JP2008141668A - 光受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の送信装置からの信号を受信し、どの送信装置からの信号かによってその受信レベルが相違する場合に、受信信号を正しく軟判定復号できる光受信装置を提供する。
【解決手段】オーバーサンプリング回路４２は、送信周波数のＰ倍（Ｐは２以上の自然数）の周波数で受信信号をオーバーサンプリングし、各サンプリング点のデータを第１の値または第２の値にバイナリ判定して順次出力する。尤度決定回路４８は、オーバーサンプリング回路４２から出力されたバイナリデータ列の中の１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータに基づいて１つの尤度を決定する。誤り訂正復号化部２５は、決定した尤度にしたがって、誤り訂正復号を行なう。
【選択図】図６

Description

本発明は、光受信装置に関し、特に受信した光信号を軟判定復号する光受信装置に関する。

通信システムの長距離化、大容量化を低コストで実現するための技術として誤り訂正が大きな役割を担っている。従来は、Read Solomonなどの硬判定誤り訂正技術を用いて受信感度の向上が図られていたが、近年、さらに受信感度の向上が可能である軟判定誤り訂正が標準仕様（広帯域無線アクセスであるIEEE802.16e、デジタル放送規格のDVB-S2、10G Base-T規格のIEEE802.3anなど）に組み込まれ使用されている。代表的な軟判定誤り訂正符号としてはTurbo符号、LDPC符号が知られている。

軟判定誤り訂正符号では、受信したデータを０と１の２値のビット列で表現（硬判定）するのではなく、受信したデータの確からしさを用いて表現（軟判定）することで訂正能力を向上させている。

たとえば、非特許文献１では、送信シンボル（０、１）を（＋１、−１）に変調して送信するシステムにおいて加法性白色ガウス雑音が印加されると仮定し、送信データｘnが元々「０」である場合にｙnとして受信した確率と、送信データｘnが元々「１」である場合にｙnとして受信した確率の比として受信した第ｎシンボルの受信値ｙnの確からしさを表わしている。この確率の比は２×ｙn／σ²となり、対数尤度比と呼ばれる。ここで、σ²は、印加される雑音の分散値である。

また、非特許文献２には、受信したデータを２値でサンプリングするのではなく、複数ビットを出力できるＡＤコンバータを用いて、２値以上の多値でサンプリングすることで、受信したデータを軟判定する方法が開示されている。
和田山正、「低密度パリティ検査符号とその復号法について」、信学技報、ＭＲ２００１−８３、２００１年１２月 大内一英他、「ＷＤＭシステム用軟判定ＦＥＣにおける閾値間隔制御に関する検討」、電子情報通信学会総合大会、２００４年、４６９頁

しかしながら、非特許文献１では、通信路を加法性白色ガウス雑音路であると仮定しているが、受信ジッタの影響が考慮されていない。また、雑音の分散値σ²は既知である場合は少なく、測定して算出することが必要となるが、そのための処理に時間を要する。

非特許文献２の方法では、通信路を加法性白色ガウス雑音路であると仮定していないが、ＡＤコンバータは複数ビットを出力するため、伝送速度が高速化するにつれて、ＡＤコンバータの処理が追いつかなくなる。

また、通信システムが光通信路を共有するＰＯＮ（Passive Optical Network)方式の場合、局側装置から各宅側装置までの光ファイバの距離、分岐数などが相違するため、局側装置は、どの宅側装置から送信されたかによって、受信する光のレベルが相違する。そのため、局側装置は、受信する光のレベルに応じてＡＤコンバータの閾値を設定する処理が必要となり、処理が複雑化する。

それゆえに、本発明の目的は、通信路を仮定することなく、かつ複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いずに、受信信号を軟判定復号できる光受信装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の光受信装置は、送信周波数のＰ倍（Ｐは２以上の自然数）の周波数で受信信号をオーバーサンプリングし、各サンプリング点のデータを第１の値または第２の値にバイナリ判定して順次出力するオーバーサンプリング回路と、オーバーサンプリング回路から出力されたバイナリデータ列の中の１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータに基づいて１つの尤度を決定して出力する尤度決定回路と、決定した尤度にしたがって、誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号化部とを備える。

好ましくは、尤度決定回路は、Ｐ個のバイナリデータの中で第１の値をとるバイナリデータが存在する比率、および／またはＰ個のバイナリデータの中で第２の値をとるバイナリデータが存在する比率に基づいて、尤度を決定する。

好ましくは、尤度決定回路は、Ｐ個のバイナリデータの中で第１の値をとる各バイナリデータに対応する重みを加算した値、および／またはＰ個のバイナリデータの中で第２の値をとる各バイナリデータに対応する重みを加算した値に基づいて、尤度を決定する、Ｐ個のバイナリデータの中央に位置するバイナリデータの重みは、両端に位置するバイナリデータの重みよりも大きい。

好ましくは、光受信装置は、さらに、１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータと、１つの尤度との対応関係を定めた変換テーブルを記憶する記憶部を備え、尤度決定回路は、変換テーブルを参照して、オーバーサンプリング回路から出力されたバイナリデータ列の中の１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータに対応する尤度を特定して出力する。

好ましくは、光受信装置は、さらに、バイナリ判定されたバイナリデータ列の値が変化する位置を検出し、検出結果に基づいてバイナリデータ列をＰ個ごとにグループ分けして、各グループのバイナリデータを１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータとして尤度決定回路に出力する分割回路を備える。

また、本発明の光受信装置は、１つの送信データに対応してＰ個（Ｐは２以上の自然数）の割合で受信信号をオーバーサンプリングし、各サンプリング点のデータを第１の値または第２の値にバイナリ判定して順次出力するオーバーサンプリング回路と、オーバーサンプリング回路から出力されたバイナリデータ列の中の１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータに基づいて尤度を決定して出力する尤度決定回路と、決定した尤度にしたがって、誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号化部とを備え、オーバーサンプリング回路は、１つの送信データに対応するＰ個サンプリング点のうち、中央のサンプリング点のサンプリング間隔を両端のサンプリング点のサンプリング間隔よりも密にしてオーバーサンプリングする。

本発明によれば、通信路を仮定することなく、かつ複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いずに、受信信号を軟判定復号できる。

以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
図１は、本発明の実施形態に従う通信システムの構成の一例を示す図である。

図１を参照して、この通信システムは、ＰＯＮ（Passive Optical Network)とよばれるものであって、１つの局側装置１と、複数個の宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊが光ファイバで接続される。ＰＯＮでは、光スプリッタを用いて光ファイバは分岐させることによって、１本の光ファイバを複数の宅側装置で共有できるようにしている。

ＰＯＮでは、局側装置１と宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊまでの光ファイバの距離および光ファイバの分岐数は、各宅側装置によって相違する。

局側装置１からの光ファイバは、１×４スプリッタ３によって分岐される。１×４スプリッタ３で分岐された光ファイバは、１×４スプリッタ４ａによって分岐されて宅側装置２ａ，２ｂに接続され、１×８スプリッタ４ｄによって分岐されて宅側装置２ｉ，２ｊに接続される。したがって、局側装置から宅側装置２ａ，２ｂまでの光ファイバの分岐数は、４×４＝１６分岐であり、局側装置から宅側装置２ｉ，２ｊまでの光ファイバの分岐数は、４×８＝３２分岐である。

また、局側装置から１×４スプリッタ３までの距離が１ｋｍであり、１×４スプリッタ３から１×４スプリッタ４ａまでの距離が５ｋｍである。１×４スプリッタ４ａから宅側装置２ａまでの距離が６ｋｍであり、１×４スプリッタ４ａから宅側装置２ｂまでの距離が７ｋｍである。また、１×４スプリッタ３から１×４スプリッタ４ｄまでの距離が９ｋｍである。１×４スプリッタ４ｄから宅側装置２ｉまでの距離が８ｋｍであり、１×４スプリッタ４ｄから宅側装置２ｊまでの距離が７ｋｍである。

このような局側装置１から宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊまでの光ファイバの距離および光ファイバの分岐数の相違によって、どの宅側装置から送信された光信号かによって局側装置１で受信する光信号のパワーが相違する。

たとえば、宅側装置２ａで送信された光信号を局側装置１で受信するときには、送信された光信号は、１６分岐によってパワーが１／１６倍となり、かつ１２ｋｍ（＝１ｋｍ＋５ｋｍ＋６ｋｍ）分の伝送距離によってパワーがさらに低下する。

また、宅側装置２ｉから送信された光信号を局側装置１で受信するときには、送信された光信号は、３２分岐によってパワーが１／３２倍となり、かつ１８ｋｍ（＝１ｋｍ＋９ｋｍ＋８ｋｍ）分の伝送距離によってパワーがさらに低下する。

このように局側装置１で受信する光信号のパワーが相違するので、局側装置１が非特許文献２のようにＡＤコンバータで受信信号を軟判定する場合、宅側装置ごとにＡＤコンバータの閾値を用意する必要があり、処理が複雑化する。

ＰＯＮにおいては、局側装置１と宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊの間で双方向通信が可能であるが、本発明の実施形態では、このうちの宅側装置１から局側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊへの通信において、特に効果があるので、宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊを送信側とし、局側装置１を受信側として説明する。

図２は、図１の通信システムの送信側である宅側装置（光送信装置）２ａの構成を表わす図である。他の宅側装置２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊもこれと同様である。

図２を参照して、宅側装置２ａは、誤り訂正符号化部１１と、電気光変換部１２とを有する。

誤り訂正符号化部１１は、送信データをＫビットごとに分割する。誤り訂正符号化部１１は、Ｋビットの情報ビットに、Ｋビットの情報ビットから計算されたＭビットの冗長ビットとＳビットの同期用ビットとを付加して、Ｌ（＝Ｋ＋Ｍ＋Ｓ）ビットのＬＤＰＣ符号（低密度パリティ検査符号）データを生成する。ここで、情報ビットのビット数Ｋと、冗長ビットのビット数Ｍとの和をＮとする。

電気光変換部１２は、誤り訂正符号化部１１から出力されるＬＤＰＣ符号データ（０または１の時系列列データ）を光信号に変換して光ファイバに出力する。

図３は、図１の通信システムの受信側である局側装置（光受信装置）１の構成を表わす図である。

図３を参照して、局側装置１は、光電気変換器２１と、ＴＩＡ(Trans-Impedance Amplifier)２２と、ＬＡ(Limiting Amplifier)２３と、対数尤度比算出部２４と、誤り訂正復号化部２５とを有する。

光電気変換器２１は、光ファイバから受信した受信信号の光レベルに応じた電流を出力する。

ＴＩＡ２２は、光電気変換器２１から出力される電流をアナログ電圧に変換する。
ＬＡ２３は、ＴＩＡ２２から出力されるアナログ電圧を増幅する。

対数尤度比算出部２４は、ＬＡ２３から出力される電圧から対数尤度比λを算出する。
誤り訂正復号化部２５は、対数尤度比λに従って、符号長Ｎの単位でsum-product復号法によって誤り訂正復号を行なう。

図４は、図３の誤り訂正復号化部２５の構成を表わす図である。
図４を参照して、誤り訂正復号化部２５は、パリティ検査行列の行処理を行なう行処理部２７と、パリティ検査行列の列処理を行なう列処理部２８と、対数尤度比算出部からの対数尤度比λnと行処理部２７の出力ビット（外部値対数比）αmnとに従って復号語を生成するループ判定部２６とを含む。

行処理部２７および列処理部２８は、それぞれ、次式（１）および（２）に従って、演算処理を行ない、パリティ検査行列の行の各要素についての処理（行処理）および列についての各要素についての処理（列処理）を実行する。

行処理部２７は、列処理部２８から与えられる事前値対数比βmnと対数尤度比λnとに従って外部値対数比αmnを更新する。列処理部２８は、行処理部２７から与えられる外部値対数比αmnに従って、事前値対数比βmnを算出する。

ここで、上式（１）および（２）それぞれにおいて、ｎ′∈Ａ（ｍ）＼ｎおよびｍ′∈Ｂ（ｎ）＼ｍは、自身を除く要素を意味する。外部値対数比αmnについては、ｎ′≠ｎであり、事前値対数比βmnについては、ｍ′≠ｍである。また、αおよびβの行列内の位置を示す添え字“ｍｎ”は、通常は下付文字で示されるが、本明細書においては、読みやすさのために、「横並びの文字」で示す。

ここで、関数ｆ（ｘ）は、次式（３）で定義される。

また、関数ｓｉｇｎ（ｘ）は、次式（４）で定義される。

また、集合Ａ（ｍ）およびＢ（ｎ）は、２元Ｍ・Ｎ行列Ｈ＝［Ｈｍｎ］を復号対象のＬＤＰＣ符号の検査行列とした場合、集合［１，Ｎ］＝｛１，２，…，Ｎ｝の部分集合である。
Ａ（ｍ）＝｛ｎ：Ｈｍｎ＝１｝
Ｂ（ｎ）＝｛ｍ：Ｈｍｎ＝１｝
すなわち、部分集合Ａ（ｍ）は、検査行列Ｈの第ｍ行目において１が立っている列インデックスの集合を意味し、部分集合Ｂ（ｎ）は、検査行列Ｈの第ｎ列目において１が立っている行インデックスの集合を示す。

ループ判定部２６は、これらの行処理部２７および列処理部２８における演算処理結果に基づいて、１次推定語を生成し、これらの１次推定語が符号語を構成しているかを検査する。このパリティ検査時において、シンドロームが“０”とならない場合には、再び処理を繰返し実行する。この処理の繰返し回数が所定値に到達すると、そのときの１次推定語を復号語として出力する。

図５は、このループ判定部２６の処理動作を示すフロー図である。以下、図５を参照して、ループ判定部２６の処理操作について説明する。

まず、初期動作として、ループ回数および事前値対数比βmnの初期設定が行なわれる。このループ回数は、列処理部２８で生成された事前値対数比βmnを用いて再び行処理部２７で外部値対数比αmnを生成するループにおける演算回数を示す。このループ回数においては、最大値が予め定められる。事前値対数比mnは、“０”に初期設定される（ステップＳＰ１）。

次いで、受信シンボル系列に従って、近似対数尤度比λnおよび外部値対数比αmnが、それぞれ、対数尤度比算出部および行処理部２７により生成されて、ループ判定部２６へ供給される（ステップＳＰ２）。

ループ判定部２６は、これらの供給された近似対数尤度比λnおよび外部値対数比αmnに従って、演算λn＋Σαm′nを行って推定受信語Ｑnを算出する（ステップＳＰ３）。ここで、総和Σは、部分集合Ｂ（ｎ）の要素ｍ′について実行される。

このステップＳＰ３において算出された値Ｑnの正負の符号を判定し（ステップＳＰ４）、１次推定符号Ｃnを生成する（ステップＳＰ５）。この符号の正／負判定においては、たとえば、推定受信語Ｑnが２の補数表示されているときには、最上位ビット（符号ビット）のビット値を見ることにより、正および負の判定を行なうことができる。

推定符号Ｃnが全て生成され、符号語（Ｃ1，・・・，ＣN）が生成されると、次いでパリティ検査を実行する（ステップＳＰ６）。このパリティ検査においては、先の検査行列Ｈの転置行列を用いて、（Ｃ1，…，ＣN）・Ｈ^t＝０を計算する。この計算により、生成されるシンドロームが０であれば、Ｋビットの１次推定語（Ｃ1，…，ＣK）を推定語として出力する（ステップＳＰ９）。

一方、この生成されたシンドロームが０と異なる場合には、ループ回数が最大値であるかの判定が行なわれる（ステップＳＰ７）。すなわち、この１次推定語の生成回数をカウントし、その生成回数が所定の最大回数に到達すると、その符号についての算出をそれ以上はやめて、現在生成されている１次推定語を復号語として出力する（ステップＳＰ９）。これにより、収束性の悪いノイジーな符号に対して、不必要に演算処理時間が要するのを防止する。

ステップＳＰ７において、ループ回数が最大値に到達していないと判定されると、このループ回数を１インクリメントして（ステップＳＰ８）、再び、行処理部２７および列処理部２８における処理を開始させて、再びステップＳＰ２からの処理を実行する。

誤り訂正復号化部２５によるこれら一連の処理が、ＬＤＰＣのsum-product法の動作である。

図６は、第１の実施形態の対数尤度比算出部２４の構成を表わす図である。
図６を参照して、この対数尤度比算出部２４は、オーバーサンプリング回路４２と、位相特定回路４４と、ビット分割回路４６と、尤度決定回路４８と、同期制御回路４７とを含む。

オーバーサンプリング回路４２は、宅側装置から送信される送信信号の送信周波数（１／Ｔ）のＰ倍（Ｐは２以上の自然数）の周波数で、ＬＡから出力される信号（電圧）をサンプリングする。ここで、Ｔは、送信信号の送信周期を表わす。

オーバーサンプリング回路４２は、サンプリングした値が所定の閾値以上のときに「１」を出力し、サンプリングした値が所定の閾値未満のときに「０」を出力する。したがって、オーバーサンプリング回路４２によって、宅側装置から送信された送信データの１ビットに対してＰビットのデータが得られる。

位相特定回路４４は、オーバーサンプリング回路４２から順次出力されるビット列の値（０または１のバイナリデータ）が変化する点を検出し、検出結果に従って位相変化点を特定して、ビット分割回路４６に通知する。

ビット分割回路４６は、位相特定回路４４から通知される位相変化点にしたがって、オーバーサンプリング回路４２から出力される連続したビット列の中のＰ個のビットを１単位としてグループ分けする。

尤度決定回路４８は、位相選択回路から出力される各グループに属するＰビットのデータを用いて、次の式を算出して、各グループの対数尤度比λを算出する。
λ＝ｌｎ｛（グループ内のビット値が１の数／Ｐ）／（グループ内のビット値が０の数）／Ｐ）
＝ｌｎ（グループ内のビット値が１の数／グループ内のビット値が０の数）
…(5)

たとえば、Ｐが５であり、グループ内のビットの値が時系列順に（１、０、１、０、０）の場合には、そのグループの対数尤度比λはｌｎ（２／３）となる。
なお、ｌｎの引数が計算できない値になったとき、たとえば、ｌｎ（５／０）となったときは以後の計算で処理できる最大の正数を当てはめ、ｌｎ（０／５）となったときは以後の計算で処理しうる最小の負数を当てはめて、計算を続ける。

式（５）で算出された対数尤度比λは、さらにＲビットの値に量子化されて出力される。

同期制御回路４７は、ビット分割回路４６から出力される各グループ内の中央のビット（たとえばＰが５のときは３番目のデータ）のデータを用いて、Ｌビットの符号化データのうちのＳビットの同期用ビットの位置を検出し、Ｌビットの符号化データの開始ビットの位置を誤り訂正復号化部２５に通知する。

誤り訂正復号化部２５は、同期制御回路４７から通知されるＬビットの符号化データの開始位置を受けて、尤度決定回路４８から送られる対数尤度比をＬ個ずつに分割して、同期用ビットに対応するＳ個の対数尤度比を除いた、Ｎ（＝Ｌ−Ｓ）個の対数尤度比を用いて、誤り訂正復号を行なう。

（具体例）
図７は、第１の実施形態のオーバーサンプリングおよびビット分割の具体例を説明するための図である。

図７を参照して、オーバーサンプリング回路４２は、ＬＡから出力される信号（電圧）を送信信号の送信周波数の５倍の周波数でサンプリングし、サンプリングした値が０以上のときに「１」を出力し、サンプリングした値が０未満のときに「０」を出力する。

位相特定回路４４は、オーバーサンプリング回路４２から順次出力されるビット列の値（０または１のバイナリデータ）が変化する点を検出する。図７の場合では、ｅ２とａ３の間で、ｅ３とａ４の間、ｅ４とａ５の間で、ビット列の値が変化する。このような場合には、位相特定回路４４は、ｅＸとａＹ（Ｘは任意の数、Ｙ＝Ｘ＋１）の間を位相変化点として、ビット分割回路４６に通知する。

ビット分割回路４６は、オーバーサンプリング回路４２から出力される連続したビット列をａＸとｅＸの間で分割して、５個のビットを１単位としてグループ分けする。

図８は、第１の実施形態のオーバーサンプリングおよびビット分割の別の具体例を説明するための図である。

図８の場合は、ａ３とｂ３の間、ｅ３とａ４の間、ｅ４とａ５の間で、ビット列の値が変化する。このような場合には、位相特定回路４４は、最も確からしい点を位相変化点とする。すなわち位相特定回路４４は、ａＸとｂＸ（Ｘは任意の数）の間を位相変化点とするか、ｅＸとａＹ（Ｘは任意の数、ＹはＸ＋１）の間を位相変化点とするかを多数決によって決定する。その結果、ｅＸとａＹの間が位相変化点として決定されて、ビット分割回路４６に通知される。

以上のように、第１の実施形態の局側装置（光受信装置）によれば、送信周波数のＰ倍の周波数で受信信号をサンプリングして、バイナリ判定し、Ｐ個のビットのうち、値が「１」である比率と値が「０」である比率に従って、対数尤度比を算出するので、通信路を仮定することなく、かつ複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いずに、受信信号を軟判定復号できる。また、位相特定回路は、オーバーサンプリング回路から順次出力されるビット列の値（０または１のバイナリデータ）が変化する点を検出し、検出結果に従って位相変化点を特定するので、Ｐ倍でオーバーサンプリングされたデータを各送信データに対応するものごとに分けることができる。

［第２の実施形態］
図９は、第２の実施形態の対数尤度比算出部５４の構成を表わす図である。

図９を参照して、この対数尤度比算出部５４が図６の対数尤度比算出部２４と相違する点は、尤度決定回路５８と重みテーブル記憶部５２である。

重みテーブル記憶部５２は、Ｐビットのデータのビット位置ごとの重みｗ（ｉ）（ｉ＝１〜Ｐ）を記憶する。

図１０は、Ｐ＝５の場合の重みテーブルの例を表わす図である。
図１０を参照して、時系列順で第１番目のビットの重みｗ（１）は０．１であり、時系列順で第２番目のビットの重みｗ（２）は０．１であり、時系列順で第３番目のビットの重みｗ（３）は０．５であり、時系列順で第４番目のビットの重みｗ（４）は０．１であり、時系列順で第５番目のビットの重みｗ（５）は０．１である。

なお、時系列順で両端の重みを０とし、Ｐ個よりも少ないバイナリデータを用いて尤度を決定することで本発明を実施することもできる。

尤度決定回路５８は、重みテーブルと、位相選択回路から出力される各グループに属するＰビットのデータを用いて、次の式を算出して、各グループの対数尤度比λを算出する。
λ＝ｌｎ｛Σｗ（ｉ）／Σｗ（ｊ）｝…(6)
ここで、Σｗ（ｉ）は、グループ内の値が「１」であるビット位置の重みの総和を表わす。Σｗ（ｊ）は、グループ内の値が「０」であるビット位置の重みの総和を表わす。

たとえば、グループ内のビットの値が時系列順に（１、０、１、０、０）であり、図１０に示す重みテーブルを用いた場合には、λ＝ｌｎ｛（０．１＋０．５）／（０．１＋０．１＋０．１）｝＝ｌｎ２となる。

式（６）で算出された対数尤度比λは、さらにＲビットの値に量子化されて出力される。

以上のように、第２の実施形態の局側装置（光受信装置）によれば、第１の実施形態と同様に、通信路を仮定することなく、かつ複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いずに、受信信号を軟判定復号できる。さらに、Ｐ個のサンプリング点のうち、両端のサンプリング点は、前後の送信データの影響を受けて雑音が混入しやすいことを考慮して、Ｐ個のビットのうち、中央のビットの重みを両端のビットよりも大きくして対数尤度比を計算するので、信頼性の高い対数尤度比が得られる。

［第３の実施形態］
図１１は、第３の実施形態の対数尤度比算出部６４の構成を表わす図である。

図１１を参照して、この対数尤度比算出部６４が図６の対数尤度比算出部２４と相違する点は、尤度決定回路６８と尤度テーブル記憶部６２である。

尤度テーブル記憶部６２は、１つのグループに属するＰ個のデータと、対数尤度比λとの対応関係を定めた尤度テーブルを記憶する。

図１２は、Ｐ＝５、Ｒ＝７の場合の尤度テーブルの例を表わす図である。
図１２を参照して、たとえば、１グループのＰ個のデータが時系列順に（０，０，０，０．０）、（０，０，０，０，１）に対して、対数尤度比λ「０００００００」、「００００００１」（最も左側のビットがＬＳＢを表わす）が対応する。

尤度決定回路６８は、尤度テーブルを参照して、ビット分割回路４６ら出力される各グループに属するＰビットのデータに対応する対数尤度比を特定して出力する。

たとえば、図１２に示す尤度テーブルが用いられる場合には、１グループ内のビットの値が時系列順に（１，０，１，０，０）の場合には、そのグループの対数尤度比λは「００００１００」（最も左側のビットがＬＳＢを表わす）となる。

以上のように、第３の実施形態の局側装置（光受信装置）によれば、第１の実施形態と同様に、通信路を仮定することなく、かつ複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いずに、受信信号を軟判定復号できる。さらに、Ｐ個のサンプリング点のデータと対数尤度比との関係を予め実験により特定してテーブルに設定しておき、実際の受信時には、このテーブルを用いて対数尤度比を求めるので、短時間に正確な対数尤度比を得ることができる。

［第４の実施形態］
図１３は、第４の実施形態の対数尤度比算出部７４の構成を表わす図である。

図１３を参照してこの対数尤度比算出部７４が図６の対数尤度比算出部２４と相違する点は、位相特定回路７３とオーバーサンプリング回路７２である。

オーバーサンプリング回路７２は、位相特定回路７３で位相変化点が検出されるまでは、第１〜第３の実施形態と同様に、等間隔で送信信号の送信周波数のＰ倍（Ｐは２以上の自然数）の周波数で、ＬＡから出力される信号（電圧）をサンプリングする。

位相特定回路７３は、第１〜第３の実施形態と同様に、オーバーサンプリング回路７２から順次出力されるビット列の値（０または１のバイナリデータ）が変化する点を検出し、検出結果に従って位相変化点を特定して、ビット分割回路に通知するとともに、オーバ−サンプリング回路７２に通知する。

オーバーサンプリング回路７２は、通知された位相変化点にしたがって、サンプリング点を変更する。すなわち、オーバーサンプリング回路７２は、１つの送信データに対応するＰ個のサンプリング点のうち、中央のサンプリング点のサンプリング間隔を両端のサンプリング点のサンプリング間隔よりも密にしてオーバーサンプリングする。

図１４は、第４の実施形態における位相変化点の検出後のオーバーサンプリングを説明するための図である。

図１４では、ｅＸとａＹ（Ｙ＝Ｘ＋１）の間が位相変化点と検出された場合を示している。

図１４に示すように、ｃＸに対するサンプリング点を維持しつつ、ｂＸのサンプリング点をＴ／１０だけ前方（時刻が進む方向）に移動させ、ｄＸのサンプリング点をＴ／１０Ｔだけ後方（時刻が戻る方向）に移動させる。その結果、ｂＸとｃＸのサンプリング間隔およびｃＸとｄＸのサンプリング間隔は、Ｔ／１０となる。

また、ａＸのサンプリング点をＴ／１０だけ前方（時刻が進む方向）に移動させ、ｅＸのサンプリング点をＴ／１０だけ後方（時刻が戻る方向）に移動させる。その結果、ａＸとｂｘのサンプリング間隔およびｄＸとｅＸのサンプリング間隔は、Ｔ／５となり、ｅＸとａＹ（Ｘ＝Ｙ＋１）のサンプリング間隔は、２Ｔ／５となる。

以上のように、第４の実施形態の局側装置（光受信装置）によれば、第１の実施形態と同様に、通信路を仮定することなく、かつ複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いずに、受信信号を軟判定復号できる。さらに、Ｐ個のサンプリング点のうち、両端のサンプリング点は、前後の送信データの影響を受けて雑音が混入しやすいことを考慮して、Ｐ個のサンプリング点のうち、中央のサンプリング点のサンプリング間隔を両端のサンプリング点のサンプリング間隔よりも蜜にしてサンプリングするので、信頼性の高い対数尤度比が得られる。

（変形例）
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。

（１） オーバーサンプリング回路での同期
本発明の実施の形態では、オーバーサンプリング回路での各サンプリングは同期がとれているものとして説明したが、同期用ビットを用いて同期を確立してからサンプリングするものとしてもよい。

（２） 尤度

本発明の実施の形態では、対数尤度比を用いて尤度を表わしたが、これに限定するものではない。
たとえば、式（５）の代わりに、式（７）または式（８）で表わされる尤度を用いてもよい。
λ＝｛（グループ内のビット値が１の数／Ｐ） …(7)
λ＝｛（グループ内のビット値が０の数／Ｐ） …(8)

同様に、式（６）の代わりに、式（９）または式（１０）で表わされる尤度を用いてもよい。
λ＝Σｗ（ｉ） …(9)
λ＝Σｗ（ｊ） …(10)
ここで、Σｗ（ｉ）は、グループ内の値が「１」であるビット位置の重みの総和を表わす。Σｗ（ｊ）は、グループ内の値が「０」であるビット位置の重みの総和を表わす。

（３） 誤り訂正復号
本発明の実施形態では、送信側でＬＤＰＣで符号化し、受信側では、sum-product法にって誤り訂正復号する場合について説明したが、これに限定するものではない。受信側では、sum-product法以外の方法、たとえばmin-sum法によって誤り訂正復号を行なうものとしてもよい。また、送信側でTurbo符号化で符号化し、受信側では、Turbo符号を復号化するための誤り訂正復号を用いてもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施形態に従う通信システムの構成の一例を示す図である。 図１の通信システムの送信側である宅側装置の構成を表わす図である。 図１の通信システムの受信側である局側装置の構成を表わす図である。 図３の誤り訂正復号化部の構成を表わす図である。 ループ判定部の処理動作を示すフロー図である。 第１の実施形態の対数尤度比算出部の構成を表わす図である。 第１の実施形態のオーバーサンプリングおよびビット分割の具体例を説明するための図である。 第１の実施形態のオーバーサンプリングおよびビット分割の別の具体例を説明するための図である。 第２の実施形態の対数尤度比算出部の構成を表わす図である。 Ｐ＝５の場合の重みテーブルの例を表わす図である。 第３の実施形態の対数尤度比算出部の構成を表わす図である。 Ｐ＝５、Ｒ＝７の場合の尤度テーブルの例を表わす図である。 第４の実施形態の対数尤度比算出部の構成を表わす図である。 第４の実施形態における位相変化点の検出後のオーバーサンプリングを説明するための図である。

符号の説明

１ 局側装置、２ａ〜２ｊ 宅側装置、３，４ａ １×４スプリッタ、４ｂ〜４ｄ １×８スプリッタ、１１ 誤り訂正符号化部、１２ 電気光変換器、２１ 光電気変換器、２２ ＴＩＡ、２３ ＬＡ、２４，５４，６４，７４ 対数尤度比算出部、２５ 誤り訂正復号化部、２６ ループ判定部、２７ 行処理部、２８ 列処理部、４２，７２ オーバーサンプリング回路、４４，７３ 位相特定回路、４６ ビット分割回路、４７ 同期制御回路、４８，５８，６８ 尤度決定回路、５２ 重みテーブル記憶部、６２ 尤度テーブル記憶部。

Claims (6)

1. 送信周波数のＰ倍（Ｐは２以上の自然数）の周波数で受信信号をオーバーサンプリングし、各サンプリング点のデータを第１の値または第２の値にバイナリ判定して順次出力するオーバーサンプリング回路と、
   前記オーバーサンプリング回路から出力されたバイナリデータ列の中の１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータに基づいて１つの尤度を決定して出力する尤度決定回路と、
   前記決定した尤度にしたがって、誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号化部とを備えた光受信装置。
2. 前記尤度決定回路は、前記Ｐ個のバイナリデータの中で前記第１の値をとるバイナリデータが存在する比率、および／または前記Ｐ個のバイナリデータの中で前記第２の値をとるバイナリデータが存在する比率に基づいて、前記尤度を決定する、請求項１記載の光受信装置。
3. 前記尤度決定回路は、前記Ｐ個のバイナリデータの中で前記第１の値をとる各バイナリデータに対応する重みを加算した値、および／または前記Ｐ個のバイナリデータの中で前記第２の値をとる各バイナリデータに対応する重みを加算した値に基づいて、前記尤度を決定する、
   前記Ｐ個のバイナリデータの中央に位置するバイナリデータの重みは、両端に位置するバイナリデータの重みよりも大きい、請求項１記載の光受信装置。
4. 前記光受信装置は、さらに、
   １つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータと、１つの尤度との対応関係を定めた変換テーブルを記憶する記憶部を備え、
   前記尤度決定回路は、前記変換テーブルを参照して、前記オーバーサンプリング回路から出力されたバイナリデータ列の中の１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータに対応する尤度を特定して出力する、請求項１記載の光受信装置。
5. 前記光受信装置は、さらに、
   前記バイナリ判定されたバイナリデータ列の値が変化する位置を検出し、前記検出結果に基づいて前記バイナリデータ列をＰ個ごとにグループ分けして、各グループのバイナリデータを１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータとして前記尤度決定回路に出力する分割回路を備える、請求項１記載の光受信装置。
6. １つの送信データに対応してＰ個（Ｐは２以上の自然数）の割合で受信信号をオーバーサンプリングし、各サンプリング点のデータを第１の値または第２の値にバイナリ判定して順次出力するオーバーサンプリング回路と、
   前記オーバーサンプリング回路から出力されたバイナリデータ列の中の１つの送信データに対応するＰ個のバイナリデータに基づいて尤度を決定して出力する尤度決定回路と、
   前記決定した尤度にしたがって、誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号化部とを備え、
   前記オーバーサンプリング回路は、１つの送信データに対応するＰ個サンプリング点のうち、中央のサンプリング点のサンプリング間隔を両端のサンプリング点のサンプリング間隔よりも密にして前記オーバーサンプリングする、光受信装置。

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