JP4985386B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
本発明は、受信信号をオーバーサンプリングして軟判定復号する受信装置に関する。
通信システムの長距離化、大容量化を低コストで実現するための技術として、誤り訂正（ＦＥＣ：Forward Error Correction）が大きな役割を担っている。
従来は、リードソロモン（Read Solomon）その他の硬判定誤り訂正技術を用いて受信感度の向上が図られていたが、近年、さらに受信感度の向上が可能である軟判定誤り訂正が標準仕様として組み込まれ使用されている（例えば、広帯域無線アクセスであるIEEE802.16e、デジタル放送規格のDVB-S2、10G Base-T 規格のIEEE802.3an）。
従来は、リードソロモン（Read Solomon）その他の硬判定誤り訂正技術を用いて受信感度の向上が図られていたが、近年、さらに受信感度の向上が可能である軟判定誤り訂正が標準仕様として組み込まれ使用されている（例えば、広帯域無線アクセスであるIEEE802.16e、デジタル放送規格のDVB-S2、10G Base-T 規格のIEEE802.3an）。
この軟判定誤り訂正符号の代表的なものとしては、ターボ（Turbo）符号や低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ：Low-Density Parity-Check）符号が知られているが、これらの軟判定誤り訂正符号では、受信したデータを「０」と「１」の２値のビット列として確定的に表現（硬判定）するのではなく、受信したデータの確からしさを用いて表現（軟判定）することで訂正能力を向上させている。
例えば、非特許文献１にも記載されている通り、送信シンボル（０，１）を（＋１，−１）に変調して送信するシステムに対して、加法性白色ガウス雑音が印加されると仮定した場合には、受信した第ｎシンボルの受信値ｙｎの確からしさは、送信データｘｎが元々「０」であってｙｎとして受信した確率と、送信データｘｎが元々「１」であってｙｎとして受信した確率の比の自然体数をとって、次式のように表すことができる。
一方、非特許文献２には、受信データを２値でサンプリングするのではなく、受信データから複数ビットの出力値を出力できるＡＤコンバータを用いて、２値以上の多値でサンプリングすることで、受信データを軟判定する方法が開示されている。
和田山正 「低密度パリティ検査符号とその復号法について」 信学技報、MR2001−83、2001年12月 大内−英他、「ＷＤＭシステム用軟判定ＦＥＣにおける閾値間隔制御に関する検討」、電子情報通信学会総合大会、2004年、469頁
和田山正 「低密度パリティ検査符号とその復号法について」 信学技報、MR2001−83、2001年12月 大内−英他、「ＷＤＭシステム用軟判定ＦＥＣにおける閾値間隔制御に関する検討」、電子情報通信学会総合大会、2004年、469頁
非特許文献１では、通信路（伝送路ともいう。）を加法性白色ガウス通信路であると仮定しているが、受信ジッタの影響を考慮していないので、通常の通信システムでは当該仮定が成立しないことがある。例えば、無線通信でビルからの遅延波（反射波）がある場合や、マルチモードファイバを用いた光通信の場合は上記仮定が成立しないことが多い。
このため、受信器側において、等化器を用いて白色雑音以外の影響を低減し、あたかもその影響が無視できるような状態に変換することによって、通信路全体が加法性白色ガウス通信路とみなし得ると仮定し、上記の対数尤度比の式を使用するのが通常である。従って、この場合、等化器と対数尤度比算出器の２つが独立して必要になる。
このため、受信器側において、等化器を用いて白色雑音以外の影響を低減し、あたかもその影響が無視できるような状態に変換することによって、通信路全体が加法性白色ガウス通信路とみなし得ると仮定し、上記の対数尤度比の式を使用するのが通常である。従って、この場合、等化器と対数尤度比算出器の２つが独立して必要になる。
これに対して、非特許文献２の場合には、通信路を加法性白色ガウス通信路であると仮定していないので、上記の問題は生じないが、ＡＤコンバータが複数ビットを出力するために、伝送速度が高速化するにつれてＡＤコンバータの処理が追いつかなくなるという問題がある。
例えば、１Ｇｂｐｓを超える高速データ伝送のような場合には、複数ビットを出力するＡＤコンバータの実現性自体が困難な状況であり、最新の技術動向においても３ＧＨｚのサンプリング周波数に対応したものが上限であるとされている。
例えば、１Ｇｂｐｓを超える高速データ伝送のような場合には、複数ビットを出力するＡＤコンバータの実現性自体が困難な状況であり、最新の技術動向においても３ＧＨｚのサンプリング周波数に対応したものが上限であるとされている。
また、例えば、通信システムが光通信路を共有するＰＯＮ（Passive Optical Network）方式の場合、局側装置から各宅側装置までの光ファイバの距離や分岐数等が相違するため、局側装置は、どの宅側装置から送信されたかによって、受信する光レベルが相違する。そのため、局側装置は、受信する光レベルに応じてＡＤコンバータの閾値を設定する処理が必要となり、処理が複雑化する。
本発明は、このような実情に鑑み、通信路を仮定しなくても、かつ、複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いなくても、受信信号を軟判定復号することができる受信装置を提供することを目的とする。
本発明の受信装置（請求項１）は、受信信号をオーバーサンプリングして得た各サンプリング点のデータを２値で判定して２値データ列を順次出力するオーバーサンプリング部と、前記２値データ列を前記受信信号に対応して分割したサンプリングデータと、送信信号に対する前記受信信号の対数尤度比との関係を規定した参照テーブルと、前記参照テーブルを用いて前記対数尤度比を決定する尤度決定部と、決定された前記対数尤度比に基づいて前記受信信号に対して誤り訂正復号を行う復号部とを備えていることを特徴とする。
本発明の受信装置によれば、オーバーサンプリング部が、受信信号をオーバーサンプリングして得た各サンプリング点における２値データ列を順次出力し、尤度決定部が、その２値データ列を受信信号に対応して分割したサンプリングデータと当該受信信号の対数尤度比との関係を規定した参照テーブルを用いて対数尤度比を決定し、復号部が、その決定された対数尤度比に基づいて受信信号に対して誤り訂正復号を行うので、通信路を仮定することなく、かつ、複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いなくても、受信信号を軟判定復号することができる。
また、本発明の受信装置によれば、尤度決定部が、サンプリングデータと対数尤度比との関係を予め規定した参照テーブルを用いて対数尤度比を決定するので、短時間でかつ正確に当該対数尤度比を決定することができる。
ところで、後の実施形態で詳述するが、オーバーサンプリング部におけるサンプリングタイミングを適切に設定すれば、各サンプリングデータに対応する対数尤度比の結果に対称性が表れることが明らかになった。
そこで、かかる対数尤度比の結果に対称性が表れるようにオーバーサンプリング部におけるサンプリングタイミングを設定しておけば（請求項２）、参照テーブルで必要なテーブルサイズを低減することができ、受信装置のメモリを有効利用することができるし、当該参照テーブルを作成するための観測時間を短縮することができる。
そこで、かかる対数尤度比の結果に対称性が表れるようにオーバーサンプリング部におけるサンプリングタイミングを設定しておけば（請求項２）、参照テーブルで必要なテーブルサイズを低減することができ、受信装置のメモリを有効利用することができるし、当該参照テーブルを作成するための観測時間を短縮することができる。
また、本発明の受信装置において、１つの前記参照テーブルで複数の信号対雑音比の前記受信信号を復号するために、前記尤度決定部で決定された前記対数尤度比をスケーリングするスケーリング部が設けられていることが好ましい（請求項３）。
この場合、１つの参照テーブルを用いて決定される対数尤度比をスケーリングすることによって、他の信号対雑音比の受信信号も復号できるようになるので、受信装置による復号性能をより向上することができる。
この場合、１つの参照テーブルを用いて決定される対数尤度比をスケーリングすることによって、他の信号対雑音比の受信信号も復号できるようになるので、受信装置による復号性能をより向上することができる。
もっとも、後の実施形態で詳述するが、前記復号部が、ＬＤＰＣ符号よりなる符号化データに対してサムプロダクト復号法を簡略化した復号方式（例えば、ミニサム復号法）に基づく誤り訂正復号を行うものである場合には、対数尤度比をスケーリングしても復号結果が変動しないので、前記尤度決定部として、複数の信号対雑音比の前記受信信号に対しても１つの前記参照テーブルに基づいて前記対数尤度比を決定するものを採用すればよい（請求項４）。
更に、本発明の受信装置において、伝送路の状態を監視する伝送路監視部と、前記伝送路の状態に対応して前記オーバーサンプリング部におけるサンプリング数を変更するサンプリングレート制御部が設けられていることが好ましい（請求項５）。
この場合、サンプリングレート制御部が、伝送路の状態に対応してオーバーサンプリング部におけるサンプリング数を変更するので、伝送路の状態変化に伴って受信信号の軌道がより複雑に変化しても、サンプリング数を変更することで受信信号を適切に復号することができる。
この場合、サンプリングレート制御部が、伝送路の状態に対応してオーバーサンプリング部におけるサンプリング数を変更するので、伝送路の状態変化に伴って受信信号の軌道がより複雑に変化しても、サンプリング数を変更することで受信信号を適切に復号することができる。
本発明によれば、通信路を仮定しなくても、かつ、複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いなくても、受信信号を軟判定復号することができる。
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
〔通信システムの構成〕
図１は、本発明の実施に適した通信システムの構成例を示すトポロジー図である。
図１に示すように、この通信システムは、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システムと呼ばれるものであって、１つの局側装置１と、この局側装置１と双方向通信する複数個の宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊとが光ファイバ５で接続されている。かかるＰＯＮシステムでは、光スプリッタ３，４を用いて光ファイバ５を分岐させることで、１本の光ファイバ５を複数の宅側装置で共有できるようにしている。
〔通信システムの構成〕
図１は、本発明の実施に適した通信システムの構成例を示すトポロジー図である。
図１に示すように、この通信システムは、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システムと呼ばれるものであって、１つの局側装置１と、この局側装置１と双方向通信する複数個の宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊとが光ファイバ５で接続されている。かかるＰＯＮシステムでは、光スプリッタ３，４を用いて光ファイバ５を分岐させることで、１本の光ファイバ５を複数の宅側装置で共有できるようにしている。
図１のＰＯＮシステムは、局側装置１と宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊまでの光ファイバ５の距離および光ファイバ５の分岐数が、各宅側装置２によって相違している。具体的には、局側装置１に接続された光ファイバ５ａは、１×４スプリッタ３によって４分岐されている。
この１×４スプリッタ３で４分岐する光ファイバ５ｂは、１×４スプリッタ４ａによって更に分岐されて宅側装置２ａ，２ｂに接続され、１×８スプリッタ４ｄによって更に分岐されて宅側装置２ｉ，２ｊに接続されている。
この１×４スプリッタ３で４分岐する光ファイバ５ｂは、１×４スプリッタ４ａによって更に分岐されて宅側装置２ａ，２ｂに接続され、１×８スプリッタ４ｄによって更に分岐されて宅側装置２ｉ，２ｊに接続されている。
従って、図１のＰＯＮシステムでは、局側装置１から宅側装置２ａ，２ｂまでの光ファイバ５の分岐数は、４×４＝１６分岐であり、局側装置１から宅伽装置２ｉ，２ｊまでの光ファイバ５の分岐数は、４×８＝３２分岐である。
また、局側装置から１×４スプリッタ３までの距離は１ｋｍであり、１×４スプリッタ３から１×４スプリッタ４ａまでの距離が５ｋｍである。１×４スプリッタ４ａから宅側装置２ａまでの距離が６ｋｍであり、１×４スプリッタ４ａから宅側装置２ｂまでの距離が７ｋｍである。
また、局側装置から１×４スプリッタ３までの距離は１ｋｍであり、１×４スプリッタ３から１×４スプリッタ４ａまでの距離が５ｋｍである。１×４スプリッタ４ａから宅側装置２ａまでの距離が６ｋｍであり、１×４スプリッタ４ａから宅側装置２ｂまでの距離が７ｋｍである。
更に、１×４スプリッタ３から１×４スプリッタ４ｄまでの距離が９ｋｍである。１×４スプリッタ４ｄから宅側装置２ｉまでの距離が８ｋｍであり、１×４スプリッタ４ｄから宅側装置２ｊまでの距離が７ｋｍである。
このような局側装置１から宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊまでの光ファイバ５の距離および光ファイバ５の分岐数の相違によって、どの宅側装置２から送信された光信号かによって局側装置１で受信する光信号のパワーが相違する。
このような局側装置１から宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊまでの光ファイバ５の距離および光ファイバ５の分岐数の相違によって、どの宅側装置２から送信された光信号かによって局側装置１で受信する光信号のパワーが相違する。
例えば、宅側装置２ａで送信された光信号を局側装置１で受信するときには、送信された光信号は、１６分岐によってパワーが１／１６倍となり、かつ１２ｋｍ（＝１ｋｍ＋５ｋｍ＋６ｋｍ）分の伝送距離によってパワーがさらに低下する。
また、宅側装置２ｉから送信された光信号を局側装置１で受信するときには、送信された光信号は、３２分岐によってパワーが１／３２倍となり、かつ１８ｋｍ（＝１ｋｍ＋９ｋｍ＋８ｋｍ）分の伝送距離によってパワーがさらに低下する。
また、宅側装置２ｉから送信された光信号を局側装置１で受信するときには、送信された光信号は、３２分岐によってパワーが１／３２倍となり、かつ１８ｋｍ（＝１ｋｍ＋９ｋｍ＋８ｋｍ）分の伝送距離によってパワーがさらに低下する。
このように局側装置１で受信する光信号のパワーが相違するので、局側装置１が非特許文献２のようにＡＤコンバータで受信信号を軟判定する場合、宅側装置２ごとにＡＤコンバータの閾値を用意する必要があり、処理が複雑化することがある。
かかるＰＯＮシステムにおいては、局側装置１と宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊの間で双方向通信が可能であるが、本発明は、光信号のパワーが宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊによって相違する局側装置１への上り送信の場合に特に効果があることから、以下においては、宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊを送信側（送信装置）とし、局側装置１を受信側（受信装置）として、本発明の実施形態を説明する。
かかるＰＯＮシステムにおいては、局側装置１と宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊの間で双方向通信が可能であるが、本発明は、光信号のパワーが宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊによって相違する局側装置１への上り送信の場合に特に効果があることから、以下においては、宅側装置２ａ，２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊを送信側（送信装置）とし、局側装置１を受信側（受信装置）として、本発明の実施形態を説明する。
〔宅側装置（送信装置）の構成〕
図２は、図１の通信システムの送信側である宅側装置（送信装置）２ａの構成図である。他の宅側装置２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊもこれと同様である。
図２に示すように、この宅側装置２ａは、誤り訂正符号化部１１と電気光変換部１２とを備えている。このうち、誤り訂正符号化部１１は、送信データをＫビットごとに分割する。
図２は、図１の通信システムの送信側である宅側装置（送信装置）２ａの構成図である。他の宅側装置２ｂ，・・・，２ｉ，２ｊもこれと同様である。
図２に示すように、この宅側装置２ａは、誤り訂正符号化部１１と電気光変換部１２とを備えている。このうち、誤り訂正符号化部１１は、送信データをＫビットごとに分割する。
この誤り訂正符号化部１１は、自身が分割したＫビットの情報ビットに対して、Ｋビットの情報ビットから計算されたＭビットの冗長ビットと、Ｓビットの同期用ビットとを付加し、Ｌ（＝Ｋ＋Ｍ＋Ｓ）ビットのＬＤＰＣ符号（低密度パリティ検査符号）データを生成する。なお、情報ビットのビット数Ｋと、冗長ビットのビット数Ｍとの和をＮとする。
一方、電気光変換部１２は、誤り訂正符号化部１１から出力されるＬＤＰＣ符号データ（０又は１の時系列列データ）を、光信号に変換して通信路である光ファイバ５に出力する。
一方、電気光変換部１２は、誤り訂正符号化部１１から出力されるＬＤＰＣ符号データ（０又は１の時系列列データ）を、光信号に変換して通信路である光ファイバ５に出力する。
〔局側装置（受信装置）の構成〕
図３は、図１の通信システムの受信側である局側装置（受信装置）１の構成図である。
図３に示すように、本実施形態の局側装置１は、光電気変換器２１と、ＴＩＡ（Trans-Impedance Amplifier）２２と、ＬＡ（Limiting Amplifier）２３と、対数尤度比算出部２４と、誤り訂正復号部２５とを備えている。
図３は、図１の通信システムの受信側である局側装置（受信装置）１の構成図である。
図３に示すように、本実施形態の局側装置１は、光電気変換器２１と、ＴＩＡ（Trans-Impedance Amplifier）２２と、ＬＡ（Limiting Amplifier）２３と、対数尤度比算出部２４と、誤り訂正復号部２５とを備えている。
このうち、光電気変換器２１は、光ファイバ５から受信した受信信号の光レベルに応じた電流を出力するものであり、ＴＩＡ２２は、光電気変換器２１から出力される電流をアナログ電圧に変換するものである。また、ＬＡ２３は、ＴＩＡ２２から出力されるアナログ電圧を増幅するものである。
また、対数尤度比算出部２４は、ＬＡ２３から出力される電圧から対数尤度比λを算出するものであり、誤り訂正復号化部２５は、算出された対数尤度比λを用いて、符号長Ｎの単位でサムプロダクト（sum-product）復号法やこれを簡略化した復号方式（例えば、ミニサム（min-sum）復号法）によって誤り訂正復号を行う。
また、対数尤度比算出部２４は、ＬＡ２３から出力される電圧から対数尤度比λを算出するものであり、誤り訂正復号化部２５は、算出された対数尤度比λを用いて、符号長Ｎの単位でサムプロダクト（sum-product）復号法やこれを簡略化した復号方式（例えば、ミニサム（min-sum）復号法）によって誤り訂正復号を行う。
〔誤り訂正復号部の構成〕
図４は、誤り訂正復号部２５の構成図である。
図４に示すように、誤り訂正復号部２５は、パリティ検査行列の行処理を行う行処理部２７と、パリティ検査行列の列処理を行う列処理部２８と、対数尤度比算出部２４からの対数尤度比λｎと行処理部２７の出力ビット（外部値対数比）αｍｎとに従って復号語を生成するループ判定部２６とを含む。
図４は、誤り訂正復号部２５の構成図である。
図４に示すように、誤り訂正復号部２５は、パリティ検査行列の行処理を行う行処理部２７と、パリティ検査行列の列処理を行う列処理部２８と、対数尤度比算出部２４からの対数尤度比λｎと行処理部２７の出力ビット（外部値対数比）αｍｎとに従って復号語を生成するループ判定部２６とを含む。
〔サムプロダクト復号法〕
復号方式がサムプロダクト復号法である場合には、行処理部２７及び列処理部２８は、それぞれ、次の式（１）及び（２）に従って演算処理を行い、パリティ検査行列の行の各要素についての処理（行処理）及び列の各要素についての処理（列処理）を実行する。
具体的には、行処理部２７は、列処理部２８から与えられる事前値対数比βｍｎと対数尤度比λｎとに従って外部値対数比αｍｎを更新する。列処理部２８は、行処理部２７から与えられる外部値対数比αｍｎに従って、事前値対数比βｍｎを算出する。
復号方式がサムプロダクト復号法である場合には、行処理部２７及び列処理部２８は、それぞれ、次の式（１）及び（２）に従って演算処理を行い、パリティ検査行列の行の各要素についての処理（行処理）及び列の各要素についての処理（列処理）を実行する。
具体的には、行処理部２７は、列処理部２８から与えられる事前値対数比βｍｎと対数尤度比λｎとに従って外部値対数比αｍｎを更新する。列処理部２８は、行処理部２７から与えられる外部値対数比αｍｎに従って、事前値対数比βｍｎを算出する。
ここで、上記式（１）及び（２）において、ｎ′∈Ａ（ｍ）＼ｎとｍ′∈Ｂ（ｎ）＼ｍは、自身を除く要素を意味する。外部値対数比αｍｎについては、ｎ′≠ｎであり、事前値対数比βｍｎについては、ｍ′≠ｍである。
また、α及びβの行列内の位置を示す添え字“ｍｎ”は、通常は下付文字で示されるが、本明細書においては、読みやすさのために、「横並びの文字」で示す。
また、α及びβの行列内の位置を示す添え字“ｍｎ”は、通常は下付文字で示されるが、本明細書においては、読みやすさのために、「横並びの文字」で示す。
式（１）中の関数ｆ（β）は、ギャラガ（Gallager）のｆ関数であり、上記式（１）の下の式で定義される。また、式（１）中の関数ｓｉｇｎ（ｘ）は、次の式（３）で定義される。
また、集合Ａ（ｍ）及びＢ（ｎ）は、２元Ｍ・Ｎ行列のＨ＝［Ｈｍｎ］を復号対象のＬＤＰＣ符号の検査行列とした場合における、集合［１，Ｎ］＝｛１，２，…，Ｎ｝の部分集合である。
Ａ（ｍ）＝｛ｎ：Ｈｍｎ＝１｝ ……（４）
Ｂ（ｎ）＝｛ｍ：Ｈｍｎ＝１｝ ……（５）
すなわち、部分集合Ａ（ｍ）は、検査行列Ｈの第ｍ行目において１が立っている列インデックスの集合を意味し、部分集合Ｂ（ｎ）は、検査行列Ｈの第ｎ列目において１が立っている行インデックスの集合を示す。
Ａ（ｍ）＝｛ｎ：Ｈｍｎ＝１｝ ……（４）
Ｂ（ｎ）＝｛ｍ：Ｈｍｎ＝１｝ ……（５）
すなわち、部分集合Ａ（ｍ）は、検査行列Ｈの第ｍ行目において１が立っている列インデックスの集合を意味し、部分集合Ｂ（ｎ）は、検査行列Ｈの第ｎ列目において１が立っている行インデックスの集合を示す。
〔ミニサム復号法〕
一方、復号方式がミニサム復号法である場合には、行処理部２７及び列処理部２８は、次の式（６）及び（７）に従って演算処理を行う。
一方、復号方式がミニサム復号法である場合には、行処理部２７及び列処理部２８は、次の式（６）及び（７）に従って演算処理を行う。
式（１）と式（６）を比較すれば明らかな通り、ミニサム復号法は、外部値対数比αｍｎの演算において、ギャラガのｆ関数に関する項を近似値に置き換えたものであり、これによって演算負荷が軽減される。従って、ミニサム復号法は、サムプロダクト復号法の簡易な実装形式の１つである。
なお、式（６）において、関数ｍｉｎは最小値を求める演算子である。また、サムプロダクト復号法の式（２）とミニサム復号法の式（７）とは同じものである。
なお、式（６）において、関数ｍｉｎは最小値を求める演算子である。また、サムプロダクト復号法の式（２）とミニサム復号法の式（７）とは同じものである。
〔ループ判定部によるパリティ検査〕
ループ判定部２６は、行処理部２７及び列処理部２８における演算処理結果に基づいて一次推定語を生成し、これらの一次推定語が符号語を構成しているかを検査する。
このパリティ検査時において、シンドロームが“０”とならない場合には、再び処理を繰返し実行する。この処理の繰返し回数が所定値に到達すると、そのときの一次推定語を復号語として出力する。
ループ判定部２６は、行処理部２７及び列処理部２８における演算処理結果に基づいて一次推定語を生成し、これらの一次推定語が符号語を構成しているかを検査する。
このパリティ検査時において、シンドロームが“０”とならない場合には、再び処理を繰返し実行する。この処理の繰返し回数が所定値に到達すると、そのときの一次推定語を復号語として出力する。
図５は、上記ループ判定部２６の処理動作を示すフローチャートである。以下、この図５を参照して、ループ判定部２６の処理換作について説明する。
まず、初期動作として、ループ回数及び事前値対数比βｍｎの初期設定が行われる。このループ回数は、列処理部２８で生成された事前値対数比βｍｎを用いて再び行処理部２７で外部値対数比αｍｎを生成するループにおける演算回数を示す。このループ回数においては、最大値が予め定められる。事前値対数比βｍｎは、“０”に初期設定されている（ステップＳＰ１）。
まず、初期動作として、ループ回数及び事前値対数比βｍｎの初期設定が行われる。このループ回数は、列処理部２８で生成された事前値対数比βｍｎを用いて再び行処理部２７で外部値対数比αｍｎを生成するループにおける演算回数を示す。このループ回数においては、最大値が予め定められる。事前値対数比βｍｎは、“０”に初期設定されている（ステップＳＰ１）。
次に、受信シンボル系列に従って、近似対数尤度比λｎ及び外部値対数比αｍｎが、それぞれ、対数尤度比算出部２４及び行処理部２７により生成され、ループ判定部２６へ供給される（ステップＳＰ２）。
ループ判定部２６は、これらの供給された近似対数尤度比λｎ及び外部値対数比αｍｎに従って、演算Ｑｎ＝λｎ＋Σαｍｎを行って推定受信語Ｑｎを算出する（ステップＳＰ３）。ここで、総和Σは、部分集合Ｂ（ｎ）の要素ｍについて実行される。
ループ判定部２６は、これらの供給された近似対数尤度比λｎ及び外部値対数比αｍｎに従って、演算Ｑｎ＝λｎ＋Σαｍｎを行って推定受信語Ｑｎを算出する（ステップＳＰ３）。ここで、総和Σは、部分集合Ｂ（ｎ）の要素ｍについて実行される。
このステップＳＰ３において算出された値Ｑｎの正負の符号を判定し（ステップＳＰ４）、一次推定符号Ｃｎを生成する（ステップＳＰ５）。
この符号の正／負判定においては、例えば、推定受信語Ｑｎが２の補数表示されているときには、最上位ビット（符号ビット）のビット値を見ることにより、正及び負の判定を行なうことができる。
この符号の正／負判定においては、例えば、推定受信語Ｑｎが２の補数表示されているときには、最上位ビット（符号ビット）のビット値を見ることにより、正及び負の判定を行なうことができる。
推定符号Ｃｎが全て生成され、符号語（Ｃ１，……，ＣＮ）が生成されると、次いでパリティ検査が実行される（ステップＳＰ６）。
このパリティ検査においては、先の検査行列Ｈの転置行列を用いて、（Ｃ１，……，ＣＮ）・Ｈt＝０が計算される。この計算によって生成されるシンドロームが０であれば、Ｋビットの一次推定語（Ｃ１，……，ＣＫ）を推定語として出力する（ステップＳＰ９）。
このパリティ検査においては、先の検査行列Ｈの転置行列を用いて、（Ｃ１，……，ＣＮ）・Ｈt＝０が計算される。この計算によって生成されるシンドロームが０であれば、Ｋビットの一次推定語（Ｃ１，……，ＣＫ）を推定語として出力する（ステップＳＰ９）。
一方、この生成されたシンドロームが０と異なる場合には、ループ回数が最大値であるかの判定が行なわれる（ステップＳＰ７）。
すなわち、この一次推定語の生成回数をカウントし、その生成回数が所定の最大回数に到達すると、その符号についての算出をそれ以上は止め、現在生成されている一次推定語を復号語として出力する（ステップＳＰ９）。これにより、収束性の悪いノイジーな符号に対して、不必要に演算処理時間が費やされるのを防止する。
すなわち、この一次推定語の生成回数をカウントし、その生成回数が所定の最大回数に到達すると、その符号についての算出をそれ以上は止め、現在生成されている一次推定語を復号語として出力する（ステップＳＰ９）。これにより、収束性の悪いノイジーな符号に対して、不必要に演算処理時間が費やされるのを防止する。
ステップＳＰ７において、ループ回数が最大値に到達していないと判定されると、このル一プ回数を１つインクリメントして（ステップＳＰ８）、更に行処理部２７及び列処理部２８における処理を開始させ、再びステップＳＰ２からの処理を実行する。
誤り訂正復号化部２５によるこれら一連の処理が、ＬＤＰＣのサムプロダクト復号法（簡略形式であるミニサム復号法を含む。）の動作である。
誤り訂正復号化部２５によるこれら一連の処理が、ＬＤＰＣのサムプロダクト復号法（簡略形式であるミニサム復号法を含む。）の動作である。
〔対数尤度算出部の構成〕
図６は、第１実施形態に係る対数尤度比算出部２４の構成図である。
図６に示すように、本実施形態の対数尤度比算出部２４は、オーバーサンプリング部４２と、位相特定部４４と、参照テーブル４５と、ビット分割部４６と、同期制御部４７と、尤度決定部４８と、通信路監視部４９と、スケーリング部５０とを含む。
図６は、第１実施形態に係る対数尤度比算出部２４の構成図である。
図６に示すように、本実施形態の対数尤度比算出部２４は、オーバーサンプリング部４２と、位相特定部４４と、参照テーブル４５と、ビット分割部４６と、同期制御部４７と、尤度決定部４８と、通信路監視部４９と、スケーリング部５０とを含む。
このうち、オーバーサンプリング部４２は、宅側装置２から送信される送信信号の送信周波数（１／Ｔ）のＰ倍（Ｐは２以上の自然数）の周波数で、ＬＡ２３から出力される信号（電圧）をサンプリングする、例えば複数の比較器で構成されたサンプリング回路よりなる。ここで、Ｔは、送信信号の送信周期を表わす。
なお、送信信号の信号周波数のＰ倍でオーバーサンプリングする場合には、受信時点を含めたサンプリング点は（Ｐ＋１）個存在し、これを周期で見ると、送信信号の送信周期ＴをＰで除したサンプリング周期で値がサンプリングされることになる。
なお、送信信号の信号周波数のＰ倍でオーバーサンプリングする場合には、受信時点を含めたサンプリング点は（Ｐ＋１）個存在し、これを周期で見ると、送信信号の送信周期ＴをＰで除したサンプリング周期で値がサンプリングされることになる。
このため、以下において、送信周波数（１／Ｔ）をＰ倍（Ｐは２以上の自然数）でオーバーサンプリングすることを、送信周期ＴのＰ倍のオーバーサンプリングと呼ぶこととする。
なお、オーバーサンプリング部４２でのサンプリング間隔は、通常、一定間隔で設定されるが、各サンプリング間の間隔が異なる不均一な間隔としてもよい。
オーバーサンプリング部４２は、上記所定のサンプリング周波数でサンプリングした値が所定の閾値（例えば、「０」）以上のときに「１」を出力し、サンプリングした値が所定の閾値未満のときに「０」を出力する。従って、オーバーサンプリング部４２は、宅側装置から送信された送信データの１ビットに対して、（Ｐ＋１）ビットのデータを出力する。
なお、オーバーサンプリング部４２でのサンプリング間隔は、通常、一定間隔で設定されるが、各サンプリング間の間隔が異なる不均一な間隔としてもよい。
オーバーサンプリング部４２は、上記所定のサンプリング周波数でサンプリングした値が所定の閾値（例えば、「０」）以上のときに「１」を出力し、サンプリングした値が所定の閾値未満のときに「０」を出力する。従って、オーバーサンプリング部４２は、宅側装置から送信された送信データの１ビットに対して、（Ｐ＋１）ビットのデータを出力する。
位相特定部４４は、オーバーサンプリング部４２から順次出力される２値データ列の値（０又は１のバイナリデータ）が変化する点を検出する回路よりなる。この検出結果に従って２値データ列の位相変化点が特定され、この位相変化点はビット分割部４６に通知される。
ビット分割部４６は、位相特定部４４から通知される位相変化点に従って、オーバーサンプリング部４２から出力される連続した２値データ列の中のＰ個のビットを１単位として、グループ分けを行う。
ビット分割部４６は、位相特定部４４から通知される位相変化点に従って、オーバーサンプリング部４２から出力される連続した２値データ列の中のＰ個のビットを１単位として、グループ分けを行う。
従って、このグループ分けされたデータは、オーバーサンプリング部４２から順次出力される連続した２値データ列を、受信信号の周期Ｔに対応して分割してなるサンプリングデータとなる。
尤度決定部４８は、ビット分割部４６から出力されるグループ分けされたＰビットのサンプリングデータｙｎに基づき、このサンプリングデータｙｎと、送信信号ｘｎに対する受信信号の確からしさを示す対数尤度比λｎとの関係を規定した参照テーブル４５を用いて、当該各サンプリングデータｙｎについての対数尤度比λｎを決定する。
尤度決定部４８は、ビット分割部４６から出力されるグループ分けされたＰビットのサンプリングデータｙｎに基づき、このサンプリングデータｙｎと、送信信号ｘｎに対する受信信号の確からしさを示す対数尤度比λｎとの関係を規定した参照テーブル４５を用いて、当該各サンプリングデータｙｎについての対数尤度比λｎを決定する。
ここで、図１０（ａ）は、送信周期Ｔの４倍でオーバーサンプリングした場合（Ｐ＝５の場合）の受信信号のアイパターンを示している。この場合、グループ分けされた各サンプリングデータｙｎの値は、時系列順にｙｎ＝（ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ）となり、ａ〜ｅはそれぞれ「０」か「１」の値を取る。
そこで、本実施形態では、参照テーブル４５を作成するに当たって、送信信号ｘｎ（＝０又は１）に対して各サンプリングデータｙｎが出現する確率Ｐ０，Ｐ１を、特定の通信路について予め実験等によって観測する。なお、Ｐ０は、ｘｎ＝０である場合にｙｎとなる確率であり、Ｐ１はｘｎ＝１である場合にｙｎとなる確率である。
そこで、本実施形態では、参照テーブル４５を作成するに当たって、送信信号ｘｎ（＝０又は１）に対して各サンプリングデータｙｎが出現する確率Ｐ０，Ｐ１を、特定の通信路について予め実験等によって観測する。なお、Ｐ０は、ｘｎ＝０である場合にｙｎとなる確率であり、Ｐ１はｘｎ＝１である場合にｙｎとなる確率である。
そして、図１０（ｂ）に示すように、観測した確率Ｐ０，Ｐ１に基づき、λｎ（ｙｎ）＝ｌｎ（Ｐ０／Ｐ１）として、サンプリングデータｙｎごとの対数尤度比λｎを算出し、このｙｎとλｎとの対応関係を予め参照テーブル４５にしてメモリに記憶させる。
このため、例えば図１１（ａ）に示すように、Ｐ＝５の場合には、サンプリングデータｙｎは２の５乗で合計３２通りになり、通常、この３２個のｙｎに対してそれぞれ対数尤度比λｎ（ｙｎ）を割り当てるための参照テーブル４５が必要になる。
このため、例えば図１１（ａ）に示すように、Ｐ＝５の場合には、サンプリングデータｙｎは２の５乗で合計３２通りになり、通常、この３２個のｙｎに対してそれぞれ対数尤度比λｎ（ｙｎ）を割り当てるための参照テーブル４５が必要になる。
しかし、本実施形態では、対数尤度比λｎの値に対称性が表れるようにオーバーサンプリング部４２におけるサンプリングタイミングを設定することで、図１１（ｂ）に示すように参照テーブル４５のテーブルサイズを半減させている。
すなわち、本実施形態の参照テーブル４５には、２の４乗で合計１６通りのサンプリングデータｙｎ（＝（０００００）〜（０１１１１））に対応する対数尤度比λｎが記載されているが、残りのサンプリングデータｙｎ（＝（１００００）〜（１１１１１））に対応する対数尤度比λｎは記載されていない。
すなわち、本実施形態の参照テーブル４５には、２の４乗で合計１６通りのサンプリングデータｙｎ（＝（０００００）〜（０１１１１））に対応する対数尤度比λｎが記載されているが、残りのサンプリングデータｙｎ（＝（１００００）〜（１１１１１））に対応する対数尤度比λｎは記載されていない。
従って、尤度決定部４８は、参照テーブル４５に記載されている記載データｙｎについては、そのまま参照テーブル４５を用いて対数尤度比λｎを決定するとともに、当該参照テーブル４５に記載されていないサンプリングデータｙｎ（＝（１００００）〜（１１１１１））については、その不記載のデータｙｎに対応する記載データｙｎを特定して、この記載データｙｎに対応する対数尤度比λｎを、参照テーブル４５から引き出すようになっている。
なお、対数尤度比λｎが対称性を帯びる理由については後述する。
また、尤度決定部４８は、参照テーブル４５を用いて決定した対数尤度比λｎを、更にＲビットの値に量子化して出力する。
また、尤度決定部４８は、参照テーブル４５を用いて決定した対数尤度比λｎを、更にＲビットの値に量子化して出力する。
図６に戻り、同期制御部４７は、ビット分割部４６から出力される各グループ内の中央ビット（例えば、グループ内に５つの値があるときは３番目のデータ）のデータを用いて、Ｌビットの符号化データのうちのＳビットの同期用ビットの位置を検出し、Ｌビットの符号化データの開始ビットの位置を誤り訂正復号部２５に通知する。
誤り訂正復号部２５は、同期制御回路４７から通知されるＬビットの符号化データの開始位置を受けて、尤度決定部４８からスケーリング部５０を経て送られて来る対数尤度比λｎをＬ個ずつに分割し、同期用ビットに対応するＳ個の対数尤度比λｎを除いた、Ｎ（＝Ｌ−Ｓ）個の対数尤度比λｎを用いて、誤り訂正復号を行う。
誤り訂正復号部２５は、同期制御回路４７から通知されるＬビットの符号化データの開始位置を受けて、尤度決定部４８からスケーリング部５０を経て送られて来る対数尤度比λｎをＬ個ずつに分割し、同期用ビットに対応するＳ個の対数尤度比λｎを除いた、Ｎ（＝Ｌ−Ｓ）個の対数尤度比λｎを用いて、誤り訂正復号を行う。
通信路監視部４９は、誤り訂正復号部２５が行った訂正結果に基づいてビット誤り率（ＢＥＲ）を常時算出しており、これによって通信路の状態を常時監視している。また、通信路監視部４９は、ビット誤り率に基づいて通信路の信号対雑音比（ＳＮＲ）を求め、この信号対雑音比をスケーリング部５０に出力する。
スケーリング部５０は、通信路監視部４９から受けた信号対雑音比に基づいて、尤度決定部４８からの対数尤度比λｎに所定倍率を乗算するか否かを判定し、乗算すべき場合は対数尤度比λｎに当該所定倍率を乗算して誤り訂正復号部２５に出力する。
スケーリング部５０は、通信路監視部４９から受けた信号対雑音比に基づいて、尤度決定部４８からの対数尤度比λｎに所定倍率を乗算するか否かを判定し、乗算すべき場合は対数尤度比λｎに当該所定倍率を乗算して誤り訂正復号部２５に出力する。
なお、信号対雑音比と対数尤度比λｎとの関係については後述する。
もっとも、誤り訂正復号部２５が、ＬＤＰＣ符号よりなる符号化データに対して、サムプロダクト復号法を簡略化した例えば前記ミニサム復号法に基づいて誤り訂正復号を行う場合は、対数尤度比λｎをスケーリングしても復号結果に影響しない。
従って、この場合には、スケーリング部５０において対数尤度比λｎに対するスケーリングは行われず、信号対雑音比の変動に拘わらず、対尤度決定部４８で決定された対数尤度比λｎがそのまま誤り訂正復号部２５に入力される。
もっとも、誤り訂正復号部２５が、ＬＤＰＣ符号よりなる符号化データに対して、サムプロダクト復号法を簡略化した例えば前記ミニサム復号法に基づいて誤り訂正復号を行う場合は、対数尤度比λｎをスケーリングしても復号結果に影響しない。
従って、この場合には、スケーリング部５０において対数尤度比λｎに対するスケーリングは行われず、信号対雑音比の変動に拘わらず、対尤度決定部４８で決定された対数尤度比λｎがそのまま誤り訂正復号部２５に入力される。
〔ビット分割の具体例１〕
図７は、オーバーサンプリングとビット分割の関係の一例を示す時系列図である。
図７に示すように、Ｐ＝４の場合、オーバーサンプリング部４２は、ＬＡ２３から出力される信号（電圧）を送信信号の送信周波数の４倍の周波数でサンプリングし、サンプリング値が０以上のときに「１」を出力し、サンプリング値が０未満のときに「０」を出力する。
図７は、オーバーサンプリングとビット分割の関係の一例を示す時系列図である。
図７に示すように、Ｐ＝４の場合、オーバーサンプリング部４２は、ＬＡ２３から出力される信号（電圧）を送信信号の送信周波数の４倍の周波数でサンプリングし、サンプリング値が０以上のときに「１」を出力し、サンプリング値が０未満のときに「０」を出力する。
位相特定部４４は、オーバーサンプリング部４２から順次出力されるビット列の値（０又は１のバイナリデータ）が変化する点を検出する。図７の例では、それぞれ、ｅ２とａ３の間、ｅ３とａ４の間、及び、ｅ４とａ５の間でビット列の値が変化する。
従って、この場合、位相特定部４４は、ｅＸとｅＹ（Ｘは任意の数で、Ｙ＝Ｘ＋１）の間を位相変化点として、ビット分割部４６に通知する。
そして、ビット分割部４６は、オーバーサンプリング部４２から出力される連続したビット列をａＸとｅＸの間で分割して、５個のビットを１単位としてグループ分けする。
従って、この場合、位相特定部４４は、ｅＸとｅＹ（Ｘは任意の数で、Ｙ＝Ｘ＋１）の間を位相変化点として、ビット分割部４６に通知する。
そして、ビット分割部４６は、オーバーサンプリング部４２から出力される連続したビット列をａＸとｅＸの間で分割して、５個のビットを１単位としてグループ分けする。
〔ビット分割の具体例２〕
図８は、オーバーサンプリングとビット分割の関係の他の例を示す時系列図である。
図８の場合は、ａ３とｂ３の間、ｅ３とａ４の間、及び、ｅ４とａ５の間でビット列の値が変化する。この場合、位相特定部４４は、最も確からしい点を位相変化点とする。
すなわち、位相特定部４４は、aＸとｂＸ（Ｘは任意の数）の間を位相変化点とするか、ｅＸとａＹ（Ｘは任意の数で、Ｙ＝Ｘ＋１）の間を位相変化点とするかを、多数決によって決定する。その結果、ｅＸとａＹの間が位相変化点として決定されて、ビット分割部４６に通知される。
図８は、オーバーサンプリングとビット分割の関係の他の例を示す時系列図である。
図８の場合は、ａ３とｂ３の間、ｅ３とａ４の間、及び、ｅ４とａ５の間でビット列の値が変化する。この場合、位相特定部４４は、最も確からしい点を位相変化点とする。
すなわち、位相特定部４４は、aＸとｂＸ（Ｘは任意の数）の間を位相変化点とするか、ｅＸとａＹ（Ｘは任意の数で、Ｙ＝Ｘ＋１）の間を位相変化点とするかを、多数決によって決定する。その結果、ｅＸとａＹの間が位相変化点として決定されて、ビット分割部４６に通知される。
上記構成に係る第１実施形態の局側装置（受信装置）１によれば、受信信号をオーバーサンプリングして各サンプリング点のデータをバイナリ判定し、この判定で得られた２値データ列を受信信号に対応して分割したサンプリングデータｙｎに基づいて、このデータｙｎと対数尤度比λｎとの関係を規定した参照テーブル４５を利用して対数尤度比λｎを決定し、かつ、このように決定された対数尤度比λｎに基づいて受信信号に対して誤り訂正復号を行うので、通信路を仮定することなく、かつ、複数ビットを出力するＡＤコンバータを用いなくても、受信信号を軟判定復号することができる。
また、第１実施形態の局側装置（受信装置）１によれば、尤度決定部４８が、サンプリングデータｙｎと対数尤度比λｎとの関係を予め規定した参照テーブル４５を用いて対数尤度比λｎを決定するので、短時間でかつ正確に当該対数尤度比λｎを決定でき、復号速度を向上することができる。
更に、第１実施形態の局側装置（受信装置）１によれば、対数尤度比λｎの結果に対称性が表れるようにオーバーサンプリング部４２におけるサンプリングタイミングを設定することにより、参照テーブル４５で必要なテーブルサイズを低減しているので、受信装置１のメモリを有効利用できるとともに、当該参照テーブル４５を作成するための観測時間を短縮することができる。
更に、第１実施形態の局側装置（受信装置）１によれば、対数尤度比λｎの結果に対称性が表れるようにオーバーサンプリング部４２におけるサンプリングタイミングを設定することにより、参照テーブル４５で必要なテーブルサイズを低減しているので、受信装置１のメモリを有効利用できるとともに、当該参照テーブル４５を作成するための観測時間を短縮することができる。
また、第１実施形態の局側装置（受信装置）１によれば、誤り訂正復号部２５がサムプロダクト復号法に基づく復号を行う場合において、尤度決定部４８で決定された対数尤度比λｎをスケーリング部５０でスケーリングするようになっているので、１つの参照テーブル４５で複数の信号対雑音比の受信信号を復号することができ、受信装置１による復号性能をより向上することができる。
〔第２実施形態〕
図９は、第２実施形態に係る対数尤度比算出部２４の構成図である。
図９に示すように、本実施形態の対数尤度比算出部２４は、オーバーサンプリング部４２と、位相特定部４４と、参照テーブル４５と、ビット分割部４６と、同期制御部４７と、尤度決定部４８と、通信路監視部４９と、スケーリング部５０とを含む点では、第１実施形態（図６）と同じである。
本実施形態（図９）の対数尤度比算出部２４が第１実施形態（図６）のそれと異なる点は、更に、出現頻度計測部５１とサンプリングレート制御部５２を有する点にある。
図９は、第２実施形態に係る対数尤度比算出部２４の構成図である。
図９に示すように、本実施形態の対数尤度比算出部２４は、オーバーサンプリング部４２と、位相特定部４４と、参照テーブル４５と、ビット分割部４６と、同期制御部４７と、尤度決定部４８と、通信路監視部４９と、スケーリング部５０とを含む点では、第１実施形態（図６）と同じである。
本実施形態（図９）の対数尤度比算出部２４が第１実施形態（図６）のそれと異なる点は、更に、出現頻度計測部５１とサンプリングレート制御部５２を有する点にある。
出現頻度計測部５１は、ビット分割部４６が出力するサンプリングデータｙｎ（＝（０００００）〜（１１１１１））の出現頻度を常時監視しており、これによって受信信号に生じる分布傾向を計測している。
この受信信号の分布傾向は、前記通信路監視部４９に入力される。通信路監視部４９は、自身が求めたビット誤り率や信号対雑音比と、出現頻度計測部５１からの受信信号の分布傾向に基づき、受信信号の分布傾向の変化が伝送路の状態変化に基づくものか否かを判定し、伝送路の状態変化が原因であると判定した場合には、サンプリングレート制御部５２にレート変更信号を出力する。
この受信信号の分布傾向は、前記通信路監視部４９に入力される。通信路監視部４９は、自身が求めたビット誤り率や信号対雑音比と、出現頻度計測部５１からの受信信号の分布傾向に基づき、受信信号の分布傾向の変化が伝送路の状態変化に基づくものか否かを判定し、伝送路の状態変化が原因であると判定した場合には、サンプリングレート制御部５２にレート変更信号を出力する。
サンプリングレート制御部５２は、通信路監視部４９から上記レート変更信号を受けた場合、オーバーサンプリング部４２におけるサンプリングレートを変更する。
例えば、サンプリングレート制御部５２は、局側装置１での受信レベルが低くなって伝送路の状態が悪化した場合には、オーバーサンプリング部４２でのサンプリング数を増大させ、逆に、局側装置１での受信レベルが高くなって伝送路の状態が良好化した場合には、オーバーサンプリング部４２でのサンプリング数を減少させる。
例えば、サンプリングレート制御部５２は、局側装置１での受信レベルが低くなって伝送路の状態が悪化した場合には、オーバーサンプリング部４２でのサンプリング数を増大させ、逆に、局側装置１での受信レベルが高くなって伝送路の状態が良好化した場合には、オーバーサンプリング部４２でのサンプリング数を減少させる。
このように、第２実施形態の局側装置（受信装置）１によれば、サンプリングレート制御部５２が、伝送路の状態に対応してオーバーサンプリング部４２におけるサンプリング数を変更するので、伝送路の状態変化に伴って受信信号の軌道がより複雑に変化しても、サンプリング数を変更することで受信信号を適切に復号できるようになる。
このため、受信信号をオーバーサンプリングして決定した対数尤度比λを用いて復号を行う受信装置１に対して、言わば等化器としての機能、すなわち、適応型尤度ブロックとしての機能を実現することができる。
このため、受信信号をオーバーサンプリングして決定した対数尤度比λを用いて復号を行う受信装置１に対して、言わば等化器としての機能、すなわち、適応型尤度ブロックとしての機能を実現することができる。
〔対数尤度比の対称性〕
図１２（ａ）は、加法性白色ガウス通信路を仮定した受信信号に、図１０（ａ）に示すオーバーサンプリングを行った場合における、サンプリングデータｙｎ（横軸）と対数尤度比λｎ（縦軸）との関係を数値計算で試行実験した結果を示すグラフである。
この図１２（ａ）のグラフに示すように、相当量の観測回数のサンプリングデータｙｎに基づいて対数尤度比λｎを特定した場合には、対数尤度比λｎのグラフは、その中央点Ｃに対して点対称となる。
図１２（ａ）は、加法性白色ガウス通信路を仮定した受信信号に、図１０（ａ）に示すオーバーサンプリングを行った場合における、サンプリングデータｙｎ（横軸）と対数尤度比λｎ（縦軸）との関係を数値計算で試行実験した結果を示すグラフである。
この図１２（ａ）のグラフに示すように、相当量の観測回数のサンプリングデータｙｎに基づいて対数尤度比λｎを特定した場合には、対数尤度比λｎのグラフは、その中央点Ｃに対して点対称となる。
かかる対数尤度比λｎの対称性は、図１０（ａ）に示すように、送信周期Ｔの範囲内で上に凸の曲線Ｓ１と、これに対応する曲線として下に凸の曲線Ｓ２との出現頻度が等しくなるような場合（縦軸の値が０となる水平軸線に対して線対称の場合）に起きるようになっている。更に、この対数尤度比λｎの対称性は、ｙｎのビットパターンで詳しく観察して見ると、実測結果によるばらつきがある場合には，完全な点対称にはならないことが判明した。すなわち、相当量の観測回数を用いてはじめて、対数尤度比λｎのグラフが点対称となる。
従って、必ずしも統計的に相当数とは言えない観測回数でｙｎをサンプリングし、これに基づいて参照テーブル４５を作成しても、そのテーブル４５から点対称となるようにλｎの値を補正することにより、観測時間を短縮することができる。
また、観測時間が短縮されることにより、通信路が変動するような場合でも、その変動に対する追従性を向上することができる。更に、この対数尤度値λｎの対称性を利用すれば、前記した通り、参照テーブル４５のテーブルサイズを削減することが可能となる。
また、観測時間が短縮されることにより、通信路が変動するような場合でも、その変動に対する追従性を向上することができる。更に、この対数尤度値λｎの対称性を利用すれば、前記した通り、参照テーブル４５のテーブルサイズを削減することが可能となる。
〔信号対雑音比と対数尤度比との関係〕
図１２（ｂ）は、サンプリングデータｙｎ（横軸）と対数尤度比λｎ（縦軸）との関係を数値計算で試行実験した結果の図１２（ａ）のグラフを、更に、複数の信号対雑音比（ＳＮＲ）について行った得た結果を示す、３次元グラフである。
この図１２（ｂ）に示すように、ある信号対雑音比（例えば、ＳＮＲ＝６ｄＢ）での尤度値は、他の信号対雑音比（例えば、ＳＮＲ＝３ｄＢ）の尤度値の倍数になっていることが試行実験によって判明した。
図１２（ｂ）は、サンプリングデータｙｎ（横軸）と対数尤度比λｎ（縦軸）との関係を数値計算で試行実験した結果の図１２（ａ）のグラフを、更に、複数の信号対雑音比（ＳＮＲ）について行った得た結果を示す、３次元グラフである。
この図１２（ｂ）に示すように、ある信号対雑音比（例えば、ＳＮＲ＝６ｄＢ）での尤度値は、他の信号対雑音比（例えば、ＳＮＲ＝３ｄＢ）の尤度値の倍数になっていることが試行実験によって判明した。
従って、ある特定のＳＮＲの尤度値のみを前記参照テーブル４５に記録しておき、その尤度値をＳＮＲに応じて数倍（スケーリング）することにより、複数のＳＮＲに対して１つのテーブル値で対応することができる。
なお、このスケーリングの倍数は固定倍率を用いても良く、この場合には，対数尤度比λｎの参照テーブル４５にこの倍数値を記録しておくことにより、あらゆるＳＮＲに対して共通に使用することができる．
なお、このスケーリングの倍数は固定倍率を用いても良く、この場合には，対数尤度比λｎの参照テーブル４５にこの倍数値を記録しておくことにより、あらゆるＳＮＲに対して共通に使用することができる．
〔訂正効果〕
図１３は、オーバーサンプリングによる硬判定で対数尤度比を求めて誤り訂正復号を行った場合の訂正効果を示すグラフである。
この場合の復号方式はサムプロダクト復号法である。また、従来法では、従前の多値出力のＡＤコンバータを用いて算出した対数尤度比で復号し、オーバーサンプリング法では、送信周期Ｔの４倍で受信信号をオーバーサンプリング（図１０（ａ））して算出した対数尤度比で復号した。
図１３は、オーバーサンプリングによる硬判定で対数尤度比を求めて誤り訂正復号を行った場合の訂正効果を示すグラフである。
この場合の復号方式はサムプロダクト復号法である。また、従来法では、従前の多値出力のＡＤコンバータを用いて算出した対数尤度比で復号し、オーバーサンプリング法では、送信周期Ｔの４倍で受信信号をオーバーサンプリング（図１０（ａ））して算出した対数尤度比で復号した。
図１３に示すように、本発明のオーバーサンプリング法に基づく対数尤度比を用いてサムプロダクト復号法による復号処理を行っても、従来法に比べて訂正効果が２ｄＢ程度劣化するだけであり、実用に耐えることが分かる。
従って、ＡＤコンバータの実装が困難な高速データ伝送の場合であっても、その代替法として本発明のオーバーサンプリング法に基づいて対数尤度比を判定することで、ＬＤＰＣ符号の軟判定復号が可能となる。
従って、ＡＤコンバータの実装が困難な高速データ伝送の場合であっても、その代替法として本発明のオーバーサンプリング法に基づいて対数尤度比を判定することで、ＬＤＰＣ符号の軟判定復号が可能となる。
〔ミニサム復号法の場合〕
ところで、誤り訂正復号部２５による復号処理がミニサム復号法の場合には、図１４に示すように、尤度に関するスケーリング処理が復号結果に影響を与えないことが知られている。このため、本来のサムプロダクト復号法であれば、ＳＮＲに応じた雑音情報による正規化が必要となるが、ミニサム復号法においてはかかる正規化が不要である。
換言すると、ミニサム復号法の場合には、特定のＳＮＲに対する尤度値を参照テーブル４５として使用することで、すべてのＳＮＲに対して使用することができることを意味している。このため上述した固定倍率の参照テーブル４５と非常に相性がよいことになる。
ところで、誤り訂正復号部２５による復号処理がミニサム復号法の場合には、図１４に示すように、尤度に関するスケーリング処理が復号結果に影響を与えないことが知られている。このため、本来のサムプロダクト復号法であれば、ＳＮＲに応じた雑音情報による正規化が必要となるが、ミニサム復号法においてはかかる正規化が不要である。
換言すると、ミニサム復号法の場合には、特定のＳＮＲに対する尤度値を参照テーブル４５として使用することで、すべてのＳＮＲに対して使用することができることを意味している。このため上述した固定倍率の参照テーブル４５と非常に相性がよいことになる。
図１５は、ＳＮＲの相違が訂正効果に及ぼす影響を実証する実験結果のグラフである。
図１５においては、４倍オーバーサンプリング（図１０（ａ））と硬判定の組み合わせによって求めたＳＮＲ＝３ｄＢの時の対数尤度比を基に尤度のテーブルを作成し、その値をそれぞれ０．５倍、１．０倍、２．０倍した場合について、訂正能力の振る舞いを図示してある。なお、ＳＮＲに応じて変化はさせていない。
この図１５からも明らかなように、ミニサム復号法の場合はスケーリングの影響を一切受けておらず、逆にサムプロダクト復号法の場合は、２倍程度のスケーリング値を使用した場合に、ＡＤコンバータを用いた場合の特性に漸近することが分かる。
図１５においては、４倍オーバーサンプリング（図１０（ａ））と硬判定の組み合わせによって求めたＳＮＲ＝３ｄＢの時の対数尤度比を基に尤度のテーブルを作成し、その値をそれぞれ０．５倍、１．０倍、２．０倍した場合について、訂正能力の振る舞いを図示してある。なお、ＳＮＲに応じて変化はさせていない。
この図１５からも明らかなように、ミニサム復号法の場合はスケーリングの影響を一切受けておらず、逆にサムプロダクト復号法の場合は、２倍程度のスケーリング値を使用した場合に、ＡＤコンバータを用いた場合の特性に漸近することが分かる。
〔サンプリングレートの変更について〕
図１６（ａ）は、ナイキストのサンプリング点から故意にサンプリングタイミングをずらした場合の、受信信号のアイパターンを示している。また、図１７は、その場合の訂正能力を検証した結果を示すグラフである。
この図１７から分かるように、受信信号をオーバーサンプリングする場合のサンプリング点として、ナイキストのサンプリング点を含まなくても、ＬＤＰＣによる軟判定復号が可能になることがある。
図１６（ａ）は、ナイキストのサンプリング点から故意にサンプリングタイミングをずらした場合の、受信信号のアイパターンを示している。また、図１７は、その場合の訂正能力を検証した結果を示すグラフである。
この図１７から分かるように、受信信号をオーバーサンプリングする場合のサンプリング点として、ナイキストのサンプリング点を含まなくても、ＬＤＰＣによる軟判定復号が可能になることがある。
これは、例えば、図１６（ｂ）に示すように、実線矢印に沿ったアイパターンの場合には送信信号ｘｎが「０」であり、破線矢印に沿ったアイパターンの場合には送信信号ｘｎが「１」と推定できることに起因している。
すなわち、アイパターンの軌道に沿って複数のサンプリング点を定めておけば、送信信号ｘｎの値を概ね確定的に推定でき、オーバーサンプリングによる尤度を求めることができる。このようなサンプリングタイミングで尤度テーブルを作成し、誤り訂正を行った結果が図１７のグラフである。
すなわち、アイパターンの軌道に沿って複数のサンプリング点を定めておけば、送信信号ｘｎの値を概ね確定的に推定でき、オーバーサンプリングによる尤度を求めることができる。このようなサンプリングタイミングで尤度テーブルを作成し、誤り訂正を行った結果が図１７のグラフである。
図１６（ａ）に示す受信状況は、受信信号が前後データから干渉を受けており、本来的には等化器が必要な状況である。このようなずれたタイミングでも受信可能となる理由は、受信信号が取り得る軌道とその出現頻度を基に尤度を計算している点にある。
このため、伝送路がより複雑になれば、受信信号が取りうる軌道もより複雑になることが予想されるが、その変動状況に応じてオーバーサンプリング数を伝送路と共に変化させることにより、伝送路の状態変動に復号能力を追従させることが可能となる。
このため、伝送路がより複雑になれば、受信信号が取りうる軌道もより複雑になることが予想されるが、その変動状況に応じてオーバーサンプリング数を伝送路と共に変化させることにより、伝送路の状態変動に復号能力を追従させることが可能となる。
つまり、サンプリングレートの適応制御を受信装置１に組み込むことにより、伝送路に対してより柔軟に対応できる適応型尤度ブロックの機能を実現することができる。
前記した第２実施形態の対数尤度比算出部２４（図９）において、伝送路の状態に対応してオーバーサンプリング部４２におけるサンプリング数を変更するサンプリングレート制御部５２を設けているのは、かかる観点に基づくものである。
前記した第２実施形態の対数尤度比算出部２４（図９）において、伝送路の状態に対応してオーバーサンプリング部４２におけるサンプリング数を変更するサンプリングレート制御部５２を設けているのは、かかる観点に基づくものである。
上記実施形態は本発明の例示であって、本発明を制限するものではない。本発明の技術的範囲は特許請求の範囲によって特定され、この範囲と構成が均等であるすべての変更が含まれるものである。すなわち、本発明は、例えば以下に示す変形例を含むものである。
〔本発明の変形例〕
（１） オーバーサンプリング部での同期
前記実施形態では、オーバーサンプリング部４２の各サンプリングは同期がとれていることを前提として説明したが、同期用ビットを用いて同期を確立してから、サンプリングすることにしてもよい。
（２） 尤度について
前記実施形態では、対数尤度比λｎによって受信信号の尤度を表わしているが、本発明にいう尤度は、かかる対数表現のものに限定されるものではない。
（１） オーバーサンプリング部での同期
前記実施形態では、オーバーサンプリング部４２の各サンプリングは同期がとれていることを前提として説明したが、同期用ビットを用いて同期を確立してから、サンプリングすることにしてもよい。
（２） 尤度について
前記実施形態では、対数尤度比λｎによって受信信号の尤度を表わしているが、本発明にいう尤度は、かかる対数表現のものに限定されるものではない。
（３） 誤り訂正復号の方式
前記実施形態では、送信側において送信データをＬＤＰＣ符号化し、受信側において受信データをサムプロダクト復号法又はミニサム復号法で復号しているが、これに限定されるものではない。例えば、サムプロダクト復号法を簡略化した他の復号方式としては、Normalized-BP、Offset-BP、δ-Min、FUMP-APPなどの復号方式をも採用することができる。
また、本発明は、ＬＤＰＣに限らず、送信側においてターボ符号で符号化し、受信側において、そのターボ符号を復号するための誤り訂正復号を用いてもよい。
前記実施形態では、送信側において送信データをＬＤＰＣ符号化し、受信側において受信データをサムプロダクト復号法又はミニサム復号法で復号しているが、これに限定されるものではない。例えば、サムプロダクト復号法を簡略化した他の復号方式としては、Normalized-BP、Offset-BP、δ-Min、FUMP-APPなどの復号方式をも採用することができる。
また、本発明は、ＬＤＰＣに限らず、送信側においてターボ符号で符号化し、受信側において、そのターボ符号を復号するための誤り訂正復号を用いてもよい。
（４） 通信システム
前記実施形態では、通信システムとしてＰＯＮシステムを例示したが、本発明は、携帯通信システムやＷｉＭＡＸその他の無線通信システムにも採用することができる。
前記実施形態では、通信システムとしてＰＯＮシステムを例示したが、本発明は、携帯通信システムやＷｉＭＡＸその他の無線通信システムにも採用することができる。
１：局側装置 ２（２ａ〜２ｊ）：宅側装置 ３：スプリッタ
４（４ａ〜４ｄ）：スプリッタ ５（５ａ，５ｂ）：光ファイバ
１１：誤り訂正符号化部 １２：電気光変換器
２１：光電気変換器 ２２：ＴＩＡ ２３：ＬＡ ２４：対数尤度比算出部
２５：誤り訂正復号部 ２６：ループ判定部 ２７：行処理部 ２８：列処理部
４２：オーバーサンプリング部 ４４：位相特定部 ４５：ビット分割部
４７：同期制御部 ４８：尤度決定部 ４９：伝送路監視部
５０：スケーリング部 ５１：出現頻度計測部 ５２：サンプリングレート制御部
４（４ａ〜４ｄ）：スプリッタ ５（５ａ，５ｂ）：光ファイバ
１１：誤り訂正符号化部 １２：電気光変換器
２１：光電気変換器 ２２：ＴＩＡ ２３：ＬＡ ２４：対数尤度比算出部
２５：誤り訂正復号部 ２６：ループ判定部 ２７：行処理部 ２８：列処理部
４２：オーバーサンプリング部 ４４：位相特定部 ４５：ビット分割部
４７：同期制御部 ４８：尤度決定部 ４９：伝送路監視部
５０：スケーリング部 ５１：出現頻度計測部 ５２：サンプリングレート制御部
Claims (5)
- 受信信号をオーバーサンプリングして得た各サンプリング点のデータを２値で判定して２値データ列を順次出力するオーバーサンプリング部と、
前記２値データ列を前記受信信号に対応して分割したサンプリングデータと、送信信号に対する前記受信信号の対数尤度比との関係を規定した参照テーブルと、
前記参照テーブルを用いて前記対数尤度比を決定する尤度決定部と、
決定された前記対数尤度比に基づいて前記受信信号に対して誤り訂正復号を行う復号部とを備えていることを特徴とする受信装置。 - 前記各サンプリングデータに対応する前記対数尤度比の結果に対称性が表れるように、前記オーバーサンプリング部におけるサンプリングタイミングが設定されている請求項１に記載の受信装置。
- １つの前記参照テーブルで複数の信号対雑音比の前記受信信号を復号するために、前記尤度決定部で決定された前記対数尤度比をスケーリングするスケーリング部が設けられている請求項１又は２に記載の受信装置。
- 前記復号部は、ＬＤＰＣ符号よりなる符号化データに対してサムプロダクト復号法を簡略化した復号方式に基づく誤り訂正復号を行うものであり、
前記尤度決定部は、複数の信号対雑音比の前記受信信号に対しても１つの前記参照テーブルに基づいて前記対数尤度比を決定する請求項１又は２に記載の受信装置。 - 伝送路の状態を監視する伝送路監視部と、前記伝送路の状態に対応して前記オーバーサンプリング部におけるサンプリング数を変更するサンプリングレート制御部が設けられている請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007332018A JP4985386B2 (ja) | 2007-12-25 | 2007-12-25 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007332018A JP4985386B2 (ja) | 2007-12-25 | 2007-12-25 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009159037A JP2009159037A (ja) | 2009-07-16 |
| JP4985386B2 true JP4985386B2 (ja) | 2012-07-25 |
Family
ID=40962617
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007332018A Expired - Fee Related JP4985386B2 (ja) | 2007-12-25 | 2007-12-25 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4985386B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8418019B2 (en) * | 2010-04-19 | 2013-04-09 | Lsi Corporation | Systems and methods for dynamic scaling in a data decoding system |
| JP5365601B2 (ja) * | 2010-09-30 | 2013-12-11 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 復号装置および復号方法 |
| JP5801231B2 (ja) | 2012-03-22 | 2015-10-28 | 株式会社東芝 | 伝送システム、復号装置、メモリコントローラおよびメモリシステム |
| JP2013239942A (ja) * | 2012-05-16 | 2013-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | 量子暗号通信システム用受信機、量子暗号通信システム用受信機における訂正鍵導出方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2614524B2 (ja) * | 1990-03-02 | 1997-05-28 | 国際電信電話株式会社 | 誤り訂正符号の復号方法 |
| JPH0497639A (ja) * | 1990-08-15 | 1992-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | シリアルデータ受信装置 |
| JP3342986B2 (ja) * | 1995-06-15 | 2002-11-11 | パイオニア株式会社 | ビタビ復号器 |
| JP3967472B2 (ja) * | 1998-09-07 | 2007-08-29 | 富士通株式会社 | Ｃｄｍａ受信機 |
| AU2003278536A1 (en) * | 2002-11-27 | 2004-06-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Running minimum message passing ldpc decoding |
| EP1494413A1 (en) * | 2003-07-02 | 2005-01-05 | CoreOptics, Inc., c/o The Corporation Trust Center | Channel estimation and sequence estimation for the reception of optical signal |
| WO2006055086A1 (en) * | 2004-10-01 | 2006-05-26 | Thomson Licensing | A low density parity check (ldpc) decoder |
| JP2008141668A (ja) * | 2006-12-05 | 2008-06-19 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 光受信装置 |
-
2007
- 2007-12-25 JP JP2007332018A patent/JP4985386B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2009159037A (ja) | 2009-07-16 |
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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