＯＯＫ変調を経由して）特定のレート（例えば、チップレート）で変調される場合には、そのＡＤＣはまた、ベースバンド信号を（例えば、チップｘ２、チップｘ４、チップｘ８、あるいはチップｘ１６のレートで）オーバーサンプリングする(oversample)可能性がある。ＡＤＣは、並列に実行する（例えば、各々の一方が、ダウンコンバータの複素信号経路のそれぞれ異なる成分を受信しデジタル化する）２つのＡＤＣを含むように構成されることもできる。デジタイザは、それぞれのＡＤＣによって生成されるようなデジタルストリームを（例えば、タイミング調整信号(timing adjustment signal)に従って）補間し(interpolate)、または破壊する(decimate)ために、ここにおいて説明されるように１つまたは複数のリサンプラ(resamplers)を含むこともできる。

図３ｂは、ダウンコンバータ１２０のホモダイン(homodyne)（またはゼロ−ＩＦ(zero-IF)）インプリメンテーションの一例１２４のブロック図を示している。ゼロ−ＩＦ変換（直接ダウンコンバージョン(direct downconversion)とも呼ばれる）においては、ＲＦ信号は、直接にベースバンドへと変換される。そのようなダウンコンバータは、一般的にベースバンド信号中におけるＤＣオフセットの除去または補償のための回路も含んでいる。そのようなダウンコンバータは、局部発振器信号の振幅制御（例えば、リークを低減させるための）を含むこともできる。ゼロに近いＩＦ（または非常に低いＩＦまたはＶＬＩＦ）変換と呼ばれる関連した技法においては、ＲＦ信号は、数百ｋＨｚ以下とすることができるベースバンドに近い周波数へと直接に変換される。ＶＬＩＦダウンコンバータは、ＩＦステージを用いて、またはＩＦステージなしに（例えば、ＩＦからベースバンドへの変換が、複素信号Ｓ２０の回転によって実行されて）インプリメントされることができる。

周波数基準Ｓ３０、または周波数基準Ｓ３０に基づいた信号は、ダウンコンバータ１２０中における局部発振器信号(local oscillator signal)として使用されることができる。１つまたは複数のＡＤＣのサンプリングクロック(sampling clock)は、周波数基準Ｓ３０が時間基準(time reference)としての役割も果たすことができるように、周波数基準Ｓ３０から導き出されることもできる。図３ｃは、ダウンコンバータ１２２が、周波数基準Ｓ３０によって導き出されるそれぞれの周波数シンセサイザ(frequency synthesizers)からＲＦおよびＩＦの局部発振器信号を受け取る配置(arrangement)のブロック図を示している。

周波数シンセサイザは、位相ロックループ(phase-locked loop)（ＰＬＬ）としてインプリメントされることができ、一般的に、望ましい固定されたあるいはプログラマブルな値(fixed or programmable value)（例えば、整数値）によって入力信号の周波数を乗算し、または除算するように構成される。周波数シンセサイザは、（例えば、ホールター(Halter)の米国特許第６，４４９，３２９号、またはセベルソン(Severson)の米国公開特許出願第２００４／０２６３２２１号中において説明されるように）Ｍ／ＮあるいはＭ／Ｎ：Ｄカウンタとしてインプリメントされることもできる。図３ｃの例においては、ＡＤＣは、やはり周波数基準Ｓ３０によって駆動されるクロックシンセサイザ（例えば、周波数シンセサイザ）からサンプリングクロック信号を受け取る。図３ｄは、ダウンコンバータ１２４が、周波数基準Ｓ３０によって駆動される周波数シンセサイザおよびクロックシンセサイザからそれぞれ局部発振器信号およびサンプリングクロック信号を受け取る同様な配置のブロック図を示している。周波数基準Ｓ３０からダウンコンバータ１２０への（例えば、ここにおいて図１ａおよび１ｂならびに他の図面中に示されるような）信号経路は、１つまたは複数のそのような周波数シンセサイザおよび／またはクロックシンセサイザを含むことができることが、理解されるであろう。

レシーバ１０の別のインプリメンテーションは、１つまたは複数のＤ／Ａコンバータ(digital-to-analog converters)、ミキサ(mixers)、および増幅器（これらは、ダウンコンバータ中において説明されるものと同様であり得る）を有し、周波数基準Ｓ３０に基づいた１つまたは複数の局部発振器信号および／またはクロック信号を受け取るアップコンバータを含むトランシーバである。このアップコンバータは、ＲＦフロントエンドおよびアンテナを経由して送信されるＲＦ信号（上記のようなＣＤＭＡシステムまたは他のシステム上で通信するための）を生成する。

可変周波数発振器(variable-frequency oscillator)（ＶＦＯ）１９０は、発振器制御信号Ｓ７０に従って周波数基準Ｓ３０を出力する。周波数基準Ｓ３０は、特定のアプリケーションについて適切な任意の波形（例えば、正弦波、方形波、三角波、のこぎり波など）を有するようにインプリメントされることができる基本周波数を有する周期的信号である。知られているか、あるいは、まだこれから開発されるべき、任意の技法を使用して、任意のチューニング可能な発振器が、ＶＦＯ１３０として配置される(deployed)ことができる。一般的にＶＦＯ１３０は、クリスタル発振器（またはＸＯ）としてインプリメントされ、このクリスタル発振器は、水晶のような材料の（温度にわたる周波数安定性のための）ＡＴカットクリスタルを含むことができる。ＶＦＯ１３０は、発振器出力をその負荷から分離するバッファを含むことができる。

発振器の周波数は、温度の変化による影響を受ける可能性がある。温度過渡現象は、デバイスの動作中に、例えばコンポーネントが加熱するときに、生じる可能性がある。セルラ電話のようなコンパクトなトランシーバにおいては、トランスミッタの電力増幅器(power amplifier)が、一般的に、近くのコンポーネントに影響を及ぼし得る温度過渡現象の主要原因である。

発振器周波数における温度に依存した変化がある程度まで補償されるように、ＶＦＯ１９０を温度補償発振器(temperature-compensated oscillator)（ＴＣＯ）としてインプリメントすることが望ましいこともある。図４は、ダイオードやサーミスタなどの局部温度センサＶ２０を含むＶＦＯ１９０のＴＣＯインプリメンテーション１９２のブロック図を示しており、この局部温度センサは、知られている関数に従って温度依存の信号（例えば、電圧）を生成する。補償回路Ｖ３０は、温度依存の信号に基づいて、発振器Ｖ１０に適用される温度補償信号を出力する。補償回路Ｖ３０は、温度依存信号をデジタル化するＡＤＣを含むことができ、温度補償信号は、アナログ信号またはデジタル信号として（例えば、発振器の温度特性の逆数をモデル化するルックアップテーブル(lookup table)または多項式の使用により）供給されることができる。補償回路Ｖ３０は、特定の発振器に特有のキャリブレーション値を含む補正テーブル（たぶんルックアップテーブルと一体化されている）を含むこともできる。他のインプリメンテーションにおいては、温度補償信号は、外部プロセッサから供給される。ＶＦＯ１９０は、温度補償されたＸＯ（ＴＣＸＯ）としてインプリメントされてもよく、この中では、温度補償信号は、バラクタなどのチューニング要素Ｖ４０に適用され、このチューニング要素は、クリスタル(crystal)に結合される。

発振器の出力周波数が、発振器制御信号Ｓ７０によって示される電圧に従って調整されることができるように、ＶＦＯ１９０を電圧制御発振器(voltage-controlled oscillator)（ＶＣＯ）としてインプリメントすることが望ましいこともある。ＶＣＯは、ある種の極性の電圧の大きさおよび／またはデューティサイクル(duty cycle)に従って周波数を増大させ、反対極性の電圧の大きさおよび／またはデューティサイクルに従って周波数を低減させるようにインプリメントされることができる（あるいは逆もまた同様である）。ＶＦＯ１９０は、さらに電圧制御温度補償発振器(voltage-controlled temperature-compensated oscillator)（ＶＣＴＣＯ）としてインプリメントされることもできる。そのような場合には、発振器制御信号Ｓ７０に基づいた信号は、温度補償信号とは別に適用されることもでき、あるいは発振器制御信号Ｓ７０に基づいた信号は、温度補償信号と組み合わされ、共通制御信号にされることもできる。例えば、ＶＦＯ１９０は、電圧制御温度補償クリスタル発振器(voltage-controlled temperature-compensated crystal oscillator)（ＶＣＴＣＸＯ）としてインプリメントされることができ、この発振器は、１つの特定のアプリケーションにおいては、＋／−５ｐｐｍで格付けされた(rated)１９．６８ＭＨｚの公称出力周波数(nominal output frequency)を有する。＋／−５ｐｐｍの許容範囲は、８００ＭＨｚのうちの＋／−４ｋＨｚ、あるいは１．９ＧＨｚのうちの＋／−９．５ｋＨｚの範囲に対応する。

発振器制御信号Ｓ７０は、アナログ電圧レベル、あるいは、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）または他の任意の技法を使用して電圧に変換されるデジタル信号、であってよい。１つのインプリメンテーションにおいては、パルス密度変調器(pulse density modulator)（ＰＤＭ）Ｖ５０が、発振器制御信号Ｓ７０上のデジタル値（例えば、８−ビット値、１２−ビット値、または１６−ビット値）を発振器への入力についてのパルス化アナログ電圧信号へと変換するために使用される。アナログ電圧信号経路は、ＲＣフィルタなどのフィルタを（例えば、残りの変動を抑制するために）含むこともできる。一例においては、ＶＦＯ１９０は、発振器制御信号Ｓ７０の最下位ビット当たりに約１／４から約１ヘルツの範囲（Ｈｚ／ＬＳＢ）における分解能(resolution)を有する。

発振器制御信号Ｓ７０がデジタルからアナログへと変換されるインプリメンテーションにおいては、制御レジスタが、そのレジスタの出力がＤＡＣ（例えば、ＰＤＭ）の入力に結合されて、発振器制御信号Ｓ７０のデジタル値を記憶するために使用されることができる。そのようなレジスタは、望ましい値に（例えば、電源投入時に）初期化されることができ、かつ／または望ましい状態へと（例えば、モード変化するとすぐに）あらかじめロードされる(preloaded)ことができる。いくつかのアプリケーションにおいては、例えばＧＰＳ信号の受信の間などでは、一時的に発振器制御信号Ｓ７０がＶＦＯ１９０の出力を変化させないようにすることが望ましいこともある。そのような制御は、制御レジスタに対するアップデート(updates)を防止することにより（例えば、制御レジスタのライトイネーブル信号(write enable signal)をディアサートする(deassert)ことにより）達成されることができる。

局部発振器信号は、特定のアプリケーションについて適切な任意の波形（例えば、正弦波、方形波、三角波、のこぎり波など）を有するようにインプリメントされることができる基本周波数を有する周期的信号(periodic signal)である。ダウンコンバータ１２０中において適用される１つまたは複数の局部発振器信号は、周波数基準Ｓ３０に基づいている。例えば、ダウンコンバータ１２０および／またはレシーバ１０は、別の周波数の信号（例えば、局部発振器信号）が導き出されるタイミング基準として周波数基準Ｓ３０を使用する１つまたは複数の周波数シンセサイザを含むことができる。そのようなシンセサイザは、例えば周波数逓倍器または周波数分割器としてインプリメントされることができ、位相ロックループ（ＰＬＬ）などの回路を含むことができる。典型的なＬＯ周波数は、ＣＤＭＡ受信では８００ＭＨｚを、そしてＧＰＳ受信では１．５ＧＨｚを含んでいる。

局部発振器信号は、９０度だけ位相が分離された２つの成分（例えば、ＩとＱ）としてダウンコンバータ１２０のミキサに供給されることができる、なお各成分は、複素数のダウンコンバートされた信号(complex downconverted signal)が取得されるように別個の混合経路(mixing path)において適用される。局部発振器信号の振幅は、例えば可変利得増幅器を使用して制御されることができる。周波数基準Ｓ３０（または周波数基準Ｓ３０に基づいた信号）は、ＡＤＣが、複素信号Ｓ２０を得るためにベースバンド（またはベースバンドに近い）信号をサンプリングするサンプリングクロックとして使用されることもできる。

周波数制御ユニット１３０は、複素信号Ｓ２０に基づいた発振器制御信号Ｓ７０を出力する。デジタル化された複素信号Ｓ２０は、周波数制御ユニット１３０によって処理する前に、フィルタがかけられ、かつ／または、破壊されることができる。図５は、周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３２のブロック図を示している。ベースバンド処理装置(baseband processing unit)２００は、（ベースバンドに、またはベースバンドの近くに存在することができる）複素信号Ｓ２０と回転信号Ｓ６０を受け取り、これらの２つの入力に基づいた複数の誤差信号Ｓ４０を出力する。結合器１４０は、総合誤差Ｓ５０を得るために誤差信号Ｓ４０を結合する。第１の利得蓄積ステージ１５０は、総合誤差Ｓ５０に基づいた回転信号Ｓ６０を生成し、第２の利得蓄積ステージ１６０は、回転信号Ｓ６０に基づいた発振器制御信号Ｓ７０のインプリメンテーションＳ７２を生成する。

図６ａは、ベースバンド処理装置２００のインプリメンテーション２００ａのブロック図を示している。ローテータ(rotator)２３０は、回転された信号Ｓ８０を生成するために回転信号Ｓ６０に従って複素信号Ｓ２０を回転させる。複数のフィンガ(fingers)（「復調要素(demodulation elements)」とも呼ばれる）２２０ａの各々は、回転された信号Ｓ８０（または回転された信号Ｓ８０に基づいた信号）を受け取り、対応する誤差信号Ｓ４０を生成する。この例においては、各フィンガは、複素信号Ｓ２０に基づいた対応するオフセット信号Ｓ２１０も（サーチャ(searcher)２１０から）受け取る。

受信信号は、例えば異なるマルチパス上で受信されるような同じ送信信号のいくつかのインスタンスを含む可能性がある。様々なマルチパスは、長さが異なる（そして変化する）こともあるので、対応するインスタンスは、異なる（そして変化する）相対的時刻に受信される可能性がある。図６ａに示されるようなサーチャとフィンガのコンフィギュレーション(configuration)は、ＲＡＫＥレシーバの１つの例である。そのようなコンフィギュレーションにおいては、サーチャは、時間におけるその遅延または基準に対する符号位相に従って信号のインスタンスを見出すためにサンプルストリーム（例えば、複素信号Ｓ２０）を処理し（「獲得(acquisition)」とも呼ばれる）、そのインスタンスを追跡し復調するためにフィンガを割り当てる。例えば、サーチャは、信号のサンプルストリームと符号特性との間の相関関係のピークに従ってサーチされる信号のインスタンスを捜し出すことができる。サーチャ２１０は、フィンガ２２０からのフィードバック情報を受け取ることもでき、いつフィンガが再割り当てされるべきかを決定するためにこの情報を使用することができる。例えば、割り当てられたインスタンスのエネルギーおよび／またはタイミングに関するフィンガ２２０からの情報は、マルチパスインスタンスがフェードアウトしていること、あるいは２つのマルチパスインスタンスがマージしていることを決定するために使用されることができる。

フィンガ２２０は、固定され、またはプログラムされるオフセットを適用するように構成されることもできる。例えば、サーチャ２１０は、符号位相空間の望ましい領域が特定の分解能でサーチされるように、プログラムされた間隔で相関を実行するために１組のフィンガ２２０を制御するように構成されることもできる。そのような制御は、例えばＧＰＳオペレーションにおいて使用されることができる。様々なフィンガに割り当てられたオフセット値の間の間隔、および／またはフィンガによって適用される連続するオフセット値(consecutive offset values)の間の間隔は、１つまたは複数のファクタ、例えば、以前の結果、現在の動作モード（例えば、「コールドスタート(cold start)」モード対トラッキング(tracking)モード）、現在の受信環境についての他の情報（例えば、現在の衛星位置）など、に基づいて動的に選択されることができる。

単一キャリアシステム中におけるベースバンド処理装置２００の典型的なインプリメンテーションは、４個または６個のフィンガを含むが、他の任意数のフィンガも使用されることができる。マルチキャリアシステム（例えば、ｃｄｍａ２０００ ３ｘシステム）中におけるベースバンド処理装置２００の典型的なインプリメンテーションは、１２個または１８個のフィンガ（例えば、キャリア当たりに４個または６個）を含むが、他の任意数のフィンガも使用されることができる。例えば、異なる数のフィンガは、１つまたは複数のフィンガの各々が、おそらく複数のキャリアに対して（例えば、異なる時刻に）割り当てられて、別のもの以外の１つのキャリアについて使用されることができる。

回転信号Ｓ６０は、複素信号Ｓ２０が、回転されるべき角度θを示す。図７は、次の式に従って複素信号Ｓ２０の時計回りの回転を実行する、ローテータ２３０のインプリメンテーション２３２のブロック図を示している。
（Ｉ＋ｊＱ）（ｅ^−ｊθ）＝（Ｉ＋ｊＱ）（ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθ）＝
＝（Ｉｃｏｓθ＋Ｑｓｉｎθ）＋ｊ（−Ｉｓｉｎθ＋Ｑｃｏｓθ） （１）
あるいは、ローテータ２３０は、次の式に従って反時計回りの回転を実行するようにインプリメントされることもできる。
（Ｉ＋ｊＱ）（ｅ^＋ｊθ）＝（Ｉ＋ｊＱ）（ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ）＝
＝（Ｉｃｏｓθ−Ｑｓｉｎθ）＋ｊ（Ｉｓｉｎθ＋Ｑｃｏｓθ） （２）
一例においては、ローテータ２３０は、回転信号Ｓ６０の最下位ビット当たりに３７．５ヘルツの分解能（Ｈｚ／ＬＳＢ）を有する。

ローテータ２３０によって適用されるサイン値およびコサイン値は、離散的ロケーションに記憶されるルックアップテーブル（例えば、テーブル２６０）から、あるいはより大きなメモリ空間の一部分として取り出されることができ、このテーブルは、読取り専用メモリ(read-only memory)（ＲＯＭ）またはランダムアクセスメモリ(random access memory)（ＲＡＭ、揮発性または不揮発性）に記憶されることができる。サイン値および／またはコサイン値を使用する複数のローテータまたは他の要素を有するデバイスまたはシステムにおいては、ルックアップテーブルは、そのような複数の要素によって共用されることができる。

ルックアップテーブルは、サイン値とコサイン値の両方を含んでもよいし、あるいは、それは、サイン値またはコサイン値の一方だけを含んでもよい、なお、その他の関数は、導き出される（例えば、式ｃｏｓα＝ｓｉｎ（α＋π／２ラジアン）またはｓｉｎα＝ｃｏｓ（α−π／２ラジアン）に従って）。同様に、ルックアップテーブルは、すべての象限についての値を含んでもよいし、あるいは、それは、座標面の一部分（例えば第１象限）だけについての値を含んでもよい、なお、他の部分についての値は、導き出される。ルックアップテーブル２６０の１つのインプリメンテーションは、２５６個のエントリのテーブルを含み、各々は第１象限中における角度（例えば、π／５１２ラジアンの増分の形の）についてのサイン値に対応する。そのようなテーブルに対する要求は、１０ビット値：例えば象限についての２ビットとテーブルアドレスについての８ビットとしてフォーマットされることができる。ローテータ２３０は、対応するテーブルエントリから適切な値を導き出す回路または処理を含むことができ、かつ／またはそのような導出は、外部の回路または処理を使用して実行されることができる。

ローテータ２３０は、サイン値とコサイン値のうちの一方または両方が計算されるようにインプリメントされることもできる。小さな角度では、例えばルックアップテーブルは、ｓｉｎαをαとして近似し、かつ／またはｃｏｓαを（１−０．５α）として近似することにより、バイパスされ、あるいは省略されることができる。

ダウンコンバータ１２０のＶＬＩＦインプリメンテーションを含むアプリケーションにおいては、ローテータ２３０は、低いＩＦからベースバンドへの複素信号Ｓ２０のダウンコンバージョンを実行することもできる。そのような場合には、回転信号Ｓ６０は、回転信号Ｓ６０がローテータ２３０によって適用される前に望ましいダウンコンバージョン角度に対応する値によって調整される（例えば、その値と加算される）ことができる。

図６ｂは、フィンガ２２０ａのインプリメンテーション２２２ａのブロック図を示している。デコーダ２４０は、復号化された(decoded)シンボルＳ９０を得るためにオフセット信号Ｓ２１０に従って回転された信号Ｓ８０を復号化する。例えば、デコーダ２４０は、回転された信号中の複数のチャネルのうちから回転された信号Ｓ８０中における望ましいチャネルを分離することができる。誤差計算器(error calculator)２５０は、復号化されたシンボルＳ９０に基づいて誤差信号Ｓ４０を計算する。

図８ａは、デコーダ２４０のインプリメンテーション２４２を示している。逆拡散器(despreader)（またはデスクランブラ(descrambler)）２７０は、オフセット信号Ｓ２１０に従って回転された信号Ｓ８０から拡散符号(spreading code)を除去する。デチャンネライザ(dechannelizer)２８０は、生の(raw)パイロットシンボルＳ２３０を得るために逆拡散信号Ｓ２２０の一部分を蓄積する。パイロットフィルタ２９０は、フィルタがかけられたパイロットシンボルＳ２４０を得るために生のパイロットシンボルＳ２３０にフィルタをかける。デコーダ２４０は、回転された信号Ｓ８０および／または逆拡散信号Ｓ２２０からデータシンボルを得るために同様なオペレーションを実行することができる。

ＣＤＭＡ ＤＳＳＳシステムにおいて、送信信号(transmitted signal)は、システムの他のすべてのユーザに割り当てられるＰＮ符号に少なくともほぼ直交した複素疑似雑音(complex pseudonoise)（ＰＮ）符号（例えば、ゴールド符号(Gold code)）を使用して（例えば、その符号によって乗算され(multiplied by)、あるいは、その符号でモジュロ−２加算されて(modulo-2 added with)）、拡散されることができる。いくつかのインプリメンテーションにおいては、拡散符号のチップレートは、１．２２８８ＭＨｚの整数倍である。典型的なアプリケーションにおいては、逆拡散器２７０は、回転された信号Ｓ８０に、望ましいセル、トランスミッタ、および／またはチャネルに対応するＰＮシーケンス（これは複素数(complex)であり得る）を乗ずる。

オフセット信号Ｓ２１０は、望ましいマルチパスに関するシーケンスの適切なタイミング（符号オフセット(code offset)または「符号位相(code phase)」）を示す。オフセット信号Ｓ２１０は、符号オフセットを示すことができ、あるいは適切なオフセットを有する１つまたは複数のシーケンスを含むことができる。例えばサーチャ２１０は、特定のオフセットにおけるＰＮシーケンスを供給するためにＰＮジェネレータを制御することができ、このオフセットは、信号が変化するときに（例えば、フィンガ２２０によって供給されるタイミング情報に従って）アップデートされることができる。サーチャ２１０および／またはフィンガ２２０は、復号化オペレーションのタイミングを例えば少し異なるオフセット（例えば、チップのフラクション(fraction)）において復号化されるシンボルのエネルギーに従って調整するように構成されるタイミング制御ループを含むこともでき、そのようなループの例は、例えば２００４年５月１８日に発行された米国特許第６，７３８，６０８号（ブラック(Black)ほか）において説明されている。

一例においては、逆拡散器２７０は、複素乗算器(complex multiplier)としてインプリメントされる。回転された信号Ｓ８０および逆拡散シーケンスが、２進表記法で表現される場合には、複素乗算(complex multiplication)は、排他的論理和(exclusive-OR)ゲートを使用して実行されることができる。逆拡散器２７０は、積分ダンプ回路(integrate-and-dump circuit)またはデシメータ(decimator)（例えば、回転された信号Ｓ８０がオーバーサンプリングされる(oversampled)場合）を含むことができる。

逆拡散信号Ｓ２２０は、各々が異なる符号を用いてカバーされるいくつかのチャネルを含むことができる。デチャンネライザ(dechannelizer)２８０は、逆拡散信号Ｓ２２０を受け取り、生のパイロットシンボルＳ２３０を得るためにカバーする符号を除去する。カバーする符号は、１つまたは複数のウォルシュ符号(Walsh code)、および／または１つまたは複数の別の組の直交(orthogonal)符号、ほぼ直交(nearly orthogonal)符号、または準直交(quasi-orthogonal)符号を含むことができる。ＷＣＤＭＡアプリケーションにおいては、例えばカバーする符号は、チャネルのデータレートに基づいて選択される直交可変拡散ファクタ(orthogonal variable spreading factor)（ＯＶＳＦ）であってもよい。

デチャンネライザ２８０は、アキュムレータまたは積分ダンプ回路としてインプリメントされることができる（例えば、カバーする符号がウォルシュ符号Ｗ_０であるアプリケーションの場合）。一例においては、デチャンネライザ２８０は、逆拡散信号Ｓ２２０の６４個のチップを１つのパイロットシンボル中へと積分する。別の例においては、デチャンネライザ２８０は、２５６個のチップをパイロットシンボル中へと積分する。他の符号では、デチャンネライザ２８０は、乗算器（例えば、複素乗算器）を含むようにインプリメントされることができる。デチャンネライザ２８０は、（例えば、２００３年９月３０日に発行された米国特許第６，６２８，７０２号（ローウィッチ(Rowitch)ほか）において説明されるように）一度にシンボルの部分をデカバーする(decover)ようにインプリメントされることもできる。

パイロットシンボルが、２つの異なるカバーする符号(covering codes)を使用して送信される場合（例えば、異なるアンテナからパイロット信号の直交符号化されたバージョンを送信する送信ダイバーシティモード(transmit diversity mode)）においては、デコーダ２４２は、符号ごとにデチャンネライザ２８０の別個のインスタンスを含むことができる。送信ダイバーシティの場合（例えば、ｃｄｍａ２０００の空間時間拡散(Space Time Spreading)（ＳＴＳ）モード、またはＷＣＤＭＡの空間時間送信ダイバーシティ(Space Time Transmit Diversity)（ＳＴＴＤ）モード）においては、ダイバーシティインスタンスについての結果は、パイロットフィルタリングの前に（例えば、生のパイロットシンボルＳ２３０を得るために）、あるいはその後に（例えば、フィルタがかけられたパイロットシンボルＳ２４０を得るために）組み合わされることができる。

受信ダイバーシティアプリケーション（例えば、このアプリケーションでは、同じ送信信号が、複数のアンテナを経由して受信される）においては、ダイバーシティインスタンスからの１つまたは複数の逆拡散信号Ｓ２２０、生のパイロットシンボルＳ２３０、およびフィルタがかけられたパイロットシンボルＳ２４０は、さらに処理する前に、１つまたは複数の他のインスタンスからの同様な信号と組み合わされることができる。

パイロットフィルタ(Pilot filter)２９０は、ＦＩＲ（有限インパルス応答(finite impulse response)）形式またはＩＩＲ（無限インパルス応答(infinite impulse response)）形式でインプリメントされることができ、ローパスフィルタとすることができる。例えば、パイロットフィルタ２９０は、移動平均フィルタ(moving average filter)とすることができる。いくつかのインプリメンテーションにおいては、パイロットフィルタ２９０は、一次フィルタ(first-order filter)としてインプリメントされることができる。他のインプリメンテーションにおいては、パイロットフィルタ２９０は、可変係数(variable coefficients)を有するフィルタ、例えば２００４年７月６日に発行された米国特許第６，７６０，３６２号（パテル(Patel)ほか）において説明されているような可変帯域幅フィルタ(variable-bandwidth filter)としてインプリメントされることができる。

デコーダ２４０は、逆拡散信号Ｓ２２０からデータシンボルを得るためにデチャンネライザ２８０の１つまたは複数のインスタンスを含むことができる。図８ｂは、逆拡散信号Ｓ２２０を受け取り、生のパイロットシンボルＳ２３０を得るためにカバーする符号（例えば、Ｗ_０などのウォルシュ符号）を除去するデチャンネライザ２８０のインプリメンテーション２８０ａと、逆拡散信号Ｓ２２０を受け取り、復号化されたデータシンボルＳ２５０を得るためにカバーする符号（例えば、異なるウォルシュ符号）を除去するデチャンネライザ２８０のインプリメンテーション２８０ｂとを含む、デコーダ２４０のインプリメンテーション２４４を示している。

デコーダ２４４は、フィルタがかけられたパイロットシンボルＳ２４０と復号化されたデータシンボルＳ２５０との間の同期を維持することが望ましいこともある。例えば、デコーダ２４４は、パイロットフィルタ２９０の遅延特性に従って、復号化されたデータシンボルＳ２５０のストリームを（例えば、レジスタやＦＩＦＯバッファなどの遅延要素を用いて）遅延させるようにインプリメントされることができる。

デコーダ２４０またはフィンガ２２０は、パイロット復調器を含むこともでき、パイロット復調器においては、パイロットシンボルによって表されるチャネル推定が、復号化されたデータシンボルに適用される。そのようなパイロット復調器は、（例えば、データシンボルから位相のあいまいさを取り除くために）データとパイロットシンボルベクトルのドット積(dot product)を計算する回路を含むことができる。復号化されたデータ（またはトラフィック）シンボルＳ２５０は、１つまたは複数の畳み込み(convolutional)符号、ターボ(turbo)符号、巡回冗長検査(cyclic redundancy check)（ＣＲＣ）符号、および／またはパリティ(parity)符号の、デインターリービング(deinterleaving)、伸張(decompression)、および／または復号化(decoding)などのオペレーションにおいて、さらに処理されることができる。いくつかのアプリケーションにおいては、デコーダ２４０は、バーストパイロット信号から復号化されたシンボルＳ９０を出力するように構成されることができ、このバーストパイロット信号中においては、パイロットは、不連続な方法で(in a discontinuous fashion)送信され、データトラフィックと共に点在する(interspersed)ことができる。

誤差計算器２５０は、復号化されたシンボルＳ９０に基づいて誤差信号Ｓ４０を出力する。復号化されたシンボルＳ９０は、生のパイロットシンボルＳ２３０および／またはフィルタがかけられたパイロットシンボルＳ２４０を含むことができる。１つのアプリケーションにおいては、誤差計算器２５０は、信号の獲得中には生のパイロットシンボルから、そして獲得された信号の追跡中にはフィルタがかけられたパイロットシンボルから誤差信号Ｓ４０を計算する。誤差計算器２５０は、異なる形式の復号化されたシンボルＳ９０の値の幅（例えば、フィルタがかけられたパイロットシンボルについての１６ビットに対する生のパイロットシンボルについての８ビット）の間の差を明らかにするようにインプリメントされることができる。

誤差計算器２５０は、複数の復号化されたシンボルベクトルに基づいた周波数誤差を計算するようにインプリメントされることができる。例えば、誤差計算器２５０は、隣接した復号化されたシンボルベクトル、すなわち、例えば、現在のシンボルベクトル（Ｉ［ｎ］、Ｑ［ｎ］としてここでは示される）、および、以前のシンボルベクトル（Ｉ［ｎ−１］、Ｑ［ｎ−１］としてここでは示される）、に基づいた周波数誤差を計算するようにインプリメントされることができる。Ａおよびθがベクトルの大きさおよび位相角をそれぞれ示す場合、もし、現在のベクトル（Ｉ［ｎ］、Ｑ［ｎ］）が、（Ａ［ｎ］ｃｏｓθ［ｎ］、Ａ［ｎ］ｓｉｎθ［ｎ］）として表わされるのであれば、そのときは、有限の異なる近似を適用することにより、次式が導き出されることができる：
Ｉ［ｎ］Ｑ［ｎ−１］−Ｉ［ｎ−１］Ｑ［ｎ］＝Ａ［ｎ］Ａ［ｎ−１］ｓｉｎ（θ［ｎ］−θ［ｎ−１］） （３）
もし、θが、ｓｉｎθ≒θとなるように小さいと仮定される場合には、式（３）の左辺上の量（すなわち、現在のベクトルと以前のベクトルのクロス乗積(cross product)の大きさ）は、周波数誤差の近似として解釈されることができる。

図９ａは、誤差信号Ｓ４０のインプリメンテーションＳ４２を（−Ｉ［ｎ］Ｑ［ｎ−１］＋Ｉ［ｎ−１］Ｑ［ｎ］）として計算する、誤差計算器２５０のインプリメンテーション２５２のブロック図を示している。図９ｂおよび９ｃは、次のそれぞれの式に従ってこの値を計算する代替的なインプリメンテーション２５４、２５６のブロック図を、示している：
−Ｉｍ｛（Ｉ［ｎ］，−Ｑ［ｎ］）×（Ｉ［ｎ−１］，Ｑ［ｎ−１］）｝＝−Ｉ［ｎ］Ｑ［ｎ−１］＋Ｉ［ｎ−１］Ｑ［ｎ］ （４）
Ｉｍ｛（Ｉ［ｎ］，Ｑ［ｎ］）×（Ｉ［ｎ−１］，−Ｑ［ｎ−１］）｝＝−Ｉ［ｎ］Ｑ［ｎ−１］＋Ｉ［ｎ−１］Ｑ［ｎ］ （５）
同様な式は、追加のシンボルベクトル（例えば、ベクトルＩ［ｎ−２］、Ｑ［ｎ−２］を含んでいる）に基づいた誤差信号Ｓ４０の計算のために適用されることができる。＋Ａシンボルおよび−Ａシンボルを（例えば、ＷＣＤＭＡ送信ダイバーシティモード中において使用されるように）含むパイロット信号についての誤差信号Ｓ４０を計算するために使用されることができる同様な式のインプリメンテーションは、２００３年７月１０日に公開された米国特許出願公開第２００３／０１２８６７８号（サブラーマンヤ(Subrahmanya)ほか）において説明されている。

式（３）中におけるクロス乗積による周波数誤差の近似の精度は、ベクトルの大きさ（すなわち、信号強度）と位相角の変化の大きさに応じて変化し得ることが理解されることができる。誤差計算器２５０の他のインプリメンテーションは、次のような式に従ってシンボルベクトルから周波数誤差を計算する（２００４年４月２７日に発行された米国特許第６，７２８，３０１号（クリシコス(Chrisikos)）を参照）：

そのような誤差は、式（３）に従って計算される周波数誤差に比べて、ベクトルの大きさ、あるいは位相角の大きさに、より少なく依存する可能性がある。

式（６）の左辺中におけるようなアークタンジェント(arctangent)を計算するための様々な最適化が知られている。例えば、第１オクテットまたは第８オクテット中における任意の角度（−４５度から＋４５度）について、アークタンジェントは、次の式に従って、０．２６度の最大誤差まで近似されることができる：

ここで、ファクタ１／４および１／３２は、ビットごとの右シフトとして簡単にインプリメントされることができる（リチャード ライアンズ(Richard Lyons)、アークタンジェントレースにおける別の競合項(Another Contender in the Arctangent Race)、ＩＥＥＥ信号処理マガジン(IEEE Signal Processing Magazine)、２００４年１月、１０９〜１１０頁を参照）。第４オクテットまたは第５オクテット中における角度のアークタンジェントは、式（７）を使用して得られる値にπを加えることにより、同じ精度まで近似されることができるが、第２オクテットまたは第３オクテット（第６オクテットまたは第７オクテット）中における角度のアークタンジェントは、π／２（−π／２）から式（７）を使用して得られる値を差し引くことにより、同じ精度まで近似されることができる。

いくつかのケースにおいては、復号化されたシンボルＳ９０は、パイロットチャネル以外のソースからの情報を含むことができる。例えば、長いパイロットシンボルは、雑音があまりないチャネル推定を提供するが、より大きい周波数範囲が、より短いパイロットシンボルを用いて取得されることができる。ｃｄｍａ２０００チャネル上のパイロットシンボルは、６４個のチップを含み、いくつかの状況（例えば、信号獲得）においては、より短いパイロットシンボルに対応する誤差信号Ｓ４０を得ることが望ましいかもしれない。１つのｃｄｍａ２０００アプリケーションにおいては、誤差計算器２５０は、生のパイロットシンボルベクトルと、順方向同期チャネルから復号化されるシンボルのベクトルとのクロス乗積の大きさを計算する。誤差信号Ｓ４０の結果として生じるインプリメンテーションは、長さ３２のパイロットシンボルを使用して導き出されるような誤差と似ており、獲得中に、より多くの雑音を犠牲にして増大された周波数範囲を提供するものとして役に立つ可能性がある。誤差計算器２５０のさらなるインプリメンテーションは、（例えば、２００３年５月８日に公開された米国特許出願公開第２００３／００８７６２０号（センドネイス(Sendonais)）において説明されているような）復号化されたパイロットおよび非パイロットシンボル(decoded pilot and non-pilot symbols)に基づいて、かつ／または、（例えば、２００１年１２月１１日に発行された米国特許第６，３３０，２９１号（アグラウォル(Agrawal)ほか）において説明されているような）複数のウォルシュ関数を有する相関する復号化されたシンボルＳ９０（おそらく復号化されたデータシンボルＳ２５０を含む）の結果に基づいて、誤差信号Ｓ４０のインプリメンテーションを計算する。

「受信ダイバーシティ(receive diversity)」アプリケーションにおいては、レシーバ１０は、各々が同じ送信信号の異なるインスタンスを受信する２つ以上のアンテナを含んでいる。受信ダイバーシティは、付加的ホワイトガウス雑音(additive white Gaussian noise)（ＡＷＧＮ）とフェーディングチャネル(fading channel)におけるよりよい平均化を提供きる。そのようなアプリケーションにおいては、誤差信号Ｓ４０は、ここにおいて説明されるように誤差計算器２５０の複数のインスタンスを含む誤差計算器によって生成されることができる。図９ｄは、そのような誤差計算器の一例２５８のブロック図を示しており、この誤差計算器においては、誤差計算器２５０のインスタンス２５０ａ、２５０ｂは、異なるそれぞれのアンテナを経由して受信されるような（そして、おそらく、異なるＲＦフロントエンドおよび／またはダウンコンバータによって処理されるような）、（例えば、同じ拡散符号およびカバーする符号を有する）同じチャネルのインスタンスに基づいた復号化されたシンボルＳ９０ａ、Ｓ９０ｂを受け取る。この例においては、総合誤差信号は、対応する誤差信号Ｓ４０を得るために、平均化される（追加され、次いで１ビットだけ右シフトされる）。

別の受信ダイバーシティの例においては、各ダイバーシティインスタンスは、アンテナ１０５と、ＲＦフロントエンド１１０と、ダウンコンバータ１２０と、ベースバンド処理装置２００の対応するインスタンスを含んでいる。ダウンコンバータ１２０の様々なインスタンスの各々は、周波数基準Ｓ３０に基づいた１つまたは複数のＬＯ信号を受け取るように構成される。様々なダイバーシティインスタンスのうちの１つまたは複数（例えば、すべて）によって生成される誤差信号Ｓ４０は、結合器１４０中において結合されることができる。代わりに、各ダイバーシティインスタンスはまた、回転信号Ｓ６０のインスタンスが、局所的に適用され、回転信号Ｓ６０の様々なインスタンスが、第２の利得蓄積ステージ１６０に対する入力について結合されて（おそらく、例えば、信号強度に従って重み付けされて）、結合器１４０と第１の利得蓄積ステージ１５０の対応するインスタンスを含むこともできる。そのような配置は、他の補正が様々なダイバーシティインスタンスに対して共通に適用されて、ここにおいて説明されるようなベースバンド処理装置の他の形態のインスタンスを含めて、レシーバダイバーシティアプリケーションのために適合化されることもできる。共通の周波数基準、および／または共通の周波数補正および／または時間補正のそのような原理は、送信ダイバーシティアプリケーションにも適用されることもできる。

誤差信号Ｓ４０は、送信ダイバーシティを明らかにするように調整されることもでき、この送信ダイバーシティにおいては、関連したシンボルは、複数のアンテナ上で同じ時刻に送信される。例えば、直交送信ダイバーシティ(Orthogonal Transmit Diversity)（ＯＴＤ）を使用して送信されるＣＤＭＡ信号に対応する誤差信号は、１ビット左シフトされることができ、空間時間拡散(Space Time Spreading)（ＳＴＳ）を使用して送信されるＣＤＭＡ信号に対応する誤差信号は、２ビット左シフトされることができる。誤差信号Ｓ４０は、（例えば、飽和要素または切捨て要素により）制限され、かつ／または特定のアプリケーションにおいてさらに処理するために必要に応じてシフトされることもできる。

図１０ａは、ベースバンド処理装置２００の別のインプリメンテーション２００ｂのブロック図を示している。この例においては、各フィンガ２２０ｂは、回転信号Ｓ６０を受け取り、回転信号Ｓ６０と複素信号Ｓ２０に基づいた誤差信号Ｓ４０を出力する。図１０ｂは、フィンガ２２０ｂのインプリメンテーション２２２ｂのブロック図を示しており、（例えば図７中に示され、ここにおいて論じられるように）このフィンガは、ローテータ２３０を含んでいる。そのようなインプリメンテーションにおいては、２つ以上（おそらくすべて）のフィンガのローテータは、１つのルックアップテーブルを共用することができる。

結合器(combiner)１４０は、誤差信号Ｓ４０を受け取り、総合誤差Ｓ５０を出力する。一例においては、結合器１４０は、総合誤差Ｓ５０を誤差信号Ｓ４０の和として生成するアダー(adder)を含んでいる。別の例においては、結合器１４０は、総合誤差Ｓ５０を誤差信号Ｓ４０の重み付けされた和として生成し、ここで各誤差信号Ｓ４０は、例えば、（受信信号強度指示(received signal strength indication)あるいはＲＳＳＩのような）対応する誤差信号Ｓ４０がそれから導き出された信号の強度の尺度(measure of the strength of the signal)によって重み付けされる。例えば、結合器１４０は、最大比率結合器としてインプリメントされることができる。結合器１４０のアダーまたは加算器は、飽和するアダーとしてインプリメントされることができる。結合器１４０は、入力値または出力値を望ましいフォーマットまたは幅にパッドし、切り捨て、かつ／または丸めるようにインプリメントされることもできる。

結合器１４０は、フィンガがロックしているかどうかを示す各フィンガ２２０に対応するロック信号を、（例えばフィンガから、またはサーチャ２１０から）受け取ることができる。ロック信号が１（ロック中）またはゼロ（ロックが外れた）の値を有するような場合には、結合器１４０は、各ロック信号を、対応する誤差信号Ｓ４０に対して利得ファクタとして適用することができる。誤差信号Ｓ４０が、例えば対応する信号強度に従って重み付けされる結合器１４０のインプリメンテーションの場合は、ロックが外れたフィンガからの誤差信号Ｓ４０は、ゼロの重みを割り当てられることができる。

第１の利得蓄積ステージ１５０は、１つまたは複数の利得ファクタに従って総合誤差Ｓ５０をスケーリングし(scales)、１つまたは複数の以前の状態を伴う現在の状態の蓄積に基づいた回転信号Ｓ６０を出力する。第１の利得蓄積ステージ１５０は、ループフィルタ設計(loop filter design)の原理に従ってインプリメントされることができる。図１１ａは、回転信号Ｓ６０のインプリメンテーションＳ６２を出力する、第１の利得蓄積ステージ１５０のインプリメンテーション１５２を示している。この例におけるアキュムレータは、遅延要素（例えば、レジスタ）とアダーとを含み、このアダーは、飽和アダーであってもよい。回転信号Ｓ６０は、例えばベースバンド処理装置２００および／または第２の利得蓄積ステージ１６０による適用(application)の前に、さらにスケーリングされ、シフトされ、かつ／または反転されることもできる。

第１の利得蓄積ステージ１５０によって適用される第１の利得ファクタは、固定された利得ファクタ、および調整可能な利得ファクタを含むことができる。図１１ｂは、乗算器が、調整可能な（例えば、プログラマブルな）利得ファクタＧ１０を適用し、シフタ１７０が、固定された利得ファクタを適用する、第１の利得蓄積ステージ１５０のインプリメンテーション１５４を示している。そのような１つの例においては、固定された利得ファクタは、調整可能な利得ファクタの適用に続く左シフトとしてインプリメントされる。固定された利得ファクタは、望ましいループ特性に従って（例えば、望ましいトラッキング速度または帯域幅を得るため、安定性および／またはダンピングを保証するためなどに）選択されることができる。

調整可能な利得ファクタは、プログラマブル値(programmable value)、例えば８ビットの符号なし整数値(unsigned integer value)としてインプリメントされることができるが、他の値（符号付きおよび／または浮動小数点）も使用されることができる。代わりに、調整可能な利得ファクタは、各々固定されまたはプログラマブルとすることができる２つ以上の値のうちからの選択としてインプリメントされることもできる。レシーバ１０の制御回路またはプロセッサは、調整可能な利得ファクタをプログラムし、または選択するように構成されることができ、異なる利得値（例えば、異なる固定され、かつ／または調整可能な利得ファクタ）は、オペレーションの異なるモードにおいて望ましい動作（例えば、獲得モード(acquisition mode)ではより大きな利得ファクタと、トラッキングモード(tracking mode)ではより小さな利得ファクタ）を得るために使用されることができる。一般的に、より大きな利得ファクタは、より高速なトラッキングをもたらすことになる。回転制御ループについて十分に高速なスルーレート(slew rate)を提供する利得ファクタを得ることもまた、望ましいかもしれない。例えば、予想されるドップラー誤差の範囲上でのトラッキング損失を防止するために（例えば、ローテータ２３０の分解能を考慮して）十分に大きな、回転制御ループについての帯域幅を提供する利得ファクタを得ることが望ましいかもしれない。

１つまたは複数の受信信号インスタンスに対し、別の受信インスタンスに対するものとは異なる回転を適用することが望ましいこともある。様々な信号インスタンスに関連する周波数誤差は、一般的に、例えば対応する伝搬経路に関連する異なるドップラー誤差に起因して異なるであろう。いくつかの場合においては、異なる受信インスタンスに関連するドップラー誤差は、異なる符号を有する可能性さえある。他のフィンガによって計算される周波数誤差に基づく補正を適用するのではなくて、そのフィンガによって観察される特定の周波数誤差に従って受信インスタンスを回転させることが望ましいこともある。

図１２ａは、ローテータ２３０のインスタンスを含む、フィンガ２２０のインプリメンテーション２２０ｃを示している。フィンガ２２０ｃは、誤差信号Ｓ４０に基づく回転信号Ｓ６０のインプリメンテーションＳ６０Ｉを計算するように構成される第１の利得蓄積ステージ１５０のインスタンスも含んでいる。フィンガ２２０ｃは、回転信号Ｓ６０Ｉを（例えば、ここにおいて説明されるように結合器１４２に対して）出力し、またローテータ２３０に対して回転信号Ｓ６０Ｉを適用するようにも構成される。

図１２ｂは、各々が回転信号Ｓ６０Ｉの対応するインスタンスを出力するように構成される、フィンガ２２０ｃの複数のインスタンスを含む、ベースバンド処理装置２００のインプリメンテーション２００ｃを示している。図１２ｃは、回転信号Ｓ６０Ｉに基づく回転信号Ｓ６０の結合されたインプリメンテーションＳ６０Ｃを計算するように構成される結合器１４２を含む、周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３４のブロック図を示している。いくつかのアプリケーションにおいては、結合器１４２は、回転信号Ｓ６０Ｉの和を計算するように構成されるアダーとしてインプリメントされることができる。他のアプリケーションにおいては、結合器１４２は、回転信号Ｓ６０Ｉの重み付けされた和を計算するように構成される、乗算器とアダーのアレイとしてインプリメントされることができ、ここで各信号Ｓ６０Ｉは、対応する受信インスタンスの強度の尺度によって重み付けされる。

ローテータ２３０によって適用されるような、そして、結合器１４２に対して出力されるような回転信号Ｓ６０Ｉのバージョンのうちの１つは、スケーリングされ、切り捨てられ、またはゲートされた他のバージョンであってもよい。例えばローテータ２３０は、信号Ｓ６０Ｉのフル分解能バージョンを適用することができるが、一方、結合器１４２は、様々な回転信号Ｓ６０Ｉの切り捨てられたバージョンを結合することができる。

周波数制御ユニット１３４は、結合された回転信号Ｓ６０Ｃに基づいた発振器制御信号Ｓ７０のインスタンスを計算するように構成される第２の利得蓄積ステージ１６０のインスタンスを含んでいる。別のインプリメンテーションにおいては、周波数制御ユニット１３０は、最強の受信インスタンスに対応する回転信号を選択するように構成され、第２の利得蓄積ステージ１６０は、この選択された信号に基づいた発振器制御信号Ｓ７０を計算するように構成される。

第２の利得蓄積ステージ１６０は、１つまたは複数の利得ファクタに従って回転信号Ｓ６０をスケーリングし、１つまたは複数の以前の状態を伴う現在の状態の蓄積に基づいた発振器制御信号Ｓ７０を出力する。第２の利得蓄積ステージ１６０は、ループフィルタ設計の原理に従ってインプリメントされることができる。図１３ａは、発振器制御信号Ｓ７０のインプリメンテーションＳ７２を出力する、第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６２を示している。この例におけるアキュムレータは、遅延要素およびアダーを含んでおり、このアダーは、飽和アダーであってもよい。発振器制御信号Ｓ７０は、例えばＶＦＯ１９０に適用される前に、さらにスケーリングされ、シフトされ、かつ／または反転されることもできる。

第２の利得蓄積ステージ１６０によって適用される第２の利得ファクタは、回転ループのスルーレート、残りのＶＦＯ誤差に対するＧＰＳの感度、検索スケジュール、および／または別のチェーンの要件（例えば、逆方向リンクまたはトランスミットチェーン）などの判断基準に基づくことができる。ドップラーおよびフェーディングに関連したダイナミクス(dynamics)にフィルタをかけて取り除くのに十分に小さく、温度過渡現象を追跡するのに十分に大きいＶＦＯループについての帯域幅を得ることが望ましいこともある。

第２の利得ファクタは、固定された利得ファクタと調整可能な利得ファクタとの組合せとしてインプリメントされることができる。図１３ｂは、発振器制御信号Ｓ７０のインプリメンテーションＳ７４を生成するために、シフタ１８０が固定された利得ファクタを適用し、乗算器が調整可能な（例えば、プログラマブルな）利得ファクタＧ２０を適用する、第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６４を示している。そのような一例においては、固定された利得ファクタは、調整可能な利得ファクタの適用に先立った右シフトとしてインプリメントされる。固定された利得ファクタは、望ましいループ特性に従って（例えば、望ましいトラッキング速度または帯域幅を得るために、安定性および／またはダンピングを保証するためなどに）選択されることができる。例えば、ＶＦＯループ中の過剰にダンピングされた応答を提供することが望ましいこともある。調整可能な利得ファクタは、プログラマブルな値として、例えば８ビットの符号の付いていない整数値としてインプリメントされることができるが、他の値（符号付きおよび／または浮動小数点）が使用されることもできる。代わりに、調整可能な利得ファクタは、各々固定され、またはプログラマブルとすることができる２個以上の値のうちからの選択としてインプリメントされることもできる。レシーバ１０の制御回路またはプロセッサは、調整可能な利得ファクタをプログラムし、または選択するように構成されることができ、また異なる利得値（例えば、異なる固定され、かつ／または調整可能な利得ファクタ）は、異なるオペレーションモード中における望ましい動作を得るために使用されることができる（例えば、獲得モードについてのより大きな利得ファクタと、トラッキングモードについてのより小さな利得ファクタ）。一般的に、より大きな利得ファクタは、より高速なトラッキングをもたらすことになる。

プログラマブルな利得ファクタＧ１０とＧ２０のうちの一方または両方は、いくつかのプリセット値のうちからの選択としてインプリメントされることができる。例えば、プログラマブルな利得ファクタＧ２０は、低利得値と高利得値との間での選択としてインプリメントされることができる。図１３ｃは、制御信号Ｓ１００に従って低利得ファクタＧ３０と高利得ファクタＧ４０との間で選択するように構成されるセレクタを含み、またシフタ１８０も含むことができる、第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６６ａのブロック図を示している。レシーバ１０の制御のプロセッサおよび回路は、例えばＶＦＯループ中に周波数誤差のより多くをプルする(pull)ことが望ましいときに、制御信号Ｓ１００を経由して高利得ファクタＧ４０を動的に選択するように構成されることができる。そのような選択は、タイマ(timer)に従って、かつ／または、ＧＰＳ受信オペレーションがあるとすぐに、実行されることができる。そのような選択は、高度な順方向リンク三辺測量(advanced forward link trilateration)（ＡＦＬＴ）オペレーションに関連したＶＦＯ誤差要件(VFO error requirements)に従って実行されることもできる。

ローテータループ(rotator loop)が動作できるようにしながらＶＦＯループをディスエーブルし、またはフリーズする(freeze)ことが望ましいこともある。例えば、ローテータループ上の残りの誤差がしきい値に到達し、またはしきい値を超過するときだけに、発振器制御信号Ｓ７０の値をアップデートすることが望ましいこともある。図１３ｄは、発振器制御信号Ｓ７０のインプリメンテーションＳ７６ｂを生成するように構成される、第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６６ｂのブロック図を示している。この例においては、ローパスフィルタ４１０は、回転信号Ｓ６０の長期にわたる平均を出力するように構成される。フィルタ４１０は、一次または他の低次のＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタとしてインプリメントされることができる。

コンパレータ４６０は、回転信号Ｓ６０の平均値としきい値Ｔ１０との間の関係に応じて高レベル(high)（１）状態または低レベル(low)（０）状態を有する制御信号Ｃ１０２を出力するように構成される。この例においては、制御信号Ｃ１０２は、平均値がしきい値Ｔ１０を超過するときに、高レベル状態を有し、そうでないときに低レベル状態を有する。別の例においては、制御信号Ｃ１０２は、平均値がしきい値Ｔ１０よりも小さいときに低レベル状態を有し、そうでないときに高レベル状態を有する。

乗算器５１０は、制御信号Ｃ１０２の状態に従って回転信号Ｓ６０をゲートするように構成されるＡＮＤゲートとしてインプリメントされることができる。回転信号Ｓ６０が例えばｎビットの幅を有する場合には、乗算器５１０は、各ゲートの一方の入力が回転信号Ｓ６０の対応するビットを受け取り、他方の入力が制御信号Ｃ１０２を受け取るｎ個の２入力ＡＮＤゲートの連結アレイ(ganged array)としてインプリメントされることができる。第２の利得蓄積ステージの別のインプリメンテーション１６６ｂにおいては、第２の利得ファクタは、フィルタ４１０および／または乗算器５１０の上流で(upstream)適用されることができる。

低利得ファクタと高利得ファクタとの間の選択は、回転信号Ｓ６０に基づくことができる。例えば、高利得ファクタＧ４０は、回転信号Ｓ６０の長期にわたる平均値がしきい値を超過するときに選択されることができる。この平均値は、回転信号Ｓ６０上のローパスフィルタの出力の大きさによって示されることができ、このフィルタは、例えば第１の利得蓄積ステージ１５０の、あるいは第２の利得蓄積ステージ１６０の一部分としてインプリメントされることができる。図１３ｅは、第２の利得蓄積ステージ１６０のそのようなインプリメンテーション１６６ｃのブロック図を示しており、この中では低利得ファクタＧ３０と高利得ファクタＧ４０のうちの一方は、回転信号Ｓ６０の長期にわたる平均値としきい値Ｔ２０との間の関係に従って選択される。

ＶＦＯループのスルーレートを制限することが望ましいこともある。例えばある種のイベントが、回転信号Ｓ６０の値に突然のかなりの変化を引き起こす可能性がある。そのようなイベントの例は、ロックを外れるフィンガと、ロックを獲得する異なるドップラー誤差を有するフィンガと、レシーバとトランスミッタの相対速度の突然の大きな変化を含む。発振器制御信号Ｓ７０上におけるそのような過渡現象の影響を低減させることが望ましいかもしれない。

図１４ａは、第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６６ｄのブロック図を示している。マルチプレクサ４４０は、回転信号Ｓ６０のスケーリングされたバージョンと、リミッタ(limiter)４２０によって計算されるようなその信号のスルーレート制限されたバージョンを受け取る。一例においては、リミッタ４２０は、その入力信号の値に対して上限および下限を適用するように構成される。そのような限界は、例えば発振器周波数の変化の最大絶対レートに基づいて選択されることができ、このレートは、毎秒１０億当たりの部分(parts per billion)（ｐｐｂ）などの単位で表されることができる。ＧＰＳアプリケーションでは、６．４ｐｐｂ／秒、３．２ｐｐｂ／秒、または１．６ｐｐｂ／秒あるいはそれより低いことさえある最大レートを選択することが望ましいこともある。代わりに、５ｋＨｚの瞬間的な限界または平均的な限界など、ヘルツの表現でスルーレート限界を選択することが望ましいこともある。マルチプレクサ４４０は、ロジックブロック４３０によって生成されるように制御信号Ｃ１０６の状態に基づいてその入力のうちの１つを選択するように構成される。

図１４ｂは、ロジックブロック４３０の１つのインプリメンテーションのブロック図を示している。大きさ計算ブロック(magnitude calculation block)４５０は、回転信号Ｓ６０のスケーリングされたバージョンの大きさを計算するように構成される。コンパレータ４６０および４７０は、それぞれのしきい値Ｔ３０ａおよびＴ３０ｂに対する大きさ(magnitude)を比較するように構成され、ＲＳラッチ４８０は、大きさと各しきい値との間の関係に基づいた制御信号Ｃ１０６を出力するように構成される。この例においては、制御信号Ｃ１０６の値は、大きさがしきい値Ｔ３０ａを超過するときに高レベルであり、大きさがしきい値Ｔ３０ｂを超過しないときに低レベルであり、それ以外のときには変化しない。予想される発振器ドリフトよりも大きい高いしきい値Ｔ３０ａについての値を選択することが望ましいこともあるが、低いしきい値Ｔ３０ｂは、望ましい感度に従って選択されることができる。第２の利得蓄積ステージ１６６ｄは、スルーレート制限オペレーションが、イネーブルされ、またはディスエーブルされることができるように構成されることもできる。例えば、ＧＰＳ受信中にスルーレート制限をイネーブルにし、そうでない場合にそのようなオペレーションをディスエーブルにすることが望ましいこともある。

回転信号Ｓ６０に基づいた制御ファンクションを実行する、第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション（例えば、図１３ｃ、１３ｄ、１３ｅ、または１４ａに示されるようなインプリメンテーション）は、回転信号Ｓ６０のスケーリングされたバージョン、または切り捨てされたバージョンに対して制御ファンクションを実行するように構成されることができることに注意すべきである。

レシーバ１０のいくつかのインプリメンテーションにおいては、第１および第２の利得蓄積ステージのうちの一方または両方は、アキュムレータとしてインプリメントされることができ、かつ／または、そのようなステージ中における利得要素は、シフトとしてインプリメントされることができる。

ドップラー誤差および温度誤差が２つのループの間で信頼できるように分離されることができるように、第１および第２の利得蓄積ステージの利得ファクタを構成することが望ましいこともある。例えば、ループの帯域幅の間で実質的に一定の比を保持することが望ましいこともある。適切な帯域幅比は、１０から１０００までの範囲とすることができ、１００の値が、少なくともいくつかのアプリケーションでは、望ましい。代わりに、２つのループの時定数の間で実質的に一定の比を保持することが望ましいこともある。適切な時定数比は、０．２から２０までの範囲とすることができ、２の値が、少なくともいくつかのアプリケーションでは望ましい。さらなる代替案においては、ＶＦＯループの実質的に一定の帯域幅または時定数を保持することが望ましいこともある。ＶＦＯループについての適切な時定数は、０．２秒から２０秒までの範囲とすることができ、２秒の値が、少なくともいくつかのアプリケーションでは望ましい。

上記に述べたように、誤差計算器２５０によって計算される誤差信号Ｓ４０は、受信信号の大きさに依存する可能性がある。周波数制御ユニット１３２のいくつかのインプリメンテーションにおいては、内側（回転）ループの利得は、ループ応答が、信号強度が増大すると共に速くなるようにＥｃ／Ｉｏ（信号および雑音の総受信パワーに対するチップ当たりのパイロットエネルギーの比）を用いてスケーリングすることができるが、外側（ＶＦＯ）ループの主要な極(dominant pole)は、信号強度の影響を受けないこともある。そのような場合には、２つのループの間の帯域幅比は、信号強度と共に変化する可能性がある。

そのような変化の潜在的な影響は、各ループ中において補償される周波数誤差の量の比が、信号強度に従ってかなり変化することである。そのような影響を回避することが望ましいこともある。例えば、Ｅｃ／Ｉｏ値の予想される拡散にまたがって、２つのループの実質的に一定の帯域幅比（例えば、１００％、５０％、または１０％の範囲内の）を実現することが望ましいこともある。１つのアプリケーションにおいては、Ｅｃ／Ｉｏ値のそのような拡散（例えば、単一フィンガのロックしきい値からすべてのフィンガの飽和までの）は、約−２８ｄＢから約０ｄＢまでの範囲を有する。１つのアプリケーションにおいては、ＶＦＯループ帯域幅に対する回転ループ帯域幅の比は、約１０であるが、他の任意の比（例えば、１より大きな、または１より小さな）が、望ましいアプリケーションについて必要に応じて選択されることができる。

第２の利得蓄積ステージ１６０は、信号に依存した利得ファクタを含むようにインプリメントされることができる。例えば、第２の利得ファクタは、信号強度（例えば、エネルギー）の尺度に従ってスケーリングされることができる。図１５ａは、スケーリングファクタＧ３０に基づいた発振器制御信号Ｓ７０のインプリメンテーションＳ７８を出力する、第２の利得蓄積ステージ１６０のさらなるインプリメンテーション１６８を示している。

スケーリングファクタＧ３０は、誤差計算器２５０によって見られるような信号に依存したスケーリングに似ているように（例えば、現在のサンプルベクトルと以前のサンプルベクトルの大きさの積として）インプリメントされることができる。例えば、スケーリングファクタＧ３０は、受信信号エネルギーの指示または近似として、インプリメントされることができる。図１５ｂは、スケーリングファクタＧ３０のインプリメンテーションＧ３２を現在のＩ値およびＱ値の２乗の和として計算する、スケーリングファクタ計算器１８５のブロック図を示している。他のインプリメンテーションにおいては、適切なスケーリングファクタが、すでに使用可能とすることができる（例えば、対応するフィンガについて計算されたＲＳＳＩ値として）。いくつかのアプリケーションにおいては、その代わりに、例えばそのような値がすでに使用可能である場合に、隣接するシンボル（例えば、現在のシンボルと以前のシンボル）のドット積(dot product)を使用することが望ましいこともある。第２の利得蓄積ステージ１６８は、シフタ１８０を含むこともできる、一方、いくつかのインプリメンテーションにおいては、シフトとしてスケーリングファクタＧ３０を適用することが十分であり得る。

周波数制御ユニット１３０のいくつかのアプリケーションにおいては、回転制御ループとＶＦＯ制御ループとをデカップリングする(decouple)ことが望ましいかもしれない。例えば、回転ループの量子化雑音からＶＦＯループを分離することが望ましいかもしれない（例えば、ＶＦＯ１９０の分解能（Ｈｚ／ＬＳＢの単位の）がローテータ２３０の分解能よりも微細である場合）。デカップリングされたコンフィギュレーションは、設計し、解析するのにより簡単であり、より柔軟であり、かつ／またはそのような獲得など、特別な状況に適合させるのにより簡単なこともある。そのようなコンフィギュレーションにおいては、ループ間の任意の帯域幅比がインプリメントされることができるように、２つのループについての利得ファクタは、互いにほとんど独立して(largely independently)選択されることができる。

図１６ａは、デカップリングされたコンフィギュレーション中において使用されることができる、ベースバンド処理装置３００のインプリメンテーション３００ｂのブロック図を示している。ベースバンド処理装置３００ｂは、各々が受信信号の同じインスタンスに基づいた２つの誤差信号Ｓ４０ａおよびＳ４０ｂを出力する、フィンガ２２０の１組のインプリメンテーション２２０ｄを含んでいる。誤差信号Ｓ４０ａは、回転が信号に適用された後に残っている周波数誤差を示し、一方、誤差信号Ｓ４０ｂは、非回転信号中における周波数誤差を示す。

図１６ｂは、結合器１４０の２つのインスタンス１４０ａ、１４０ｂを含む周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３６のブロック図を示している。周波数制御ユニット１３６は、誤差信号Ｓ４０ａに基づいた回転信号Ｓ６０の後続の状態を計算するように構成される。周波数制御ユニット１３６は、誤差信号Ｓ４０ｂに基づいた発振器制御信号Ｓ７０の後続の状態を計算するように構成されることもある。

図１７は、フィンガ２２０ｄのインプリメンテーション２２２ｄのブロック図を示している。フィンガ２２２ｄは、デコーダ２４０の２つのインスタンスと誤差計算器２５０の２つのインスタンスとを含んでいる。第１の信号経路においては、フィンガ２２２ｂに関連して上記されるように、デコーダ２４０ａは、回転された信号Ｓ８０を復号化し、誤差計算器２５０ａは、誤差信号Ｓ４０ａを計算する。第２の信号経路においては、デコーダ２４０ｂは、複素信号Ｓ２０を復号化し、誤差計算器２５０ｂは、誤差信号Ｓ４０ｂを計算する。誤差計算器２５０ａおよび２５０ｂは、同様にインプリメントされることができ、また、異なる時刻に異なるコンテキストで適用される同じ構成および／または命令セットとしてインプリメントされることさえできる。あるいは、誤差計算器は、異なる構成および／または命令セットとしてインプリメントされることもでき、この場合に、第１および第２の利得蓄積ステージのうちの一方または両方は、誤差計算器の応答の間の差を補償するように構成されることができる。

フィンガ２２２ｄの２つのデコーダは、同じオフセット信号Ｓ２１０に従ってそれらの入力信号を復号化するように構成される。この場合に、誤差計算器２５０ａは、回転された信号Ｓ８０の周波数誤差特性を計算するが、誤差計算器２５０ｂは、（非回転の）複素信号Ｓ２０の周波数誤差特性を計算する。フィンガ２２２ｄにおいては、誤差信号Ｓ４０ｂが回転信号Ｓ８０の変化によって影響されない、ということが理解されることができる。

回転および発振器制御ループの同様なデカップリングが、ここにおいて説明されるように他のフィンガアーキテクチャを使用して達成されることができる、ということもまた理解されることができる。例えば、図１８ａは、各々が誤差信号Ｓ４０ａおよびＳ４０ｂを計算するように構成される１組のフィンガ２２０ｅを含む、ベースバンド処理装置３００の別のインプリメンテーション３００ｃのブロック図を示している。図１８ｂは、フィンガ２２０ｅのインプリメンテーション２２２ｅのブロック図を示している。

同様に、図１９ａは、誤差信号Ｓ４０ｂを計算する、フィンガ２２０ｃのインプリメンテーション２２２ｆのブロック図を示し、図１９ｂは、周波数制御ユニット１３６のインプリメンテーション１３６ａのブロック図を示しており、この中においてベースバンド処理装置３００のインプリメンテーション３００ｄは、誤差信号Ｓ４０ｂを計算するように構成される１組のフィンガ２２２ｆを含んでいる。

いくつかのフィンガアーキテクチャにおいては、非回転信号をデコーダに供給することは実現可能でないかもしれない。そのような場合には、回転ループと発振器制御ループとの効果的なデカップリングは、逆回転された(derotated)シンボルに基づいた発振器制御ループについての周波数誤差を計算することによって達成されることができる。図２０は、周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３８のブロック図を示している。ベースバンド処理装置３００のインプリメンテーション３１０は、複素信号Ｓ２０（これは、ベースバンドまたはベースバンドの近くにある可能性がある）と回転信号Ｓ６０を受け取り、これらの２つの入力に基づいた複数の誤差信号Ｓ４０を出力する。ベースバンド処理装置３１０は、逆回転信号(derotation signal)Ｓ３６０に基づいた複数の誤差信号Ｓ３４０も出力する。結合器１４０は、総合誤差Ｓ５０を得るために誤差信号Ｓ４０を結合し、結合器３４０は、総合誤差Ｓ３５０を得るために誤差信号Ｓ３４０を結合する。総合誤差Ｓ５０に基づいて、第１の利得蓄積ステージ１５０のインプリメンテーション３５０は、回転信号Ｓ６０と逆回転信号Ｓ３６０を生成する。第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション３６０は、総合誤差Ｓ３５０に基づいた発振器制御信号Ｓ７０のインプリメンテーションＳ７４を生成する。

図２１ａは、複数のフィンガ３２０ａを含むベースバンド処理装置３１０のインプリメンテーション３１０ａのブロック図を示している。フィンガ３２０ａの各々は、ここにおいて説明されるようなフィンガ２２０ａのインプリメンテーションであり、それはまた、逆回転信号Ｓ３６０に基づいた対応する誤差信号Ｓ３４０を出力するように構成される。

図２１ｂは、フィンガ３２０ａのインプリメンテーション３２２ａのブロック図を示している。ローテータ３３０は、逆回転されたシンボルＳ３９０を生成するために、逆回転信号Ｓ３６０に従って、復号化されたシンボル(decoded symbol)Ｓ９０を回転させる。ローテータ３３０は、ここにおいて説明されるようにローテータ２３０の一実施形態に従ってインプリメントされることができ、ローテータ２３０と同じルックアップテーブルを使用することができる。一例においては、ローテータ２３０は、専用のハードウェア要素（例えば、乗算器）を使用してインプリメントされ、一方、ローテータ３３０は、ロジック要素（例えば、マイクロプロセッサまたはデジタル信号処理プロセッサ）のアレイ上で実行される複数のルーチンのうちの１つとしてインプリメントされる。

誤差計算器３５０は、逆回転されたシンボルＳ３９０に基づいて誤差信号Ｓ３４０を計算する、ここにおいて説明されるような誤差計算器２５０の１つのインプリメンテーションである。誤差計算器２５０および３５０は、誤差信号Ｓ４０およびＳ３４０が信号強度に対する類似した依存性を有するように同様にインプリメントされることができる。そのような一実施形態においては、回転制御ループとＶＦＯ制御ループとの間の帯域幅比は、たとえ誤差信号Ｓ４０が信号振幅と共に変化するとしても保存されることができる。

図２２ａは、ベースバンド処理装置３１０の別のインプリメンテーション３１０ｂのブロック図を示している。この例においては、各フィンガ３２０は、やはり逆回転信号Ｓ３６０に基づいた対応する誤差信号Ｓ３４０を出力するように構成される、ここにおいて説明されるようなフィンガ２２０ｂの１つのインプリメンテーションである。図２２ｂは、フィンガ３２０ｂのインプリメンテーション３２２ｂのブロック図を示しており、このフィンガのインプリメンテーションは、逆回転されたシンボルＳ３９０を生成するために、逆回転信号Ｓ３６０に従って、復号化されたシンボルＳ９０を回転させるように構成されるローテータ３３０を含んでいる。一例においては、ローテータ２３０は、専用のハードウェア要素（例えば、乗算器）を使用してインプリメントされ、一方、ローテータ３３０は、ロジック要素（例えば、マイクロプロセッサまたはデジタル信号処理プロセッサ）のアレイ上で実行される複数のルーチンのうちの１つとしてインプリメントされる。ベースバンド処理装置３００のインプリメンテーションの２つ以上（おそらくすべて）のフィンガのローテータは、ルックアップテーブルを共用することができる。

第１の利得蓄積ステージ３５０は、回転信号Ｓ６０の以前の状態に基づいた逆回転信号Ｓ３６０を出力するように構成される、ここにおいて説明されるような第１の利得蓄積ステージ１５０の１つのインプリメンテーションである。図２３ａは、第１の利得蓄積ステージ３５０のインプリメンテーション３５２のブロック図を示しており、図２３ｂは、第１の利得蓄積ステージ３５０のインプリメンテーション３５４のブロック図を示している。

結合器３４０は、ここにおいて説明されるような結合器１４０の１つのインプリメンテーションである。結合器１４０が誤差信号Ｓ４０を重み付けすることにより総合誤差Ｓ５０を計算する場合、結合器Ｓ３４０は、その出力（例えば、総合誤差Ｓ３５０）を計算する際にその入力信号（例えば、誤差信号Ｓ３４０）に対して類似した対応する重みを適用することが望ましいこともある。第２の利得蓄積ステージ３６０は、ここにおいて説明されるような第２の利得蓄積ステージ１６０の１つのインプリメンテーションであり、第２の利得ファクタが、例えば、望ましいＶＦＯループ応答に従って選択されている。

ベースバンド処理装置３１０の他のインプリメンテーションは、複素信号Ｓ２０の回転されていないバージョンに基づいた誤差信号Ｓ３４０を得ることができる。例えば、そのような装置は、それぞれの誤差計算器３５０が、これらの回転されていない復号化されたシンボルに基づいた誤差信号Ｓ３４０を計算するように構成されている、ローテータ２３０を通過しない複素信号Ｓ２０の１バージョンからシンボル（例えば、それぞれのオフセット信号Ｓ２１０の現在または以前のバージョンに基づいたもの）を復号化するデコーダ２４０のインスタンスを有するフィンガを含むことができる。

代替コンフィギュレーションを使用して回転制御ループとＶＦＯ制御ループとの効果的なデカップリングを得ることが望ましいこともある。例えば、フィンガ当たりの逆回転オペレーション(per-finger derotation operation)または追加のフィンガ当たりの復号化オペレーション(additional per-finger decoding operation)を実行せずに、第２の利得蓄積ステージ３６０に対する入力についての適切な（例えば、総合誤差Ｓ３５０と類似した、または等価な）誤差信号を得ることが望ましいこともある。そのようなインプリメンテーションは、復号化されたシンボルＳ９０のフィンガ当たりの回転ではなくて１つまたは複数の結合された信号（例えば、総合誤差Ｓ５０）に対して逆回転オペレーションを実行することを含むことができる。

レシーバ１０のいくつかのアプリケーションにおいては、一時的に発振器制御信号Ｓ７０がＶＦＯ１９０の出力を変化させないようにすることが望ましいこともある。例えばレシーバ１０の別のＲＦチェーンを経由した信号の受信や送信（例えば、ＧＰＳ信号受信）など、周波数基準Ｓ３０に基づいた別のオペレーションの実行中にそのような変化を禁止することが望ましいこともある。そのような制御は、発振器制御信号Ｓ７０をゼロに設定することにより、第２の利得蓄積ステージ１６０に対する入力をゼロに設定することにより、かつ／または、発振器制御信号Ｓ７０を受信するように、ここにおいて説明されるように構成される、制御レジスタに対するアップデートを防止することにより（例えば、制御レジスタのライトイネーブル信号をディアサートすることにより）、達成されることができる。そのようなアプリケーションにおいては、ＶＦＯ１９０の温度補償を継続することを可能にすることが望ましいこともある。

発振器制御信号Ｓ７０がＶＦＯ１９０の出力を変化させないようにするモードは、タイマにより、あるいは受信（例えば、ＧＰＳ受信）オペレーションまたは送信オペレーションの実行をするとすぐに開始されることができる。そのようなモードは、回転信号Ｓ６０上の大きな変化の検出をするとすぐに（例えば、過剰な誤差がＶＦＯループに入らないように停止するために）開始されることもできるが、ＶＦＯループ中の誤差の補償を防止することは、ＲＦ信号Ｓ１０を追跡する能力に（例えば、周波数誤差が、回転ループのスルーレートを超過すべき場合に）悪影響を及ぼす可能性がある。そのような変化は、回転信号Ｓ６０に対するローパスフィルタの出力の大きさによって示されることができるが、このフィルタは、例えば第１の利得蓄積ステージ１５０、または第２の利得蓄積ステージ１６０の一部分としてインプリメントされることができる。そのようなモードに入るタイミングまたは制御の決定は、例えば回転制御ループの残りの誤差の大きさ、残りのＶＦＯ誤差に対するＧＰＳレシーブチェーンの感度、１つまたは複数の検索スケジュール、および／またはトランスミットチェーンや他のレシーブチェーンなど、レシーバ１０の別のＲＦチェーンの要件に基づいていてもよい。

ここにおいて指摘されるように、レシーバ１０は、レシーバ（例えば、ＧＰＳレシーブチェーン）の動きから生じるドップラー誤差から比較的自由なレシーブチェーンを含むことができる。しかし、長い時間の間に、ＶＦＯ制御ループは、定常状態ドップラー誤差について補償し始める可能性がある。いくつかのアプリケーションにおいては、ＶＦＯ１９０の周波数制御は、一時的に発振器制御信号Ｓ７０以外の信号に（例えば、そのようなドップラー誤差をＶＦＯループから除くために）基づいていることが望ましいこともある。例えば、ＶＦＯ１９０の制御をＧＰＳレシーブチェーンなど別のレシーブチェーンから導き出された信号へとスイッチングすることが望ましいこともある。そのようなモードは、回転信号Ｓ６０上の変化の大きなレートを検出するとすぐに、ＧＰＳ受信オペレーションを実行するとすぐに、かつ／またはタイマに従って開始されることができる。

ここにおいて説明されるように、２ループの周波数制御コンフィギュレーションは、ＶＦＯ誤差から平均ドップラー周波数誤差を分離するために使用されることができる。しかし、他の周波数誤差について補償することも望ましいこともある。例えば平均ドップラー誤差に加えて、レシーブチェーンは、経路特有のドップラー誤差に遭遇する可能性もある。レシーバ１０が高速度で移動している状況（例えば、高速の車の中または高速の列車上）においては、かつ／または複素信号Ｓ２０が互いに反対の方向から（例えば、レシーバがそれに向かって移動している方向から、そしてその反対の方向から）受信される信号を含むときには、異なるフィンガは、非常に異なるドップラー誤差に出合う可能性がある。

少なくとも１つのフィンガがローテータを含むインプリメンテーションのさらなるアプリケーションにおいては、そのような１つまたは複数のフィンガは、そのフィンガに固有の周波数誤差（例えば、ドップラー誤差）についての補償を示す追加の回転信号を、受け取る。このように、マルチパスインスタンスに対して適用される実際の回転は、回転信号Ｓ６０に加えて他のファクタに基づいているかもしれない。そのような追加の補償は、対応するローテータ２３０によって適用されることができ（例えば、そのフィンガについての回転信号Ｓ６０と結合されることができ）、かつ／またはその信号経路は、そのような追加の回転を適用するローテータ２３０の別のインスタンスを含んでもよい。フィンガに適用されるような逆回転信号Ｓ３６０がそのような追加の回転を明らかにする(account for)（例えば、除去もする）ことが望ましいかもしれない。

さらなるアプリケーションにおいては、回転信号Ｓ６０による複素信号Ｓ２０の回転は、一時的にディスエーブルにされてもよい。そのようなディスエーブルにすることは、例えば、もし別のタスクのために（例えば、レシーバ１０の高速移動中のように、経路特有のドップラー誤差(path-specific Doppler errors)を補償するために）１つ（または複数）のローテータ２３０を使用することが望まれるのであれば、使用されてもよい。レシーバ１０の別のＲＦチェーンがアクティブでない(inactive)期間中にそのようなモードに入ることが望ましいこともある。

回転ディスエーブル化(rotation disabling)のそのようなアプリケーションにおいては、総合誤差Ｓ５０が、ＶＦＯ制御のために第２の利得蓄積ステージ１６０に向けられ(directed)てもよく、あるいは、第１の利得蓄積ステージ１５０の出力（例、回転信号Ｓ６０）が、異なる固定のかつ／または調整可能な利得ファクタを適用するように構成されているかもしれない関連したステージを備えた、発振器制御信号Ｓ７０として機能するようにリダイレクトされ(redirected)てもよい。代わりに、ＶＦＯループの制御は、（例えば、総合誤差Ｓ５０を受け取り、発振器制御信号Ｓ７０を出力する）利得蓄積ステージのさらなるインスタンスを有する並列ブランチに対するそのようなアプリケーション中にスイッチングされてもよい。そのようなモードのインプリメンテーションは、例えば回転信号Ｓ６０をゼロに設定すること、あるいはそうでなければ１つ（または複数）のローテータ２３０が回転信号Ｓ６０に基づいた回転を適用しないようにすることを含んでもよい。逆回転信号Ｓ３６０を含むインプリメンテーションの場合、そのようなアプリケーションにおいては、同様に逆回転信号Ｓ３６０をゼロに設定すること、あるいはそうでなければローテータ４３０が逆回転信号Ｓ３６０を適用しないようにすること、もまた、望ましいかもしれない。

図１ｂに示されるようなレシーバ１２の１つのアプリケーションにおいては、ＲＦフロントエンド１１０ａは、ＣＤＭＡ信号を受信するように構成され、レシーバは、ＣＤＭＡ信号から発振器制御信号Ｓ７０を導き出すように構成される。そのようなレシーバの別のアプリケーションにおいては、ＲＦフロントエンド１１０ａは、ＧＰＳ信号を受信するように構成され、レシーバは、ＧＰＳ信号から発振器制御信号Ｓ７０を導き出すように構成される。

レシーバ１２のさらなるアプリケーションにおいては、ダウンコンバータ１２０ａは、周波数制御ユニット１３０のインスタンス１３０ａに対してＣＤＭＡ信号に基づいた複素デジタル信号を出力するように構成され、ダウンコンバータ１２０ｂは、周波数制御ユニット１３０のインスタンス１３０ｂに対してＧＰＳ信号に基づいた複素デジタル信号を出力するように構成される。周波数制御ユニット１３０ａ、１３０ｂの各々は、それぞれの複素デジタル信号に基づいた発振器制御信号Ｓ７０のインスタンスを計算するように構成され、レシーバは、発振器制御信号Ｓ７０のどのインスタンスをＶＦＯ１９０に対して適用すべきかを決定するように構成される決定ロジックを含んでいる。

レシーバは、レシーバの動作モードに従って発振器制御信号Ｓ７０のインスタンスを選択するように構成されてもよい。そのような１つのインプリメンテーションにおいては、ＧＰＳ信号に対応するＳ７０のインスタンスは、ＧＰＳ受信中にＶＦＯ１９０を制御するために使用され、ＣＤＭＡ信号に対応するＳ７０のインスタンスは、そうでない場合に使用される。代わりに、選択は、ＧＰＳ信号とＣＤＭＡ信号の相対的強度(relative strengths)に基づくことができ、時間間隔または他のイベントに従って動的に再評価されることができる。例えばオープンな戸外空間において、ＧＰＳ信号に基づいた受信インスタンスは、ＣＤＭＡ信号の最強の受信インスタンスよりも高い信号エネルギーを有することができ、レシーバは、それに基づいたＧＰＳ信号に対応するＳ７０のインスタンスを選択するように構成されることができる。

図２４は、２つのダウンコンバータ１２０ａ、１２０ｂの各々が複素デジタル信号をそれぞれの周波数制御ユニットに対して出力する、一実施形態によるレシーバのブロック図を示している。周波数制御ユニット１３０ａは、複素信号Ｓ２０ａから導き出された回転信号Ｓ６０を計算するように構成される。周波数制御ユニット１３０ｂは、ここにおいて説明されるように周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションのうちの任意のものに従ってインプリメントされることができ、複素信号Ｓ２０ｂから導き出される発振器制御信号Ｓ７０を計算するように構成される。いくつかのアプリケーションにおいては、周波数制御ユニット１３０ｂは、１つの発振器制御ループだけを含むようにインプリメントされる。一例においては、ＲＦ信号Ｓ１０ａは、ＣＤＭＡ基地局から受信され、ＲＦ信号Ｓ１０ｂは、ＧＰＳ ＳＶから受信される。

ここにおいて指摘されるように、周波数基準Ｓ３０は、レシーバ１０についての時間基準としての役割を果たすこともできる。例えばデジタル信号Ｓ２０を生成するためにダウンコンバータ１２０によって使用されるサンプリングクロックは、周波数基準Ｓ３０から導き出されることができる。周波数基準Ｓ３０の周波数における誤差は、したがって複素信号Ｓ２０のタイミングの誤差を引き起こす可能性もある。複素信号Ｓ２０中の周波数誤差は、それに応じて複素信号Ｓ２０の値を回転させることにより低減させることができ、あるいは補正されることができるが、そのような回転は、タイミング中における誤差を補正するためには有効ではない。実施形態は、第１のＲＦ信号に基づいたデジタル信号中におけるタイミング誤差を低減させるあるいは補正するために、かつ／または異なるキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいたデジタル信号中におけるタイミング誤差を低減させるあるいは補正するために、第１のキャリア周波数を有する第１のＲＦ信号から導き出されるタイミング情報が適用される配置を、含む。

いくつかの配置は、タイミング誤差を補正するためにデジタル信号のリサンプリングを実行するように構成される。図２５ａは、回転された信号Ｓ８０に基づいたリサンプリングされた信号Ｓ８５を計算するように構成される時間制御ユニット５１０を含む、フィンガ２２２ｂのインプリメンテーション２２４ｂのブロック図を示している。図２５ｂは、そのような時間制御ユニット５１０を含むフィンガ２２０ｃのインプリメンテーション２２４ｃのブロック図を示している。図２５ｃは、時間制御ユニット５１０を含むフィンガ２２２ａのインプリメンテーション２２４ａのブロック図を示している。

時間制御ユニット５１０は、遅延ロックループ(delay-locked loop)（ＤＬＬ）を含むようにインプリメントされることができる。図２６ａは、時間制御ユニット５１０のインプリメンテーション５１２のブロック図を示している。リサンプラ５２０は、デジタル信号（例えば、回転された信号Ｓ８０または複素信号Ｓ２０）を受け取り、リサンプリングされた信号Ｓ８５を生成するためにフィルタがかけられた誤差信号Ｓ５２０に従ってその信号をリサンプリングする。デコーダ２４０Ｅおよび２４０Ｌは、リサンプリングされた信号の早期バージョン(early version)および最近バージョン(late version)をそれぞれ復号化し、復号化されたシンボルＳ９０Ｅ、Ｓ９０Ｌをそれぞれのエネルギー計算器５３０Ｅ、５３０Ｌに対して出力する。各エネルギー計算器５３０は、例えばそれぞれの復号化されたシンボルストリームのエネルギーの測定値を複素入力値の２乗された大きさとして計算するように構成される。ループフィルタ５４０は、エネルギー測定値の間の差として誤差信号Ｓ５１０を受け取り、フィルタがかけられた誤差信号Ｓ５２０を計算する。ループフィルタ５４０は、一次または他の低次(first- or other low-order)のＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタとしてインプリメントされることができる。例えば、ループフィルタ５４０は、ここにおいて説明されるように第１の利得蓄積ステージ１５０の一例に従ってインプリメントされることができる。

リサンプラ５２０は、オーバーサンプリングされた入力ストリームから選択するように構成されることができる。例えばｍ倍のチップレートのレートでオーバーサンプリングされる入力ストリームでは、リサンプラ５２０は、フィルタがかけられた誤差信号Ｓ５２０に従って修正されるように以前に選択されたサンプルの相対的ロケーションに基づいた各チップ期間中にｍ個のサンプルのうちの１つを選択し出力するように構成されることができる。リサンプラ５２０は、選択されたサンプルの近傍におけるサンプルの平均値または重み付けされた平均値を計算するようにインプリメントされることもできる。代わりに、リサンプラ５２０は、フィルタがかけられた誤差信号Ｓ５２０に従って２つ以上のサンプルから補間された値(interpolated value)を計算するように構成されることもできる。そのような補間は、チップレートでサンプリングされるストリーム上で、あるいはオーバーサンプリングされたストリーム上で実行されることができる。

デコーダ２４０Ｅおよび２４０Ｌは、＋／−１／２チップや＋／−１／４チップ(+/- 1/2chip or +/- +/- 1/4chip)のような、チップ期間のあるフラクション(some fraction)のオフセットに従ってリサンプリングされた信号Ｓ８５の、早められた復号化および遅延された復号化(advanced and delayed decoding)をそれぞれ実行するように構成される。１つのインプリメンテーションにおいては、リサンプラ５２０は、リサンプリングされた信号Ｓ８５の早期バージョンおよび最近バージョンをデコーダ２４０Ｅ、Ｌに対して出力するように構成される。この場合には、デコーダは、オフセット信号Ｓ２１０に従ってそれぞれのバージョンを復号化するように構成されることができる。別のインプリメンテーションにおいては、デコーダ２４０Ｅおよび２４０Ｌは、オフセット信号Ｓ２１０のそれぞれの早期バージョンおよび最近バージョンを、リサンプリングされた信号Ｓ８５に対して適用するように構成される。

周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションは、タイミング誤差を低減させるあるいは補正するために、回転信号Ｓ６０を適用するように構成されることもできる。図２６ｂは、時間制御ユニット５１０のインプリメンテーション５１４のブロック図を示している。この例においては、リサンプラ５２０は、フィルタがかけられた誤差信号Ｓ５２０と回転信号Ｓ６０との重み付けされた和に従ってデジタル信号をリサンプリングする。１つのコンフィギュレーションにおいては、回転信号Ｓ６０Ｉなど、特定の受信インスタンスの周波数誤差に基づいた回転信号Ｓ６０が使用される。別のコンフィギュレーションにおいては、回転信号Ｓ６０Ｃなど、結合された周波数誤差に基づいた回転信号Ｓ６０が使用される。

図２７ａは、周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３０ｔのブロック図を示している。周波数制御ユニット１３０ｔは、上記されるようにフィンガ２２４ａまたは２２４ｂの組に結合されたサーチャ２１０を含んでいるベースバンド処理装置２００のインプリメンテーション２００ｔを含んでいる。（周波数制御ユニット１３０ｔの別のインプリメンテーションは、１組のフィンガ２２４ｃを含むように構成されるベースバンド処理装置２００ｔに適合される。）ベースバンド処理装置２００ｔは、フィンガの時間制御ユニット５１０からの１つまたは複数の誤差信号（例えば、フィルタがかけられた誤差信号Ｓ５２０）に基づいた位相補正信号(phase correction signal)Ｓ５３０を出力するように構成される。例えば、位相補正信号Ｓ５３０は、最強の受信インスタンスに対応するフィルタがかけられた誤差信号Ｓ５２０に基づいていてもよく、あるいはアクティブな（例えば、ロックされた）フィンガの時間制御ユニットからの誤差信号の平均値、または重み付けされた平均値であってもよい。

ベースバンド処理装置２００ｔのフィンガは、例えば２００３年１０月２日に公開された「無線通信システムのための周波数タイミング制御ループ(FREQUENCY-TIMING CONTROL LOOP FOR WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS)」という名称のシンデューシャヤナ(Sindhushayana)の米国公開特許出願第２００３／０１８６６６６号中に説明される原理に従って構成される時間制御ユニット５１０の他のインプリメンテーションを含むことができる。図２７ｂは、位相補正信号Ｓ５３０に基づいた回転信号Ｓ６０を計算するように構成される第１の利得蓄積ステージ１５０ｔの１つのインプリメンテーションのブロック図を示している。周波数制御ユニット１３０のさらなるインプリメンテーションにおいては、第１の利得蓄積ステージに対して位相補正信号を適用するこれらの原理は、時間制御ユニット５１０を伴うフィンガを有するベースバンド処理装置３００のインプリメンテーションと共に使用される。

他の実施形態は、ＲＦ信号から導き出される情報に従ってサンプリングプロセスのタイミングを調整するように構成される。図２８は、周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションＰ１０を含むレシーバのブロック図を示している。周波数制御ユニットＰ１０は、ここにおいて説明されるように周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションのうちの任意のものに従って構成されることができ、タイミング調整信号Ｓ５５０をクロックシンセサイザＳ５５０に対して出力するように構成される。いくつかのコンフィギュレーションにおいては、タイミング調整信号Ｓ５５０は、周波数補正信号（例えば、発振器制御信号Ｓ７０）であり、あるいはそのような信号から導き出される。他のコンフィギュレーションにおいては、タイミング調整信号Ｓ５５０は、時間補正信号（例えば、位相補正信号Ｓ５３０）に基づいており、あるいはそのような信号から導き出される。

発振器Ｏ１０は、周波数基準Ｓ３０のインプリメンテーションＳ３４を出力するように構成される。発振器Ｏ１０は、可変周波数発振器１９０として、あるいは代わりにＸＯやＴＣＸＯなど、固定された周波数発振器としてインプリメントされることもできる。クロックシンセサイザ５５０は、タイミング調整信号Ｓ５５０および周波数基準Ｓ３４に基づいたサンプリングクロック信号ＣＬＫを生成するように構成される。例えば、クロックシンセサイザ５５０は、周波数基準Ｓ３４からクロック信号を導き出し、タイミング調整信号Ｓ５５０に従ってそのクロック信号の周期を拡大または縮小するように構成されることができる。クロックシンセサイザ５５０がＰＬＬとしてインプリメントされる場合については、タイミング調整信号Ｓ５５０は、位相補正としてループ中に加えられることができる。クロックシンセサイザ５５０が、（例えば、フィリポビック(Filipovic)等に対する「補償されないクリスタル発振器を有する無線デバイス(Wireless Device with a Non-Compensated Crystal Oscillator)」という名称の米国特許出願第１１／２６９，３６０号中に説明されているような）動的なＭ／ＮカウンタまたはＭ／Ｎ：Ｄカウンタとしてインプリメントされる場合については、タイミング調整信号Ｓ５５０は、カウンタについてのＭおよびＮの値を計算するために使用されることができる。クロックシンセサイザ５５０はまた、サンプリングクロック信号ＣＬＫをダウンコンバータ１２０に対して（例えば、ダウンコンバータ１２０の１つまたは複数のＡＤＣまたはリサンプラに対して）供給するように構成される。クロックシンセサイザ５５０は、１つまたは複数のＰＬＬまたは他のクロック生成回路、例えば、動的なＭ／ＮカウンタやＭ／Ｎ：Ｄカウンタなど、としてインプリメントされることができる。

図２９は、１つのレシーバチェーンから別のものへとタイミング調整情報を転送するように構成されるレシーバの一例を示している。この例においては、クロックシンセサイザ５５０は、クロック信号ＣＬＫをダウンコンバータ１２０ｂに対して（例えば、ダウンコンバータ１２０ｂの１つまたは複数のＡＤＣまたはリサンプラに対して）供給する。周波数制御ユニットＰ１０によって計算されるタイミング調整信号Ｓ５５０は、第１のキャリア周波数を有するＲＦ信号Ｓ１０ａに基づいている。クロック信号ＣＬＫに従って、ダウンコンバータ１２０ｂは、第１のキャリア周波数とは異なるキャリア周波数を有するＲＦ信号Ｓ１０ｂに基づいた複素信号Ｓ２０ｂを生成するように構成される。典型的なアプリケーションにおいては、ＲＦ信号Ｓ１０ａおよびＳ１０ｂのうちの一方は、ＣＤＭＡ基地局から受信され、ＲＦ信号Ｓ１０ａおよびＳ１０ｂのうちの他方は、ＧＰＳ ＳＶから受信される。

図２９に示されるようなレシーバの別のインプリメンテーションは、ダウンコンバータ１２０ｂの代わりに、またはダウンコンバータ１２０ｂに追加して、複素信号Ｓ２０ｂに基づいて、周波数基準Ｓ３４およびクロック信号ＣＬＫに従ってＲＦ信号を生成するように構成されるアップコンバータを含むトランシーバである。

以上で指摘されるように、ここにおいて説明される発明の原理は、発振器が自走している構成に対して適用されることができる。図３０は、周波数基準Ｓ３０のインプリメンテーションＳ３６と周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションＰ２０とを生成するように構成される固定周波数発振器Ｏ２０（ＸＯやＴＣＸＯなど）を含む一実施形態によるレシーバのブロック図を示している。周波数制御ユニットＰ２０は、ここにおいて説明されるように周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションのうちの任意のものに従って構成されることができ、周波数制御信号Ｓ７００を出力するように構成される。第１のキャリア周波数を有するＲＦ信号Ｓ１０ａに基づいて、周波数制御信号Ｓ７００は、発振器Ｏ２０の周波数誤差に関する。

周波数制御ユニットＰ２０は、長期の平均周波数誤差に基づいた周波数補正を転送するように構成されることができる。例えば、周波数制御ユニットＰ２０は、周波数基準Ｓ３６の周波数に対する温度の影響に起因した周波数補正に関連した情報を転送し、ドップラー効果に起因した、ＲＦ信号Ｓ１０ａ中における周波数誤差にフィルタをかけて取り除くように構成されることができる。

ベースバンド処理装置Ｐ３０は、周波数制御信号Ｓ７００に従ってＲＦ信号Ｓ１０ｂに基づいたベースバンドデジタル信号Ｓ６００を生成するように構成される。ベースバンド処理装置Ｐ３０は、ここにおいて説明されるようなベースバンド処理装置２００または３００のインプリメンテーションのうちの任意のものに従って構成されることができる。例えば、ベースバンド処理装置Ｐ３０は、周波数制御信号Ｓ７００に従って複素信号Ｓ２０ｂのサンプルを回転させるように構成されることができる。ベースバンドデジタル信号Ｓ６００は、ここにおいて説明されるような復号化されたデータシンボルＳ２５０のようなデータシンボルのストリームを含むことができる。一例においては、ＲＦ信号Ｓ１０ｂは、ＣＤＭＡトランスミッタから受信される。別の例においては、ＲＦ信号Ｓ１０ｂは、ＧＰＳ ＳＶから受信される。

図３１は、ここにおいて説明されるような第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーションの出力信号が、周波数制御信号Ｓ７００としてベースバンド処理装置Ｐ３０に方向づけられるレシーバの１つのインプリメンテーションのブロック図を示している。ここにおいて説明されるような他のインプリメンテーションはまた、１つのレシーバチェーンの周波数制御ユニットから他のレシーバチェーンのベースバンド処理装置へと時間補正信号（例えば、位相補正信号Ｓ５００）を転送するために使用されることもできる。

図３１に示されるようなレシーバの別のインプリメンテーションは、ダウンコンバータ１２０ｂの代わりに、またはダウンコンバータ１２０ｂに追加して、複素信号Ｓ２０ｂに基づいて、周波数基準Ｓ３６に従ってＲＦ信号を生成するように構成されるアップコンバータを含むトランシーバである。この例においては、ベースバンド処理装置は、ベースバンド信号Ｓ６００に基づいて（例えば拡散符号を適用することにより）、また周波数制御信号Ｓ７００に従って（例えば、回転を適用することにより）複素信号Ｓ２０ｂを生成するように構成される。自走する発振器を有するレシーバまたはトランシーバは、ここにおいて説明されるようにアップコンバータまたはダウンコンバータに対してＬＯ信号を供給する周波数シンセサイザに対して周波数制御信号Ｓ７００（または周波数制御信号Ｓ７００に基づいた信号）を適用するように構成されることもできる。周波数シンセサイザが、例えばＰＬＬを含む場合には、周波数制御信号Ｓ７００またはそれに基づいた信号は、位相補正としてループ中に加えられることができる。

説明された実施形態の上記の提示は、どのような当業者も本発明を作りまたは使用することができるようにするために提供される。これらの実施形態に対する様々な修正が可能であり、ここにおいて説明される包括的な原理は、同様に他の実施形態に対しても適用されることができる。例えば図３２ａおよび３２ｂは、実施形態による、それぞれ方法Ｍ１００およびＭ２００のフローチャートを示している。そのような方法のさらなるバージョンは、追加の方法と同様に、例えば構造的な実施形態のオペレーションの説明によって、ここに明確に開示される、ということに注意が必要である。そのような方法はまた、ロジック要素（例えば、プロセッサ、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、または他の有限状態機械）のアレイを含む機械(machine)によって読取り可能かつ／または実行可能な１つまたは複数の命令セットとして実施されることもできる。

方法Ｍ１００において、タスクＴ１１０は、第１のＲＦ信号（例えば、複素信号Ｓ２０）に基づいた信号中における周波数誤差（例えば、総合誤差Ｓ５０）を決定する。タスクＴ１２０は、周波数誤差に基づいた第１および第２の補正信号（例えば、回転信号Ｓ６０および発振器制御信号Ｓ７０）を得る。タスクＴ１３０は、第１の補正信号に従って信号を処理する（例えば、回転させる）。タスクＴ１４０は、第２の補正信号に従って第２のＲＦ信号を送信し、あるいは受信する。さらなる実施形態は、第２の補正信号に基づいた１つまたは複数の局部発振器信号を生成することを含んでいる。

方法Ｍ２００においては、タスクＴ２１０は、サンプルのストリーム（例えば、複素信号Ｓ２０）を受信する。タスクＴ２２０は、サンプルのストリームと回転信号の第１の状態に基づいた複数の周波数誤差を得る。タスクＴ２３０は、総合誤差を（例えば、複数の周波数誤差のうちの複数に基づいて）得る。タスクＴ２４０は、回転信号の第２の状態を（例えば、総合誤差に基づいて）計算する。さらなる実施形態は、サンプルのストリームに基づいた発振器制御信号を生成することを含んでいる。

加算、乗算、および／またはシフトなどのオペレーションを含む要素（例えば、結合器１４０、ローテータ２３０、誤差計算器２５０）においては、そのようなオペレーションは、固定されたゲートおよび信号経路、他の要素と共用されるゲートまたは信号経路、および／またはマイクロプロセッサやデジタル信号処理プロセッサ（その命令が他の要素と共用されるルーチンを含むことができる）などのロジック要素のアレイによって実行可能な命令を使用してインプリメントされることができる。ここにおいて説明されるような構成はまた、指定されたオペレーションを実行するルーチンまたは命令セットとしてインプリメントされることもできる、ということが明確に意図されている。

ローテータ２３０、デコーダ２４０、誤差計算器２５０などの要素の複数のインスタンスを含む一実施形態においては、ここにおいて説明されるような要素の異なるインプリメンテーションが、インスタンスごとに使用されることができる。例えば、一実施形態が、回転角度の異なる分解能を有するローテータ、または異なる積分期間（コヒーレントであっても非コヒーレントであってもよい）を有するデコーダなどを含むことが望ましいこともある。要素の単一のハードウェアおよび／またはソフトウェアのインプリメンテーションは、例えば異なる時刻に要素の複数のインスタンスをサポートすることもできる。例えば、結合器のインプリメンテーションは、１期間中には結合器１４０として、別の期間中には結合器３４０として使用されることができる。

添付された図面においては、要素およびモジュールの境界は、例および便宜のためだけに示されており、どのような物理境界も強制するようには意図されていない、ということに注意すべきである。レシーバ１０の要素は、１つのチップ中において、または複数のチップにまたがってインプリメントされることができる。同様に、周波数制御ユニット１３０の要素は、１チップ中において、または複数のチップにまたがってインプリメントされることができる。インプリメンテーションが、複数のチップの一部分を含んでいる場合には、１つまたは複数のチップは１つまたは複数の他のオペレーション（異なる受信経路および／または送信経路についての制御、処理、局部発振器生成などのオペレーション）をサポートすることもできる。

受信信号中におけるドップラー誤差は、キャリアドップラー誤差(carrier Doppler errors)と符号ドップラー誤差(code Doppler errors)の両方をもたらす可能性がある。正常な(successful)信号の獲得、トラッキング、復調、および／または生成のために、キャリアドップラーと符号ドップラーの両方を追跡することが望ましいかもしれない。ここに説明されるように、実施形態は、キャリアドップラー誤差のような周波数誤差を捜し出す(track out)ために1以上の回転を適用するように、また、時間および／または周波数における残りの誤差を捜し出すために（発振器制御信号Ｓ７０あるいは周波数制御信号Ｓ７００のような）別の制御信号を生成するように、構成されることができる。これらの補正を生成する第１のレシーバチェーンは、その受信信号上の任意の残りの符号ドップラー(residual code Doppler)を取り扱う１つまたは複数の時間トラッキングループ（例えば１つまたは複数の遅延ロックループなど）を含むこともでき、かつ／または、時間トラッキングのために１つまたは複数の回転信号を適応することができる。第２のレシーバチェーンは、それ自体のドップラー補正を含むことができるが、第１のレシーバチェーンによって適用される発振器補正から（例えば、発振器制御信号Ｓ７０または周波数制御信号Ｓ７００を経由して）もなお更に恩恵を受けることができる。

ここにおいて説明されるように、ＣＤＭＡ信号を処理するように構成される周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションは、受信信号中における誤差について補正するように構成される１つまたは複数のローテータまたは時間制御ユニット（例えば、遅延ロックループなどの符号トラッキングループ）を含むことができる。ＧＰＳ ＳＶから受信される信号は、それ自体の雑音源を有し、ＧＰＳ受信のためのレシーバチェーンは、１つまたは複数のローテータまたは時間制御ユニットを有する周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションを含むこともできる。いくつかの場合において、ＧＰＳドップラー誤差情報は、おそらくＣＤＭＡリンク上で、位置決定エンティティ(position determination entity)（ＰＤＥ）などの外部ソースから受信されることができ、周波数制御ユニット１３０のＧＰＳインプリメンテーションは、この情報に従ってドップラー誤差について補正するように構成されることができる。

ここにおいて指摘されるように、周波数基準Ｓ３０は、レシーバについての時間基準としての役割を果たすこともできる。図３３は、複素信号Ｓ２０に基づいたデジタルベースバンド信号ＳＤ１０を生成するように構成されるデジタル信号処理（ＤＳＰ）ユニットＤ１０を含むレシーバ２０のブロック図を示している。ＤＳＰユニットＤ１０は、ＤＳＰユニットＤ１０によって実行可能な１つまたは複数の命令セットとしてインプリメントされる、ここにおいて説明されるような周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションＤ１３０のインスタンスを含んでいる。ＤＳＰユニットＤ１０は、周波数制御ユニット１３０のインスタンスによって出力されるようなシンボルのストリーム（例えば、図８ｂに関して説明されるような復号化データシンボルのストリーム）に対して１つまたは複数のオペレーション（復号化、デインターリービング、および／または伸張など）を実行することによりデジタルベースバンド信号ＳＤ１０を生成するように構成されることができる。

この例においては、ＤＳＰユニットＤ１０は、可変周波数発振器１９０から周波数基準Ｓ３０を受信するように構成される。例えば、周波数基準Ｓ３０、または周波数基準Ｓ３０に基づいたクロック信号は、ＤＳＰユニットＤ１０のクロック入力に加えられる(applied)ことができる。別の例においては、ＤＳＰユニットＤ１０は、１つまたは複数の基準符号シーケンスを生成しまたは取り出すために、周波数基準Ｓ３０（または周波数基準Ｓ３０に基づいたクロック信号）を適用するように、また、マルチパスインスタンスを獲得しまたは追跡するために、かつ／または複素信号Ｓ２０によって搬送されるシンボルを逆拡散し(despread)または逆チャネル化する(dechannelize)ために、そのような１つまたは複数のシーケンスを使用するように、構成される。

図３４は、レシーバ２０のインプリメンテーション２２のブロック図を示しており、それはまた、複素信号ＳＤ２０ｂに基づいたデジタルベースバンド信号ＳＤ１０ｂを生成するように構成されるＤＳＰユニットＤ１０ｂを含む。例えば、ＤＳＰユニットＤ１０ｂは、上記のようにレーキレシーバ(RAKE receiver)のオペレーションを実行するように構成されることができる。ＤＳＰユニットＤ１０ｂは、逆拡散シンボルおよび／または逆チャネル化シンボルのストリームに対して１つまたは複数のオペレーション（復号化、デインターリービング、および／または伸張など）を実行することによりデジタルベースバンド信号ＳＤ１０ｂを生成するように構成されることもできる。

この例においては、ＤＳＰユニットＤ１０ｂは、可変周波数発振器１９０から周波数基準Ｓ３０を受信するように構成される。例えば、周波数基準Ｓ３０、または周波数基準Ｓ３０に基づいたクロック信号は、ＤＳＰユニットＤ１０ｂのクロック入力に対して加えられることができる。別の例においては、ＤＳＰユニットＤ１０ｂは、１つまたは複数の基準符号シーケンスを生成しまたは取り出すために、周波数基準Ｓ３０（または周波数基準Ｓ３０に基づいたクロック信号）を適用し、また、マルチパスインスタンスを獲得しまたは追跡するために、かつ／または複素信号Ｓ２０ｂによって搬送されるシンボルを逆拡散しまたは逆チャネル化するために、そのような１つまたは複数のシーケンスを使用するように、構成される。

図３５は、レシーバ２４のブロック図を示しており、その中では、ＤＳＰユニットＤ２０上で実行されるように、そして複素信号Ｓ２０を受け取るように構成される１つまたは複数の命令セットとしてインプリメントされる、符号キャリアトラッキングブロック(code and carrier tracking block)ＣＣＴ１に対し、固定周波数発振器Ｏ２０が周波数基準Ｓ３６を供給する。符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ１は、ここにおいて説明されるような１つまたは複数の回転ループ、および／または他のキャリアトラッキングロジックを含むことができる。符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ１は、ここにおいて説明されるような１つまたは複数の遅延ロックループ、および／または他の符号トラッキングロジックも含むことができる。一例においては、ブロックＣＣＴ１は、周波数制御ユニット１３０のインスタンスとしてインプリメントされる。ＤＳＰユニットＤ２０は、複素信号Ｓ２０に基づいた逆拡散シンボルおよび／または逆チャネル化シンボルのストリームに対して１つまたは複数のオペレーション（復号化、デインターリービング、および／または伸張など）を実行することにより、デジタルベースバンド信号ＳＤ２０を生成するように構成されることができる。いくつかのインプリメンテーションにおいては、符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ１は、逆拡散シンボルおよび／または逆チャネル化シンボルのストリームを出力するように構成される。

符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ１はまた、固定周波数発振器Ｏ２０から周波数基準Ｓ３６を受け取るように構成される。例えば、符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ１は、１つまたは複数の基準符号シーケンスを生成しまたは取り出すために、周波数基準Ｓ３６（または周波数基準Ｓ３６に基づいたクロック信号）を適用するように、また、マルチパスインスタンスを獲得しまたは追跡するために、かつ／または複素信号Ｓ２０によって搬送されるシンボルを逆拡散しまたは逆チャネル化するために、そのような１つまたは複数のシーケンスを使用するように、構成されることができる。

図３６は、レシーバ２４のインプリメンテーション２６のブロック図を示しており、それは、第２のＤＳＰユニットＤ２０ｂ上で実行されるように構成され、また、ＲＦ信号Ｓ１０ａとは異なるキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号Ｓ１０ｂに基づいた第２の複素信号Ｓ２０ｂを受け取るように構成される、１つまたは複数の命令セットとしてインプリメントされる符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ２を含む。

符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ２は、固定周波数発振器Ｏ２０から周波数基準Ｓ３６を受け取るように構成される。例えば、符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ２は、１つまたは複数の基準符号シーケンスを生成しまたは取り出すために、周波数基準Ｓ３６（または周波数基準Ｓ３６に基づいたクロック信号）を適用するように、そして、マルチパスインスタンスを獲得しまたは追跡するために、かつ／または複素信号Ｓ２０ｂによって搬送されるシンボルを逆拡散しまたは逆チャネル化するために、そのような１つまたは複数のシーケンスを使用するように、構成されることができる。

レシーバ２６は、周波数制御信号Ｓ７１０を符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ２に対して出力するように構成される符号キャリアトラッキングブロックＣＣＴ１のインプリメンテーションＣＣＴ１ａを含んでいる。ブロックＣＣＴ１ａが、周波数制御ユニット１３２のインスタンスとしてインプリメントされる一例では、周波数制御信号Ｓ７１０は、ここにおいて説明されるような第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーションの出力信号としてインプリメントされることができる。

符号キャリアブロックＣＣＴ２は、周波数制御信号Ｓ７１０に従って複素信号Ｓ２０ｂのサンプルを回転させるように構成されることができる。一例においては、符号キャリアブロックＣＣＴ２は、ここにおいて説明されるようなベースバンド処理装置Ｐ３０のインスタンスとしてインプリメントされる。

実施形態は、ハードワイヤード回路として、あるいは、特定用途向け集積回路(application-specific integrated circuit)の中に製造される回路コンフィギュレーション(circuit configuration)として、一部または全体がインプリメントされることができる。実施形態はまた、不揮発性ストレージの中へロードされるファームウェアプログラム、あるいは、機械読取り可能コード(machine-readable code)としてのデータストレージ媒体（例えば、半導体または磁気のランダムアクセスメモリ（揮発性または不揮発性、一体化され、または着脱可能な）、磁気ディスク媒体、光ディスク媒体、あるいは相変化ディスク媒体など）からまたはそのデータストレージ媒体の中へとロードされるソフトウェアプログラムとして、一部または全体がインプリメントされてもよく、そのようなコードは、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサまたは他のデジタル信号処理装置、有限状態機械(finite state machine)のような、ロジック要素の、１つまたは複数のアレイによって（そのような１つまたは複数のアレイが分離され、一体化され、かつ／または埋め込まれていようとなかろうと）実行可能な命令である。したがって、本発明は、上記に示される実施形態に限定されるようには意図されておらず、むしろ、ここにいずれかの方法で開示された原理および新規な特徴と整合する最も広い範囲が与えられるベきものである。

一実施形態によるレシーバ１０のブロック図を示す。 レシーバ１０の別のインプリメンテーション１２のブロック図を示す。 ＲＦユニット１１０のインプリメンテーション１１２のブロック図を示す。 ダウンコンバータ１２０の一実施形態１２２のブロック図を示す。 ダウンコンバータ１２０の一実施形態１２４のブロック図を示す。 ダウンコンバータ１２２を含む配置のブロック図を示す。 ダウンコンバータ１２４を含む配置のブロック図を示す。 可変周波数発振器１９０のインプリメンテーション１９２のブロック図を示す。 一実施形態による周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３２のブロック図を示す。 ベースバンド処理装置２００のインプリメンテーション２００ａのブロック図を示す。 フィンガ２２０ａのインプリメンテーション２２２ａのブロック図を示す。 ローテータ２３０のインプリメンテーション２３２を示す。 デコーダ２４０のインプリメンテーション２４２のブロック図を示す。 デコーダ２４０のインプリメンテーション２４４のブロック図を示す。 誤差計算器２５０のインプリメンテーション２５２のブロック図を示す。 誤差計算器２５０のインプリメンテーション２５４のブロック図を示す。 誤差計算器２５０のインプリメンテーション２５６のブロック図を示す。 誤差計算器のインプリメンテーション２５８のブロック図を示す。 ベースバンド処理装置２００のインプリメンテーション２００ｂのブロック図を示す。 フィンガ２２０ｂのインプリメンテーション２２２ｂのブロック図を示す。 第１の利得蓄積ステージ１５０のインプリメンテーション１５２のブロック図を示す。 第１の利得蓄積ステージ１５０のインプリメンテーション１５４のブロック図を示す。 フィンガ２２０のインプリメンテーション２２０ｃのブロック図を示す。 ベースバンド処理装置２００のインプリメンテーション２００ｃのブロック図を示す。 周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３４のブロック図を示す。 第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６２のブロック図を示す。 第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６４のブロック図を示す。 第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６６ａのブロック図を示す。 第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６６ｂのブロック図を示す。 第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６６ｃのブロック図を示す。 第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６６ｄのブロック図を示す。 スルーレートテスティングロジックブロック４３０のブロック図を示す。 第２の利得蓄積ステージ１６０のインプリメンテーション１６８のブロック図を示す。 スケーリングファクタ計算器１８５のブロック図を示す。 ベースバンド処理装置３００のインプリメンテーション３００ｂのブロック図を示す。 周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３６のブロック図を示す。 フィンガ２２０ｄのインプリメンテーション２２２ｄのブロック図を示す。 ベースバンド処理装置３００のインプリメンテーション３００ｃのブロック図を示す。 フィンガ２２０ｅのインプリメンテーション２２２ｅのブロック図を示す。 フィンガ２２０ｃのインプリメンテーション２２２ｆのブロック図を示す。 周波数制御ユニット１３６のインプリメンテーション１３６ａのブロック図を示す。 周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３８のブロック図を示す。 ベースバンド処理装置３１０のインプリメンテーション３１０ａのブロック図を示す。 フィンガ３２０ａのインプリメンテーション３２２ａのブロック図を示す。 ベースバンド処理装置３１０のインプリメンテーション３１０ｂのブロック図を示す。 フィンガ３２０ｂのインプリメンテーション３２２ｂのブロック図を示す。 第１の利得蓄積ステージ３５０のインプリメンテーション３５２のブロック図を示す。 第１の利得蓄積ステージ３５０のインプリメンテーション３５４のブロック図を示す。 一実施形態によるレシーバのブロック図を示す。 フィンガ２２２ｂのインプリメンテーション２２４ｂのブロック図を示す。 フィンガ２２２ｃのインプリメンテーション２２４ｃのブロック図を示す。 時間制御ユニット５１０のインプリメンテーション５１２のブロック図を示す。 時間制御ユニット５１０のインプリメンテーション５１４のブロック図を示す。 周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーション１３０ｔのブロック図を示す。 第１の利得蓄積ステージ１５０ｔのインプリメンテーションのブロック図を示す。 周波数制御ユニット１３０のインプリメンテーションＰ１０を含むレシーバのブロック図を示す。 タイミング調整情報を転送するように構成されるレシーバの一例を示す。 一実施形態によるレシーバのブロック図を示す。 レシーバのインプリメンテーションのブロック図を示す。 実施形態による方法Ｍ１００のフローチャートを示す。 実施形態による方法Ｍ２００のフローチャートを示す。 レシーバのインプリメンテーション２０のブロック図を示す。 ダウンコンバータＤ１２２を含む配置のブロック図を示す。 ダウンコンバータＤ１２４を含む配置のブロック図を示す。 レシーバのインプリメンテーション２２のブロック図を示す。 レシーバのインプリメンテーション２４のブロック図を示す。 周波数制御ユニットＤ１３２のブロック図を示す。 レシーバのインプリメンテーション２６のブロック図を示す。

Claims (81)

1. 発振器制御信号に基づいた周波数を有する周波数基準を出力するように構成される発振器と、
   前記周波数基準に基づいた第１の局部発振器（ＬＯ）信号を受け取り、前記第１のＬＯ信号に従って、第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成される第１のダウンコンバータと、
   前記第１の複素デジタル信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成される周波数制御ユニットと、
   前記周波数基準に基づいた第２のＬＯ信号を受け取り、前記第２のＬＯ信号に従って、前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される第２のダウンコンバータと、
   を備えるレシーバ。
2. 前記第１の複素デジタル信号は、送信信号の複数の受信インスタンスを含んでおり、
   前記周波数制御ユニットは、各々が送信信号の前記受信インスタンスのうちの異なるものに基づいた複数の周波数誤差を計算し、前記複数の周波数誤差に基づいた前記発振器制御信号を計算するように、構成されている、
   請求項１に記載のレシーバ。
3. 前記周波数制御ユニットは、各々が、前記受信インスタンスのうちの異なるもののシンボルを復号化し、前記複数の周波数誤差のうちの対応するものを計算するように構成される、複数のフィンガを、含んでおり、
   前記複数のフィンガの各々は、前記受信インスタンスのうちの少なくとも１つの復号化されたシンボルに基づいた前記周波数誤差を計算するように、構成されている、
   請求項２に記載のレシーバ。
4. 前記複数のフィンガの各々は、前記周波数誤差に基づいた角度により前記第１の複素デジタル信号の値を回転させるように、構成されている、
   請求項３に記載のレシーバ。
5. 前記複数のフィンガのうちの１つは、前記第１の複素デジタル信号の値に対して第１の回転角度を適用するように構成されており、
   前記複数のフィンガのうちの別のものは、前記第１の複素デジタル信号の前記値に対して第２の回転角度を適用するように構成されており、前記第２の回転角度は、前記第１の回転角度とは異なる、
   請求項４に記載のレシーバ。
6. 前記複数のフィンガのうちの少なくとも２つの各々は、前記受信インスタンスから導き出される時間補正に従って前記それぞれの受信インスタンスの符号位相を調整するように構成されている、請求項３に記載のレシーバ。
7. 前記周波数制御ユニットは、回転信号を計算するように構成される第１の利得蓄積ステージを含む第１のループを備えており、
   前記周波数制御ユニットは、前記回転信号によって示される角度だけ前記第１の複素デジタル信号の値を回転させるように構成されており、
   前記レシーバは、前記発振器制御信号を計算するように構成される第２の利得蓄積ステージを含む第２のループを備えている、
   請求項１に記載のレシーバ。
8. 前記第２の利得蓄積ステージは、前記回転信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成されている、請求項７に記載のレシーバ。
9. 前記第１のループは、各々が複数の回転信号のうちの異なるものを計算するように構成される複数の第１の利得蓄積ステージを、含んでおり、
   前記第２の利得蓄積ステージは、前記複数の回転信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成されている、
   請求項７に記載のレシーバ。
10. 前記回転信号は、前記第１のＲＦ信号中におけるドップラー誤差を示し、前記発振器制御信号は、時間にわたる前記周波数基準の前記周波数の変動を示す、請求項７に記載のレシーバ。
11. 前記第２のループの応答は、送信信号の複数の受信インスタンスの強度の予想される範囲にまたがってオーバーダンピングされる、請求項７に記載のレシーバ。
12. 前記第２のループの帯域幅に対する前記第１のループの帯域幅の比は、送信信号の複数の受信インスタンスの強度の予想される範囲にまたがって実質的に一定である、請求項７に記載のレシーバ。
13. 前記第２のループの帯域幅は、送信信号の複数の受信インスタンスの強度の予想される範囲にまたがって実質的に一定である、請求項７に記載のレシーバ。
14. 前記周波数制御ユニットは、前記回転信号に独立であるように前記発振器制御信号を計算するように構成されている、請求項７に記載のレシーバ。
15. 前記第２のループは、前記第１の複素デジタル信号の前記値の前記回転を逆にするように構成されるローテータを含んでいる、請求項７に記載のレシーバ。
16. 前記第２の利得蓄積ステージは、（Ａ）前記発振器制御信号の状態に対する変化をイネーブルにするモードと（Ｂ）前記発振器制御信号の状態に対する変化をディスエーブルにするモードとのうちの一方で動作するように、選択可能に構成されており、
    前記第２の利得蓄積ステージの前記動作モード間の選択は、時間にわたる前記回転信号の平均値に基づいている、
    請求項７に記載のレシーバ。
17. 前記第２の利得蓄積ステージは、利得ファクタに従って前記発振器制御信号を計算するように構成されており、
    前記第２の利得蓄積ステージは、時間にわたる前記回転信号の平均値に従って、複数の異なる利得ファクタのうちから前記利得ファクタを選択するように構成されている、
    請求項７に記載のレシーバ。
18. 前記第２の利得蓄積ステージは、前記回転信号の大きさに基づいて前記発振器制御信号の変化のレートを制限するように構成されている、請求項７に記載のレシーバ。
19. 前記第２のダウンコンバータは、
    前記第２のＬＯ信号に従って、前記第２のＲＦ信号に基づいたダウンコンバートされた信号を生成するように構成されるミキサと、
    前記ダウンコンバートされた信号に基づいた前記第２の複素デジタル信号を生成するように構成されるデジタイザと、
    を備える、
    請求項１に記載のレシーバ。
20. 前記レシーバは、前記周波数基準に従ってサンプリングクロック信号を生成するように構成されるクロックシンセサイザを、備え、
    前記デジタイザは、前記サンプリングクロック信号に従って前記ダウンコンバートされた信号をサンプリングするように構成されている、
    請求項１９に記載のレシーバ。
21. 前記周波数制御ユニットは、前記第１の複素デジタル信号に基づいたタイミング調整信号を生成するように構成されており、
    前記クロックシンセサイザは、前記タイミング調整信号に従って前記サンプリングクロック信号を生成するように構成されている、
    請求項２０に記載のレシーバ。
22. 前記レシーバは、
    各々が、前記周波数基準に基づいた第１のＬＯ信号を受け取り、前記第１のＬＯ信号に従って、前記第１のＲＦ信号の異なる受信インスタンスに基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成された、複数の第１のダウンコンバータを、
    備え、
    前記周波数制御ユニットは、前記第１の複素デジタル信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成されている、
    請求項１に記載のレシーバ。
23. 前記レシーバは、
    各々が、前記周波数基準に基づいた第２のＬＯ信号を受け取り、前記第２のＬＯ信号に従って、前記第２のＲＦ信号の異なる受信インスタンスに基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される、複数の第２のダウンコンバータを、
    備える、
    請求項１に記載のレシーバ。
24. 前記第１のＲＦ信号は、測位衛星システムのトランスミッタから受信される信号を備えている、請求項１に記載のレシーバ。
25. 前記第２のＲＦ信号は、測位衛星システムのトランスミッタから受信される信号を備えている、請求項１に記載のレシーバ。
26. 発振器制御信号に基づいた周波数を有する周波数基準を出力するように構成される発振器と、
    前記周波数基準に基づいた第１の局部発振器（ＬＯ）信号を受け取り、前記第１のＬＯ信号に従って、第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成される第１のダウンコンバータと、
    前記第１の複素デジタル信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成される周波数制御ユニットと、
    前記周波数基準に基づいた第２のＬＯ信号を受け取り、前記第２のＬＯ信号に従って、前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される第２のダウンコンバータと、
    前記第２の複素デジタル信号に基づいたベースバンドデジタル信号を生成し、前記ベースバンドデジタル信号に基づいて前記レシーバの物理位置を計算するように構成される処理装置と、
    を備えるレシーバ。
27. 発振器制御信号に基づいた周波数を有する周波数基準を生成することと、
    前記周波数基準に基づいた第１の局部発振器（ＬＯ）信号に従って、第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を生成することと、
    前記第１の複素デジタル信号に基づいて、前記発振器制御信号を計算することと、
    前記周波数基準に基づいた第２のＬＯ信号に従って、前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成することと、
    を備える信号処理の方法。
28. 請求項２７に記載の信号処理の方法を記述する、機械読取り可能命令を有するデータストレージ媒体。
29. 第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を出力するように構成される第１のダウンコンバータと；
    前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を出力するように構成される第２のダウンコンバータと；
    前記第１の複素デジタル信号に基づいた周波数補正信号を計算するように構成される周波数制御ユニットと：
    前記周波数補正信号に従って、前記第２の複素デジタル信号に基づいたベースバンドデジタル信号を生成するように構成される処理装置と、なお、前記ベースバンドデジタル信号は、前記第２のＲＦ信号によって搬送される情報シンボルのストリームを含む；
    を備えるレシーバ。
30. 前記レシーバは、周波数基準を出力するように構成される発振器を備え、
    前記第２のダウンコンバータは、前記第２のＲＦ信号を前記周波数基準に基づいた局部発振器（ＬＯ）信号と混合するように構成されるミキサを含んでおり、
    前記周波数制御ユニットは、前記周波数基準の周波数誤差に基づいた前記周波数補正信号を計算するように構成されている、
    請求項２９に記載のレシーバ。
31. 前記周波数制御ユニットは、前記第１の複素デジタル信号に基づいた発振器制御信号を計算するように構成されており、
    前記発振器は、前記発振器制御信号に従って、前記周波数基準の周波数を変化させるように構成されている、
    請求項３０に記載のレシーバ。
32. 前記ミキサは、前記局部発振器信号に従って、第２のＲＦ信号に基づいたダウンコンバートされた信号を生成するように構成されており、
    前記第２のダウンコンバータは、前記ダウンコンバートされた信号に基づいた前記第２の複素デジタル信号を生成するように構成されるデジタイザを備えている、
    請求項３０に記載のレシーバ。
33. 前記レシーバは、前記周波数基準に従ってサンプリングクロック信号を生成するように構成されるクロックシンセサイザを、備え、
    前記デジタイザは、前記サンプリングクロック信号に従って前記ダウンコンバートされた信号をサンプリングするように構成されている、
    請求項３２に記載のレシーバ。
34. 前記周波数制御ユニットは、前記第１の複素デジタル信号に基づいたタイミング調整信号を生成するように構成されており、
    前記クロックシンセサイザは、前記タイミング調整信号に従って前記サンプリングクロック信号を生成するように構成されている、
    請求項３３に記載のレシーバ。
35. 前記レシーバは、
    各々が、前記周波数基準に基づいた別のＬＯ信号を受け取り、他のＬＯ信号に従って、前記第１のＲＦ信号の異なる受信インスタンスに基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成される、複数の第１のダウンコンバータを、
    備え、
    前記周波数制御ユニットは、前記第１の複素デジタル信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成されている、
    請求項３１に記載のレシーバ。
36. 前記レシーバは、
    各々が、前記ＬＯ信号を受け取り、前記ＬＯ信号に従って、前記第２のＲＦ信号の異なる受信インスタンスに基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される、複数の第２のダウンコンバータを、
    備える、
    請求項３１に記載のレシーバ。
37. 前記レシーバは、
    各々が、前記周波数補正信号に従って、前記第２の複素デジタル信号のうちの対応するものに基づいたベースバンドデジタル信号を生成するように構成される、複数の処理装置を、
    備える、
    請求項３６に記載のレシーバ。
38. 前記処理装置は、前記周波数補正信号によって示される角度だけ前記第２の複素デジタル信号の値を回転させるように構成されている、請求項２９に記載のレシーバ。
39. 前記レシーバは、周波数基準を出力するように構成される発振器を備え、
    前記処理装置は、前記第２のＲＦ信号のドップラー誤差に従って前記第２の複素デジタル信号の値を回転させるように構成されており、
    前記周波数制御ユニットは、前記周波数基準の時間変化する周波数誤差に従って前記周波数補正信号を計算するように構成されている、
    請求項２９に記載のレシーバ。
40. 前記第１の複素デジタル信号は、送信信号の複数の受信インスタンスを含んでおり、
    前記周波数制御ユニットは、各々が送信信号の前記受信インスタンスのうちの異なるものに基づいた複数の周波数誤差を計算し、前記複数の周波数誤差に基づいた前記周波数補正信号を計算するように構成されている、
    請求項２９に記載のレシーバ。
41. 前記周波数制御ユニットは、各々が、前記受信インスタンスのうちの異なるもののシンボルを復号化し、前記複数の周波数誤差のうちの対応するものを計算するように構成される、複数のフィンガを含んでおり、
    前記複数のフィンガの各々は、前記受信インスタンスの少なくとも１つの復号化されたシンボルに基づいた前記周波数誤差を計算するように構成されている、
    請求項４０に記載のレシーバ。
42. 前記複数のフィンガの各々は、前記周波数誤差に基づいた角度だけ前記第１の複素デジタル信号の値を回転させるように構成されている、請求項４１に記載のレシーバ。
43. 前記複数のフィンガのうちの１つは、前記第１の複素デジタル信号の値に対して第１の回転角度を適用するように構成されており、
    前記複数のフィンガのうちの別のものは、前記第１の複素デジタル信号の前記値に対して第２の回転角度を適用するように構成されており、前記第２の回転角度は、前記第１の回転角度とは異なる、
    請求項４２に記載のレシーバ。
44. 前記複数のフィンガのうちの少なくとも２つの各々は、前記受信インスタンスから導き出される時間補正に従って前記それぞれの受信インスタンスの符号位相を調整するように構成されている、請求項４１に記載のレシーバ。
45. 前記周波数制御ユニットは、回転信号を計算するように構成される第１の利得蓄積ステージを含む第１のループを備えており、
    前記周波数制御ユニットは、前記回転信号によって示される角度だけ前記第１の複素デジタル信号の値を回転させるように構成されており、
    前記レシーバは、前記周波数補正信号を計算するように構成される第２の利得蓄積ステージを含む第２のループを備えている、
    請求項２９に記載のレシーバ。
46. 前記第２の利得蓄積ステージは、前記回転信号に基づいた前記周波数補正信号を計算するように構成されている、請求項４５に記載のレシーバ。
47. 前記第１のループは、各々が複数の回転信号のうちの異なるものを計算するように構成される、複数の第１の利得蓄積ステージを含んでおり、
    前記第２の利得蓄積ステージは、前記複数の回転信号に基づいた前記周波数補正信号を計算するように構成されている、
    請求項４５に記載のレシーバ。
48. 前記回転信号は、前記第１のＲＦ信号中におけるドップラー誤差を示し、前記周波数補正信号は、時間にわたる周波数基準の前記周波数の変動を示す、請求項４５に記載のレシーバ。
49. 前記第２のループの応答は、送信信号の複数の受信インスタンスの強度の予想される範囲にまたがってオーバーダンピングされる、請求項４５に記載のレシーバ。
50. 前記第２のループの帯域幅に対する前記第１のループの帯域幅の比は、送信信号の複数の受信インスタンスの強度の予想される範囲にまたがって実質的に一定である、請求項４５に記載のレシーバ。
51. 前記第２のループの帯域幅は、送信信号の複数の受信インスタンスの強度の予想される範囲にまたがって実質的に一定である、請求項４５に記載のレシーバ。
52. 前記周波数制御ユニットは、前記回転信号に独立であるように前記周波数補正信号を計算するように構成されている、請求項４５に記載のレシーバ。
53. 前記第２の利得蓄積ステージは、（Ａ）前記周波数補正信号の状態に対する変化をイネーブルにするモードと（Ｂ）前記周波数補正信号の状態に対する変化をディスエーブルにするモードとのうちの一方で動作するように、選択可能に構成されており、
    前記第２の利得蓄積ステージの前記動作モード間の選択は、時間にわたる前記回転信号の平均値に基づいている、
    請求項４５に記載のレシーバ。
54. 前記第２の利得蓄積ステージは、利得ファクタに従って前記周波数補正信号を計算するように構成されており、
    前記第２の利得蓄積ステージは、時間にわたる前記回転信号の平均値に従って、複数の異なる利得ファクタのうちから前記利得ファクタを選択するように構成されている、
    請求項４５に記載のレシーバ。
55. 前記第２の利得蓄積ステージは、前記回転信号の大きさに基づいて、前記周波数補正信号の変化のレートを制限するように構成されている、請求項４５に記載のレシーバ。
56. 前記第１のＲＦ信号は、測位衛星システムのトランスミッタから受信される信号を備えている、請求項２９に記載のレシーバ。
57. 前記第２のＲＦ信号は、測位衛星システムのトランスミッタから受信される信号を備えている、請求項２９に記載のレシーバ。
58. 前記レシーバは、
    前記周波数補正信号に基づいた信号に従って、前記の第１および第２の複素デジタル信号とは異なる第３の複素デジタル信号に基づいた第３のＲＦ信号を生成するように構成されるアップコンバータを、
    備える、
    請求項２９に記載のレシーバ。
59. 第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を出力するように構成される第１のダウンコンバータと；
    前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を出力するように構成される第２のダウンコンバータと；
    前記第１の複素デジタル信号に基づいた周波数補正信号を計算するように構成される周波数制御ユニットと；
    前記周波数補正信号に従って、前記第２の複素デジタル信号に基づいたベースバンドデジタル信号を生成するように構成される処理装置と、なお、前記ベースバンドデジタル信号は、前記第２のＲＦ信号によって搬送される情報シンボルのストリームを含む；
    を備え、
    前記処理装置が、前記ベースバンドデジタル信号に基づいて前記レシーバの物理位置を計算するように構成されている、
    レシーバ。
60. 第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を生成することと；
    前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成することと；
    前記第１の複素デジタル信号に基づいた周波数補正信号を計算することと；
    前記周波数補正信号に従って、前記第２の複素デジタル信号に基づいたベースバンドデジタル信号を生成することと、なお、前記ベースバンドデジタル信号は、前記第２のＲＦ信号によって搬送されるデジタル情報を含む；
    を備える信号処理の方法。
61. 請求項６０に記載の信号処理の方法を記述する機械読取り可能命令を有する、データストレージ媒体。
62. 第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成される第１のダウンコンバータと、
    前記第１の複素デジタル信号に基づいたタイミング調整信号を計算するように構成される処理装置と、
    前記タイミング調整信号に従ってサンプリングクロック信号を生成するように構成されるクロックシンセサイザと、
    前記サンプリングクロック信号に従って、前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される第２のダウンコンバータと、
    を備えるレシーバ。
63. 前記レシーバは、周波数基準を出力するように構成される発振器を備え、
    前記クロックシンセサイザは、前記周波数基準に基づいた前記サンプリングクロック信号を生成するように構成されており、
    前記タイミング調整信号は、前記周波数基準の周波数誤差を示す、
    請求項６２に記載のレシーバ。
64. 前記第１のダウンコンバータは、前記第１のＲＦ信号を前記周波数基準に基づいた局部発振器（ＬＯ）信号と混合するように構成されている、請求項６３に記載のレシーバ。
65. 前記第２のダウンコンバータは、
    前記周波数基準に基づいた第２のＬＯ信号に従って、前記第２のＲＦ信号に基づいたダウンコンバートされた信号を生成するように構成されるミキサと；
    前記第２のＲＦ信号に基づいた前記第２の複素デジタル信号を生成するように構成されるデジタイザと、なお、前記デジタイザは、前記サンプリングクロック信号に従って前記第２の複素デジタル信号を生成するように構成される；
    を含む、
    請求項６３に記載のレシーバ。
66. 前記第１の複素デジタル信号は、送信信号の複数の受信インスタンスを含んでおり、
    前記処理装置は、各々が送信信号の前記受信インスタンスのうちの異なるものに基づいた複数のタイミング誤差を計算し、前記複数のタイミング誤差に基づいた前記タイミング調整信号を計算するように、構成されている、
    請求項６２に記載のレシーバ。
67. 前記処理装置は、各々が、前記受信インスタンスのうちの異なるもののシンボルを復号化し、前記複数のタイミング誤差のうちの対応するものを計算するように構成される、複数のフィンガを含んでおり、
    前記複数のフィンガの各々は、前記受信インスタンスの少なくとも１つの復号化されたシンボルに基づいた前記タイミング誤差を計算するように構成されている、
    請求項６６に記載のレシーバ。
68. 前記複数のフィンガのうちの少なくとも２つの各々は、前記受信インスタンスから導き出される時間補正に従って前記それぞれの受信インスタンスの符号位相を調整するように構成されている、請求項６７に記載のレシーバ。
69. 前記複数のフィンガの各々は、前記受信インスタンスのうちの異なるもののシンボルを復号化し、対応する周波数誤差を計算するように構成されており、
    前記複数のフィンガの各々は、前記受信インスタンスの少なくとも１つの復号化されたシンボルに基づいた前記周波数誤差を計算するように構成されており、
    前記複数のフィンガのうちの少なくとも１つは、前記対応する周波数誤差に基づいた角度だけ前記第１の複素デジタル信号の値を回転させるように構成されている、
    請求項６７に記載のレシーバ。
70. 前記複数のフィンガのうちの１つは、前記第１の複素デジタル信号の値に対して第１の回転角度を適用するように構成されており、
    前記複数のフィンガのうちの別のものは、前記第１の複素デジタル信号の前記値に対して第２の回転角度を適用するように構成されており、前記第２の回転角度は、前記第１の回転角度とは異なる、
    請求項６９に記載のレシーバ。
71. 前記複数の周波数誤差のうちの少なくとも１つに基づいた角度だけ前記第２の複素デジタル信号を回転させるように構成されるローテータを備える、請求項６９に記載のレシーバ。
72. 前記レシーバは、発振器制御信号に基づいた周波数を有する周波数基準を生成するように構成される発振器を備え、
    前記第１のダウンコンバータは、前記周波数基準に基づいた第１の局部発振器（ＬＯ）信号を受け取り、前記第１のＬＯ信号に従って、前記第１の複素デジタル信号を生成するように構成されており、
    前記処理装置は、前記第１の複素デジタル信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成されている、
    請求項６２に記載のレシーバ。
73. 前記レシーバは、
    発振器制御信号に基づいた周波数を有する周波数基準を生成するように構成される発振器と、
    各々が、前記周波数基準に基づいた第１の局部発振器（ＬＯ）信号を受け取り、前記第１のＬＯ信号に従って、前記第１のＲＦ信号の異なる受信インスタンスに基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成される、複数の第１のダウンコンバータと、
    を備え、
    前記処理装置は、複数の前記第１の複素デジタル信号に基づいた前記発振器制御信号を計算するように構成されている、
    請求項６２に記載のレシーバ。
74. 前記レシーバは、
    各々が前記第１のＲＦ信号の異なる受信インスタンスに基づいた第１の複素デジタル信号を生成するように構成される、複数の第１のダウンコンバータを、
    備え、
    前記処理装置は、複数の前記第１の複素デジタル信号に基づいた前記タイミング調整信号を計算するように構成されている、
    請求項６２に記載のレシーバ。
75. 前記レシーバは、
    各々が、前記サンプリングクロック信号に従って、前記第２のＲＦ信号の異なる受信インスタンスに基づいた第２の複素デジタル信号を生成するように構成される、複数の第２のダウンコンバータを、
    備える、
    請求項６２に記載のレシーバ。
76. 前記レシーバは、
    前記第１の複素信号に基づいた周波数補正信号に従って、前記の第１および第２の複素デジタル信号とは異なる第３の複素デジタル信号に基づいた第３のＲＦ信号を生成するように構成されるアップコンバータを、
    備える、
    請求項６２に記載のレシーバ。
77. 前記レシーバは、
    各々が、前記タイミング調整信号に基づいた信号に従って、第３の複素デジタル信号に基づいた第３のＲＦ信号を生成するように構成される、複数のアップコンバータと、
    各々が、前記第３のＲＦ信号のうちの異なるものに基づいた信号を送信するように構成される、複数のアンテナと、
    を備える、
    請求項６２に記載のレシーバ。
78. 前記第１のＲＦ信号は、測位衛星システムのトランスミッタから受信される信号を備える、請求項６２に記載のレシーバ。
79. 前記第２のＲＦ信号は、測位衛星システムのトランスミッタから受信される信号を備える、請求項６２に記載のレシーバ。
80. 第１のキャリア周波数を有する第１の無線周波数（ＲＦ）信号に基づいた第１の複素デジタル信号を生成することと、
    前記第１の複素デジタル信号に基づいたタイミング調整信号を計算することと、
    前記タイミング調整信号に従ってクロック信号を生成することと、
    （Ａ）前記クロック信号に従って、前記第１のキャリア周波数とは異なる第２のキャリア周波数を有する第２のＲＦ信号に基づいた第２の複素デジタル信号を生成することと、（Ｂ）前記クロック信号に従って、第３の複素デジタル信号に基づいた、前記第１のキャリア周波数とは異なる第３のキャリア周波数を有する第３のＲＦ信号を生成することと、のうちの少なくとも一方と、
    を備える、信号処理の方法。
81. 請求項８０に記載の信号処理の方法を記述する機械読取り可能命令を有する、データストレージ媒体。

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