CN116191899A - 基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法 - Google Patents

基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法，涉及三次谐波注入矩阵变换器领域，该方法采集三次谐波注入矩阵变换器的输入电压通过高通滤波器和比例计算器构建有源阻尼支路，进而通过在功率值中叠加阻尼量来修正谐波电流参考值添加阻尼分量，从而可以实现等效于输入滤波电容并联虚拟阻抗的有源阻尼方法，可以有效提升系统稳定性，抑制系统振荡，保证了系统安全稳定运行。

Description

基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法
技术领域
本申请涉及三次谐波注入矩阵变换器领域，尤其是一种基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法。
背景技术
三次谐波注入矩阵变换器(3TSMC)是一种基于混合三次谐波注入整流器的新型矩阵变换器(MC)，常见的三次谐波注入矩阵变换器的拓扑结构图如图1所示。三次谐波注入矩阵变换器继承了传统矩阵变换器的大部分优点，如无需大容量储能环节、体积小、重量轻、可靠性高、能量可双向流动等优点，同时还具有整流级和逆变级解耦、无功功率控制能力强、电流应力小等优点，因此更适用于交流电机驱动、风能转换系统、柔性交流输电、航空起动发电系统等应用场合。
但是，3TSMC输入侧的LC滤波器在滤除变换器侧的高频谐波和电源电压的高频谐波的同时，也带来了稳定性问题。3TSMC输入侧的LC滤波器的谐振尖峰会放大系统谐振频率点附近的谐波，从而引发系统严重振荡甚至不稳定。
目前，针对3TSMC输入侧LC滤波器的谐振尖峰问题，最常用的方法是在LC滤波器上串联或并联无源电阻，也即为无源阻尼方法，其具有实现过程简单、不受开关频率限制、无需增加额外传感器或改变系统控制策略的优点，因而得到了广泛的应用。然而，这种无源阻尼方法的使用一方面增大了系统损耗，甚至当输入电流较大时还可能引起系统发热严重的问题，另一方面也在某些特定的场合之下可能存在无法适用的问题，例如当发电机直接连接到MC的输入侧时，通常会利用定子电感充当滤波电感，此时滤波电感两端并联电阻的方法便无法采用。基于以上背景，有学者提出了基于电源电流微分的有源阻尼方法，但是需要增加额外的电流传感器用于采样电源电流，增加了额外的硬件成本，增大了电路结构复杂度。另外，该方法在系统控制中存在微分环节，容易引入高频噪声。
发明内容
本申请人针对上述问题及技术需求，提出了一种基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法，本申请的技术方案如下：
一种基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法，该控制方法包括：
采集三次谐波注入矩阵变换器的三相输入电压，并对三相输入电压经过截止频率为ωad的高通滤波器和比例系数为kad的比例计算器计算得到阻尼电流，并计算得到系统有功功率的阻尼量Pe和系统无功功率的阻尼量Qe；
根据三次谐波注入矩阵变换器的参考输出电压和采集到的三相输出电流计算得到不含阻尼分量时的输出有功功率P和不含阻尼分量时的输出无功功率Q；
将系统有功功率的阻尼量Pe叠加到不含阻尼分量时的输出有功功率P中得到包含阻尼分量的有功功率P1＝Pe+P、将系统无功功率的阻尼量Qe叠加到不含阻尼分量时的输出无功功率Q中得到包含阻尼分量的无功功率Q1＝Qe+Q，结合P1、Q1和三相输入电压的幅值Uim、相位θi计算得到含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure BDA0004106896990000021
根据输入电压相位θi控制三次谐波注入矩阵变换器中的整流级三相桥臂和三次谐波注入电路内三个双向开关中的各个开关管的通断；根据含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure BDA0004106896990000022
控制三次谐波注入电路内Y桥臂中的各个开关管的通断；根据P1控制三次谐波注入矩阵变换器中的逆变器三相桥臂中的各个开关管的通断；
其中，高通滤波器和比例计算器构成有源阻尼支路，基于有源阻尼支路的控制方法实现等效于在三次谐波注入矩阵变换器的输入滤波电容两端并联虚拟阻抗的有源阻尼的控制方法。
本申请的有益技术效果是：
本申请公开了一种基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法，该方法采集三次谐波注入矩阵变换器的输入电压通过高通滤波器和比例计算器构建有源阻尼支路，进而通过在功率值中叠加阻尼量来修正谐波电流参考值添加阻尼分量，从而可以实现等效于输入滤波电容并联虚拟阻抗的有源阻尼方法，可以有效提升系统稳定性，抑制系统振荡，保证了系统安全稳定运行。
本申请使用的高通滤波器为一阶高通滤波器，结构较为简单，算法复杂度较低。通过建立系统输入侧小信号模型可以确定有源阻尼方法中截止频率和比例系数的最优取值，具有较好的实用价值。
本申请无需像现有的无源阻尼方法一样添加额外的无源器件，因此无额外功率损耗，并且本申请高频谐波衰减能力更强，适用范围更广，避免了无源阻尼方法功率损耗大、高频谐波衰减能力弱等问题。本申请也无需像现有的有源阻尼方法一样添加额外的传感器，因此不会增加额外硬件成本，且系统控制中不存在微分环节等，不会引入高频噪声。
附图说明
图1是三次谐波注入矩阵变换器的拓扑结构图。
图2是本申请的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法的控制框图。
图3中的(a)是无阻尼时的输入侧的等效电路图，图3中的(b)是本申请实现的并联虚拟阻抗的有源阻尼方法的输入侧的等效电路图。
图4是无阻尼情况下输出功率增大时特征矩阵A的特征值的移动轨迹图。
图5是本申请的有源阻尼方法中，高通滤波器截止频率增大时特征矩阵A的特征值的移动轨迹图。
图6是本申请的有源阻尼方法中，比例系数增大时特征矩阵A的特征值的移动轨迹图。
图7是本申请的有源阻尼方法中，输出功率增大时特征值的移动轨迹图。
图8是5种不同的无源阻尼方法时的输入侧的等效电路图。
图9是一个仿真实例中，无阻尼时的系统仿真结果图。
图10是一个仿真实例中，采用图8中的(5)所示的无源阻尼方法时的系统仿真结果图。
图11是一个仿真实例中，采用本申请的有源阻尼方法时的系统仿真结果图。
具体实施方式
下面结合附图对本申请的具体实施方式做进一步说明。
本申请公开了一种基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法，本申请的控制方法针对的三次谐波注入矩阵变换器的拓扑结构如图1所示，三次谐波注入矩阵变换器包括依次连接的三相交流电源、LC滤波器、整流级三相桥臂、三次谐波注入电路、逆变级三相桥臂和三相RL负载。其中，三相交流电源usa、usb和usc分别通过LC滤波器连接整流级三相桥臂的输入端。整流级三相桥臂包括并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，整流级三相桥臂的三个桥臂的两端分别连接母线的正负极。在整流级三相桥臂中，第一桥臂包括上桥臂开关管Sap和下桥臂开关管San，第二桥臂包括上桥臂开关管Sbp和下桥臂开关管Sbn，第三桥臂包括上桥臂开关管Scp和下桥臂开关管Scn。三相交流电源usa、usb和usc分别通过LC滤波器连接整流级三相桥臂的输入端即连接整流级三相桥臂的三个桥臂的桥臂中点。LC滤波器中包括三个输入滤波电感Li和三个输入滤波电容Cf，每个输入滤波电感Li分别连接在一相交流电源和整流级三相桥臂的一个输入端之间，每个输入滤波电容Cf的一端分别连接整流级三相桥臂的一个输入端，三个输入滤波电容Cf的另一端相连。
整流级三相桥臂的三个桥臂中点连接三次谐波注入电路，三次谐波注入电路包括三个双向开关、三次谐波注入电感Ly以及Y桥臂。第一桥臂的桥臂中点连接第一双向开关的一端，第二桥臂的桥臂中点连接第二双向开关的一端，第三桥臂的桥臂中点连接第三双向开关的一端。如图1所示，第一双向开关包括发射极相连的开关管Say和Sya，第二双向开关包括发射极相连的开关管Sby和Syb，第三双向开关包括发射极相连的开关管Scy和Syc。三个双向开关的另一端相连并连接三次谐波注入电感Ly的一端，三次谐波注入电感Ly的另一端连接Y桥臂的桥臂中点，Y桥臂的两端分别连接母线的正负极，Y桥臂包括上桥臂开关管Syp和下桥臂开关管Syn。
逆变器三相桥臂也包括并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，逆变器三相桥臂的三个桥臂的两端分别连接母线的正负极。在逆变器三相桥臂中，第一桥臂包括上桥臂开关管Sup和下桥臂开关管Sun，第二桥臂包括上桥臂开关管Svp和下桥臂开关管Svn，第三桥臂包括上桥臂开关管Swp和下桥臂开关管Swn。逆变器三相桥臂连接三相RL负载，逆变器三相桥臂的每相桥臂的桥臂中点分别连接一相RL负载中的负载电感Lo，每一相RL负载中的负载电感Lo的另一端连接一个负载电阻RL，三相RL负载中的负载电阻RL的另一端相连。
基于图1所示的三次谐波注入矩阵变换器的结构，本申请提供的控制方法的控制逻辑图如图2所示，该控制方法包括：
1、计算系统有功功率的阻尼量Pe和系统无功功率的阻尼量Qe。
采集三次谐波注入矩阵变换器的三相输入电压uia、uib和uic，并对三相输入电压经过截止频率为ωad的高通滤波器和比例系数为kad的比例计算器计算得到三次谐波注入矩阵变换器的阻尼电流iie的α轴分量iiαe和β轴分量iiβe，并计算得到系统有功功率的阻尼量Pe和系统无功功率的阻尼量Qe。
在一个实施例中，首先将abc坐标系下的三相输入电压转换到αβ坐标系下得到α轴输入电压uiα和β轴输入电压uiβ为
Figure BDA0004106896990000051
对uiα经过截止频率为ωad的一阶高通滤波器进行滤波，得到α轴输入电压uiα的高频分量
Figure BDA0004106896990000052
对uiβ经过截止频率为ωad的一阶高通滤波器进行滤波，得到β轴输入电压uiβ的高频分量/>
Figure BDA0004106896990000053
其中s是s平面的参数。
对高频分量uiαe经过比例计算器计算得到阻尼电流iiαe＝kaduiαe，对高频分量uiβe经过比例计算器计算得到阻尼电流iiβe＝kaduiβe。
根据阻尼电流iiαe和iiβe结合α轴输入电压uiα和β轴输入电压uiβ，计算得到系统有功功率的阻尼量Pe和系统无功功率的阻尼量Qe为
Figure BDA0004106896990000054
2、计算不含阻尼分量时的输出有功功率P和不含阻尼分量时的输出无功功率Q。
该部分包括根据三次谐波注入矩阵变换器的参考输出电压uou、uov和uow，和采集到的三相输出电流iou、iov和iow计算得到不含阻尼分量时的输出有功功率P和不含阻尼分量时的输出无功功率Q。其中，采集到的三相输出电流iou、iov和iow是每相RL负载上流过的电流，参考输出电压uou、uov和uow是每相RL负载的负载电阻RL两端的电压。
首先根据输出电压期望相位θo对采集到的abc坐标系下的三相输出电流iou、iov和iow进行坐标转换，得到dq坐标系下的d轴输出电流iod和q轴输出电流ioq分别为：
Figure BDA0004106896990000055
根据输出电压期望相位θo对abc坐标系下的参考输出电压uou、uov和uow进行坐标转换，得到dq坐标系下的d轴参考输出电压uod和q轴参考输出电压uoq为：
Figure BDA0004106896990000061
然后根据d轴输出电流iod、q轴输出电流ioq、d轴参考输出电压uod和q轴参考输出电压uoq，计算得到不含阻尼分量时的输出有功功率P和不含阻尼分量时的输出无功功率Q为
Figure BDA0004106896990000062
在此基础上，为简化系统动态过程并最小化输入滤波器上的压降，通常直接取uoq＝0以将不含阻尼分量时的输出无功功率Q设置为0。
3、计算含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure BDA0004106896990000063
将系统有功功率的阻尼量Pe叠加到不含阻尼分量时的输出有功功率P中得到包含阻尼分量的有功功率P1＝Pe+P。将系统无功功率的阻尼量Qe叠加到不含阻尼分量时的输出无功功率Q中得到包含阻尼分量的无功功率Q1＝Qe+Q。
然后结合P1、Q1和三相输入电压uia、uib和uic的幅值Uim、相位θi计算得到含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure BDA0004106896990000064
在一个实施例中，计算得到含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure BDA0004106896990000065
的公式为：
Figure BDA0004106896990000066
其中，Uim是三相输入电压的幅值，且有
Figure BDA0004106896990000067
4、对三次谐波注入矩阵变换器中的各个开关管进行控制。包括：
(1)根据输入电压相位θi控制三次谐波注入矩阵变换器中的整流级三相桥臂和三次谐波注入电路内三个双向开关中的各个开关管的通断，也即对输入电压相位θi进行扇区判断，根据输入电压相位θi所在扇区产生用于控制整流级三相桥臂中的开关管通断的控制信号Ctrl1，以及产生用于控制三个双向开关中的各个开关管通断的控制信号Ctrl2。控制逻辑包括：
当
Figure BDA0004106896990000068
时，控制第一桥臂的上桥臂开关管Sap、第三桥臂的下桥臂开关管Scn以及第二双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断。
当
Figure BDA0004106896990000071
控制第二桥臂的上桥臂开关管Sbp、第三桥臂的下桥臂开关管Scn以及第一双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断。
当
Figure BDA0004106896990000072
控制第二桥臂的上桥臂开关管Sbp、第一桥臂的下桥臂开关管San以及第三双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断。
当
Figure BDA0004106896990000073
控制第三桥臂的上桥臂开关管Scp、第一桥臂的下桥臂开关管San以及第二双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断。
当
Figure BDA0004106896990000074
控制第三桥臂的上桥臂开关管Scp、第二桥臂的下桥臂开关管Sbn以及第一双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断。/>
当
Figure BDA0004106896990000075
控制第一桥臂的上桥臂开关管Sap、第二桥臂的下桥臂开关管Sbn以及第三双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断。
以1表示开关管导通，以0表示开关管关断，根据输入电压相位θi实现的开关管控制逻辑如下表示所示：
Figure BDA0004106896990000076
(2)根据含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure BDA0004106896990000077
控制三次谐波注入电路内Y桥臂中的各个开关管的通断。
在三次谐波注入矩阵变换器工作过程中，采集流过三次谐波注入电路内的三次谐波注入电感Ly的三次谐波注入电流实际值iy，在按照本申请的方法计算得到含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure BDA0004106896990000081
后，将含阻尼分量的谐波电流参考值/>
Figure BDA0004106896990000085
与三次谐波注入电流实际值iy的差值经过PI控制器后，利用脉宽调制算法得到三次谐波注入电路内Y桥臂中的各个开关管的驱动信号Ctrl3并对应驱动Y桥臂中各个开关管的通断。
(3)根据P1控制三次谐波注入矩阵变换器中的逆变器三相桥臂中的各个开关管的通断。
根据三次谐波注入矩阵变换器的输入端和输出端的功率平衡的原理，根据上述计算得到的包含阻尼分量的有功功率P1得到abc坐标系下的修正参考输出电压。包括：将dq坐标系下的d轴参考输出电压修正为
Figure BDA0004106896990000082
将dq坐标系下的q轴参考输出电压修正为uoq＝0，每一相RL负载中的负载电阻的阻值为RL、负载电感的感值为Lo，ωo是参考输出电压的角频率。同样的，这里为了简化系统动态过程以最小化输入滤波器上的压降而直接取uoq＝0。
然后将dq坐标系下修正后的d轴参考输出电压和q轴参考输出电压转换到abc坐标系下，得到abc坐标系下的修正参考输出电压。
根据abc坐标系下的修正参考输出电压
Figure BDA0004106896990000083
以及uoq＝0，结合输出电压期望相位θo利用空间矢量调制算法得到逆变器三相桥臂中的各个开关管的驱动信号Ctrl4并对应驱动各个开关管的通断。
在图1所示的三次谐波注入矩阵变换器的实际电路中，接有无阻尼的输入LC滤波器时的输入侧等效电路图如图3中的(a)所示，其中，Lf为输入滤波电感，Rf为输入滤波电感的内阻，Cf为输入滤波电容，三相交流电源的内部反电动势us与电阻Rf、电感Lf和输入滤波电容Cf串联，输入滤波电容Cf两端并联输入电流ii，电源电流为is，输入电压为ui，此时三次谐波注入矩阵变换器的输入侧的状态方程为：
Figure BDA0004106896990000084
在以输入电压ui为定向的dq坐标系下，上述输入侧的状态方程可以写为：
Figure BDA0004106896990000091
其中，isd是电源电流is的d轴分量，isq是电源电流is的q轴分量。usd是三相交流电源的内部反电动势us的d轴分量，usq是三相交流电源的内部反电动势us的q轴分量。uid是输入电压ui的d轴分量，uiq是输入电压ui的q轴分量。iid是输入电流ii的d轴分量，iiq是输入电流ii的q轴分量。ωi是输入电压的角频率。
将上述dq坐标系下的输入侧的状态方程进行线性化后，可得无阻尼时的三次谐波注入矩阵变换器的输入侧小信号模型为：
Figure BDA0004106896990000092
其中，Yid是三次谐波注入矩阵变换器的d轴小信号输入导纳，Yiq是三次谐波注入矩阵变换器的q轴小信号输入导纳，且有Yid＝-Yiq＝-P/1.5Uim 2，P为不含阻尼分量时的输出有功功率，Uim是三相输入电压的幅值。
将上述输入侧小信号模型表示为
Figure BDA0004106896990000093
的形式，其中，状态变量矩阵Δx＝[Δisd Δisq Δuid Δuiq]T，输入变量矩阵Δu＝[Δusd Δusd Δiid Δiiq]T，输出变量矩阵Δy＝[Δisd Δisq]T，由此可以提取得到特征矩阵A、B、C、D为：
Figure BDA0004106896990000101
根据李雅普诺夫稳定性理论，特征矩阵A的特征值可以表征系统的稳定性。在电感为Lf＝250μH，电阻Rf＝0.1Ω，输入滤波电容Cf＝10μF，电源电压有效值为110V/50Hz的情况下，特征矩阵A的特征值移动轨迹随着输出功率的移动轨迹如图4所示，可以发现，特征矩阵A的特征值始终有一对特征值位于虚轴右侧，即在无阻尼状态下，三次谐波注入矩阵变换器始终处于不稳定状态。
而基于本申请提供的上述控制方法，高通滤波器和比例计算器构成有源阻尼支路，基于该有源阻尼支路的控制方法实现等效于在三次谐波注入矩阵变换器的输入滤波电容Cf两端并联虚拟阻抗的有源阻尼的控制方法，请参考图3中的(b)所示，在本申请的控制方法的控制下，相当于进一步在输入滤波电容Cf的两端并联一个
Figure BDA0004106896990000102
的虚拟阻抗，也即相当于在输入滤波电容Cf旁并联了一个电阻为/>
Figure BDA0004106896990000103
电容为/>
Figure BDA0004106896990000104
的RC支路。
在该虚拟阻抗的作用下，此时三次谐波注入矩阵变换器的输入侧的状态方程为：
Figure BDA0004106896990000105
其中，iie为三次谐波注入矩阵变换器的阻尼电流。
采用上述相同的处理方式，首先将输入侧的状态方程在以输入电压ui为定向的dq坐标系下改写为：
Figure BDA0004106896990000111
其中，iide为阻尼电流iie的d轴分量，iiqe为阻尼电流iie的q轴分量，其余参数的含义同上述无阻尼情况下的输入侧的状态方程中的参数含义。
将上述dq坐标系下的输入侧状态方程进行线性化后，可得包含有源阻尼支路的三次谐波注入矩阵变换器的输入侧小信号模型为：
Figure BDA0004106896990000112
将上述输入侧小信号模型改写成
Figure BDA0004106896990000113
的形式，只不过在包含有源阻尼支路的情况下，状态变量矩阵增加了dq坐标系下的d轴阻尼电流iide和q轴阻尼电流iiqe两个状态变量而变为Δx＝[Δisd Δisq Δuid Δuiq Δiide Δiiqe]T。对包含有源阻尼支路的三次谐波注入矩阵变换器的输入侧小信号模型进行线性化并提取特征矩阵，可以得到在包含有源阻尼支路的情况下的特征矩阵A、B、C、D为：
Figure BDA0004106896990000121
在得到特征矩阵后，根据李雅普诺夫稳定性理论，特征矩阵A的特征值可以表征系统的稳定性。因此确定特征矩阵A的特征值随截止频率ωad和比例系数kad的变化趋势，从而基于李亚普诺夫稳定性理论可以确定截止频率ωad和比例系数kad的取值。
比如同样在电感为Lf＝250μH，电阻Rf＝0.1Ω，输入滤波电容Cf＝10μF，电源电压有效值为110V/50Hz的情况下。根据特征矩阵A绘制kad＝0.3时，ωad由1000Hz增加到4000Hz时特征矩阵A的特征值的移动轨迹图如图5所示，结合图5可以发现，随着ωad的增大，更靠近虚轴的一对主导极点向右移动，系统稳定性降低。因此ωad越小，包含有源阻尼支路的三次谐波注入矩阵变换器的系统稳定性越好，但此时高通滤波器的时间常数变大，响应速度变慢。
折中考虑系统稳定性和响应速度，选取ωad＝2500Hz，并根据特征矩阵A绘制ωad＝2500Hz时，kad由0.1增大到0.6时，特征矩阵A的特征值的移动轨迹图如图6所示。结合图6可以发现，随着kad的增大，更靠近虚轴的一对主导极点先向左移动后向右移动，因此包含有源阻尼支路的三次谐波注入矩阵变换器的系统稳定性先变好后变差，约在kad＝0.3时取得最优结果。
保持kad＝0.3和ωad＝2500Hz不变，输出功率为1kW增大至3kW，特征矩阵A的特征值的移动轨迹如图7所示，可以发现，随着输出功率增大，靠近虚轴的一对主导极点向右移动，包含有源阻尼支路的三次谐波注入矩阵变换器的系统稳定性变差，但系统所有极点始终位于虚轴左侧，系统始终处于稳定状态，由此可以说明，利用本申请的控制方法实现的有源阻尼方法可以有效提高系统稳定性，抑制系统LC滤波器的谐振尖峰。
在常规做法中，通过无源阻尼方法也可以抑制输入LC滤波器的谐振尖峰，提高系统稳定性，输入LC滤波器常用的5种无源阻尼方法如图8所示：
(1)方法1：在图3中的(a)所示的接有无阻尼的输入LC滤波器时的输入侧等效电路图的基础上，在电感Lf和电阻Rf的串联支路的两端并联电阻Rd1，如图8中的(a)所示。
(2)方法2：在图3中的(a)所示的接有无阻尼的输入LC滤波器时的输入侧等效电路图的基础上，在电感Lf和电阻Rf构成的串联支路中串联电阻Rd2，如图8中的(b)所示。
(3)方法3：在图3中的(a)所示的接有无阻尼的输入LC滤波器时的输入侧等效电路图的基础上，在输入滤波电容Cf所在支路中串联电阻Rd3，如图8中的(c)所示。
(4)方法4：在图3中的(a)所示的接有无阻尼的输入LC滤波器时的输入侧等效电路图的基础上，在输入滤波电容Cf两端并联电阻Rd4，如图8中的(d)所示。
(5)方法5：在图3中的(a)所示的接有无阻尼的输入LC滤波器时的输入侧等效电路图的基础上，在输入滤波电容Cf两端由并联电阻Rd5和电容Cd串联构成的RC支路，如图8中的(e)所示。
方法1-方法5所示的各种无源阻尼方法都可以提高系统稳定性，在阻尼系数相同的情况下，方法2对输入LC滤波器的高频增益几乎没有影响，但会显著降低LC滤波器的低频增益。方法1、方法3和方法4均不会降低输入LC滤波器的低频增益，但方法1和方法3均存在高频谐波衰减能力降低的问题，方法4则不会影响输入LC滤波器的高频谐波衰减能力。由此分析，方法4的阻尼效果最好，但是实际应用过程中，由于Lf上的电压降很小，Cf上的电压大小近似等于电源电压，此时方法4中的Rf将直接承受电容电压，造成很大的功率损耗，因此并不实用。在实际应用过程中，尽管方法1存在着功率损耗和高频谐波衰减能力下降的问题，但方法1是最常用的无源阻尼方法。
方法5可以避免系统损耗过大和高频谐波衰减能力下降的问题，但是所增加的器件数量较多，且所增加的电容体积重量较大，导致系统功率密度降低。利用本申请的控制方法实现的基于并联虚拟阻抗的有源阻尼方法基于方法5的思想实现，可以在不增加额外器件的情况下，同时避免额外功率损耗和高频谐波衰减能力下降的问题。
为验证本申请的控制方法的有效性，在MATLA/Simulink中搭建了仿真模型，仿真参数设置如下：电源相电压有效值为110V/50Hz，输出相电压有效值为95.3V/50Hz，输入滤波电感为0.25mH，输入滤波器电感的内阻为0.1Ω，输入滤波电容为10μF，输出有功功率为1800W，高通滤波器的截止频率为2500Hz，比例系数为0.3。
当三次谐波注入矩阵变换器接入无阻尼的输入LC滤波器，也即对应于图3中的(a)所示的等效电路图时，三次谐波注入矩阵变换器的系统仿真结果如图9所示，系统发生严重振荡，电源电流总谐波畸变率为653.10％。
当三次谐波注入矩阵变换器接入无源阻尼的输入LC滤波器，也即对应于方法5所示的无源阻尼方法时，三次谐波注入矩阵变换器的系统仿真结果如图10所示，电源电流总谐波畸变率为3.42％。
当按照图2所示的控制逻辑采用本申请的控制方法进行控制时，对应于图3中的(b)所示的等效电路图，三次谐波注入矩阵变换器的系统仿真结果如图11所示，电源电流的谐波含量显著降低，总谐波畸变率下降至1.11％。
对比图9-11可以看出，在采用本申请的有源阻尼方法后，系统稳定性显著提升，不管相比于无阻尼还是无源阻尼方法，都可以有效提升系统稳定性，抑制系统振荡。而且本申请的方法与现有的无源阻尼方法相比，无需增加额外无源器件，无额外功率损耗，高频谐波衰减能力更强，且适用范围更广。且系统控制中不存在微分环节等，不会引入高频噪声。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本申请不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本申请的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于虚拟阻抗的三次谐波注入矩阵变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：
采集三次谐波注入矩阵变换器的三相输入电压，并对所述三相输入电压经过截止频率为ωad的高通滤波器和比例系数为kad的比例计算器计算得到阻尼电流，并计算得到系统有功功率的阻尼量Pe和系统无功功率的阻尼量Qe；
根据所述三次谐波注入矩阵变换器的参考输出电压和采集到的三相输出电流计算得到不含阻尼分量时的输出有功功率P和不含阻尼分量时的输出无功功率Q；
将系统有功功率的阻尼量Pe叠加到不含阻尼分量时的输出有功功率P中得到包含阻尼分量的有功功率P1＝Pe+P、将系统无功功率的阻尼量Qe叠加到不含阻尼分量时的输出无功功率Q中得到包含阻尼分量的无功功率Q1＝Qe+Q，结合P1、Q1和所述三相输入电压的幅值Uim、相位θi计算得到含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure FDA0004106896980000011
根据所述输入电压相位θi控制所述三次谐波注入矩阵变换器中的整流级三相桥臂和三次谐波注入电路内三个双向开关中的各个开关管的通断；根据含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure FDA0004106896980000012
控制三次谐波注入电路内Y桥臂中的各个开关管的通断；根据P1控制所述三次谐波注入矩阵变换器中的逆变器三相桥臂中的各个开关管的通断；
其中，所述高通滤波器和比例计算器构成有源阻尼支路，基于所述有源阻尼支路的控制方法实现等效于在所述三次谐波注入矩阵变换器的输入滤波电容两端并联虚拟阻抗的有源阻尼的控制方法。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，计算得到含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure FDA0004106896980000013
的方法包括：
Figure FDA0004106896980000014
其中，Uim是三相输入电压的幅值。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，根据P1控制所述三次谐波注入矩阵变换器中的逆变器三相桥臂中的各个开关管的通断的方法包括：
根据所述三次谐波注入矩阵变换器的输入端和输出端的功率平衡的原理，根据包含阻尼分量的有功功率P1得到abc坐标系下的修正参考输出电压；
根据abc坐标系下的修正参考输出电压和输出电压期望相位θo利用空间矢量调制算法得到逆变器三相桥臂中的各个开关管的驱动信号并对应驱动各个开关管的通断。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，根据包含阻尼分量的有功功率P1得到abc坐标系下的修正参考输出电压的方法包括：
将dq坐标系下的d轴参考输出电压修正为
Figure FDA0004106896980000021
将dq坐标系下的q轴参考输出电压修正为uoq＝0，其中，所述逆变器三相桥臂连接三相RL负载，每一相RL负载包括串联的负载电阻和负载电感，且负载电阻的阻值为RL、负载电感的感值为Lo，ωo是参考输出电压的角频率；
将dq坐标系下修正后的d轴参考输出电压和q轴参考输出电压转换到abc坐标系下，得到abc坐标系下的修正参考输出电压。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，根据
Figure FDA0004106896980000022
控制三次谐波注入电路内Y桥臂中的各个开关管的通断的方法包括：
采集流过所述三次谐波注入电路内的三次谐波注入电感的三次谐波注入电流实际值iy；
将所述含阻尼分量的谐波电流参考值
Figure FDA0004106896980000023
与三次谐波注入电流实际值iy的差值经过PI控制器后，利用脉宽调制算法得到三次谐波注入电路内Y桥臂中的各个开关管的驱动信号并对应驱动各个开关管的通断。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，计算得到系统有功功率的阻尼量Pe和系统无功功率的阻尼量Qe的方法包括：
将abc坐标系下的所述三相输入电压转换到αβ坐标系下得到uiα和uiβ；
对uiα和uiβ分别经过截止频率为ωad的一阶高通滤波器得到高频分量
Figure FDA0004106896980000024
以及/>
Figure FDA0004106896980000025
s是s平面的参数；
对高频分量uiαe和uiβe分别经过比例计算器计算得到三次谐波注入矩阵变换器的阻尼电流iie的α轴分量iiαe＝kaduiαe以及β轴分量iiβe＝kaduiβe；
计算得到系统有功功率的阻尼量Pe和系统无功功率的阻尼量Qe为
Figure FDA0004106896980000031
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，计算得到不含阻尼分量时的输出有功功率P和不含阻尼分量时的输出无功功率Q的方法包括：
根据输出电压期望相位θo对采集到的abc坐标系下的三相输出电流进行坐标转换，得到dq坐标系下的d轴输出电流iod和q轴输出电流ioq；
根据输出电压期望相位θo对abc坐标系下的参考输出电压进行坐标转换，得到dq坐标系下的d轴参考输出电压uod和q轴参考输出电压uoq；
计算得到不含阻尼分量时的输出有功功率P和不含阻尼分量时的输出无功功率Q为
Figure FDA0004106896980000032
8.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，整流级三相桥臂包括并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，三个桥臂的两端分别连接母线，第一桥臂的桥臂中点连接第一双向开关的一端，第二桥臂的桥臂中点连接第二双向开关的一端，第三桥臂的桥臂中点连接第三双向开关的一端，三个双向开关的另一端相连并连接三次谐波注入电感；
根据所述输入电压相位θi控制整流级三相桥臂和三次谐波注入电路内三个双向开关中的各个开关管的通断的方法包括：
当
Figure FDA0004106896980000033
时，控制第一桥臂的上桥臂开关管Sap、第三桥臂的下桥臂开关管Scn以及第二双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断；
当
Figure FDA0004106896980000034
控制第二桥臂的上桥臂开关管Sbp、第三桥臂的下桥臂开关管Scn以及第一双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断；
当
Figure FDA0004106896980000035
控制第二桥臂的上桥臂开关管Sbp、第一桥臂的下桥臂开关管San以及第三双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断；
当
Figure FDA0004106896980000041
控制第三桥臂的上桥臂开关管Scp、第一桥臂的下桥臂开关管San以及第二双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断；
当
Figure FDA0004106896980000042
控制第三桥臂的上桥臂开关管Scp、第二桥臂的下桥臂开关管Sbn以及第一双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断；
当
Figure FDA0004106896980000043
控制第一桥臂的上桥臂开关管Sap、第二桥臂的下桥臂开关管Sbn以及第三双向开关中的开关管导通，控制其他各个开关管关断。
9.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述控制还包括：
利用线性化状态方程的方法建立包含所述有源阻尼支路的三次谐波注入矩阵变换器的输入侧小信号模型；
对包含所述有源阻尼支路的三次谐波注入矩阵变换器的输入侧小信号模型进行线性化并提取特征矩阵；
确定特征矩阵的特征值随截止频率ωad和比例系数kad的变化趋势，并基于李亚普诺夫稳定性理论确定截止频率ωad和比例系数kad的取值。
10.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述三次谐波注入矩阵变换器中，三相交流电源分别通过LC滤波器连接整流级三相桥臂的输入端，所述LC滤波器中包括三个输入滤波电感和三个输入滤波电容，每个输入滤波电感分别连接在一相交流电源和整流级三相桥臂的一个输入端之间，每个输入滤波电容的一端分别连接整流级三相桥臂的一个输入端，三个输入滤波电容的另一端相连；
基于所述有源阻尼支路的控制方法等效于在输入滤波电容的两端并联一个
Figure FDA0004106896980000044
的虚拟阻抗，s是s平面的参数。/>
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