JP2007306678A - 交流−交流直接変換装置の入出力デューティ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧誤差、パルス電圧の変動落差を低減し、高調波低減、コモンモード電圧低減し、さらに低電圧領域における最小オンパルス幅を改善する。
【解決手段】仮想入力コンバータの入力電流指令ベクトルの位相と大きさを制御して、仮想直流電圧の大きさを制御する。入力電流指令空間ベクトルが低出力電圧領域では中間的な大きさの入力線間電圧と零ベクトルを用い、高出力電圧領域では入力最大線間電圧と中間的な大きさの入力線間電圧を用いる。仮想出力インバータでPWM制御を行い、デューティパルスの１演算周期における分割数を減少させる。低電圧領域では中間的な大きさの入力線間電圧を用いて出力電圧の制御をし、高電圧領域では仮想直流電圧は理想最大一定とし、仮想インバータでPWM制御を行う。スイッチングパターンの決定は入力中間相に接続された零ベクトルモードを使用する。
【選択図】図１

Description

本発明は、単相または多相の交流電源から入力する電圧または周波数を、任意の電圧または周波数に変換して出力する交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の空間ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御する交流−交流直接変換装置の入出力デューティ制御方法に関する。

従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切換え、単相または多相の交流入力を任意の電圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図２１に基本構成を示す。三相交流電源１のＲ、Ｓ、Ｔの各相に入力フィルタ（ＩｎｐｕｔＦｉｌｔｅｒ）２と双方向スイッチＳ１〜Ｓ９構成の交流−交流直接変換回路３を介挿し、制御装置（コントローラ）４によって各双方向スイッチを電源周波数よりも十分高い周波数でＰＷＭ制御することにより、入力電圧をモータなどの負荷Ｌｏａｄに直接に印加しながら任意の電圧または周波数に制御したＵ、Ｖ、Ｗの交流出力を得る。

交流−交流直接変換装置における双方向スイッチのスイッチングパターンは、例えばキャリア振幅による変調方式の場合には、入力電圧と同期した信号となるＰＷＭコンバータパターンと、出力周波数と電圧に従って作成されるＰＷＭインバータパターンとのＡＮＤ条件で決まる。これにより、交流−交流直接変換装置の入力電流はＰＷＭコンバータパターンで制限され、出力電圧と周波数はＰＷＭインバータパターンで制御され、入力力率を「１」に保ちながら入力電流の正弦波化、出力波形の正弦波化、周波数変換動作を同時に実現する。なお、双方向スイッチは、図示のように単方向スイッチを複数用いて構成する場合もある。

ここで、交流−交流直接変換装置の制御法には、大きく分けて仮想ＤＣリンク形（間接変換法）とＡＣ−ＡＣ直接形との２つの方式がある。仮想ＤＣリンク方式では、仮想的に直流リンクを考えて仮想入力コンバータと仮想出力インバータを独立に制御できるように工夫したもので、従来の電流形ＰＷＭコンバータ＋電圧形ＰＷＭインバータの構成に似ており、制御の考え方が容易になる。一方で、入力側と出力側の各相が１：１で全て異なる相に結線するような６つのスイッチングパターンが発生しないという制約条件がある。ＡＣ−ＡＣ直接形では、上記のスイッチングパターンに制約条件がないが、一般的にアルゴリズムが複雑となる嫌いがある。

また、ＰＷＭパターンを生成する方式としては、主にキャリア比較方式と空間ベクトル変調方式がある。キャリア比較方式は三角波キャリアと正弦波との大小比較によりＰＷＭパターンを生成するもので、仮想ＤＣリンク方式に適用したキャリア比較方式としては、仮想コンバータのキャリア及び仮想ＰＷＭパルスから仮想インバータキャリアを生成することで、ＰＷＭ制御のスイッチング回数を少なくかつ同数にしてスイッチング損失やノイズを低減し、出力電圧の制御精度を向上させるものが提案されている（例えば特許文献１参照）。

また、仮想DCリンク方式・キャリア比較方式とする交流−交流直接変換装置で、仮想コンバータの仮想直流電圧の大きさをＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で調節することで出力電圧の大きさを制御し、仮想インバータでは出力周波数のみを制御する仮想PAM制御法も提案されている（例えば、非特許文献２参照）。

空間ベクトル変調方式は、マトリクスコンバータの各スイッチのスイッチング状態に応じて瞬時空間電流ベクトルを選択する方式であり、この選択によりスイッチングパターンが決定される。この空間ベクトル変調方式を採用した方法も提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この空間ベクトル変調方式においては、適切なスイッチングパターンを選ぶことにより、スイッチの切り替え回数を減らし、スイッチング損失を減らしたり、負荷電流変化を小さくして出力電圧の歪みを低減することができる。

また、仮想ＤＣリンク方式で空間ベクトル変調方式を採用した手法も発表されている（例えば非特許文献３参照）。
特開２００５−１６８１９８号公報 ＡＣ−ＡＣ直接変換回路の解析法、電気学会論文誌、ＳＰＣ９７−５３ 仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式に基づいたマトリックスコンバータのＰＡＭ制御法、平成１７年電気学会産業応用部門大会、１−４３、１−２０３〜１−２０６ Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ ｔｏ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｉｎｐｕｔ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ Ｌ．Ｈｕｖｅｒ 他 ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、 ｖｏｌ．３１、Ｎｏ．６、１９９５

交流−交流直接変換装置において、仮想DCリンク方式を用いて双方向スイッチのスイッチング制御をする場合、前記のように、通常は仮想インバータのPWM制御で出力電圧の制御を行う。

前記の非特許文献３では、図１のような仮想的な電流形コンバータと電圧形インバータに分離し、入力電流制御と出力電圧制御を互いに独立して考えることのできる手法である。いま、図１の仮想変換器（仮想コンバータ＋仮想インバータ）における入力、および出力の空間ベクトルのセクターと基本ベクトルを図２のように定義する。入力はＲ相電圧基準（力率１制御ならば≒Ｒ相電流）、出力はＵＶ線間電圧基準であり、それぞれ３相２相変換した静止αβ座標系でベクトルを表現する。図３の表は、仮想変換器の空間ベクトル指令が存在するセクターと、そのときの仮想スイッチングパターンを示している。入力と出力は、仮想直流リンクされているため、図３の表を実際の交流−交流直接変換装置のスイッチ番号１〜９（図１のＳ１〜Ｓ９）に置き換え、そのオン状態の組み合わせを考慮すると図４の表のように展開できる。また、図２１の交流−交流直接変換回路の構成を見るとわかるように、スイッチングの制約条件として、入力電源短絡防止と出力負荷電流の連続性を維持しなければならないので、出力Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に結線されるスイッチ「１、２、３」、「４、５、６」、「７、８、９」の３組において、各組１つのみがオン状態でなければならない。したがって、９個の双方向スイッチＳ１~Ｓ９のオン状態の組み合わせは図５の表のような２７パターンに限られる。ただし、仮想ＤＣリンク方式においては、仮想直流リンク部を有することから、入力と出力が１：１で接続される６つのモード（図５の表におけるｍｏｄｅ６、８、１２、１６，２０，２２）が一度も発生しないが、制御上は問題ない。

次に、仮想ＤＣリンク方式・空間ベクトル変調方式のデューティ指令生成に関して説明する。図６は、図２で定義した任意のセクターにおける基本ベクトルとデューティを定義した様子である。なお、基本ベクトルとは、図２で６角形を形成する実際に出力可能なベクトルであり、これらのデューティを決定することで平均的に任意空間ベクトルを生成する。図６において、入力第１基本ベクトルｉｍのデューティをＡ、入力第２基本ベクトルｉｎのデューティをＢ、出力第１基本ベクトルｖｉのデューティをＸ、出力第２基本ベクトルｖｊのデューティをＹとおく。反時計回りで考えて進んでいる方の基本ベクトルを第１、遅れている方を第２と定義しており、セクター移行に合わせてｍ、ｎ、ｉ、ｊの値は変化する。入出力を合成した最終的なデューティは、図７に示すように、それぞれを掛け合わせることにより、ＡＸ、ＡＹ、ＢＸ、ＢＹとする。なお、合成後の零電圧における基本ベクトルのデューティＺはＺ＝１−（ＡＸ＋ＡＹ＋ＢＸ＋ＢＹ）で求められ、入力もしくは出力のどちらか一方でも零電圧の基本ベクトルである時のデューティの総和に相当する。これらデューティの演算手法は様々であるが、入力電流ベクトル指令および出力電圧ベクトル指令のそれぞれが円軌跡を描くように、その時々のデューティ演算周期でＡ、Ｂ、Ｘ、Ｙ、Ｚの割合を決定する。例えば、図７で、ベクトルＡのオンデューティが１周期の１／３、ベクトルＸのオンデューティが１周期の１／３の場合、仮想コンバータのベクトルＡＸのオンデューティは１周期の１／９となるデューティパルスの配分になる。

基本的に、従来からある通常の電流形コンバータと電圧形インバータの動作をすると考えて制御すればよいので、一般的には仮想直流リンク部の電圧を、三相入力線間電圧から一定値として得られる最大電圧（２００Ｖ系ならば、２００×√２×√３／２＝約２４５Ｖの仮想直流電圧：力率１制御時）として制御を行い、その仮想直流電圧を用いて一般的なＰＷＭ制御で出力線間電圧を正弦波とする。したがって、このことを空間ベクトルで表現するならば、図８のように、入力電流ベクトル指令はＨｅｘａｇｏｎ（６角形）における最大円軌跡で制御して入力線間電圧を最も有効に利用し、そのベクトル位相は力率１制御ならば入力電源相電圧の位相に合わせる。一方、出力線間電圧ベクトル指令ではベクトル円軌跡の大きさ（半径）と周波数（位相）を任意に制御する。以上の制御で求められたデューティを合成することで、交流−交流直接変換装置は入出力波形を正弦波状に制御することができる。

以上、従来の制御法を説明したが、これら従来技術では、出力したい指令電圧の大きさにかかわらず、常に仮想直流電圧を理論最大値一定として切り刻み、ＰＷＭ制御をしている。そのため、低電圧出力領域では、幅が狭くて電圧高低差の大きいパルスが出力されることが多くなり、最小オンパルス幅の問題やデッドタイムの影響による電圧誤差を受けやすい。また、電圧落差が大きいことによる高調波の影響もでてくる。また、高電圧出力領域においては、電圧落差の大きい零電圧出力の期間が長くなる。

特に、極低電圧出力領域においては上記の電圧誤差の影響が顕著となり、パルス出力性能が落ちるため、モータ駆動時であれば低速域で問題を生じやすい。Ｖ／ｆ制御等であれば、全領域において電圧誤差の影響を生じたり、デッドタイムの影響を受けやすくなる。

一方、非特許文献２ではＰＡＭ制御法とするものであり、仮想変換器の構成で仮想ＰＡＭ制御を行い、ＰＷＭ制御よりも電圧誤差を低減できるとしている。このＰＡＭ制御手法はキャリア比較方式で検討されているため、空間ベクトル変調方式には展開できない。

本発明の目的は、仮想入力コンバータは２ｎ個の基本ベクトルおよびｎ個の零ベクトルの組み合わせでスイッチングパターンを生成し、仮想インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の空間ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御する交流−交流直接変換装置において、出力電圧誤差、パルス電圧の変動落差を低減し、高調波低減を図るとともに、機器ノイズに悪影響を与えるコモンモード電圧を低減し、さらに低電圧領域における最小オンパルス幅を改善できる入出力デューティ制御方法を提供することにある。

前記の課題を解決するための本発明は、以下の方法を特徴とする。

（１）仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の空間ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
仮想入力コンバータの入力電流ベクトル指令を出力線間電圧指令に近い瞬時値をもつ基本ベクトルを３つ選択し、仮想直流電圧の大きさを制御することを特徴とする。

（２）前記基本ベクトルは、入力最大線間電圧、２番目に大きい入力中間線間電圧、３番目に大きい入力中間線間電圧および零電圧の基本ベクトルから選択することを特徴とする。

（３）前記入力電流ベクトル指令の大きさにより、低電圧出力領域と高電圧出力領域に分け、異なる基本ベクトルで入力電流ベクトル指令を構成することを特徴とする。

（４）前記低電圧出力領域では、入力最大線間電圧の基本ベクトルを用いずに入力中間線間電圧と零電圧の基本ベクトルを用いて前記入力電流ベクトル指令を構成することを特徴とする。

（５）前記高電圧出力領域では、入力最大線間電圧と入力中間線間電圧の基本ベクトルを用い、零電圧の基本ベクトルは使用しないで前記入力電流ベクトル指令を構成することを特徴とする。

（６）前記仮想直流電圧の大きさの制御に加え、仮想出力インバータでPWM制御を行って入出力の正弦波化と、デューティパルスの１演算周期における分割数を減少させることを特徴とする。

（７）前記仮想入力コンバータは、前記高電圧出力領域における仮想直流電圧の大きさを、入力最大線間電圧、２番目に大きい入力中間線間電圧、３番目に大きい入力中間線間電圧および零電圧の基本ベクトルで入力電流ベクトル指令を構成して、
ベクトルを最大円軌跡一定とする制御を行うことを特徴とする。

（８）前記仮想的に直流電圧を制御するためのスイッチングパターンの決定は、入力中間相に接続された零電圧の基本ベクトルを使用することを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、仮想入力コンバータは２ｎ個の基本ベクトルおよびｎ個の零ベクトルの組み合わせでスイッチングパターンを生成し、仮想インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の空間ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御する交流−交流直接変換装置において、出力電圧誤差、パルス電圧の変動落差を低減し、高調波低減を図るとともに、機器ノイズに悪影響を与えるコモンモード電圧を低減し、さらに低電圧領域における最小オンパルス幅を改善できる。

（制御法の基本的な説明）
まず、基本的なＰＡＭ制御について説明する。図８、図９は、それぞれＰＷＭ制御およびＰＡＭ制御した空間ベクトルの例で、最終的な出力電圧指令・周波数指令はどちらも同等であるとする。ＰＷＭ方式では、仮想コンバータのベクトル円軌跡を最大で一定とし、仮想インバータで円の大きさを制御する。一方、ＰＡＭ制御では仮想コンバータのベクトル円軌跡の大きさを制御するので、仮想インバータのＨｅｘａｇｏｎもそれに合わせて変化すると考えて、常にインバータは最大円軌跡を描くように制御する。

図１０は、両者の手法において、デューティオンパルス指令の１演算周期Ｔ内での配分割合を示した例である（並び順は無関係）。比較して分かるように、仮想コンバータと仮想インバータの配分がちょうど入れ替わる形となるが、最終的な出力指令はどちらの制御法でも変わらないため、合成後の交流−交流直接変換回路のデューティパルス配分も変化しない。つまり、あくまで仮想上の変換器制御手法を置換しているに過ぎず、このような通常のＰＡＭ制御を適用だけではＰＷＭ制御手法に対する改善効果は何も生まれない。

上述の原因について考える。本来、ＰＡＭ制御は直流電圧を出力電圧指令に合わせて制御する。仮想コンバータにおいても同様に、出力線間電圧指令に合わせて制御すればよいが、あくまで仮想上の直流電圧であるため、実際は入力空間基本ベクトル上の入力線間電圧が、そのデューティで割り振られて時々刻々と変化する。例えば、入力セクター１に入力ベクトル指令が存在するとき、２つの基本ベクトル上の線間電圧であるＲＳ相とＲＴ相、および零電圧が仮想直流リンク部に切り替わりながら与えられる。それぞれのリンク期間は、デューティ演算周期内のデューティの割合で高速に切り刻みながら接続されている。

このことを踏まえ、図９のＲｅ軸とｉ１（ＲＴ）で囲まれる領域を例に挙げる。この領域では、三相入力相電圧瞬時値の大中小関係は、Ｒ相＞０＞Ｓ相＞Ｔ相の関係となっているので、上述の基本ベクトル上の線間電圧は、ＲＴ相が最大線間電圧、ＲＳ相はその次に大きい線間電圧という関係になる。これは、図９のＰＡＭ制御、図８のＰＷＭ制御のどちらにも同じように言えることであり、すなわち、図８、図９の空間ベクトル定義ではどちらも常に最大線間電圧と２番目に大きい線間電圧を切り刻んで出力電圧を発生することになる。したがって、仮想上の制御法が異なっていても、切り刻む基の入力線間電圧が同じであれば、合成デューティの割合も変化しない。

そこで、ＰＡＭ制御で仮想直流電圧を構成する基本ベクトルに着目する。前述した通常のＰＡＭやＰＷＭ手法のように、入力最大線間電圧、２番目に大きい入力中間電圧、零電圧の３つのベクトルで構成する手法（ここでは３ベクトル方式と呼ぶ）と異なり、本発明で提案する仮想ＰＡＭ制御法は、入力最大線間電圧、２番目に大きい入力中間線間電圧、３番目に大きい入力中間電圧、零電圧の４つの基本ベクトルを採用して空間ベクトルを構成する。この４つのベクトルのうち、出力すべき線間電圧指令に近い瞬時値をもつ基本ベクトルを３つ選択し（ここでは新３ベクトル方式と呼ぶ）、仮想直流電圧を出力線間電圧指令の大きさに制御する。

図１１は、新３ベクトル方式の空間ベクトル図の例である。図１１において、入力最大線間電圧の基本ベクトルをＭ軸、入力中間線間電圧１の基本ベクトルをＡ軸、入力中間線間電圧２をＢ軸とし、それぞれのデューティを「Ｍ、Ａ、Ｂ」とおく。なお、入力中間線間電圧１とは、反時計回りに考えて遅れている方の中間電圧、入力中間線間電圧２は進んでいる方の中間電圧とし、入力中間線間電圧１と２の大小関係は領域により異なる。零電圧デューティはＺｉとする。これら「Ｍ、Ａ、Ｂ」軸として適用される基本ベクトルは、相対位置関係を保ちながら入力電流ベクトル指令の状態に合わせて移動する。また、入力電流ベクトル指令とＭ軸のなす角をσ、Ａ軸とのなす角をα、Ｂ軸とのなす角をβとし、静止αβ座標系における入力電流ベクトル指令とα軸のなす角をθ（−π≦θ＜π）とする。以下、実施形態別にその詳細を説明する。

（実施形態１）
図１１において、入力電流ベクトル指令Ｉｓを、入力線間電圧振幅（ピーク値）で規格化し、その大きさ｜Ｉ｜を定義する（ただし、０＜｜Ｉ｜＜√３／２）。この大きさ｜Ｉ｜は、ベクトル円軌跡の半径に相当する。この｜Ｉ｜をＡ軸方向とＢ軸方向に分解した成分を｜Ｉａ｜、｜Ｉｂ｜とおくと、図１２に示すような｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜＝１の直線を描くことができる。いま、この直線を境界線として、｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜≦１の領域と｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜＞１の領域に分割する。

本実施形態では、まず、｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜≦１の入力電流ベクトル指令が小さいとき（＝仮想直流電圧が小さい、低出力電圧範囲）の仮想ＰＡＭ空間ベクトル生成法を説明する。

低電圧出力範囲では、出力線間電圧指令値の振幅が小さいため、その出力電圧と電圧高低差が大きくなる入力最大線間電圧となる基本ベクトルを用いずとも、入力中間線間電圧１と入力中間線間電圧２および零電圧の３ベクトルで入力電流ベクトル指令を構成した方が、零電圧を出力する割合が少なくなる。

例えば、図１２（ａ）の状態の入力電流ベクトル指定が与えられたとして、Ｍ軸とＡ軸を用いて行う従来の３ベクトル方式によるＰＷＭ制御、またはＰＡＭ制御を行った場合のデューティ配分例を図１３上段に、本実施形態になるＡ軸とＢ軸で新３ベクトル方式を行うＰＡＭ制御のデューティ配分例を図１３下段に示す。入力のデューティ配分例を見てわかるように、同じ入力電流ベクトル指令であっても零ベクトルＺｉの出力期間が大きく異なり、入力中間線間電圧を積極的に利用している本実施形態の方が、合成後のデューティにおいても有効にデューティパルスを活用していることが分かる。従来方式である図１３の上段のＡＸ、ＡＹのように、低電圧出力領域ではパルス幅自体が狭くなりがちであるが、実機では負荷連続性や電源短絡防止を目的に、デッドタイムに相当するオーバーラップ転流時間を数マイクロ秒設定する必要があり、この影響で最小オンパルス幅も制限される。

したがって、従来方式の図１３上段のＡＸ、ＡＹのような狭いパルス幅は、そのパルス自体が実機のスイッチング状態に反映されないで、電圧誤差の影響を受けやすくなる。本実施形態の手法では、各々のデューティパルスの幅の割合を増やし、零電圧の割合を減少させるため、極低電圧出力領域でもパルス出力がある程度まで可能となり、低電圧出力領域の性能改善が図れるとともに、電圧誤差の低減にも効果がある。また、入力中間電圧相を積極的に利用することで、出力電圧指令瞬時値に近い状態の入力電圧を用いることになり、高調波低減効果が期待できる。換言すれば、本実施形態の方式に比べて、従来方式では幅が狭く落差の大きい最大電圧を常に切り刻むので、電圧誤差、高調波で不利となる。

なお、本実施形態の手法による低電圧出力領域におけるデューティは、（１）式で計算できる。

また、角度α、βには以下のような関係がある。

（実施形態２）
本実施形態では図１２（b）のような仮想ＰＡＭ制御の高電圧出力領域における入力デューティ決定法を提案する。

図１２（ｂ）に示すように、高電圧出力領域（最大ＲＴ＞中間ＲＳ＞中間ＳＴ＞０、かつ｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜＞１）のときは、仮想直流電圧も高くなるので、実施形態１とは逆に入力中間線間電圧の基本ベクトルＡ、Ｂ軸および入力最大線間の基本ベクトルＭ軸だけで入力電流ベクトル指令を表現し、零ベクトルＺｉは使用しないことが望ましい。なお、従来のＰＡＭ／ＰＷＭ制御法のように、Ｍ軸とＡ軸のみで表現しようとすると、残りは零ベクトルで周期を埋める必要があるので、ここでは入力中間線間電圧２つと入力最大線間電圧の組み合わせを用いて、加算して１となるように表現する。

高出力時のデューティ決定方法を説明する。高調波等の問題を考慮すると、高出力時においてもできる限り入力中間線間電圧の基本ベクトルを用いて入力電流ベクトル指令を表現した方が良い。入力中間線間電圧を最も効率よく利用するために、図１２（ｂ）のように、まず入力電流ベクトル指令Ｉを｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜＝１の境界直線で分割し、低電圧出力領域分をＩｌ、高電圧出力領域分をＩｈと置く。Ｉｌは、低電圧出力領域におけるＡ＋Ｂ＝１の状態、すなわち最も入力中間線間電圧を利用した状態の指令値にあたる。残るＩｈは、Ａ、Ｂ軸のみでは表現できないベクトル指令分に相当すると考える。そこで、ＩｌをＡ軸とＢ軸方向、ＩｈをＭ軸とＡ軸方向から生成するように区別してデューティを以下のように計算する。

ここで、Ａｌ、ＢｌはＩｌの分解成分デューティ、Ａｈ、Ｂｈ、Ｍ’はＩｈの分解デューティ、Ａ’、Ｂ’はＩｌおよびＩｈ分解成分の加算値であり、これらは再計算処理前の仮のデューティである。Ａ、Ｂ、Ｍは、加算して１となるように再計算された最終的なデューティとなる。

なお、（１）〜（４）式で用いられる入力電流指令ベクトルＩｓの大きさ｜Ｉ｜に関しては、出力線間電圧指令Ｖｒｅｆの実行値｜Ｖｒｅｆ｜から決定され、規格化した｜Ｉ｜は入力線間電圧実行値｜Ｖｓｌ｜を用いて（５）式から求められる。

また、ｓｉｎα、ｓｉｎβ、ｓｉｎσの値に関しては、入力セクター状態に合わせて切り替える。ここでは、入力電流ベクトル指令の位相θ（α軸基準）を用いて、図１４の表のようにα、β、σをテーブル化しておき、（１）〜（４）式に代入して入力デューティを求める。なお、位相θは力率１制御の場合、電源相電圧位相に一致させる。

本実施形態によれば、従来方式と比較し、高電圧出力領域における電圧誤差改善、および高調波を低減できる。

（実施形態３）
通常のＰＡＭ制御では、入力側コンバータで直流電圧を制御し、出力側インバータでは周波数指令のみ与える。同様のことを、実施形態１、２で提案した仮想ＰＡＭ制御に適用すると、出力側は周波数指令のみであるので、出力電圧ベクトル指令の軌跡は図９におけるＨｅｘａｇｏｎ（６角形）を描くことになる。このまま周波数指令のみで制御すると、出力電圧に脈動成分が含まれることになる。一方、入力電流ベクトル指令の大きさを出力周波数指令に合わせて調整して、Ｈｅｘａｇｏｎの大きさ自体を脈動に合わせて可変すると出力電圧ベクトル指令は円軌跡を描いて正弦波出力が得られるが、入力電流ベクトル指令にそのＨｅｘａｇｏｎの脈動成分が伝わり、結果として入力電流を厳密に正弦波とはできなくなる。

そこで、本実施形態では、入力も出力も正弦波とするため、実施形態１、２の仮想ＰＡＭ制御に加え、出力側仮想インバータでは従来通りＰＷＭ制御を行う。このときの仮想出力インバータのＰＷＭ制御は、Ｈｅｘａｇｏｎの頂点ごとに若干脈動する部分に合わせて零電圧を少量加えればよいので、入出力すべてをＰＷＭ制御のみで行う従来方式に比べれば、零電圧のデューティ配分量は格段に小さくなる。図１５にそのときのデューティ配分例を示す。

本実施形態によれば、実施形態１、２の効果に加え、零電圧出力期間を極力短縮するとともに、入出力正弦波化を実現できる。

（実施形態４）
実施形態２において、高電圧出力領域で、入力側コンバータの電流ベクトル指令は新３ベクトル方式を用いて１演算周期におけるデューティを構成した。また、実施形態３において、出力側インバータの電圧ベクトル指令はＰＷＭ制御を行うことで若干量の零電圧を出力した。これらを合成した高出力電圧領域におけるデューティ配分結果は図１５の下段で示すように、７種のパルスとなる。

一方、従来の３ベクトルのＰＷＭ方式や、実施形態１の低電圧出力領域仮想ＰＡＭ制御においては、従来通り図１５上段のような５種のベクトルで構成される。したがって、実施形態２の高電圧出力領域仮想ＰＡＭ制御は、１演算周期において比較すると、スイッチング回数が２回増加することになる。このことは、システムによっては、スイッチング損失の増加やデッドタイムの影響を受ける回数が増えることによる電圧誤差において懸念される事項となり得る。

そこで、本実施形態では、実施形態１の方式と従来のＰＷＭ方式を電圧領域で切り替えて制御する。これにより、低電圧出力領域では実施形態１の方式で電圧誤差、高調波を低減し、高電圧出力領域ではＰＷＭ方式に戻して正弦波化しつつ、合成デューティパルスの１演算周期における分割数を減少し、スイッチング回数低減を優先して、デッドタイムの影響を受ける回数を低減した制御をすることができる。

なお、この制御を切り替える境界線は、実施形態１、２で示した｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜＝１の直線である。

（実施形態５）
本実施形態は、実施形態１、２で提案した仮想ＰＡＭ制御を行う場合のスイッチングテーブルの最適化を図るものである。

まず、図１６に、仮想ＰＡＭ制御の入出力空間ベクトルセクター定義を示す。入力側は入力Ｕ相電圧（力率１制御ならば入力Ｕ相電流と一致）をα軸において、新３ベクトル方式を採用するため、セクターを１２分割して考える。例えば、セクター１ａまたは１ｂでは、入力線間電圧ＲＴが最大線間電圧となる領域であり、さらに１ａのとき、２つの入力中間線間電圧ＲＳ、ＳＴの関係はＲＳ＞ＳＴである。１ｂのときは、ＲＳ＜ＳＴとなる。他のセクターにおいても同様に、ａ側はＡ軸＞Ｂ軸、ｂ側はＡ軸＜Ｂ軸の関係となる。ａとｂの振り分けは（３）、（４）式に関連するが、ここで述べるスイッチングテーブルにとっては、この区別は重要でないので、実質６分割のセクターと考えても差し支えない。ただし、低電圧出力モードと高電圧出力モードは、境界線｜Ｉａ｜＋｜Ｉｂ｜＝１（図中点線）を用いて各セクターで判別する必要がある。

出力側は、ＵＶ線間電圧指令をα軸において、従来通りの３ベクトル方式でセクターを定義する。仮想ＰＡＭ制御では、常にその時々のＨｅｘａｇｏｎにおける最大円軌跡を描く。

以下、図１６における入出力セクターが「１ａ−１」の時を抜粋して説明する。まずは制御周期内で同時スイッチングを防止できる配列を考える。入力Ｍ軸、Ａ軸、Ｂ軸のデューティを「Ｍ、Ａ、Ｂ」、出力第１、第２基本ベクトルのデューティを「Ｘ、Ｙ」とおき、合成される全組み合わせを図１７の表に示す。９種のうち３種は零電圧の基本ベクトルであり、そのうち１種を選択して使用する。図１８は、仮想ＰＡＭ制御セクター１ａ−１におけるスイッチング接続図を示したものである。方向や開始場所は任意であるが、結線されている順でスイッチングすると同時スイッチングを防止し、回数を最小化することができる。図１８（ａ）の低電圧出力時は、Ｍ軸を使用しないため、ＡＸ→ＡＹ→Ｚ→ＢＸ→ＢＹのオンデューティパルスのみとなり、零電圧はすべてＳ相に接続される「２、５、８」のパターンに限定される。一方で、図１８（ｂ）の高電圧出力時は、ループができているため、どの零電圧を用いてもスイッチング最小化テーブルを構成することができる。このときのパルスパターンを図１９の表にまとめる。どのモードも折り返し対称法（テーブルの最上段、最下段でスイッチング順序（上→下、下→上）を折り返す）を用いることを前提としているが、高電圧出力モード２に関しては折り返さなくても循環できる（最上段と最下段の間で飛んで移行しても同時スイッチングがない）ため、どのデューティパルスから開始しても問題ない。それ以外のモードは必ず最上段または最下段からスイッチングを開始しなければならない。

次に、コモンモード電圧低減について考える。コモンモード電圧は図２０に太線で示すように、三相のうち入力電圧値が中間となる相（以下、入力中間相）を常にコモンモード電圧としている。このコモンモード電圧を低減するには、入力中間相で零電圧を出力することが望ましい。セクター１ａ−１のとき、入力中間相はＳ相となるので、Ｚ＝「２、５、８」を用いるべきである。ここで、前述した図１９の表を見ると、低電圧出力モードでは入力中間相を利用していることから、自ずとＺ＝「２、５、８」で固定となっている。また、高電圧出力モードはＺの選択に自由度があるので、この場合、定常的には高電圧出力モード２（Ｚ＝「２、５、８」）を用いればよい。セクター移行の過渡時においても高電圧出力モード２は循環するスイッチングテーブルであるため、開始位置のアクティブな変更で同時スイッチングを防止することも可能となる（低出力モードではテーブル固定のため不可能）。

以上から、セクター１ａ−１においては、Ｚ＝「２、５、８」を定常的に用いれば、コモンモード電圧低減とスイッチング回数最小化を実現できることがわかる。他のセクターにおいても同様にスイッチングテーブルが決まるため、入力中間相に接続された零ベクトルモードを使用することで、コモンモード電圧低減、スイッチング回数最適化が実現できる。

したがって、本実施形態によれば、スイッチングパターンを最適化し、コモンモード電圧低減、スイッチング回数の低減ができる。

仮想ＤＣリンク方式の交流−交流直接変換装置の等価回路図。 空間ベクトルセクターと基本ベクトル図。 仮想変換器のスイッチングパターンの表。 仮想スイッチングパターンの合成結果の表。 スイッチングモード２７パターンの表。 入力および出力のベクトルとデューティの関係図。 １スイッチング周期でのパルス発生期間の図。 仮想ＤＣリンク方式の空間ベクトル図（ＰＷＭ）。 仮想ＤＣリンク方式の空間ベクトル図（ＰＡＭ）。 入力中間線間電圧無対策のＰＷＭとＰＡＭのデューティ配分比較。 仮想ＰＡＭ制御で使用する入力側基本ベクトル図。 仮想ＰＡＭ制御の領域場合分けのベクトル図。 入力中間線間電圧積極利用ＰＡＭの各領域のデューティ配分例。 入力セクターにおけるα、β、σ。 入力中間線間電圧積極利用ＰＡＭの各領域のデューティ配分例。 仮想ＰＡＭ制御の空間ベクトルセクター。 仮想ＰＡＭ制御のスイッチ接続の表。 仮想ＰＡＭ制御のスイッチング接続図。 仮想ＰＡＭセクター「１ａ−１」におけるパルスパターン。 入力中間相を零電圧ベクトルとした時のコモンモード電圧の変化。 交流−交流直接変換装置の基本構成図。

符号の説明

１ 交流電源
２ 入力ＬＣフィルタ
３ 交流−交流直接変換回路
４ 制御装置

Claims (8)

1. 仮想入力コンバータは仮想直流リンクのＰ側とＮ側にそれぞれ異なる任意の入力相を接続する２ｎ個の基本ベクトルおよびＰ側とＮ側に同相が接続されるｎ個の零ベクトルを組み合わせてスイッチングパターンを生成し、仮想出力インバータは２つの零ベクトルを含む２＋２ｎ種類の空間ベクトルでスイッチングパターンを生成し、これらパターンを合成したスイッチングパターンで各双方向スイッチを制御するｎ相の交流−交流直接変換装置において、
   仮想入力コンバータの入力電流ベクトル指令を出力線間電圧指令に近い瞬時値をもつ基本ベクトルを３つ選択し、仮想直流電圧の大きさを制御することを特徴とする入出力デューティ制御方法。
2. 前記基本ベクトルは、入力最大線間電圧、２番目に大きい入力中間線間電圧、３番目に大きい入力中間線間電圧および零電圧の基本ベクトルから選択することを特徴とする請求項１に記載の入出力デューティ制御方法。
3. 前記入力電流ベクトル指令の大きさにより、低電圧出力領域と高電圧出力領域に分け、異なる基本ベクトルで入力電流ベクトル指令を構成することを特徴とする請求項１または２に記載の入出力デューティ制御方法。
4. 前記低電圧出力領域では、入力最大線間電圧の基本ベクトルを用いずに入力中間線間電圧と零電圧の基本ベクトルを用いて前記入力電流ベクトル指令を構成することを特徴とする請求項３に記載の入出力デューティ制御方法。
5. 前記高電圧出力領域では、入力最大線間電圧と入力中間線間電圧の基本ベクトルを用い、零電圧の基本ベクトルは使用しないで前記入力電流ベクトル指令を構成することを特徴とする請求項３に記載の入出力デューティ制御方法。
6. 前記仮想直流電圧の大きさの制御に加え、仮想出力インバータでPWM制御を行って入出力の正弦波化と、デューティパルスの１演算周期における分割数を減少させることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の入出力デューティ制御方法。
7. 前記仮想入力コンバータは、前記高電圧出力領域における仮想直流電圧の大きさを、入力最大線間電圧、２番目に大きい入力中間線間電圧、３番目に大きい入力中間線間電圧および零電圧の基本ベクトルで入力電流ベクトル指令を構成して、
   ベクトルを最大円軌跡一定とする制御を行うことを特徴とする請求項４または６に記載の入出力デューティ制御方法。
8. 前記仮想的に直流電圧を制御するためのスイッチングパターンの決定は、入力中間相に接続された零電圧の基本ベクトルを使用することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の入出力デューティ制御方法。
   

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