JP2013188062A - マトリクスコンバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたマトリクスコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転座標変換を行ってから所定の制御を行って、生成された補正値信号に静止座標変換を行うのと同様の処理であり、かつ、線形性および時不変性を有する処理を行う、マトリクスコンバータ回路の制御回路を提供する。
【解決手段】仮想コンバータ制御部５'および仮想インバータ制御部６’において、それぞれ、各偏差信号をそれぞれ第１の伝達関数で信号処理して補正値信号を生成し、２つの補正値信号を二相/三相変換した３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。仮想コンバータ制御部５'が生成したＰＷＭ信号と仮想インバータ制御部６’が生成したＰＷＭ信号とを合成して、マトリクスコンバータ回路を制御するＰＷＭ信号を生成する。所定の制御処理を表す伝達関数をＦ(ｓ)とした場合、第１の伝達関数は、Ｇ(ｓ)＝[Ｆ(ｓ＋ｊω₀)＋Ｆ(ｓ−ｊω₀)｝／２である。
【選択図】図１３

Description

本発明は、マトリクスコンバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたマトリクスコンバータ装置に関する。

交流電力の周波数を変換する装置として、コンバータとインバータとを組み合わせたＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換装置が広く使用されている。ＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換装置は直流バスに大きな電界コンデンサや直流リアクトルなどを必要とするので、小型化、長寿命化することが難しい。また、２段階の電力変換が必要なので、総合的な変換効率が低くなってしまうという問題もある。

そこで、近年、直流バスを必要とせず、交流から交流に直接変換するＡＣ/ＡＣ電力変換装置（以下、「マトリクスコンバータ装置」とする。）が開発されている。マトリクスコンバータ装置の制御方法として、入力電流指令と出力電圧指令とに見合ったＰＷＭ信号を直接生成するＡＣ/ＡＣ直接方式と、仮想のコンバータとインバータとを想定して入力電流と出力電圧とを独立に制御する仮想ＡＣ/ＤＣ/ＡＣ方式とが提案されている。仮想ＡＣ/ＤＣ/ＡＣ方式は、ＡＣ/ＡＣ直接方式と比べて入力電流ひずみ率が高いというデメリットがあるが、従来のコンバータおよびインバータの制御方法を応用できるというメリットがある。

図２２は、従来の仮想ＡＣ/ＤＣ/ＡＣ方式のマトリクスコンバータ装置を説明するためのブロック図である。

マトリクスコンバータ装置Ａ１００は、三相の電力系統Ｂから供給される交流電力の周波数を変換して、負荷Ｌに供給するものである。マトリクスコンバータ装置Ａ１００は、マトリクスコンバータ回路１、入力電流センサ２、出力電圧センサ３、および、制御回路４００を備えている。

マトリクスコンバータ回路１は、９個のスイッチング素子（図示しない）を有するＰＷＭ制御型の三相マトリクスコンバータを備えており、これらのスイッチング素子のスイッチングにより交流電力の周波数の変換を行う。マトリクスコンバータ回路１は、制御回路４００から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替える。以下では、マトリクスコンバータ回路１の入力側の３つの相をr相、ｓ相、ｔ相とし、出力側の３つの相をｕ相、ｖ相およびｗ相とする。

入力電流センサ２は、マトリクスコンバータ回路１に入力される各相の交流電流を検出する。検出された入力電流信号Ｉ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）は、制御回路４００に入力される。出力電圧センサ３は、マトリクスコンバータ回路１から出力される各相の交流電圧を検出するものである。検出された出力電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、制御回路４００に入力される。

制御回路４００は、マトリクスコンバータ回路１を制御するものである。制御回路４００は、入力電流センサ２が検出した入力電流信号Ｉと、出力電圧センサ３が検出した出力電圧信号Ｖとを入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してマトリクスコンバータ回路１に出力する。マトリクスコンバータ回路１は、制御回路４００から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

制御回路４００は、入力電流信号Ｉに基づいてＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御部５００、出力電圧信号Ｖに基づいてＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御部６００、および、仮想コンバータ制御部５００が出力するＰＷＭ信号と仮想インバータ制御部６００が出力するＰＷＭ信号とを合成するＰＷＭ信号合成部７００を備えている。

図２３は、仮想コンバータ制御部５００および仮想インバータ制御部６００の内部構成を説明するためのブロック図であり、同図（ａ）が仮想コンバータ制御部５００を示し、同図（ｂ）が仮想インバータ制御部６００を示している。

同図（ａ）に示すように、三相/二相変換部５１は、入力電流センサ２から入力された３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを、α軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部５１は、いわゆる三相/二相変換処理（αβ変換処理）を行うものであり、入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβを生成する。

三相/二相変換部５１で行われる変換処理は、下記（１）式に示す行列式で表される。

回転座標変換部５２ａは、三相/二相変換部５１から入力されるα軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβを、回転座標系のｄ軸入力電流信号Ｉｄおよびｑ軸入力電流信号Ｉｑに変換するものである。回転座標系は、直交するｄ軸とｑ軸とを有し、電力系統Ｂの系統電圧の基本波と同一の角速度で同一の回転方向に回転する直交座標系である。回転座標系の反対概念として、回転しない座標系を静止座標系とする。回転座標変換部５２ａは、いわゆる回転座標変換処理（ｄｑ変換処理）を行うものであり、静止座標系のα軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβを、位相検出部（図示しない）が検出した系統電圧の基本波の位相θに基づいて、回転座標系のｄ軸入力電流信号Ｉｄおよびｑ軸入力電流信号Ｉｑに変換する。

回転座標変換部５２ａで行われる変換処理は、下記（２）式に示す行列式で表される。

ＬＰＦ５２ｂおよびＬＰＦ５２ｃは、ローパスフィルタであり、それぞれｄ軸入力電流信号Ｉｄおよびｑ軸入力電流信号Ｉｑの直流成分だけを通過させる。回転座標変換処理によって、α軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβの基本波成分が、それぞれｄ軸入力電流信号Ｉｄおよびｑ軸入力電流信号Ｉｑの直流成分に変換されている。ＰＩ制御部５２ｄおよびＰＩ制御部５２ｅは、それぞれｄ軸入力電流信号Ｉｄおよびｑ軸入力電流信号Ｉｑの直流成分とその目標値との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを出力するものである。目標値として直流成分を用いることができるので、ＰＩ制御部５２ｄおよびＰＩ制御部５２ｅは、精度のよい制御を行うことができる。

静止座標変換部５２ｆは、ＰＩ制御部５２ｄおよびＰＩ制御部５２ｅからそれぞれ出力された補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、静止座標系の２つの補正値信号Ｘα，Ｘβに変換するものであり、回転座標変換部５２ａとは逆の変換処理を行うものである。静止座標変換部５２ｆは、いわゆる静止座標変換処理（逆ｄｑ変換処理）を行うものであり、回転座標系の補正値信号Ｘｄ，Ｘｑを、位相θに基づいて、静止座標系の補正値信号Ｘα，Ｘβに変換する。

静止座標変換部５２ｆで行われる変換処理は、下記（３）式に示す行列式で表される。

二相/三相変換部５３は、静止座標変換部５２ｆから入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔに変換するものである。二相/三相変換部５３は、いわゆる二相/三相変換処理（逆αβ変換処理）を行うものであり、三相/二相変換部５１とは逆の変換処理を行うものである。

二相/三相変換部５３で行われる変換処理は、下記（４）式に示す行列式で表される。

ＰＷＭ信号生成部５４は、二相/三相変換部５３が出力した補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔに基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する。

同図（ｂ）に示す仮想インバータ制御部６００の内部構成およびその機能も、仮想コンバータ制御部５００と同様である。すなわち、三相/二相変換部６１は、出力電圧センサ３から入力された３つの出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸出力電圧信号Ｖαおよびβ軸出力電圧信号Ｖβに変換する。回転座標変換部６２ａは、三相/二相変換部６１から入力されるα軸出力電圧信号Ｖαおよびβ軸出力電圧信号Ｖβを、内部で生成した位相θ’に基づいて、回転座標系のｄ軸出力電圧信号Ｖｄおよびｑ軸出力電圧信号Ｖｑに変換する。

ＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅは、それぞれｄ軸出力電圧信号Ｖｄおよびｑ軸出力電圧信号Ｖｑの直流成分とその目標値との偏差に基づいてＰＩ制御（比例積分制御）を行い、補正値信号Ｙｄ，Ｙｑを出力する。静止座標変換部６２ｆは、ＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅからそれぞれ出力された補正値信号Ｙｄ，Ｙｑを、静止座標系の２つの補正値信号Ｙα，Ｙβに変換する。二相/三相変換部６３は、静止座標変換部６２ｆから入力される補正値信号Ｙα，Ｙβを、３つの補正値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに変換する。ＰＷＭ信号生成部６４は、二相/三相変換部６３が出力した補正値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに基づいてＰＷＭ信号を生成して出力する。

図２２に戻って、ＰＷＭ信号合成部７００は、仮想コンバータ制御部５００より入力されるＰＷＭ信号と、仮想インバータ制御部６００より入力されるＰＷＭ信号とから、マトリクスコンバータ回路１を制御するためのＰＷＭ信号を合成してマトリクスコンバータ回路１に出力する。

「キャリア比較方式を用いた仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式によるマトリックスコンバータの制御法」、伊藤淳一，佐藤以久也，大口英樹，佐藤和久，小高章弘，江口直也、電学論Ｄ，Ｖｏｌ．１２４，Ｎｏ．５，ｐｐ．４５７−４６３（２００４）

しかしながら、制御回路４００の制御系を設計することに大変な労力が必要であるという問題がある。高速な応答性を有するように制御系を設計するためには、各ＬＰＦ５２ｂ，５２ｃ、６２ｂ、６２ｃのパラメータや、各ＰＩ制御部５２ｄ、５２ｅ，６２ｄ，６２ｅの比例ゲインおよび積分ゲインを最適に設計する必要がある。しかし、回転座標変換部５２ａ，６２ａおよび静止座標変換部５２ｆ，６２ｆは非線形時変処理を行うために、線形制御理論を用いて制御系を設計することができなかった。また、制御系が非線形時変処理を含むため、システム解析もできなかった。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、回転座標変換を行ってから所定の制御を行って、生成された補正値信号に静止座標変換を行うのと同様の処理であり、かつ、線形性および時不変性を有する処理を行う制御回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される制御回路は、周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段とを備えており、前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号を第１の信号と第２の信号に変換する二相変換手段と、前記第１の信号および前記第２の信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号および第２の偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の第２の側面によって提供される制御回路は、周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段とを備えており、前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号とそれぞれの目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記偏差信号を第１の偏差信号および第２の偏差信号に変換する二相変換手段と、前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第２の伝達関数および前記第３の伝達関数は、それぞれ、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記マトリクスコンバータ回路は三相交流の周波数を変換するものであり、前記二相変換手段は、３つの信号を前記第１の信号と前記第２の信号に変換するものであり、前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段をさらに備え、前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３つの補正値信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記マトリクスコンバータ回路は単相交流の周波数を変換するものであり、前記二相変換手段は、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号を前記第１の信号とし、前記第１の信号の位相を９０度遅らせた信号を前記第２の信号として生成する。

本発明の第３の側面によって提供される制御回路は、三相交流の周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段とを備えており、前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号である３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数および前記第２の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
であることを特徴とする。

本発明の第４の側面によって提供される制御回路は、三相交流の周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段とを備えており、前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号である３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、前記第１ないし第３の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
であることを特徴とする。

本発明の第５の側面によって提供される制御回路は、単相交流の周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段とを備えており、前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号と目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、前記偏差信号に含まれる基本波成分をゼロに制御するための補正値信号を生成する制御手段と、前記補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えており、前記制御手段は、前記偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記補正値信号を生成し、前記第１の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
であることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定の制御処理を表す伝達関数が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定の制御処理を表す伝達関数が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記所定の制御処理を表す伝達関数が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓ（但し、Ｋ_P、Ｋ_IおよびＫ_Dは、それぞれ比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲイン）である。

本発明の第１の側面によって提供される制御回路の好ましい実施の形態においては、前記第１の信号および前記第２の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号および第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号および前記第２の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号および前記第２の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備え、前記高調波補償手段は、前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理することで前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理することで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第４の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ’（ｓ）、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高調波補償手段は、前記第１の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第５の伝達関数および前記第６の伝達関数は、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
であり、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
である。

本発明の第３または第４の側面によって提供される制御回路の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、前記高調波補償手段は、前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、前記第４の伝達関数および前記第５の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ’（ｓ）、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、それぞれ、
である。

本発明の第３または第４の側面によって提供される制御回路の好ましい実施の形態においては、前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、前記高調波補償手段は、前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、前記第４の伝達関数ないし第６の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ’（ｓ）、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
であり、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号は、入力電流または出力電流を検出した信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号は、入力電圧または出力電圧を検出した信号である。

本発明の好ましい実施の形態においては、制御系の設計が、ロバスト制御設計を用いて行われている。

本発明の好ましい実施の形態においては、制御系の設計が、Ｈ∞ループ整形法を用いて行われている。

本発明の第５の側面によって提供されるマトリクスコンバータ装置は、マトリクスコンバータ回路と、本発明の第１ないし第５の側面によって提供される制御回路とを備えていることを特徴とする。

本発明によれば、第１の偏差信号および第２の偏差信号をそれぞれ第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）によって信号処理することで、制御を行って第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成している。第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）による信号処理は、回転座標変換を行ってから所定の制御処理を行って生成された補正値信号を静止座標変換するのと同様の処理である。また、第１の伝達関数Ｇ₁（ｓ）による信号処理は、線形性および時不変性を有する。したがって、線形制御理論に基づいた設計法を用いることができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図である。 回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明するためのブロック線図であり、行列で表したものである。 行列の計算を説明するためのブロック線図である。 回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理を示すブロック線図である。 第１実施形態に係るマトリクスコンバータ装置を説明するためのブロック図である。 第１実施形態に係るマトリクスコンバータ回路が備える三相マトリクスコンバータを説明するための図である。 三相コンバータと三相インバータとを組み合わせたＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換回路を説明するための図である。 第１実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部の内部構成を説明するためのブロック図である。 行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 ＰＷＭ信号合成部で行われる論理演算を説明するための図である。 正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。 第２実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。 第３実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。 行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。 第４実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。 第５実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。 第６実施形態に係るマトリクスコンバータ装置を説明するためのブロック図である。 単相マトリクスコンバータ、および、単相コンバータと単相インバータとを組み合わせたＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換回路を説明するための図である。 第６実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。 第７実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。 従来の一般的なマトリクスコンバータ装置を説明するためのブロック図である。 仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部の内部構成を説明するためのブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。

図１（ａ）は、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号ｄおよびｑに変換される。信号ｄおよびｑに対して、それぞれ所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理が行われ、信号ｄ’およびｑ’が出力される。次に、信号ｄ’およびｑ’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図１（ａ）に示す非線形時変の処理を、図１（ｂ）に示す線形時不変の伝達関数の行列Ｇを用いた処理に変換する。

図１（ａ）に示す回転座標変換は下記（５）式の行列式で表され、静止座標変換は下記（６）式の行列式で表される。

したがって、図１（ａ）に示す処理を、行列を用いて、図２（ａ）のように表すことができる。図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図１（ｂ）に示す行列Ｇを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。

回転座標変換の行列は、下記（７）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

また、静止座標変換の行列は、下記（８）式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。
但し、ｊは虚数単位であり、exp（）は自然対数の底ｅの指数関数であり、
である。なお、Ｔ^-1は、Ｔの逆行列である。

となり、オイラーの公式より、exp(ｊθ)＝ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθ、exp(−ｊθ)＝ｃｏｓθ−ｊｓｉｎθを代入して計算すると、
であることが、確認できる。

上記（７）式および（８）式を用いて、図２（ａ）に示す３つの行列の積を計算して、行列Ｇを算出すると、下記（９）式のように計算される。

上記（９）式の中央の３つの行列の１行１列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図３に示すブロック線図になる。図３に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、
となる。ただし、Ｆ（ｓ）はインパルス応答ｆ（ｔ）をもつ一入力一出力伝達関数である。

ここで、θ（ｔ）＝ω₀ｔとすると、θ（ｔ）−θ（τ）＝ω₀ｔ−ω₀τ＝ω₀（ｔ−τ）＝θ（ｔ−τ）となるので、図３に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）を持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ｆ（ｔ）exp（−ｊω₀ｔ）をラプラス変換すると、伝達関数Ｆ（ｓ＋ｊω₀）が得られる。また、図３に示すブロック線図のexp（ｊθ（ｔ））とexp（−ｊθ（ｔ））とを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Ｆ（ｓ−ｊω₀）の入出力特性になる。

したがって、上記（９）式からさらに計算を進めると、
と計算される。

これにより、図２（ａ）に示す処理を、図２（ｂ）に示す処理に変換することができる。図２（ｂ）に示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Ｆ（ｓ）で表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。

ＰＩ制御（比例積分制御）コントローラの伝達関数は、比例ゲインおよび積分ゲインをそれぞれＫ_PおよびＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図４に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＰＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_PIは、上記（１０）式を用いて、下記（１１）式のように算出される。

また、Ｉ制御（積分制御）コントローラの伝達関数は、積分ゲインをＫ_Iとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓで表される。したがって、図５に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列Ｇ_Iは、上記（１０）式を用いて、下記（１２）式のように算出される。

以下に、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う電流（電圧）コントローラをマトリクスコンバータ回路の制御回路に適用した場合を、本発明の第１実施形態として説明する。

図６は、第１実施形態に係るマトリクスコンバータ装置を説明するためのブロック図である。

マトリクスコンバータ装置Ａは、三相の電力系統Ｂから供給される交流電力の周波数を変換して、負荷Ｌに供給するものである。マトリクスコンバータ装置Ａは、マトリクスコンバータ回路１、入力電流センサ２、出力電圧センサ３、および、制御回路４を備えている。

マトリクスコンバータ回路１は、９個のスイッチング素子（図示しない）を有するＰＷＭ制御型の三相マトリクスコンバータを備えており、これらのスイッチング素子のスイッチングにより交流電力の周波数の変換を行う。マトリクスコンバータ回路１は、制御回路４から入力されるＰＷＭ信号に基づいて、各スイッチング素子のオンとオフとを切り替える。また、マトリクスコンバータ回路１は、スイッチングによる高周波成分を除去するためのローパスフィルタ（図示しない）を備えている。

入力電流センサ２は、マトリクスコンバータ回路１に入力される各相の交流電流を検出する。検出された入力電流信号Ｉ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）は、制御回路４に入力される。出力電圧センサ３は、マトリクスコンバータ回路１から出力される各相の交流電圧を検出するものである。検出された出力電圧信号Ｖ（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は、制御回路４に入力される。

制御回路４は、マトリクスコンバータ回路１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路４は、入力電流センサ２が検出した入力電流信号Ｉと、出力電圧センサ３が検出した出力電圧信号Ｖとを入力され、これに基づいてＰＷＭ信号を生成してマトリクスコンバータ回路１に出力する。マトリクスコンバータ回路１は、制御回路４から入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のスイッチングを行う。

以下に、図７および図８を参照して、マトリクスコンバータ回路１を制御するＰＷＭ信号の生成方法について説明する。

図７は、マトリクスコンバータ回路１が備える三相マトリクスコンバータを説明するための図であり、９個のスイッチング素子をスイッチで表している。スイッチＳｒｕ，Ｓｒｖ，Ｓｒｗは、入力側のｒ相と、出力側のｕ相，ｖ相，ｗ相とをそれぞれ接続するものである。スイッチＳｓｕ，Ｓｓｖ，Ｓｓｗは、入力側のｓ相と、出力側のｕ相，ｖ相，ｗ相とをそれぞれ接続するものである。スイッチＳｔｕ，Ｓｔｖ，Ｓｔｗは、入力側のｔ相と、出力側のｕ相，ｖ相，ｗ相とをそれぞれ接続するものである。

図７に示す三相マトリクスコンバータに入力される三相の電圧をｖ_r，ｖ_s，ｖ_tとし、三相マトリクスコンバータから出力される三相の電圧をｖ_u，ｖ_v，ｖ_wとした場合、入出力の電圧の関係をスイッチング関数の行列（以下、「スイッチングマトリクス」とする。）で表すと、下記（１３）式になる。スイッチＳｎのスイッチング関数をｓ_nとし、スイッチオンでｓ_n＝１、スイッチオフでｓ_n＝０と定義する。

図８は、三相コンバータと三相インバータとを組み合わせたＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換回路を説明するための図であり、三相インバータおよび三相コンバータをそれぞれ６個のスイッチで表している。スイッチＳｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐは、それぞれ入力側のｒ相，ｓ相，ｔ相と直流バスの正極とを接続するものであり、スイッチＳｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは、それぞれ入力側のｒ相，ｓ相，ｔ相と直流バスの負極とを接続するものであり、これらで三相コンバータを表している。スイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは、それぞれ出力側のｕ相，ｖ相，ｗ相と直流バスの正極とを接続するものであり、スイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、それぞれ出力側のｕ相，ｖ相，ｗ相と直流バスの負極とを接続するものであり、これらで三相インバータを表している。

図８に示す三相コンバータに入力される三相の電圧をｖ_r，ｖ_s，ｖ_tとし、直流バスの正極電圧、負極電圧をそれぞれｅ_dcp，ｅ_dcnとした場合、入力電圧と直流バス電圧との関係をスイッチングマトリクスで表すと、下記（１４）式になる。また、図８に示す三相インバータから出力される三相の電圧をｖ_u，ｖ_v，ｖ_wとした場合、直流バス電圧と出力電圧の関係をスイッチングマトリクスで表すと、下記（１５）式になる。

上記（１３）式のように、三相入力、三相出力の変換器のスイッチングマトリクスは、３行３列の行列で表される。入力電圧と出力電圧との関係は一意のスイッチングマトリクスによって決定されるので、同一のスイッチングマトリクスであれば異なる構成の変換器でも、入出力電圧および入出力電流の関係は同一である。したがって、図７に示す三相マトリクスコンバータと図８に示すＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換回路とが同一の入力電流、出力電圧を得るためには、下記（１６）式が成立すればよい。すなわち、仮想の三相コンバータおよび三相インバータをそれぞれ制御するためのＰＷＭ信号を生成し、下記（１６）式に基づいて合成したＰＷＭ信号を用いることで、三相マトリクスコンバータの制御を行うことができる。

図６に戻って、制御回路４は、仮想コンバータ制御部５、仮想インバータ制御部６、および、ＰＷＭ信号合成部７を備えている。仮想コンバータ制御部５は、入力電流制御を行うためのものであり、入力電流信号Ｉに基づいてＰＷＭ信号を生成して、ＰＷＭ信号合成部７に出力する。仮想コンバータ制御部５は、図８に示す三相コンバータ（仮想の三相コンバータ）のスイッチＳｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを制御するためのＰＷＭ信号を生成する。仮想インバータ制御部６は、出力電圧制御を行うためのものであり、出力電圧信号Ｖに基づいてＰＷＭ信号を生成して、ＰＷＭ信号合成部７に出力する。仮想インバータ制御部６は、図８に示す三相インバータ（仮想の三相インバータ）のスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを制御するためのＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号合成部７は、仮想コンバータ制御部５より入力されるＰＷＭ信号と仮想インバータ制御部６より入力されるＰＷＭ信号とを、上記（１６）式に基づいて合成し、生成したＰＷＭ信号をマトリクスコンバータ回路１に出力する。

図９は、仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６の内部構成を説明するためのブロック図であり、同図（ａ）が仮想コンバータ制御部５を示し、同図（ｂ）が仮想インバータ制御部６を示している。

同図（ａ）に示すように、仮想コンバータ制御部５は、三相/二相変換部５１、電流コントローラ５２、二相/三相変換部５３、およびＰＷＭ信号生成部５４を備えている。なお、同図（ａ）においては、入力電流制御を行うための構成のみ記載しており、その他の制御のための構成の記載を省略している。実際には、仮想コンバータ制御部５は、直流バス電圧制御（直流バス電圧が予め設定された電圧目標値となるように行うフィードバック制御）や無効電力制御（入力無効電力が予め設定された無効電力目標値となるように行うフィードバック制御）なども行っている。なお、仮想コンバータ制御部５が行う制御の手法は、これに限られない。例えば、有効電力制御を行うようにしてもよい。

三相/二相変換部５１は、図２３（ａ）に示す三相/二相変換部５１と同じものであり、入力電流センサ２から入力された３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを、α軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβに変換するものである。三相/二相変換部５１で行われる変換処理は、上記（１）式に示す行列式で表される。

電流コントローラ５２は、三相/二相変換部５１より出力されるα軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差を入力され、入力電流制御のための補正値信号Ｘα，Ｘβを生成するものである。電流コントローラ５２は、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う。つまり、α軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩαおよびΔＩβとすると、下記（１７）式に示す処理を行っている。角周波数ω₁は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₁＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電流コントローラ５２は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、α軸入力電流目標値およびβ軸入力電流目標値には、ｄ軸入力電流目標値およびｑ軸入力電流目標値を静止座標変換したものが用いられる。なお、三相の入力電流目標値が与えられる場合は、当該目標値を三相/二相変換して、α軸入力電流目標値およびβ軸入力電流目標値とすればよい。また、３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと三相の入力電流目標値とのそれぞれの偏差を先に算出し、この３つの偏差信号を三相/二相変換して、電流コントローラ５２に入力するようにしてもよい。また、α軸入力電流目標値およびβ軸入力電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。

図１０は、行列Ｇ_Iの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_Iの１行１列要素（以下では、「（１，１）要素」と記載する。他の要素についても同様に記載する。）および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合（すなわち、角周波数ω₀＝１２０πの場合）のものであり、積分ゲインＫ_Iを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ），（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、積分ゲインＫ_Iが大きくなると、振幅特性が大きくなっている。また、同図（ａ）が示す位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

本実施形態において、電流コントローラ５２は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ_Iを用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。電流コントローラ５２で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。Ｈ∞ループ整形法を用いれば、閉ループ系が漸近安定になるコントローラを設計することができる。したがって、速応性の条件を満たすようにＨ∞ループ整形法を用いて設計を行うことで、設計仕様に適合し最も安定な制御系を容易に設計することができる。

なお、制御系の設計に用いる設計方法はこれに限られず、その他の線形制御理論を用いることもできる。例えば、ループ整形法、最適制御、Ｈ∞制御、混合感度問題などを用いて設計するようにしてもよい。

図９（ａ）に戻って、二相/三相変換部５３は、図２３（ａ）に示す二相/三相変換部５３と同じものであり、電流コントローラ５２から入力される補正値信号Ｘα，Ｘβを、３つの補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔに変換するものである。二相/三相変換部５３で行われる変換処理は、上記（４）式に示す行列式で表される。補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔは、ＰＷＭ信号生成部５４に入力される。

ＰＷＭ信号生成部５４は、入力される補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔに基づいて指令値信号Ｘ’ｒ，Ｘ’ｓ，Ｘ’ｔを生成し、指令値信号Ｘ’ｒ，Ｘ’ｓ，Ｘ’ｔと所定の周波数（例えば、４ｋＨｚ）の三角波信号として生成されたキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｒｐ，Ｐｓｐ，Ｐｔｐを生成する。三角波比較法では、指令値信号Ｘ’ｒ，Ｘ’ｓ，Ｘ’ｔとキャリア信号とがそれぞれ比較され、例えば、指令値信号Ｘ’ｒがキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、小さい場合にローレベルとなるパルス信号がＰＷＭ信号Ｐｒｐとして生成される。生成されたＰＷＭ信号Ｐｒｐ，Ｐｓｐ，Ｐｔｐおよびこれらを反転させたＰＷＭ信号Ｐｒｎ，Ｐｓｎ，Ｐｔｎが、ＰＷＭ信号合成部７に出力される。

図９（ｂ）に示す仮想インバータ制御部６の内部構成およびその機能も、仮想コンバータ制御部５と同様である。同図（ｂ）に示すように、仮想インバータ制御部６は、三相/二相変換部６１、電圧コントローラ６２、二相/三相変換部６３、およびＰＷＭ信号生成部６４を備えている。三相/二相変換部６１は、出力電圧センサ３から入力された３つの出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、α軸出力電圧信号Ｖαおよびβ軸出力電圧信号Ｖβに変換する。

電圧コントローラ６２は、三相/二相変換部６１より出力されるα軸出力電圧信号Ｖαおよびβ軸出力電圧信号Ｖβとそれぞれの目標値との偏差を入力され、出力電圧制御のための補正値信号Ｙα，Ｙβを生成するものである。電圧コントローラ６２は、上記（１２）式の伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う。つまり、α軸出力電圧信号Ｖαおよびβ軸出力電圧信号Ｖβとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＶαおよびΔＶβとすると、下記（１８）式に示す処理を行っている。角周波数ω₂は負荷Ｌに供給する電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₂＝２００π[rad/sec]（１００[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電圧コントローラ６２は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、α軸出力電圧目標値およびβ軸出力電圧目標値には、ｄ軸出力電圧目標値およびｑ軸出力電圧目標値を静止座標変換したものが用いられる。なお、三相の出力電圧目標値が与えられる場合は、当該目標値を三相/二相変換して、α軸出力電圧目標値およびβ軸出力電圧目標値とすればよい。また、３つの出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三相の出力電圧目標値とのそれぞれの偏差を先に算出し、この３つの偏差信号を三相/二相変換して、電圧コントローラ６２に入力するようにしてもよい。また、α軸出力電圧目標値およびβ軸出力電圧目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。

本実施形態において、電圧コントローラ６２は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ_Iを用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。電圧コントローラ６２で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。Ｈ∞ループ整形法を用いれば、閉ループ系が漸近安定になるコントローラを設計することができる。したがって、速応性の条件を満たすようにＨ∞ループ整形法を用いて設計を行うことで、設計仕様に適合し最も安定な制御系を容易に設計することができる。

なお、制御系の設計に用いる設計方法はこれに限られず、その他の線形制御理論を用いることもできる。例えば、ループ整形法、最適制御、Ｈ∞制御、混合感度問題などを用いて設計するようにしてもよい。

図９（ｂ）に戻って、二相/三相変換部６３は、電圧コントローラ６２から入力される補正値信号Ｙα，Ｙβを、３つの補正値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに変換する。ＰＷＭ信号生成部６４は、入力される補正値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗに基づいて指令値信号Ｙ’ｕ，Ｙ’ｖ，Ｙ’ｗを生成し、指令値信号Ｙ’ｕ，Ｙ’ｖ，Ｙ’ｗとキャリア信号とに基づいて、三角波比較法によりＰＷＭ信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐを生成する。生成されたＰＷＭ信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐおよびこれらを反転させたＰＷＭ信号Ｐｕｎ，Ｐｖｎ，Ｐｗｎが、ＰＷＭ信号合成部７に出力される。

図６に戻って、ＰＷＭ信号合成部７は、仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６が生成したＰＷＭ信号から、マトリクスコンバータ回路１を制御するためのＰＷＭ信号を合成するものである。ＰＷＭ信号合成部７は、仮想コンバータ制御部５よりＰＷＭ信号Ｐｒｐ，Ｐｓｐ，Ｐｔｐ，Ｐｒｎ，Ｐｓｎ，Ｐｔｎを入力され、仮想インバータ制御部６よりＰＷＭ信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐ，Ｐｕｎ，Ｐｖｎ，Ｐｗｎを入力され、上記（１６）式に基づいてＰＷＭ信号Ｐｒｕ，Ｐｒｖ，Ｐｒｗ，Ｐｓｕ，Ｐｓｖ，Ｐｓｗ，Ｐｔｕ，Ｐｔｖ，Ｐｔｗを合成し、生成したＰＷＭ信号をマトリクスコンバータ回路１に出力する。例えば、ＰＷＭ信号Ｐｒｕは、図１１に示すように、ＰＷＭ信号ＰｕｐおよびＰＷＭ信号Ｐｒｐの論理積と、ＰＷＭ信号ＰｕｎおよびＰＷＭ信号Ｐｒｎの論理積との論理和として演算される。

本実施形態において、仮想コンバータ制御部５は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系で制御を行っている。上述したように、伝達関数の行列Ｇ_Iは、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。したがって、伝達関数の行列Ｇ_Iで表される処理を行う電流コントローラ５２は、図２３（ａ）に示す回転座標変換部５２ａ、静止座標変換部５２ｆ、およびＩ制御処理（同図におけるＰＩ制御部５２ｄおよびＰＩ制御部５２ｅが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、図１０の各ボード線図が示すように、行列Ｇ_Iの各要素の伝達関数の振幅特性は、中心周波数でピークを形成している。つまり、電流コントローラ５２は、中心周波数成分だけがハイゲインになっている。したがって、同図に示すＬＰＦ５２ｂおよび５２ｃを設ける必要がない。

また、電流コントローラ５２で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_Iで示されるので、線形時不変の処理である。また、仮想コンバータ制御部５には非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれておらず、入力電流制御システム全体が線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。このように、上記（１２）式に示す伝達関数の行列Ｇ_Iを用いることで、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う非線形の処理を、線形時不変の多入出力系へ帰着させることができ、これによりシステム解析や制御系設計が容易になる。

同様に、仮想インバータ制御部６も静止座標系で制御を行っており、電圧コントローラ６２は図２３（ｂ）に示す回転座標変換部６２ａ、静止座標変換部６２ｆ、およびＩ制御処理（同図におけるＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、電圧コントローラ６２で行われる処理も線形時不変の処理であり、仮想インバータ制御部６には非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていないので、出力電圧制御システム全体が線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

なお、本実施形態においては、電流コントローラ５２で上記（１７）式に示す処理を行っているが、行列Ｇ_Iの各要素の積分ゲインＫ_Iに要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。すなわち、各要素である伝達関数毎に異なる積分ゲインＫ_Iを設計して用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。また、（１，２）要素と（２，１）要素の積分ゲインＫ_Iを「０」に設計して、正相分、逆相分の両方を制御するという付加特性を与えることもできる。正相分、逆相分の両方を制御する場合については、後述する。なお、要素毎に異なる積分ゲインＫ_Iを設計した場合でも、各要素である伝達関数の位相特性は変化しない。したがって、（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させ、（１，２）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させ、（２，１）要素の伝達関数は中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させることができる。また、電圧コントローラ６２で行う処理（上記（１８）式）における行列Ｇ_Iの各要素の積分ゲインＫ_Iも要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。

また、本実施形態においては、仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６を備えて、入力電流制御および出力電圧制御を線形制御理論を用いた制御系設計としているが、これに限られない。例えば、仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６００（図２３（ｂ）参照）を備えて、入力電流制御のみを線形制御理論を用いた制御系設計としてもよいし、仮想コンバータ制御部５００および仮想インバータ制御部６を備えて、出力電圧制御のみを線形制御理論を用いた制御系設計としてもよい。

上記第１実施形態においては、入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔおよび出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの基本波成分のみの制御を行う場合について説明したが、これに限られない。入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔおよび出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗには基本波成分（正相分）の信号の他に、逆相分の信号が重畳されている。この逆相分の制御のみを行うようにしてもよい。

図１２は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図（ａ）は正相分の信号を示しており、同図（ｂ）は逆相分の信号を示している。

同図（ａ）において、出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）の基本波成分の正相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。前記正相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が進んでいる。α軸信号に行列Ｇ_Iの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行っても、位相は変化しない（図１０（ａ）参照）。また、β軸信号に行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、位相が９０度進む（図１０（ｂ）参照）。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。一方、α軸信号に行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、位相が９０度遅れる（図１０（ｃ）参照）。また、β軸信号に行列Ｇ_Iの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行っても、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することで強め合うことになる。

逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図１２（ｂ）において、出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）の基本波成分の逆相分信号を破線矢印のベクトルｕ，ｖ，ｗで示している。ベクトルｕ，ｖ，ｗは互いに１２０度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。前記逆相分信号を三相/二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα，βで示される。ベクトルα，βは、反時計回りの順番で９０度向きが異なっており、角周波数ω₀で反時計回りの方向に回転している。

つまり、α軸信号はβ軸信号より９０度位相が遅れている。α軸信号に行列Ｇ_Iの（１，１）要素の伝達関数に示す処理を行っても、位相は変化しない。また、β軸信号に行列Ｇ_Iの（１，２）要素の伝達関数に示す処理を行うと、位相が９０度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号に行列Ｇ_Iの（２，１）要素の伝達関数に示す処理を行うと、位相が９０度遅れる。また、β軸信号に行列Ｇ_Iの（２，２）要素の伝達関数に示す処理を行っても、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。したがって、伝達関数の行列Ｇ_Iは、正相分の制御を行ない、逆相分の制御は行なわない。

伝達関数の行列Ｇ_Iの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分が打ち消しあって、逆相成分が強めあうことになる。したがって、逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ_Iの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。伝達関数の行列Ｇ，Ｇ_PIについても同様である。

次に、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合について説明する。

行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数に示す処理は、正相分および逆相分の位相を変化させずに通過させる（図１０（ａ）参照）。したがって、上記（１２）式に示す行列Ｇ_Iの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした行列を用いると、正相分、逆相分の両方の制御を行なうことができる。以下に、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合を、第２実施形態として説明する。

図１３は、第２実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。同図において、図９に示す仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１３（ａ）に示す仮想コンバータ制御部５’は、電流コントローラ５２に代えて、α軸電流コントローラ５２’ａおよびβ軸電流コントローラ５２’ｂを設けている点で、第１実施形態に係る仮想コンバータ制御部５（図９（ａ）参照）と異なる。

α軸電流コントローラ５２’ａは、三相/二相変換部５１より出力されるα軸入力電流信号Ｉαと目標値との偏差ΔＩαを入力され、電流制御のための補正値信号Ｘαを生成するものである。α軸電流コントローラ５２’ａは、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行う。また、α軸電流コントローラ５２’ａは、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

β軸電流コントローラ５２’ｂは、三相/二相変換部５１より出力されるβ軸入力電流信号Ｉβと目標値との偏差ΔＩβを入力され、電流制御のための補正値信号Ｘβを生成するものである。β軸電流コントローラ５２’ｂは、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行う。また、β軸電流コントローラ５２’ｂは、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

図１３（ｂ）に示す仮想インバータ制御部６’も同様であり、電圧コントローラ６２に代えて、α軸電圧コントローラ６２’ａおよびβ軸電圧コントローラ６２’ｂを設けている点で、第１実施形態に係る仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）と異なる。α軸電圧コントローラ６２’ａおよびβ軸電圧コントローラ６２’ｂも、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行う。また、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、本実施形態においては、基本波成分の正相分だけではなく逆相分（不平衡成分）も制御することができるので、入力電流ひずみ率および出力電圧ひずみ率を改善することができる。

なお、本実施形態においても、各コントローラの伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）において、積分ゲインＫ_Iにそれぞれ異なる値を用いるようにしてもよい。また、仮想コンバータ制御部５’と仮想インバータ制御部６’の組み合わせに限定されない。例えば、出力電圧に不平衡成分があまり含まれない場合には、仮想コンバータ制御部５’と仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）の組み合わせとしてもよい。

上記第１および第２実施形態においては、３つの信号（入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔまたは出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）をα軸成分およびβ軸成分に変換して制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、３つの信号を用いて直接制御するようにしてもよい。以下に、この場合の実施形態を第３実施形態として説明する。

図１４は、第３実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。同図において、図９に示す仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１４（ａ）に示す仮想コンバータ制御部５”は、三相/二相変換部５１および二相/三相変換部５３を備えておらず、電流コントローラ５２”が３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを用いて直接制御を行う点で、第１実施形態に係る仮想コンバータ制御部５（図９（ａ）参照）と異なる。

三相/二相変換および二相/三相変換は、上記（１）式および（４）式で表されるので、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（１９）式に示す伝達関数の行列Ｇ’で表される。

したがって、電流コントローラ５２”が行う処理を表す伝達関数の行列Ｇ’_Iは、下記（２０）式で表される。

電流コントローラ５２”は、入力電流センサ２より出力される３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔとそれぞれの目標値との偏差を入力され、電流制御のための補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔを生成するものである。電流コントローラ５２”は、上記（２０）式の伝達関数の行列Ｇ’_Iで表される処理を行う。つまり、入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔとそれぞれの目標値との偏差をそれぞれΔＩｒ，ΔＩｓ，ΔＩｔとすると、下記（２１）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電流コントローラ５２”は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの目標値には、ｄ軸入力電流目標値およびｑ軸入力電流目標値を静止座標変換してさらに二相/三相変換したものが用いられる。なお、三相の入力電流目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。また、α軸入力電流目標値およびβ軸入力電流目標値が与えられる場合は、二相/三相変換したものを用いればよい。

図１４（ｂ）に示す仮想インバータ制御部６”も同様であり、三相/二相変換部６１および二相/三相変換部６３を備えておらず、電圧コントローラ６２”が３つの出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを用いて直接制御を行う点で、第１実施形態に係る仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）と異なる。電圧コントローラ６２”も、上記（２０）式の伝達関数の行列Ｇ’_Iで表される処理を行う。つまり、出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとそれぞれの目標値との偏差をΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗとすると、下記（２２）式に示す処理を行っている。角周波数ω₀は負荷Ｌに供給する電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝２００π[rad/sec]（１００[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_Iはあらかじめ設計されている。また、電圧コントローラ６２”は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分の補正も行われている。

本実施形態において、出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの目標値には、ｄ軸出力電圧目標値およびｑ軸出力電圧目標値を静止座標変換してさらに二相/三相変換したものが用いられる。なお、三相の出力電圧目標値が直接与えられる場合は、当該目標値をそのまま用いればよい。また、α軸出力電圧目標値およびβ軸出力電圧目標値が与えられる場合は、二相/三相変換したものを用いればよい。

本実施形態において、伝達関数の行列Ｇ’_Iで表される処理を行う電流コントローラ５２”は、図２３（ａ）に示す三相/二相変換部５１、二相/三相変換部５３、回転座標変換部５２ａ、静止座標変換部５２ｆ、およびＩ制御処理（同図におけるＰＩ制御部５２ｄおよびＰＩ制御部５２ｅが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、電流コントローラ５２”で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_Iで示されるので、線形時不変の処理である。したがって、入力電流制御システム全体が線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

同様に、電圧コントローラ６２”は図２３（ｂ）に示す三相/二相変換部６１、二相/三相変換部６３、回転座標変換部６２ａ、静止座標変換部６２ｆ、およびＩ制御処理（同図におけるＰＩ制御部６２ｄおよびＰＩ制御部６２ｅが行うＰＩ制御処理に対応する。）と等価の処理を行っている。また、電圧コントローラ６２”で行われる処理も線形時不変の処理である。したがって、出力電圧制御システム全体が線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

第３実施形態において、逆相分の制御を行う場合には、伝達関数の行列Ｇ’_Iの要素の内、Ｇ_I12（ｓ）、Ｇ_I23（ｓ）およびＧ_I31（ｓ）と、Ｇ_I13（ｓ）、Ｇ_I21（ｓ）およびＧ_I32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_Iの転置行列）を用いればよい。

次に、第３実施形態において、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合について説明する。

上記（１９）式において、行列Ｇの（１，２）要素と（２，１）要素とを「０」にした場合を考えると、下記（２３）式に示す伝達関数の行列Ｇ”が算出できる。

したがって、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合に、電流コントローラ５２”および電圧コントローラ６２”が行う処理を表す伝達関数の行列Ｇ”_Iは、下記（２４）式で表される。

なお、本実施形態における各実施例においても、各コントローラの伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）において、積分ゲインＫ_Iにそれぞれ異なる値を用いるようにしてもよい。また、仮想コンバータ制御部５”と仮想インバータ制御部６”の組み合わせに限定されない。例えば、仮想コンバータ制御部５（図９（ａ）参照）と仮想インバータ制御部６”の組み合わせや、仮想コンバータ制御部５”と仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）の組み合わせとしてもよい。

上記第１ないし第３実施形態においては、各コントローラがＩ制御に代わる制御を行う場合について説明したがこれに限られない。例えば、ＰＩ制御に代わる制御を行うようにしてもよい。第１実施形態において、電流コントローラ５２および電圧コントローラ６２がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（１１）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PIを用いればよい。

図１５は、行列Ｇ_PIの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図（ａ）は行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｂ）は行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数を示しており、同図（ｃ）は行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が６０Ｈｚの場合のものであり、積分ゲインＫ_Iを１に固定して、比例ゲインＫ_Pを「０．１」，「１」，「１０」，「１００」とした場合を示している。

同図（ａ）が示す振幅特性は中心周波数にピークがあり、比例ゲインＫ_Pが大きくなると、中心周波数以外の振幅特性が大きくなっている。また、位相特性は、中心周波数で０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。

同図（ｂ）および（ｃ）が示す振幅特性も、中心周波数にピークがある。また、振幅特性および位相特性は、比例ゲインＫ_Pに関係なく一定である。また、同図（ｂ）が示す位相特性は、中心周波数で９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（１，２）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度進めて通過させる。一方、同図（ｃ）が示す位相特性は、中心周波数で−９０度になる。つまり、行列Ｇ_PIの（２，１）要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を９０度遅らせて通過させる。

第２実施形態において、α軸電流コントローラ５２’ａ、β軸電流コントローラ５２’ｂ、α軸電圧コントローラ６２’ａおよびβ軸電圧コントローラ６２’ｂがＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（１１）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PIの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数（Ｋ_P・ｓ²＋Ｋ_I・ｓ＋Ｋ_P・ω₀ ²）／（ｓ²＋ω₀ ²）を用いればよい。

第３実施形態において、電流コントローラ５２”および電圧コントローラ６２”がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（２５）式に示される伝達関数の行列Ｇ’_PIを用いればよい。

また、第３実施形態で正相分、逆相分の両方の制御を行う場合において、電流コントローラ５２”および電圧コントローラ６２”がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（２６）式に示される伝達関数の行列Ｇ”_PIを用いればよい。

ＰＩ制御に代わる制御を行う場合、比例ゲインＫ_Pを調整することにより、過渡時のダンピング効果を付加することができるというメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けやすくなるというデメリットがある。逆に、Ｉ制御に代わる制御を行う場合、過渡時のダンピング効果を付加することができないというデメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けにくくなるというメリットがある。

なお、各コントローラがＩ制御およびＰＩ制御以外の制御に代わる制御を行うようにしてもよい。上記（１０）式において、伝達関数Ｆ（ｓ）を各制御の伝達関数とすることで、回転座標変換を行ってから当該制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列を算出することができる。したがって、ＰＩＤ制御（伝達関数は、比例ゲインをＫ_P、積分ゲインをＫ_I、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓで表される。）に代わる制御を行うようにすることができるし、Ｄ制御（微分制御：伝達関数は、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_D・ｓで表される。）、Ｐ制御（比例制御：伝達関数は、比例ゲインをＫ_Pとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_Pで表される。）、ＰＤ制御、ＩＤ制御などに代わる制御を行うようにすることができる。

また、入力電流制御と出力電圧制御とが同じ制御をする場合に限定されず、制御の設計仕様に応じて制御を異ならせるようにしてもよい。例えば、出力側の応答より入力側の応答を速く収束させる必要がある場合や、出力側の過渡的なオーバーシュートを抑えたい場合には、入力電流制御をＰＩＤ制御に代わる制御とし出力電圧制御をＰＩ制御に代わる制御としてもよい。なお、入力電流制御と出力電圧制御とを同じ制御にする場合には、制御設計がより容易になるというメリットがある。

上記第１ないし第３実施形態においては、入力電流制御と出力電圧制御を行う場合について説明したが、これに限られない。電力の供給源の違いや、負荷Ｌの種類、用途などによって、適宜設計すればよい。例えば、入力電流センサ２に代えて入力電圧センサを設け、入力電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成することで入力側を電圧制御にしてもよい。また、出力電圧センサ３に代えて出力電流センサを設け、出力電流信号に基づいてＰＷＭ信号を生成することで出力側を電流制御にしてもよい。

次に、高調波を補償する構成を設けた場合について説明する。

マトリクスコンバータ回路１で電力変換を行う場合、高調波成分が発生する場合がある。高調波成分は、ＰＷＭ信号生成時のデッドタイムの付加、電流センサの不平衡やオフセットなどが原因となって発生する。また、負荷Ｌで発生した高調波成分が入力されたり、電力系統Ｂから高調波成分が入力される場合がある。これらの高調波成分を抑制する制御を行なう必要がある。マトリクスコンバータ回路１の制御回路４に高調波成分を抑制するための高調波補償コントローラを設けた場合について、第４実施形態として以下に説明する。

まず、高調波成分の制御を行う方法について説明する。

上記（１０）式に示す伝達関数の行列Ｇは、基本波成分を制御するためのものである。ｎ次高調波は基本波の角周波数をｎ倍した角周波数の成分である。ｎ次高調波の正相分を三相/二相変換した場合、α軸信号がβ軸信号より位相が進む場合と遅れる場合とがある。ｎ＝３ｋ＋１（ｋ＝１，２，…）の場合、ｎ次高調波の正相分信号の相の順番は、基本波の正相分信号の相の順番に一致する。すなわち、基本波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号をそれぞれ、Ｖｕ＝Ｖcosθ、Ｖｖ＝Ｖcos（θ−２π／３）、Ｖｗ＝Ｖcos（θ−４π／３）とすると、例えば７次高調波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号はそれぞれ、Ｖｕ₇＝Ｖ₇cos７θ、Ｖｖ₇＝Ｖ₇cos（７θ−１４π／３）＝Ｖ₇cos（７θ−２π／３）、Ｖｗ₇＝Ｖ₇cos（７θ−２８π／３）＝Ｖ₇cos（７θ−４π／３）となる。この場合、相の順番が基本波の正相分信号の相の順番に一致し、図１２（ａ）と同様に、α軸信号の位相がβ軸信号の位相より９０度進む。したがってｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１）の正相分を制御する場合の伝達関数の行列は、上記（１０）式においてω₀をｎ・ω₀とした下記（２７）式に示す伝達関数の行列Ｇ_nとなる。一方、ｎ＝３ｋ＋２（ｋ＝０，１，２，…）の場合、ｎ次高調波の正相分信号の相の順番は、基本波の逆相分信号の相の順番に一致する。すなわち、基本波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを上記の様にすると、例えば５次高調波の正相分のＵ,Ｖ,Ｗ相の信号はそれぞれ、Ｖｕ₅＝Ｖ₅cos５θ、Ｖｖ₅＝Ｖ₅cos（５θ−１０π／３）＝Ｖ₅cos（５θ−４π／３）、Ｖｗ₅＝Ｖ₅cos（５θ−２０π／３）＝Ｖ₅cos（５θ−２π／３）となる。この場合、相の順番が基本波の逆相分信号の相の順番に一致し、図１２（ｂ）と同様に、α軸信号の位相がβ軸信号の位相より９０度遅れる。したがってｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２）の正相分を制御する場合の伝達関数の行列は、上記（１０）式においてω₀をｎ・ω₀とし、（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた下記（２７’）式に示す伝達関数の行列Ｇ_nとなる。

また、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１）の正相分をＩ制御するための伝達関数の行列Ｇ_Inは、上記（１２）式においてω₀をｎ・ω₀として、下記（２８）式のように算出される。一方、ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２）の正相分をＩ制御するための伝達関数の行列Ｇ_Inは、上記（１２）式においてω₀をｎ・ω₀とし、（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えて、下記（２８’）式のように算出される。下記（２８）式および（２８’）式は、上記（２７）式および（２７’）式において、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓとして算出することもできる。第４実施形態に係る高調波補償コントローラは、下記（２８）式および（２８’）式の伝達関数の行列Ｇ_Inで表される処理を行う。

図１６は、第４実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、図９に示す仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１６（ａ）に示す仮想コンバータ制御部８は、高調波補償コントローラ１０を備えている点で、第１実施形態に係る仮想コンバータ制御部５（図９（ａ）参照）と異なる。

高調波補償コントローラ１０は、高調波成分を抑制するためのものであり、三相/二相変換部５１より出力されるα軸入力電流信号Ｉαおよびβ軸入力電流信号Ｉβを入力され、高調波抑制制御のための高調波補償信号Ｚα，Ｚβを生成するものである。一般的に、５次、７次、１１次の高調波の正相分が多く含まれる場合が多いので、高調波補償コントローラ１０は、５次高調波の正相分を抑制するための５次高調波補償部１１、７次高調波の正相分を抑制するための７次高調波補償部１２、および１１次高調波の正相分を抑制するための１１次高調波補償部１３を備えている。

５次高調波補償部１１は、５次高調波の正相分を抑制するためのものである。５次高調波補償部１１は、上記（２８’）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝５とした５次高調波の正相分を制御するための伝達関数の行列Ｇ_I5に表される処理を行う。つまり、５次高調波補償部１１は、下記（２９）式に示す処理を行って、５次高調波補償信号Ｚα₅，Ｚβ₅を出力する。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_I5はあらかじめ設計されている。また、５次高調波補償部１１は、安定余裕を最大化する処理も行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。

本実施形態において、５次高調波補償部１１は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ_I5を用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。５次高調波補償部１１で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_I5で示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。

なお、制御系の設計に用いる設計方法はこれに限られず、その他の線形制御理論を用いることもできる。例えば、ループ整形法、最適制御、Ｈ∞制御、混合感度問題などを用いて設計するようにしてもよい。また、位相の遅延分から調整するための位相θ₅をあらかじめ算出して設定するようにしてもよい。例えば、制御対象で位相が９０度遅延する場合であれば、１８０度位相を遅延させるために、θ₅＝−９０度として設定してもよい。この場合、上記（２９）式に位相θ₅に基づく回転変換行列を追加することになる。

７次高調波補償部１２は、７次高調波の正相分を抑制するためのものである。７次高調波補償部１２は、上記（２８）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝７とした７次高調波の正相分を制御するための伝達関数の行列Ｇ_I7に表される処理を行う。つまり、７次高調波補償部１２は、下記（３０）式に示す処理を行って、７次高調波補償信号Ｚα₇，Ｚβ₇を出力する。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_I7はあらかじめ設計されている。また、７次高調波補償部１２は、安定余裕を最大化する処理も行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。７次高調波補償部１２も、５次高調波補償部１１と同様の方法で設計される。

１１次高調波補償部１３は、１１次高調波の正相分を抑制するためのものである。１１次高調波補償部１３は、上記（２８’）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝１１とした１１次高調波の正相分を制御するための伝達関数の行列Ｇ_I11に表される処理を行う。つまり、１１次高調波補償部１３は、下記（３１）式に示す処理を行って、１１次高調波補償信号Ｚα₁₁，Ｚβ₁₁を出力する。角周波数ω₀は系統電圧の基本波の角周波数があらかじめ設定されており、積分ゲインＫ_I11はあらかじめ設計されている。また、１１次高調波補償部１３は、安定余裕を最大化する処理も行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。１１次高調波補償部１３も、５次高調波補償部１１と同様の方法で設計される。

５次高調波補償部１１が出力した５次高調波補償信号Ｚα₅，Ｚβ₅、７次高調波補償部１２が出力した７次高調波補償信号Ｚα₇，Ｚβ₇、および、１１次高調波補償部１３が出力した１１次高調波補償信号Ｚα₁₁，Ｚβ₁₁がそれぞれ加算されて、高調波補償信号Ｚα，Ｚβとして高調波補償コントローラ１０から出力される。なお、本実施形態では、高調波補償コントローラ１０が、５次高調波補償部１１、７次高調波補償部１２、および１１次高調波補償部１３を備えている場合について説明したが、これに限られない。高調波補償コントローラ１０は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、５次高調波のみを抑制したい場合は、５次高調波補償部１１のみを備えていればよい。また、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、上記（２８）式の伝達関数の行列Ｇ_Inにおいて、ｎ＝１３とした伝達関数の行列Ｇ_I13に表される処理を行う１３次高調波補償部をさらに備えるようにすればよい。

高調波補償コントローラ１０から出力される高調波補償信号Ｚα，Ｚβは、電流コントローラ５２から出力される補正値信号Ｘα，Ｘβに加算される。二相/三相変換部５３には、高調波補償信号Ｚα，Ｚβを加算された補正値信号Ｘα，Ｘβが入力される。

図１６（ｂ）に示す仮想インバータ制御部９も、図１６（ａ）に示す仮想コンバータ制御部８と同様であり、高調波補償コントローラ１０を備えている点で、第１実施形態に係る仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）と異なる。仮想インバータ制御部９における高調波補償コントローラ１０の構成は図１６（ａ）に示す高調波補償コントローラ１０と同様であり、三相/二相変換部６１より出力されるα軸出力電圧信号Ｖαおよびβ軸出力電圧信号Ｖβを入力され、高調波抑制制御のための高調波補償信号を生成して、電圧コントローラ６２から出力される補正値信号Ｙα，Ｙβに加算される。なお、仮想インバータ制御部９における高調波補償コントローラ１０においては、角周波数ω₀は負荷Ｌに供給する電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝２００π[rad/sec]（１００[Ｈｚ]））があらかじめ設定されている。

本実施形態においては、高調波補償コントローラ１０によって、高調波成分を抑制することができる。したがって、入力電流ひずみ率および出力電圧ひずみ率を改善することができる。また、本実施形態において、５次高調波補償部１１は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系で制御を行っている。伝達関数の行列Ｇ_I5は、回転座標変換を行ってからＩ制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列である。また、５次高調波補償部１１で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ_I5で示されるので、線形時不変の処理である。また、５次高調波補償の制御ループには非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていないので、線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。７次高調波補償部１２および１１次高調波補償部１３も、５次高調波補償部１１と同様であり、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。

なお、上記第４実施形態においては、伝達関数の行列の各要素の積分ゲインが同一である場合について説明したが、要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。また、（１，２）要素と（２，１）要素の積分ゲインＫ_Iを「０」に設計して、正相分、逆相分の両方を制御するという付加特性を与えることもできる。正相分、逆相分の両方を制御する場合については、後述する。

また、上記第４実施形態においては、５次高調波補償部１１、７次高調波補償部１２、１１次高調波補償部１３をそれぞれ個別に設計する場合について説明したが、これに限られない。積分ゲインを共通にするようにして、５次高調波補償部１１、７次高調波補償部１２、１１次高調波補償部１３を一度に設計するようにしてもよい。

上記第４実施形態においては、各高調波の正相分を制御する場合について説明したが、これに限られない。各高調波の逆相分を制御するようにしてもよい。この場合は、正相分を制御する場合に用いられた伝達関数の行列Ｇ_Inの（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えた行列を用いればよい。また、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、正相分を制御する場合に用いられた伝達関数の行列Ｇ_Inの（１，２）要素と(２，１)要素を「０」にした行列を用いればよい。

上記第４実施形態においては、３つの信号（入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔまたは出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）をα軸成分およびβ軸成分に変換して制御する場合について説明したが、これに限られない。例えば、３つの信号を用いて直接制御するようにしてもよい。以下に、この場合の実施形態を第５実施形態として説明する。

図１７は、第５実施形態に係る仮想コンバータ制御部および仮想インバータ制御部を説明するためのブロック図である。同図において、第４実施形態に係る仮想コンバータ制御部８および仮想インバータ制御部９（図１６参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１７（ａ）に示す仮想コンバータ制御部８’は、三相/二相変換部５１および二相/三相変換部５３を備えておらず、電流コントローラ５２”、５次高調波補償部１１’、７次高調波補償部１２’、および１１次高調波補償部１３’が３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを用いて直接制御を行う点で、第４実施形態に係る仮想コンバータ制御部８（図１６参照）と異なる。なお、電流コントローラ５２”は、第３実施形態に係るものと共通する（図１４参照）。

三相/二相変換および二相/三相変換は、上記（１）式および（４）式で表されるので、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇ_nで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（３２）式に示す伝達関数の行列Ｇ’ _nで表される。

したがって、三相/二相変換を行ってから伝達関数の行列Ｇ_Inで表される処理を行った後に二相/三相変換を行う処理は、下記（３３）式に示す伝達関数の行列Ｇ’_Inで表される。

５次高調波補償部１１’は、入力電流センサ２より出力される３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを入力され、５次高調波の正相分を抑制するための５次高調波補償信号Ｚｒ₅，Ｚｓ₅，Ｚｔ₅を生成するものであり、下記（３４）式に示す処理を行っている。なお、伝達関数の行列Ｇ’_I5は、上記（３３）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝５としたものである。また、５次高調波補償部１１’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。

本実施形態において、５次高調波補償部１１’は、周波数重みに伝達関数の行列Ｇ’_I5を用いて、線形制御理論の１つであるＨ∞ループ整形法によって設計される。５次高調波補償部１１’で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_I5で示されるので、線形時不変の処理である。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計を行うことができる。５次高調波補償部１１’は、第４実施形態に係る５次高調波補償部１１と同様にして設計される。なお、その他の線形制御理論を用いて設計してもよい。

７次高調波補償部１２’は、入力電流センサ２より出力される３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを入力され、７次高調波の正相分を抑制するための７次高調波補償信号Ｚｒ₇，Ｚｓ₇，Ｚｔ₇を生成するものであり、下記（３５）式に示す処理を行っている。なお、伝達関数の行列Ｇ’_I7は、上記（３３）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝７としたものである。また、７次高調波補償部１２’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。７次高調波補償部１２’も、５次高調波補償部１１’と同様の方法で設計される。

１１次高調波補償部１３’は、入力電流センサ２より出力される３つの入力電流信号Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを入力され、１１次高調波の正相分を抑制するための１１次高調波補償信号Ｚｒ₁₁，Ｚｓ₁₁，Ｚｔ₁₁を生成するものであり、下記（３６）式に示す処理を行っている。なお、伝達関数の行列Ｇ’_I11は、上記（３３）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝１１としたものである。また、１１次高調波補償部１３’は、安定余裕を最大化する処理を行っており、この中で、制御ループでの位相の遅延分を補正して逆位相にするための位相の調整も行われている。１１次高調波補償部１３’も、５次高調波補償部１１’と同様の方法で設計される。

５次高調波補償部１１’が出力した５次高調波補償信号Ｚｒ₅，Ｚｓ₅，Ｚｔ₅、７次高調波補償部１２’が出力した７次高調波補償信号Ｚｒ₇，Ｚｓ₇，Ｚｔ₇、および、１１次高調波補償部１３’が出力した１１次高調波補償信号Ｚｒ₁₁，Ｚｓ₁₁，Ｚｔ₁₁がそれぞれ加算されて、高調波補償信号Ｚｒ，Ｚｓ，Ｚｔとして高調波補償コントローラ１０’から出力され、電流コントローラ５２”が出力した補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔにそれぞれ加算される。ＰＷＭ信号生成部５４には、高調波補償信号Ｚｒ，Ｚｓ，Ｚｔが加算された補正値信号Ｘｒ，Ｘｓ，Ｘｔが入力される。なお、高調波補償コントローラ１０’は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、５次高調波のみを抑制したい場合は５次高調波補償部１１’のみを備えていればよく、さらに１３次高調波も抑制したい場合には、上記（３３）式の伝達関数の行列Ｇ’_Inにおいて、ｎ＝１３とした伝達関数の行列Ｇ’_I13に表される処理を行う１３次高調波補償部をさらに備えるようにすればよい。

５次高調波補償部１１’で行われる処理は、伝達関数の行列Ｇ’_I5で示されるので、線形時不変の処理である。また、５次高調波補償の制御ループには非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていないので、線形時不変システムになっている。したがって、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。７次高調波補償部１２’および１１次高調波補償部１３’についても同様である。

図１７（ｂ）に示す仮想インバータ制御部９’も、図１７（ａ）に示す仮想コンバータ制御部８’と同様であり、三相/二相変換部６１および二相/三相変換部６３を備えておらず、電圧コントローラ６２”、高調波補償コントローラ１０’が３つの出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを用いて直接制御を行う点で、第４実施形態に係る仮想インバータ制御部９（図１６（ｂ）参照）と異なる。なお、電圧コントローラ６２”は、第３実施形態に係るものと共通する（図１４参照）。仮想インバータ制御部９’における高調波補償コントローラ１０’の構成は図１７（ａ）に示す高調波補償コントローラ１０’と同様であり、出力電圧センサ３より出力される３つの出力電圧信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを入力され、高調波抑制制御のための高調波補償信号を生成して、電圧コントローラ６２”から出力される補正値信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗにそれぞれ加算される。なお、仮想インバータ制御部９’における高調波補償コントローラ１０’においては、角周波数ω₀は負荷Ｌに供給する電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝２００π[rad/sec]（１００[Ｈｚ]））があらかじめ設定されている。

第５実施形態において、各高調波の逆相分を制御する場合は、正相分を制御する場合に用いられた伝達関数の行列Ｇ’_Inの要素の内、Ｇ_In12（ｓ）、Ｇ_In23（ｓ）およびＧ_In31（ｓ）と、Ｇ_In13（ｓ）、Ｇ_In21（ｓ）およびＧ_In32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_Inの転置行列）を用いればよい。また、正相分、逆相分の両方の制御を行うようにしてもよい。以下に、第５実施形態において、５次高調波補償部１１’、７次高調波補償部１２’、および１１次高調波補償部１３’が、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合について説明する。

上記（３２）式において、行列Ｇ_nの（１，２）要素と（２，１）要素とを「０」にした場合を考えると、下記（３７）式に示す伝達関数の行列Ｇ”_nが算出できる。

したがって、５次高調波補償部１１’が正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、下記（３８）式の伝達関数の行列Ｇ”_Inにおいて、ｎ＝５とした行列Ｇ”_I5を用いるようにすればよい。同様に、７次高調波補償部１２’が正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、下記（３８）式の伝達関数の行列Ｇ”_Inにおいて、ｎ＝７とした行列Ｇ”_I7を用いるようにすればよく、１１次高調波補償部１３’が正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、下記（３８）式の伝達関数の行列Ｇ”_Inにおいて、ｎ＝１１とした行列Ｇ”_I11を用いるようにすればよい。

本実施形態においても、第４実施形態と同様の効果を奏することができる。

上記第４ないし第５実施形態においては、５次高調波補償部１１（１１’）、７次高調波補償部１２（１２’）、および１１次高調波補償部１３（１３’）がＩ制御に代わる制御を行う場合について説明したがこれに限られない。例えば、ＰＩ制御に代わる制御を行うようにしてもよい。第４実施形態において、５次高調波補償部１１、７次高調波補償部１２、および１１次高調波補償部１３がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、ｎ＝３ｋ＋１（ｋ＝１，２，…）の場合、上記（１１）式においてω₀をｎ・ω₀として、下記（３９）式のように算出される伝達関数の行列Ｇ_PInを用いればよい。また、ｎ＝３ｋ＋２（ｋ＝０，１，２，…）の場合、上記（１１）式においてω₀をｎ・ω₀とし、（１，２）要素と(２，１)要素とを入れ換えて、下記（３９’）式のように算出される伝達関数の行列Ｇ_PInを用いればよい。なお、下記（３９）式および（３９’）式は、上記（２７）式および（２７’）式において、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓとして算出することもできる。

５次高調波補償部１１がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合、上記（３９’）式においてｎ＝５とした行列Ｇ_PI5を用いればよく、７次高調波補償部１２がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合、上記（３９）式においてｎ＝７とした行列Ｇ_PI7を用いればよく、１１次高調波補償部１３がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合、上記（３９’）式においてｎ＝１１とした行列Ｇ_PI11を用いればよい。また、正相分、逆相分の両方の制御を行う場合は、上記（３９）式および（３９’）式に示される伝達関数の行列Ｇ_PInの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした行列を用いればよい。

第５実施形態において、５次高調波補償部１１’、７次高調波補償部１２’、および１１次高調波補償部１３’がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（４０）式に示される伝達関数の行列Ｇ’_PInを用いればよい。

第５実施形態で各高調波の逆相分を制御する場合において、５次高調波補償部１１’、７次高調波補償部１２’、および１１次高調波補償部１３’がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、上記（４０）式に示す伝達関数の行列Ｇ’_PInの要素の内、Ｇ_PIn12（ｓ）、Ｇ_PIn23（ｓ）およびＧ_PIn31（ｓ）と、Ｇ_PIn13（ｓ）、Ｇ_PIn21（ｓ）およびＧ_PIn32（ｓ）とを入れ換えた行列（すなわち、行列Ｇ’_PInの転置行列）を用いればよい。また、第５実施形態で正相分、逆相分の両方の制御を行う場合において、５次高調波補償部１１’、７次高調波補償部１２’、および１１次高調波補償部１３’がＰＩ制御に代わる制御を行うようにする場合は、下記（４１）式に示される伝達関数の行列Ｇ”_PInを用いればよい。

ＰＩ制御に代わる制御を行う場合、比例ゲインＫ_Pを調整することにより、過渡時のダンピング効果を付加することができるというメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けやすくなるというデメリットがある。逆に、Ｉ制御に代わる制御を行う場合、過渡時のダンピング効果を付加することができないというデメリットがあるが、モデル化誤差の影響を受けにくくなるというメリットがある。

なお、５次高調波補償部１１（１１’）、７次高調波補償部１２（１２’）、および１１次高調波補償部１３（１３’）がＩ制御およびＰＩ制御以外の制御に代わる制御を行うようにしてもよい。上記（２７）、（２７’）式において、伝達関数Ｆ（ｓ）を各制御の伝達関数とすることで、回転座標変換を行ってから当該制御を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列を算出することができる。したがって、ＰＩＤ制御（伝達関数は、比例ゲインをＫ_P、積分ゲインをＫ_I、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓで表される。）に代わる制御を行うようにすることができるし、Ｄ制御（微分制御：伝達関数は、微分ゲインをＫ_Dとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_D・ｓで表される。）、Ｐ制御（比例制御：伝達関数は、比例ゲインをＫ_Pとすると、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_Pで表される。）、ＰＤ制御、ＩＤ制御などに代わる制御を行うようにすることができる。

また、高調波補償制御がそれぞれ入力電流制御および出力電圧制御と同じ制御とする場合に限定されず、制御の設計仕様に応じて制御を異ならせるようにしてもよい。例えば、入力電流制御（例えば、図１６（ａ）における電流コントローラ５２の制御）をＰＩＤ制御に代わる制御とし入力側の高調波補償（例えば、図１６（ａ）における高調波補償コントローラ１０の制御）をＰＩ制御に代わる制御としてもよい。

また、出力側に含まれる高調波が少ない場合などには、入力側は高調波補償を行い、出力側は高調波補償を行わないようにしてもよい。たとえば、仮想コンバータ制御部８（図１６（ａ）参照）と仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）の組み合わせとしてもよい。

上記第１ないし第５実施形態においては、三相のマトリクスコンバータ装置について説明したが、これに限られない。本発明は、単相のマトリクスコンバータ装置にも適用することができる。

本発明を単相のマトリクスコンバータ装置に適用する方法の１つとして、電流センサが検出した電流信号から位相をπ／２（９０度）遅らせた信号を生成して用いる方法がある。この場合について、第６実施形態として以下に説明する。

図１８は、第６実施形態に係るマトリクスコンバータ装置を説明するためのブロック図である。同図において、第１実施形態に係るマトリクスコンバータ装置Ａ（図６参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１８に示すマトリクスコンバータ装置Ａ’は、単相の電力系統Ｂ’から供給される交流電力の周波数を変換して単相の負荷Ｌ’に供給するものである点と、マトリクスコンバータ回路１’が４個のスイッチング素子（図示しない）を有するＰＷＭ制御型の単相マトリクスコンバータを備えている点で、第１実施形態に係るマトリクスコンバータ装置Ａと異なる。

図１９（ａ）は、マトリクスコンバータ回路１’が備える単相マトリクスコンバータを説明するための図であり、４個のスイッチング素子をスイッチで表している。スイッチＳｒｕ，Ｓｒｖは、入力側の正相（ｒ相）と、出力側の正相（ｕ相）、負相（ｖ相）とをそれぞれ接続するものであり、スイッチＳｓｕ，Ｓｓｖは、入力側の負相（ｓ相）と、出力側の正相（ｕ相）、負相（ｖ相）とをそれぞれ接続するものである。単相マトリクスコンバータに入力されるｒ相およびｓ相の電圧をｖ_r，ｖ_sとし、出力されるｕ相およびｖ相の電圧をｖ_u，ｖ_vとした場合、スイッチングマトリクスは下記（４２）式になる。

図１９（ｂ）は、単相コンバータと単相インバータとを組み合わせたＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換回路を説明するための図であり、単相インバータおよび単相コンバータをそれぞれ４個のスイッチで表している。スイッチＳｒｐ，Ｓｓｐは、それぞれ入力側のｒ相，ｓ相と直流バスの正極とを接続するものであり、スイッチＳｒｎ，Ｓｓｎは、それぞれ入力側のｒ相，ｓ相と直流バスの負極とを接続するものであり、これらで単相コンバータを表している。スイッチＳｕｐ，Ｓｖｐは、それぞれ出力側のｕ相，ｖ相と直流バスの正極とを接続するものであり、スイッチＳｕｎ，Ｓｖｎは、それぞれ出力側のｕ相，ｖ相と直流バスの負極とを接続するものであり、これらで単相インバータを表している。単相コンバータに入力されるｒ相およびｓ相の電圧をｖ_r，ｖ_sとし、直流バスの正極電圧、負極電圧をそれぞれｅ_dcp，ｅ_dcnとした場合、入力電圧と直流バス電圧との関係をスイッチングマトリクスで表すと、下記（４３）式になる。また、単相インバータから出力されるｕ相およびｖ相の電圧をｖ_u，ｖ_vとした場合、直流バス電圧と出力電圧の関係をスイッチングマトリクスで表すと、下記（４４）式になる。

したがって、図１９（ａ）に示す単相マトリクスコンバータと図１９（ｂ）に示すＡＣ/ＤＣ/ＡＣ電力変換回路とが同一の入力電流、出力電圧を得るためには、下記（４５）式が成立すればよい。すなわち、仮想の単相コンバータおよび単相インバータをそれぞれ制御するためのＰＷＭ信号を生成し、下記（４５）式に基づいて合成したＰＷＭ信号を用いることで、単相マトリクスコンバータの制御を行うことができる。

図１８に戻って、仮想コンバータ制御部５０、仮想インバータ制御部６０、および、ＰＷＭ信号合成部７’も第１実施形態に係る仮想コンバータ制御部５、仮想インバータ制御部６、および、ＰＷＭ信号合成部７と異なる。

図２０は、第６実施形態に係る仮想コンバータ制御部５０および仮想インバータ制御部６０を説明するためのブロック図である。同図において、第１実施形態に係る仮想コンバータ制御部５および仮想インバータ制御部６（図９参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図２０（ａ）に示す仮想コンバータ制御部５０は、三相/二相変換部５１および二相/三相変換部５３を備えておらず、位相遅延部５５を備えている点で、第１実施形態に係る仮想コンバータ制御部５（図９（ａ）参照）と異なる。

位相遅延部５５は、単相用の入力電流センサ２が検出した単相の入力電流信号を入力され、当該入力電流信号（α軸入力電流信号Ｉα）とα軸入力電流信号Ｉαの位相をπ／２遅らせたβ軸入力電流信号Ｉβとを出力する。位相遅延部５５は、入力された信号の位相をπ／２だけ遅らせるヒルベルト変換を行っている。理想的なヒルベルト変換は、下記（４６）式に示す伝達関数Ｈ（ω）で表される。なお、ω_Sは標本化角周波数であり、ｊは虚数単位である。つまり、ヒルベルト変換とは、振幅特性は周波数によらず一定で、位相特性は正負の周波数領域でπ／２（９０度）遅らせるフィルタ処理である。理想的なヒルベルト変換を実現することはできないので、例えばＦＩＲ（Finite impulse response）フィルタとして近似的に実現している。

なお、位相遅延部５５はこれに限られず、入力された信号の位相をπ／２遅らせた信号を生成することができればよい。例えば、出願人が出願している特願２０１１−２３１４４５号に記載の複素係数フィルタを用いたり、同じく特願２０１２−０３０２３４号に記載の下記（４７）式の伝達関数Ｇ_F（ｓ）に示す処理を行うフィルタを用いるようにしてもよい。
Ｇ_F（ｓ）＝Ｔ・ω₀／｛（Ｔ・ｓ＋１）²＋（Ｔ・ω₀）²｝ ・・・ （４７）
ω₀ ：系統電圧の基本波の角周波数（例えば、ω₀＝１２０π[rad/sec]（６０[Ｈｚ]））
Ｔ ：時定数

電流コントローラ５２は、位相遅延部５５より出力されるα軸入力電流信号Ｉα（入力電流センサ２が検出した単相の電流信号）およびβ軸入力電流信号Ｉβ（α軸入力電流信号Ｉαの位相をπ／２遅らせた信号）とそれぞれの目標値との偏差ΔＩα，ΔＩβを入力され、上記（４５）式に示す処理を行って、入力電流制御のための補正値信号Ｘα，Ｘβを生成する。ＰＷＭ信号生成部５４’は、電流コントローラ５２より出力される補正値信号Ｘα（または、補正値信号Ｘβ）に基づいて指令値信号を生成し、キャリア信号と比較することでＰＷＭ信号Ｐｒｐを生成する。また、ＰＷＭ信号生成部５４’は、指令値信号を反転させた信号とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号Ｐｓｐを生成する。また、ＰＷＭ信号生成部５４’は、生成された２つのＰＷＭ信号Ｐｒｐ，Ｐｓｐを反転させたＰＷＭ信号Ｐｒｎ，Ｐｓｎも生成し、これら４つのＰＷＭ信号Ｐｒｐ，Ｐｓｐ，Ｐｒｎ，ＰｓｎをＰＷＭ信号合成部７’に出力する。なお、α軸入力電流信号Ｉαとα軸入力電流目標値との偏差ΔＩαを先に算出し、この偏差信号を位相遅延部５５に入力して位相をπ／２遅らせた信号を生成し、これらを電流コントローラ５２に入力するようにしてもよい。

図２０（ｂ）に示す仮想インバータ制御部６０も、仮想コンバータ制御部５０と同様であり、三相/二相変換部６１および二相/三相変換部６３を備えておらず、位相遅延部６５を備えている点で、第１実施形態に係る仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）と異なる。位相遅延部６５は、単相用の出力電圧センサ３が検出した単相の出力電圧信号を入力され、当該出力電圧信号（α軸出力電圧信号Ｖα）とα軸出力電圧信号Ｖαの位相をπ／２遅らせたβ軸出力電圧信号Ｖβとを出力する。

電圧コントローラ６２は、位相遅延部６５より出力されるα軸出力電圧信号Ｖα（出力電圧センサ３が検出した単相の電圧信号）およびβ軸出力電圧信号Ｖβ（α軸出力電圧信号Ｖαの位相をπ／２遅らせた信号）とそれぞれの目標値との偏差ΔＶα，ΔＶβを入力され、出力電圧制御のための補正値信号Ｙα，Ｙβを生成する。ＰＷＭ信号生成部６４’は、電圧コントローラ６２より出力される補正値信号Ｙα（または、補正値信号Ｙβ）に基づいて指令値信号を生成し、キャリア信号と比較することでＰＷＭ信号Ｐｕｐを生成する。また、ＰＷＭ信号生成部６４’は、指令値信号を反転させた信号とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号Ｐｖｐを生成し、生成された２つのＰＷＭ信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐを反転させたＰＷＭ信号Ｐｕｎ，Ｐｖｎも生成し、これら４つのＰＷＭ信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｕｎ，ＰｖｎをＰＷＭ信号合成部７’に出力する。

図１８に戻って、ＰＷＭ信号合成部７’は、仮想コンバータ制御部５０および仮想インバータ制御部６０が生成したＰＷＭ信号から、マトリクスコンバータ回路１’を制御するためのＰＷＭ信号を合成するものである。ＰＷＭ信号合成部７’は、仮想コンバータ制御部５０よりＰＷＭ信号Ｐｒｐ，Ｐｓｐ，Ｐｒｎ，Ｐｓｎを入力され、仮想インバータ制御部６０よりＰＷＭ信号Ｐｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｕｎ，Ｐｖｎを入力され、上記（４５）式に基づいてＰＷＭ信号Ｐｒｕ，Ｐｒｖ，Ｐｓｕ，Ｐｓｖを合成し、生成したＰＷＭ信号をマトリクスコンバータ回路１’に出力する。

第６実施形態においては、三相の信号から三相二相変換でα軸成分信号およびβ軸成分信号を生成する代わりに、単相の信号（α軸成分信号）の位相をπ／２遅らせることでβ軸成分信号を生成することで、第１実施形態に係る三相の電流制御の処理方法を適用することができる。また、第６実施形態においても、第１実施形態の場合と同様の効果を奏することができる。第２，４実施形態においても同様にして、単相のマトリクスコンバータ装置に適用することができる。

また、本発明を単相に適用するもう１つの方法として、単相の電流信号のみを用いて処理を行う方法がある。

上記第２実施形態（図１３参照）において説明したように、正相分、逆相分の両方の制御を行なう場合、上記（１２）式に示す行列Ｇ_Iの（１，２）要素および（２，１）要素を「０」にした行列を用いればよい。単相システムの場合、α軸電流信号にのみ処理を行えばよいので、位相を９０度遅らせたβ軸電流信号を生成しなくてもよい。以下に、単相の電流信号のみを用いて処理を行う場合について、第７実施形態として説明する。

図２１は、第７実施形態に係る制御回路を説明するためのブロック図である。同図において、第６実施形態に係る仮想コンバータ制御部５０および仮想インバータ制御部６０（図２０参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図２１（ａ）に示す仮想コンバータ制御部５０’は、電流コントローラ５２に代えて第２実施形態に係るα軸電流コントローラ５２’ａ（図１３（ａ）参照）を備えている点と、位相遅延部５５を備えていない点で、第６実施形態に係る仮想コンバータ制御部５０（図２０（ａ）参照）と異なる。

α軸電流コントローラ５２’ａには、単相用の入力電流センサ２が検出した単相の入力電流信号（α軸入力電流信号）とα軸入力電流目標値との偏差が入力される。α軸電流コントローラ５２’ａは、行列Ｇ_Iの（１，１）要素および（２，２）要素である伝達関数Ｋ_I・ｓ／（ｓ²＋ω₀ ²）で表される処理を行って、補正値信号ＸαをＰＷＭ信号生成部５４’に出力する。

図２１（ｂ）に示す仮想インバータ制御部６０’も同様であり、電圧コントローラ６２に代えて第２実施形態に係るα軸電圧コントローラ６２’ａ（図１３（ｂ）参照）を備えている点と、位相遅延部６５を備えていない点で、第６実施形態に係る仮想インバータ制御部６０（図２０（ｂ）参照）と異なる。α軸電圧コントローラ６２’ａは、単相用の出力電圧センサ３が検出した単相の出力電圧信号（α軸出力電圧信号）とα軸出力電圧目標値との偏差を入力され、補正値信号ＹαをＰＷＭ信号生成部６４’に出力する。

第７実施形態においても、第２実施形態の場合と同様の効果を奏することができる。第４実施形態においても同様にして、単相のマトリクスコンバータ装置に適用することができる。

また、第１ないし第５実施形態のいずれかと、第６または第７実施形態とを組み合わせることで、単相/三相マトリクスコンバータ装置および三相/単相マトリクスコンバータ装置に適用することもできる。例えば、仮想コンバータ制御部５０（図２０（ａ）参照）と仮想インバータ制御部６（図９（ｂ）参照）とを組み合わせることで、単相/三相マトリクスコンバータ回路を制御する制御回路を実現することができる。

上記第１ないし第７実施形態においては、角周波数ω₀をあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、系統電圧の基本波の角周波数または負荷Ｌに供給する電圧の基本波の角周波数を、周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数を角周波数ω₀として用いるようにしてもよい。

本発明に係るマトリクスコンバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたマトリクスコンバータ装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係るマトリクスコンバータ回路の制御回路、および、当該制御回路を備えたマトリクスコンバータ装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ マトリクスコンバータ装置
１，１’ マトリクスコンバータ回路
２ 入力電流センサ
３ 出力電圧センサ
４ 制御回路
５，５’，５”，８，８’，５０，５０’ 仮想コンバータ制御部
５１ 三相/二相変換部（二相変換手段）
５２，５２” 電流コントローラ（制御手段）
５２’ａ α軸電流コントローラ（制御手段）
５２’ｂ β軸電流コントローラ（制御手段）
５３ 二相/三相変換部
５４，５４’ ＰＷＭ信号生成部
５５ 位相遅延部（二相変換手段）
６，６’，６”，９，９’，６０，６０’ 仮想インバータ制御部
６１ 三相/二相変換部（二相変換手段）
６２，６２” 電圧コントローラ（制御手段）
６２’ａ α軸電圧コントローラ（制御手段）
６２’ｂ β軸電圧コントローラ（制御手段）
６３ 二相/三相変換部
６４，６４’ ＰＷＭ信号生成部
６５ 位相遅延部（二相変換手段）
７，７’ ＰＷＭ信号合成部
１０，１０’ 高調波補償コントローラ
１１ ５次高調波補償部
１２ ７次高調波補償部
１３ １１次高調波補償部
Ｂ，Ｂ’ 電力系統
Ｌ，Ｌ’ 負荷

Claims (20)

1. 周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、
   前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、
   前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、
   前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段と、
   を備えており、
   前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、
   前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号を第１の信号と第２の信号に変換する二相変換手段と、
   前記第１の信号および前記第２の信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号および第２の偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
2. 周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、
   前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、
   前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、
   前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段と、
   を備えており、
   前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、
   前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号とそれぞれの目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記偏差信号を第１の偏差信号および第２の偏差信号に変換する二相変換手段と、
   前記第１の偏差信号および前記第２の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号および第２の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記第１の補正値信号または前記第２の補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
3. 前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第２の伝達関数および前記第３の伝達関数は、それぞれ、
   である、
   請求項１または２に記載の制御回路。
4. 前記マトリクスコンバータ回路は三相交流の周波数を変換するものであり、
   前記二相変換手段は、３つの信号を前記第１の信号と前記第２の信号に変換するものであり、
   前記第１の補正値信号と前記第２の補正値信号とを３つの補正値信号に変換する二相三相変換手段をさらに備え、
   前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記３つの補正値信号に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の制御回路。
5. 前記マトリクスコンバータ回路は単相交流の周波数を変換するものであり、
   前記二相変換手段は、前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号を前記第１の信号とし、前記第１の信号の位相を９０度遅らせた信号を前記第２の信号として生成する、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の制御回路。
6. 三相交流の周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、
   前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、
   前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、
   前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段と、
   を備えており、
   前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、
   前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号である３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数および前記第２の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
7. 三相交流の周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、
   前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、
   前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、
   前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段と、
   を備えており、
   前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、
   前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号である３つの信号とそれぞれの目標値との偏差である第１の偏差信号、第２の偏差信号、および第３の偏差信号にそれぞれ含まれる基本波成分をそれぞれゼロに制御するための第１の補正値信号、第２の補正値信号、および第３の補正値信号を生成する制御手段と、
   前記３つの補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記第１の偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を第２の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を第３の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第１の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第２の補正値信号を生成し、
   前記第１の偏差信号を前記第２の伝達関数によって信号処理し、前記第２の偏差信号を前記第３の伝達関数によって信号処理し、前記第３の偏差信号を前記第１の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第３の補正値信号を生成し、
   前記第１ないし第３の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、それぞれ、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
8. 単相交流の周波数を変換するためのマトリクスコンバータ回路の制御回路であって、
   前記マトリクスコンバータ回路の入力に基づく信号から仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想コンバータ制御手段と、
   前記マトリクスコンバータ回路の出力に基づく信号から仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成する仮想インバータ制御手段と、
   前記仮想コンバータを制御するためのＰＷＭ信号と前記仮想インバータを制御するためのＰＷＭ信号とから前記マトリクスコンバータ回路を制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号合成手段と、
   を備えており、
   前記仮想コンバータ制御手段または前記仮想インバータ制御手段は、
   前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号と目標値との偏差である偏差信号を生成する偏差信号生成手段と、
   前記偏差信号に含まれる基本波成分をゼロに制御するための補正値信号を生成する制御手段と、
   前記補正値信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
   を備えており、
   前記制御手段は、
   前記偏差信号を第１の伝達関数によって信号処理することで前記補正値信号を生成し、
   前記第１の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ（ｓ）とし、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとした場合、
   である、
   ことを特徴とする制御回路。
9. 前記所定の制御処理を表す伝達関数が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_Iは積分ゲイン）である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
10. 前記所定の制御処理を表す伝達関数が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ（但し、Ｋ_PおよびＫ_Iは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲイン）である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
11. 前記所定の制御処理を表す伝達関数が、Ｆ（ｓ）＝Ｋ_P＋Ｋ_I／ｓ＋Ｋ_D・ｓ（但し、Ｋ_P、Ｋ_IおよびＫ_Dは、それぞれ比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲイン）である、請求項１ないし８のいずれかに記載の制御回路。
12. 前記第１の信号および前記第２の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号および第２の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号および前記第２の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号および前記第２の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備え、
    前記高調波補償手段は、
    前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理することで前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理することで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第４の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ’（ｓ）、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、
    である、
    請求項１に記載の制御回路。
13. 前記高調波補償手段は、
    前記第１の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第５の伝達関数および前記第６の伝達関数は、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    であり、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    である、
    請求項１２に記載の制御回路。
14. 前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、
    前記高調波補償手段は、
    前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、
    前記第４の伝達関数および前記第５の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ’（ｓ）、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、ｎ次高調波を抑制する場合、それぞれ、
    である、
    請求項６または７に記載の制御回路。
15. 前記３つの信号である第１の信号、第２の信号、および第３の信号にそれぞれ含まれる所定の高調波成分を抑制する制御を行って、第１の高調波補償信号、第２の高調波補償信号、および第３の高調波補償信号を生成し、前記第１の高調波補償信号ないし前記第３の高調波補償信号をそれぞれ前記第１の補正値信号ないし前記第３の補正値信号に加算する高調波補償手段をさらに備えており、
    前記高調波補償手段は、
    前記第１の信号を第４の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を第５の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を第６の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第１の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第２の高調波補償信号を生成し、
    前記第１の信号を前記第５の伝達関数によって信号処理し、前記第２の信号を前記第６の伝達関数によって信号処理し、前記第３の信号を前記第４の伝達関数によって信号処理し、これらを加算して位相の調整処理を行うことで、前記第３の高調波補償信号を生成し、
    前記第４の伝達関数ないし第６の伝達関数は、所定の制御処理を表す伝達関数をＦ’（ｓ）、前記入力または出力に基づく信号の基本波の角周波数をω₀、虚数単位をｊとし、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋１：ｋ＝１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    であり、
    ｎ次高調波（ｎ＝３ｋ＋２：ｋ＝０，１，２，…）を抑制する場合、それぞれ、
    である、
    請求項６または７に記載の制御回路。
16. 前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号は、入力電流または出力電流を検出した信号である、請求項１ないし１５のいずれかに記載の制御回路。
17. 前記入力に基づく信号または前記出力に基づく信号は、入力電圧または出力電圧を検出した信号である、請求項１ないし１５のいずれかに記載の制御回路。
18. 制御系の設計が、ロバスト制御設計を用いて行われている、請求項１ないし１７のいずれかに記載の制御回路。
19. 制御系の設計が、Ｈ∞ループ整形法を用いて行われている、請求項１８に記載の制御回路。
20. マトリクスコンバータ回路と、請求項１ないし１９のいずれかに記載の制御回路とを備えていることを特徴とするマトリクスコンバータ装置。