JP2007201763A - 積層型共振器 - Google Patents

Abstract

【課題】小型化および低損失化を実現することができる積層型共振器を提供する。また、インターディジタル結合による不要な共振モードの発生を抑制することができる積層型共振器を提供する。
【解決手段】積層配置された複数の導体線路１１，１３からなる第１の導体群１と、第１の導体群１の各導体線路１１，１３に対して交互に対向するように積層配置された複数の他の導体線路１２，１４からなり第１の導体群１に対して互いにインターディジタル結合された第２の導体群２とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の導体が積層された積層型共振器に関する。

例えば携帯電話機等の無線通信機器に用いられるフィルタには小型化および低損失化の要求がある。そのため、フィルタを構成する共振器にも、小型化および低損失化が求められている。特許文献１には、複数の共振電極をコムライン結合させるようにして積層した構造の積層型誘電体共振器が記載されている。

ここで、図２３に、ＴＥＭ（Transverse Electro Magnetic）線路で構成された２つの１／４波長（λ／４）共振器をコムライン結合させた場合の共振器構造を模式的に示す。コムライン結合とは、互いの開放端１０１Ａ，１０２Ａ同士が対向すると共に互いの短絡端同士が対向するように配置されることで、２つの共振器１０１，１０２が互いに電磁結合されるようにした結合方法である。図２４（Ａ），図２４（Ｂ）は、コムライン結合した２つの共振器１０１，１０２における磁界Ｈの分布を模式的に示している。なお、図２４（Ａ），図２４（Ｂ）では、図２３に示した共振器において電流ｉの流れる方向に直交する断面内での磁界分布を示している。図２４（Ａ），図２４（Ｂ）において電流ｉの流れる方向は紙面に対して直交する方向である。コムライン結合した２つの共振器１０１，１０２では、図２４（Ａ）に示したように、断面内で同一方向に（例えば反時計回りに）、磁界Ｈが分布する。この場合、２つの共振器１０１，１０２を積層方向に近づけて強くコムライン結合させると、図２４（Ｂ）に示したように、２つの共振器１０１，１０２を仮想的に１つの導体とみなした状態と同等の磁界分布となる。すなわち、仮想的に導体厚が厚くなる。特許文献１に記載の積層型誘電体共振器では、コムライン結合した各共振器に同方向に電流ｉが流れる性質を用いて擬似的に導体厚みを増やし、導体損失を減らしている。
特開２００３−２１８６０４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の積層型誘電体共振器のように各共振電極をコムライン結合して積層した構造では、共振器全体の大きさは、動作周波数によって決まる各共振電極の大きさに制限される（例えば動作周波数の１／４波長の大きさ）。すなわち、コムライン結合して積層した構造では、低損失化を図れるものの、大きさが動作周波数によって制限されてしまい、小型化が困難である。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、小型化および低損失化を実現することができる積層型共振器を提供することにある。また、その第２の目的は、インターディジタル結合による不要な共振モードの発生を抑制することができる積層型共振器を提供することにある。

本発明による積層型共振器は、積層配置された複数の導体線路からなり、各導体線路における同一側の端部が短絡端とされ逆側の端部が開放端とされた第１の導体群と、第１の導体群の各導体線路に対して交互に対向するように積層配置された複数の他の導体線路からなり、第１の導体群における各導体線路の開放端に対向する側の端部が短絡端とされ、各導体線路の短絡端に対向する側の端部が開放端とされて、第１の導体群に対して互いにインターディジタル結合された第２の導体群とを備えているものである。

本発明による積層型共振器では、第１の導体群を全体として１つの共振器とし、第２の導体群を全体として他の１つの共振器として考えると、等価的に、一端が開放端、他端が短絡端とされた一対の共振器をインターディジタル結合させた１つの積層型共振器が形成される。ここで、一対の共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させると、インターディジタル結合させていないときの各共振器単体での共振周波数ｆ₀（例えば物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数）に対し周波数が高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れ、共振周波数が２つに分離する。この場合において、物理的な長さに対応する共振周波数ｆ₀よりも周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、共振器としての動作周波数に設定することで、動作周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも小型化が図られる。例えば２．４ＧＨｚ帯を通過周波数としたフィルタを設計する場合、物理的な長さを例えば８ＧＨｚに対応させた１／４波長共振器を用いることができる。これは、物理的な長さを２．４ＧＨｚ帯に対応させた１／４波長共振器とした場合よりも小型のものとなる。また、周波数の低い第２の共振モードでは、各導体群の各共振器に同方向に電流ｉが流れ、擬似的に導体厚みが増えることで、導体損失が減らされる。

本発明による積層型共振器において、第１の導体群の各導体線路が、各導体線路の短絡端以外の位置において互いに導通され、第２の導体群の各他の導体線路が、各他の導体線路の短絡端以外の位置において互いに導通されていても良い。
この構成の場合には、第１および第２の導体群において、それぞれの導体線路同士が、短絡端以外の位置において互いに導通されていることで、インターディジタル結合による不要な共振モード（第２の共振モードよりも周波数の高い高次の共振モード）の発生が抑制される。

本発明による積層型共振器において、第１の導体群の各導体線路は、各導体線路の中心位置よりも開放端側の位置において互いに導通され、第２の導体群の各他の導体線路は、各他の導体線路の中心位置よりも開放端側の位置において互いに導通されていることが好ましい。このように開放端側に近い位置で導通させることで、不要な共振モードの発生を抑制させやすくなる。

また、本発明による積層型共振器において、第１の導体群の各導体線路同士を導通する第１のスルーホールと、第２の導体群の各他の導体線路同士を導通する第２のスルーホールとをさらに備えていても良い。これにより、第１および第２の導体群において、それぞれの導体線路同士が、第１および第２のスルーホールを介して導通される。

また、本発明による積層型共振器において、第１の導体群の各導体線路同士を導通する第１の接続用端子と、第２の導体群の各他の導体線路同士を導通する第２の接続用端子とをさらに備えていても良い。これにより、第１および第２の導体群において、それぞれの導体線路同士が、第１および第２の接続用端子を介して導通される。

本発明の積層型共振器によれば、第１の導体群を全体として１つの共振器とし、第２の導体群を全体として他の１つの共振器として、等価的に、一端が開放端、他端が短絡端とされた一対の共振器をインターディジタル結合させた１つの積層型共振器を形成するようにしたので、小型化と低損失化が容易となる。また、第１および第２の導体群において、それぞれの導体線路同士を、短絡端以外の位置において互いに導通するようにした場合には、インターディジタル結合による周波数の高い不要な共振モードの発生を抑制することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施の形態］

まず、本発明の第１の実施の形態に係る積層型共振器について説明する。
図１は、本実施の形態に係る積層型共振器の基本構成を示している。この積層型共振器は、積層配置された複数の導体線路１１，１３からなる第１の導体群１と、第１の導体群１の各導体線路１１，１３に対して交互に対向するように積層配置された複数の他の導体線路１２，１４からなり第１の導体群１に対して互いにインターディジタル結合された第２の導体群２とを備えている。なお、本実施の形態では、全体として４つの導体線路１１，１２，１３，１４を下層側から順に積層配置した構成の積層型共振器について説明するが、積層する導体線路の数はこれに限らず、さらに多くの線路で構成しても良い。積層する導体線路の数が増えるほど、個々の線路の長さを短く設計することができ、より小型化できる。また、積層する導体線路の数は全体として偶数個である必要はなく、全体として奇数個の導体線路を備えていても良い。

なお、この積層型共振器を用いてフィルタなどを構成する場合、例えば下層側の少なくとも１つの導体線路に入力端子を接続し、例えば上層側の少なくとも１つの導体線路に出力端子を接続すれば良い。例えば不平衡入力−平衡出力型のフィルタを構成する場合、下層側の１つの導体線路１１に入力端子として不平衡端子３を接続し、上層側の２つの導体線路１３，１４に出力端子として一対の平衡出力端子４Ａ，４Ｂを接続するなどすれば良い。同様にして、平衡入力−不平衡出力型のフィルタや平衡入力−平衡出力型のフィルタを構成することができる。なお、平衡端子を接続する場合には、一対の平衡端子の一方を一方の導体群の導体線路に接続し、他方を他方の導体群の導体線路に接続する。

第１の導体群１において、各導体線路１１，１３における同一側の端部は短絡端とされ、逆側の端部は開放端とされている。また、第２の導体群２において、各導体線路１２，１４は、第１の導体群１における各導体線路１１，１３の開放端に対向する側の端部が短絡端とされ、各導体線路１１，１３の短絡端に対向する側の端部が開放端とされている。これにより、第１の導体群１と第２の導体群２とが互いにインターディジタル結合されている。ここで、第１の導体群１を全体として１つの共振器とし、第２の導体群２を全体として他の１つの共振器として考えると、等価的に、一端が開放端、他端が短絡端とされた一対の共振器をインターディジタル結合させた１つの積層型共振器が形成されていると考えることができる。なお、インターディジタル結合された一対の共振器とは、一方の共振器の開放端と他方の共振器の短絡端とが対向すると共に、一方の共振器の短絡端と他方の共振器の開放端とが対向するように配置されることで、互いに電磁結合された共振器のことをいう。

この積層型共振器の主要な構成要素は、ＴＥＭ線路により構成されている。ＴＥＭ線路は、例えばストリップラインなどの導体パターンや誘電体基板内部に形成された貫通導体などで構成することができる。なお、ＴＥＭ線路とは、電界および磁界が共に電磁波の進行方向に垂直な断面内にのみ存在する電磁波（ＴＥＭ波）を伝送する伝送線路である。

図２は、この積層型共振器の具体的な構成例を示している。この構成例は、誘電体材料よりなる誘電体基板６１を備え、その誘電体基板６１を多層構造としたものである。誘電体基板６１の内部には、導体の線路パターン（ストリップライン）が形成され、その内部の線路パターンにより、第１の導体群１の各導体線路１１，１３と、第２の導体群２の各導体線路１２，１４とが形成されている。このような構造は、例えば、シート状の誘電体基板を複数用意し、各線路部分をそのシート状の誘電体基板上に導体の線路パターンで形成して、そのシート状の誘電体基板を重ね合わせた積層構造にすることで実現できる。

図示しないが、誘電体基板６１には第１の導体群１の各導体線路１１，１３同士の各短絡端を接地すると共に、第２の導体群２の各導体線路１２，１４同士の各短絡端を接地するための接地層が設けられている。接地層は例えば誘電体基板６１の上面もしくは底面、または内部に設けることができる。この場合、各導体線路が延在する誘電体基板６１の側面において、各導体線路の各短絡端の表面を露出させ、その露出部分の側面に、接地層に接続するための接続用導体パターンを設け、その接続用導体パターンを介して各導体線路の各短絡端を接地層に導通させるなどすれば良い。また、各導体線路の各短絡端と接地層との間にスルーホールを形成し、そのスルーホールにより両者を導通させるなどしても良い。

次に、本実施の形態に係る積層型共振器の作用を説明する。
本実施の形態では、第１の導体群１を全体として１つの共振器とし、第２の導体群２を全体として他の１つの共振器として考えると、等価的に、一端が開放端、他端が短絡端とされた一対の共振器がインターディジタル結合させた１つの積層型共振器が形成される。ここで、一対の共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させると、インターディジタル結合させていないときの各共振器単体での共振周波数ｆ₀（例えば物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数）に対し周波数が高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れ、共振周波数が２つに分離する。この場合において、物理的な長さに対応する共振周波数ｆ₀よりも周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、共振器としての動作周波数に設定することで、動作周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも小型化が図られる。また、周波数の低い第２の共振モードでは、各導体群の各導体線路に同方向に電流ｉが流れ、擬似的に導体厚みが増えることで、導体損失が減らされる。

以下、このインターディジタル結合することにより得られる作用、効果についてより詳しく説明する。ＴＥＭ線路からなる２つの共振器を結合させる手法として、一般にコムライン結合とインターディジタル結合との２種類を挙げることができる。このうち、インターディジタル結合は、非常に強い結合が得られることが知られている。

インターディジタル結合した一対の共振器（本実施の形態では第１の導体群１と第２の導体群２とで等価的に一対の共振器が構成されているものとする）では、共振状態を２つの固有な共振モードに分けることができる。図３は、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における第１の共振モードを示し、図４は、その第２の共振モードを示している。なお、図３および図４において、破線で示した曲線は、各共振器における電界Ｅの分布を示している。

第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器のそれぞれにおいて開放端側から短絡端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが逆方向となる。この第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器で電磁波が同相に励振されている。

一方、第２の共振モードでは、一方の１／４波長共振器（第１の導体群１）では開放端側から短絡端側に電流ｉが流れると共に、他方の１／４波長共振器（第２の導体群２）では短絡端側から開放端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが同方向となる。すなわち、この第２の共振モードでは、電界Ｅの分布を見ても分かるように、一対の１／４波長共振器で電磁波が逆相に励振されている。この第２の共振モードでは、一対の１／４波長共振器全体の物理的な回転対称軸に対して互いに回転対称な位置で、電界Ｅの位相が１８０°異なる。

ここで、回転対称構造の場合、第１の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ａ）のｆ₁で表され、第２の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ｂ）のｆ₂で表される。式（１Ａ），（１Ｂ）において、ｃは光速、ε_rは実効比誘電率、ｌは共振器の長さを表す

また、Ｚ_eは偶モードの特性インピーダンス、Ｚ_Oは奇モードの特性インピーダンスを表す。左右対称型のカップリング伝送線路において、その伝送線路に伝搬する伝送モードは、偶モードと奇モードとの２種類の独立なモード（互いに干渉しない）に分解される。

図５（Ａ）は、そのカップリング伝送線路の奇モードでの電界Ｅの分布を示し、図５（Ｂ）は偶モードでの電界Ｅの分布を示している。なお、図５（Ａ），図５（Ｂ）において、外周部分はグランド層５０、内部には左右対称の導体線路５１，５２が形成されている。図５（Ａ），図５（Ｂ）では、カップリング伝送線路の伝送方向に直交する断面内での電界分布を示しており、信号の伝送方向は紙面に対して直交する方向である。

図５（Ａ）に示したように、奇モードでは、導体線路５１，５２の対称面に対して電界が垂直に交わり、対称面が仮想的な電気壁５３Ｅとなる。図６（Ａ）は、図６（Ａ）と等価な伝送線路を示している。図６（Ａ）に示したように、対称面を実際の電気壁５３Ｅ（ゼロ電位の壁、グランド）に置き換えることで、１つの導体線路５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図６（Ａ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での奇モードの特性インピーダンスＺ_Oとなる。

一方、偶モードでは、図５（Ｂ）に示したように導体線路５１，５２の対称面に対して電界が平衡になり、磁界が対称面に対して垂直に交わる。偶モードでは、対称面が仮想的な磁気壁５３Ｈとなる。図６（Ｂ）は、図５（Ｂ）と等価な伝送線路を示している。図６（Ｂ）に示したように、対称面を実際の磁気壁５３Ｈ（インピーダンス無限大の壁）に置き換えることで、１つの導体線路５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図６（Ｂ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での偶モードの特性インピーダンスＺ_eとなる。

ここで、一般的に伝送線路の特性インピーダンスＺは、信号ラインの単位長さ当たりのグランドに対する容量Ｃと、信号ラインの単位長さ当たりのインダクタンス成分Ｌとの比で表現される。すなわち、
Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ） ……（２）
なお、√は、（Ｌ／Ｃ）全体の平方根を取ることを示す。

奇モードでの特性インピーダンスＺ_Oは、図６（Ａ）の線路構造から、対称面がグランド（電気壁５３Ｅ）となりグランドに対する容量Ｃが大きくなるので、（２）式から、Ｚ_Oの値が小さくなる。一方、偶モードでの特性インピーダンスＺ_eは、図６（Ｂ）の線路構造から、対称面が磁気壁５３Ｈとなるので容量Ｃが小さくなり、（２）式から、Ｚ_eの値が大きくなる。

このことを踏まえてインターディジタル結合した一対の１／４波長共振器の共振モードの共振周波数である式（１Ａ），（１Ｂ）を検討する。アークタンジェントの関数は単調増加の関数であるので、式（１Ａ），（１Ｂ）においてｔａｎ^-1に係る部分が大きくなればなるほど共振周波数は大きくなるし、小さくなればなるほど共振周波数は小さくなる。すなわち、奇モードでの特性インピーダンスＺ_Oの値が小さくなり、偶モードでの特性インピーダンスＺ_eの値が大きくなって、それらの差が大きくなればなるほど、式（１Ａ）から第１の共振モードの共振周波数ｆ₁は大きくなり、式（１Ｂ）から第２の共振モードの共振周波数ｆ₂は小さくなる。

従って、結合する伝送路の対称面の比率を大きくしてやれば、第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂は、図７に示したように互いに離れていくことになる。なお、図７は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における共振周波数の分布状態を示している。第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂の中間の共振周波数ｆ₀は、線路の物理的な長さによって決まる１／４波長で共振した場合の周波数（インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器単体での共振周波数）となる。ここで、伝送路の対称面の比率を大きくするということは、（２）式から奇モードでの容量Ｃを大きくすることに対応する。容量Ｃを大きくすることは、線路の結合の度合いを強くすることに対応する。従って、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器において、共振器間の結合を強くすればするほど、第１の共振周波数ｆ₁と第２の共振周波数ｆ₂とが大きく分離していくことになる。

一対の１／４波長共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させることにより、以下の利点がある。強く結合させることで、物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数ｆ₀が２つに分離する。すなわち、共振周波数ｆ₀よりも高い第１の共振周波数ｆ₁で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ₀よりも低い第２の共振周波数ｆ₂で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れる。
この場合において、周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂を、動作周波数（フィルタとして構成した場合には通過周波数）に設定することで、第１の利点としてまず、動作周波数を共振周波数ｆ₀に設定した場合よりも共振器全体を小型化することができる。例えば２．４ＧＨｚ帯を通過周波数としたフィルタを設計する場合、物理的な長さを例えば８ＧＨｚに対応させた１／４波長共振器を用いることができる。これは、物理的な長さを２．４ＧＨｚ帯に対応させた１／４波長共振器とした場合よりも小型のものとなる。すなわち、コムライン結合した共振器構造よりも小型化できる。

また、第２の利点として、平衡端子を結合させた場合に優れたバランス特性が得られる。図３および図４を参照して説明したように、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器では、第１の共振モードでは同相に励振され、第２の共振モードでは逆相に励振されている。従って、一対の１／４波長共振器をインターディジタル型に強く結合させて第１の共振周波数ｆ₁を十分に高く設定し、第２の共振周波数ｆ₂とは十分に分離させることで、フィルタ通過周波数（＝第２の共振周波数ｆ₂）に対しては同相成分を励振させずに逆相成分だけにすることができる。これによりバランス特性を良好なものとすることができる。この観点から、第１の共振周波数ｆ₁は、入力信号の周波数帯域よりも十分に高いことが好ましい。例えば、第１の共振周波数ｆ₁が第２の共振周波数ｆ₂に対し３倍を超える程度であることが好ましい。すなわち、
ｆ₁＞３ｆ₂
の条件を満たすことが好ましい。
周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂をフィルタとしての通過周波数に設定する場合、入力信号の周波数帯域が第１の共振周波数ｆ₁に重なると周波数特性が悪化する。第１の共振周波数ｆ₁を入力信号の周波数帯域よりも高く設定することで、これが防止される。

さらに、第３の利点として、導体損失を少なくすることができる。図８（Ａ），図８（Ｂ）は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における磁界Ｈの分布を模式的に示している。なお、図８（Ａ），図８（Ｂ）では、図４に示した一対の１／４波長共振器における第２の共振モードでの電流ｉの流れる方向に直交する断面内での磁界分布を示している。電流ｉの流れる方向は紙面に対して直交する方向である。第２の共振モードでは、図８（Ａ）に示したように、一対の１／４波長共振器において、断面内で同一方向に（例えば反時計回りに）、磁界Ｈが分布する。この場合、強くインターディジタル結合させると（各導体線路同士を近づけると）、図８（Ｂ）に示したように、一対の１／４波長共振器（本実施の形態では各導体群１，２を構成するすべての導体線路）を仮想的に１つの導体とみなした状態と同等の磁界分布となる。すなわち、仮想的に導体厚が厚くなるので、導体損失が少なくなる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、第１の導体群１を全体として１つの共振器とし、第２の導体群２を全体として他の１つの共振器として、等価的に、一端が開放端、他端が短絡端とされた一対の共振器をインターディジタル結合させた１つの積層型共振器を形成するようにしたので、小型化と低損失化が容易となる。

ここで、実際の設計例を基に、導体線路を積層配置したことによる小型化と伝送効率の効果について説明する。ここでは、導体線路として１／４波長共振器を積層配置した場合を例に説明する。図９は、誘電体基板の内部に導体の線路パターンを形成し、それにより１／４波長共振器８１を一層のみ形成した場合の設計例である。図示したように、誘電体基板の長手方向の大きさは１４ｍｍ、短手方向の大きさは７ｍｍである。また、１／４波長共振器８１の長さは１３ｍｍ、幅は１ｍｍとなっている。この設計例における共振周波数とＱ値の値は、次のとおりである。
共振周波数 約２．０ＧＨｚ
Ｑ値 約９１．９
なお、ここでの共振周波数は、１／４波長共振器８１の単体での共振周波数であるから、図７に示した中間の共振周波数ｆ₀に相当する。

図１０は、図９の設計例に対し、２つの１／４波長共振器を所定間隔をあけて積層配置し、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器からなる共振器８２を形成した場合の設計例である。図示したように、誘電体基板の長手方向の大きさは７ｍｍ、短手方向の大きさは３ｍｍである。また、１つの１／４波長共振器の長さは２．７ｍｍ、幅は１ｍｍとなっている。この設計例における共振周波数とＱ値の値は、次のとおりである。
共振周波数（信号通過帯域） 約２．１ＧＨｚ
Ｑ値 約９６．４
なお、ここでの共振周波数は、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂である（図７に示した第２の共振周波数ｆ₂）。共振周波数自体はほぼ同じであるにもかかわらず、図９に比べて図１０の構成の方が大幅に小型化され、かつＱ値も高くなっている（伝送効率が高くなっている）。

図１１は、図９の設計例に対し、全体として６つの１／４波長共振器を所定間隔をあけて積層配置し、それらを交互にインターディジタル結合させた共振器８３を形成した場合の設計例である。図１１に示したように、誘電体基板の長手方向の大きさは７ｍｍ、短手方向の大きさは１．５ｍｍである。また、１つの１／４波長共振器の長さは１．２ｍｍ、幅は１ｍｍとなっている。この設計例における共振周波数とＱ値の値は、次のとおりである。
共振周波数（信号通過帯域） 約２．３ＧＨｚ
Ｑ値 約１５１．３
なお、ここでの共振周波数は、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ₂である（図７に示した第２の共振周波数ｆ₂）。共振周波数自体はほぼ同じであるにもかかわらず、積層する１／４波長共振器の数を増やしたことで、図１０の構成に比べてさらに小型化され、かつＱ値も高くなっている。

このように、積層する１／４波長共振器の数が多いほど、各１／４波長共振器の物理的な長さをより短く設計することができ、全体の構成をより小型化することができる。また、伝送効率を高めることができる。
［第２の実施の形態］

次に、本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器について説明する。なお、上記第１の実施の形態に係る積層型共振器と実質的に同一の構成部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

図１２は、本実施の形態に係る積層型共振器の基本構成を示している。この積層型共振器は、第１および第２の導体群１，２において、それぞれの導体線路同士を短絡端以外の位置において互いに導通したものである。第１の導体群１の各導体線路１１，１３は、各導体線路１１，１３の短絡端以外の位置において互いに導通されている。同様に、第２の導体群２の各導体線路１２，１４は、各導体線路１２，１４の短絡端以外の位置において互いに導通されている。ここで、図１３（Ｂ）に示したように、第１の導体群１の各導体線路１１，１３は、各導体線路１１，１３の長さ方向の中心位置５よりも開放端側の位置において互いにされていることが好ましい。同様に、図１３（Ａ）に示したように、第２の導体群２の各導体線路１２，１４は、各導体線路１２，１４の長さ方向の中心位置６よりも開放端側の位置において互いに導通されていることが好ましい。このように開放端側に近い位置で導通させることで、後述するように不要な共振モードの発生を抑制させやすくなる。また、各導体線路１１，１２，１３，１４の積層方向の間隔は、同一間隔であることが好ましい。

図１４および図１５は、この積層型共振器の第１の具体的な構成例を示している。この第１の構成例は、誘電体材料よりなる誘電体基板６１を備え、その誘電体基板６１を多層構造としたものである。誘電体基板６１の内部には、導体の線路パターン（ストリップライン）が形成され、その内部の線路パターンにより、第１の導体群１の各導体線路１１，１３と、第２の導体群２の各導体線路１２，１４とが形成されている。このような構造は、例えば、シート状の誘電体基板を複数用意し、各線路部分をそのシート状の誘電体基板上に導体の線路パターンで形成して、そのシート状の誘電体基板を重ね合わせた積層構造にすることで実現できる。

この第１の構成例に係る積層型共振器はさらに、第１の導体群１の各導体線路１１，１３同士を導通するための第１のスルーホール２１と、第２の導体群２の各導体線路１２，１４同士を導通するための第２のスルーホール２２とを備えている。第１および第２のスルーホール２１，２２の内面はメタライズされている。また、第１の導体群１の各導体線路１１，１３の開放端側には導体の引き出し部１１Ａ，１３Ａが設けられ、第２の導体群２の各導体線路１２，１４の開放端側には導体の他の引き出し部１２Ａ，１４Ａが設けられている。

第１のスルーホール２１は、引き出し部１１Ａ，１３Ａを貫通するように引き出し部１１Ａ，１３Ａの間に設けられている。これにより、第１の導体群１の各導体線路１１，１３同士が、第１のスルーホール２１および引き出し部１１Ａ，１３Ａを介して互いに導通されている。同様に、第２のスルーホール２２は、引き出し部１２Ａ，１４Ａを貫通するように引き出し部１２Ａ，１４Ａの間に設けられている。これにより、第２の導体群２の各導体線路１２，１４同士が、第２のスルーホール２２および引き出し部１２Ａ，１４Ａを介して互いに導通されている。

図１６および図１７は、この積層型共振器の第２の具体的な構成例を示している。この第２の構成例は、第１の導体群１と第２の導体群２とにおける開放端側の接続部分の構成を除いて、上記第２の構成例と同様の構成となっている。

この第２の構成例に係る積層型共振器において、第１の導体群１の各導体線路１１，１３の開放端側には、各導体線路１１，１３同士を導通するための導体による第１の接続用端子１１Ｂ，１３Ｂが設けられている。同様に第２の導体群２の各導体線路１２，１４の開放端側には、各導体線路１２，１４同士を導通するための導体による第２の接続用端子１２Ｂ，１４Ｂが設けられている。また、誘電体基板６１の一側面には、接続用導体パターン３１，３２が形成されている。第１の接続用端子１１Ｂ，１３Ｂは、一端が第１の接続用導体パターン３１に接続されるように誘電体基板６１の一側面にまで延在している。これにより、第１の導体群１の各導体線路１１，１３同士が、第１の接続用端子１１Ｂ，１３Ｂおよび第１の接続用導体パターン３１を介して互いに導通されている。同様に、第２の接続用端子１２Ｂ，１４Ｂは、一端が第２の接続用導体パターン３２に接続されるように誘電体基板６１の一側面にまで延在している。これにより、第２の導体群２の各導体線路１２，１４同士が、第２の接続用端子１２Ｂ，１４Ｂおよび第２の接続用導体パターン３２を介して互いに導通されている。

この積層型共振器では、第１および第２の導体群１，２において、それぞれの導体線路同士が、短絡端以外の位置において互いに導通されていることで、インターディジタル結合による不要な共振モード（第２の共振モードよりも周波数の高い高次の共振モード）の発生が抑制される。以下、各導体群１，２において、各導体線路同士を短絡端以外の位置において互いに導通したことによる作用、効果について説明する。

上記第１の実施の形態において既に図４を用いて説明したように、この積層型共振器では、周波数の低い第２の共振モードでは各導体線路１１，１２，１３，１４に同方向に電流ｉが流れる。すなわち、図１８に示したように電流ｉが流れる。ここで、この積層型共振器において、第１の導体群１における各導体線路１１，１３の短絡端同士が同一の接地層に接続されているものとすると、図１９に示したように、接地層を介して導体線路１１，１３間を通過する電流経路４１が形成される。第２の導体群２における各導体線路１２，１４についても同様にして、電流経路４２が形成される。

このような電流経路が生じた場合、例えば各導体線路１１，１２，１３，１４が１／４波長共振器であるものとすると、図２２に示したように、等価的には、両端が開放端となる１／２波長共振器が形成されることになる。すなわち、第１の導体群１における２つの導体線路１１，１３によって両端開放型の１つの共振器が形成され、第２の導体群２における２つの導体線路１２，１４によって両端開放型の他の１つの共振器が形成される。この場合には、各導体線路１１，１２，１３，１４に同方向に電流ｉは流れず、例えば図２０および図２１に示したように、各導体群において互いに逆方向となるような電流分布となる共振モードが発生する。この共振モードは、第２の共振モードよりも周波数の高い高次の共振モードであり、共振器としての特性を悪化させるおそれがある。本実施の形態では、第１の導体群１と第２の導体群２とのそれぞれにおいて、各導体線路同士を短絡端以外の位置において互いに導通させることで、上記した高次の共振モードが抑制される。この場合において、上記した高次の共振モードは、短絡端側を介して形成される電流経路が原因となって生じるものであるから、各導体線路同士を導通させる位置が開放端側に近いほど、高次の共振モードがより良好に抑制される。

以上説明したように、本実施の形態によれば、第１および第２の導体群１，２において、それぞれの導体線路同士を、短絡端以外の位置において互いに導通するようにしたので、インターディジタル結合による周波数の高い不要な共振モードの発生を抑制することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る積層型共振器の基本構成を示す説明図である。 本発明の第１の実施の形態に係る積層型共振器の具体的な構成例を示す斜視図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の第１の共振モードを示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器の第２の共振モードを示す説明図である。 左右対称型のカップリング伝送線路の伝送モードについての説明図であり、（Ａ）は奇モードでの電界分布を示し、（Ｂ）は偶モードでの電界分布を示す説明図である。 左右対称型のカップリング伝送線路と等価な伝送線路の構造についての説明図であり、（Ａ）はその等価な伝送線路における奇モードを示し、（Ｂ）は偶モードを示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における共振周波数の分布状態を示す説明図である。 インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器における磁界分布を示す第１の説明図（Ａ）および第２の説明図（Ｂ）である。 １／４波長共振器を１つのみ用いた共振器構造の大きさの一例を示す構造図である。 全体として２つの１／４波長共振器を用いた共振器構造の大きさの一例を示す構造図である。 全体として６つの１／４波長共振器を用いた共振器構造の大きさの一例を示す構造図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器の基本構成を示す説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器における導体間の接続位置についての説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器の第１の具体的な構成例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器の第１の具体的な構成例を示す分解斜視図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器の第２の具体的な構成例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器の第２の具体的な構成例を示す分解斜視図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器における低周波数側の共振モードでの電流分布を示す説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器によって抑制される不要な信号経路を示す説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器によって抑制される高周波数側の共振モードでの電流分布の一例を示す説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器によって抑制される高周波数側の共振モードでの電流分布の他の例を示す説明図である。 本発明の第２の実施の形態に係る積層型共振器によって抑制される高周波数側の共振モードでの等価的な線路構造を示す説明図である。 コムライン結合させた共振器の構造を模式的に示す図である。 コムライン結合された２つの共振器における磁界分布を示す第１の説明図（Ａ）および第２の説明図（Ｂ）である。

符号の説明

１…第１の導体群、２…第２の導体群、３…不平衡端子、４Ａ，４Ｂ…平衡端子、１１，１２，１３，１４…導体線路、１１Ｂ，１３Ｂ…第１の接続用端子、１２Ｂ，１４Ｂ…第２の接続用端子，２１…第１のスルーホール、２２…第２のスルーホール。

Claims (5)

1. 積層配置された複数の導体線路からなり、前記各導体線路における同一側の端部が短絡端とされ逆側の端部が開放端とされた第１の導体群と、
   前記第１の導体群の前記各導体線路に対して交互に対向するように積層配置された複数の他の導体線路からなり、前記第１の導体群における前記各導体線路の開放端に対向する側の端部が短絡端とされ、前記各導体線路の短絡端に対向する側の端部が開放端とされて、前記第１の導体群に対して互いにインターディジタル結合された第２の導体群と
   を備えたことを特徴とする積層型共振器。
2. 前記第１の導体群の前記各導体線路が、前記各導体線路の短絡端以外の位置において互いに導通され、
   前記第２の導体群の前記各他の導体線路が、前記各他の導体線路の短絡端以外の位置において互いに導通されている
   ことを特徴とする請求項１に記載の積層型共振器。
3. 前記第１の導体群の前記各導体線路は、前記各導体線路の中心位置よりも開放端側の位置において互いに導通され、
   前記第２の導体群の前記各他の導体線路は、前記各他の導体線路の中心位置よりも開放端側の位置において互いに導通されている
   ことを特徴とする請求項２に記載の積層型共振器。
4. 前記第１の導体群の前記各導体線路同士を導通する第１のスルーホールと、
   前記第２の導体群の前記各他の導体線路同士を導通する第２のスルーホールと
   をさらに備えたことを特徴とする請求項２または３に記載の積層型共振器。
5. 前記第１の導体群の前記各導体線路同士を導通する第１の接続用端子と、
   前記第２の導体群の前記各他の導体線路同士を導通する第２の接続用端子と
   をさらに備えたことを特徴とする請求項２または３に記載の積層型共振器。

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