JP2007159352A - チャージポンプ回路、ｌｃｄドライバｉｃ、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、ユーザが任意にその立上げ特性を調整することが可能なチャージポンプ回路を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明のチャージポンプ回路３１ａは、周期的に充放電が繰り返される昇圧コンデンサＣｃ２と；Ｃｃ２の一端Ｔ２ａをＶＲに導通させ、他端Ｔ２ｂをＧＮＤに導通させる充電手段（ＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃ）と；Ｔ２ａを正電圧出力端Ｔ３に導通させ、Ｔ２ｂをＶＲに導通させる放電手段（ＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ）と；Ｔ３に接続された出力コンデンサＣｏ１と；を有して成り、Ｔ３から正電圧ＶＧＨを出力するチャージポンプ回路であって、所定の制御信号に応じて、Ｃｃ２の充電期間と正電圧ＶＧＨの出力期間との比を可変制御する手段を有して成る構成とされている。
【選択図】図２

Description

本発明は、入力電圧を昇圧することで所望の出力電圧を生成するチャージポンプ回路、並びに、これを備えたＬＣＤドライバＩＣ及び電子機器に関するものである。

図７は、チャージポンプ回路の一従来例を示す回路図である。なお、本図（ａ）は、正昇圧型（２倍昇圧）のチャージポンプ回路を示しており、本図（ｂ）は、負昇圧型（−１倍昇圧）のチャージポンプ回路を示している。

図７（ａ）、（ｂ）に示したチャージポンプ回路１００、２００は、いずれも、スイッチ１０１〜１０４、２０１〜２０４を所定のタイミングで周期的にオン／オフすることにより、入力電圧Ｖｉｎから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する構成とされている。

チャージポンプ回路１００の正昇圧動作について、より具体的に説明する。

まず、スイッチ１０１、１０４がオンとされ、スイッチ１０２、１０３がオフとされると、第１コンデンサ１０５の一端（Ａ点）には入力電圧Ｖｉｎが印加され、他端（Ｂ点）には接地電圧ＧＮＤが印加される。従って、第１コンデンサ１０５は、両端電位差がほぼ入力電圧Ｖｉｎになるまで充電される。

第１コンデンサ１０５の充電が完了された後、今度はトランジスタ１０１、１０４がオフとされ、スイッチ１０２、１０３がオンとされる。このようなスイッチ制御により、Ｂ点は、接地電圧ＧＮＤから入力電圧Ｖｉｎに引き上げられる。ここで、第１コンデンサ１０５の両端間には、先の充電によって入力電圧Ｖｉｎに等しい電位差が与えられているため、Ｂ点の電位が入力電圧Ｖｉｎまで引き上げられると、それに伴って、Ａ点の電位も２Ｖｉｎ（入力電圧Ｖｉｎ＋充電電圧Ｖｉｎ）まで引き上げられる。

このとき、Ａ点は、スイッチ１０２及び第２コンデンサ１０６を介して、接地端子に接続されるため、第２コンデンサ１０６は、その両端電位差がほぼ２Ｖｉｎになるまで充電される。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔとしては、入力電圧Ｖｉｎを２倍に正昇圧した正昇圧電圧２Ｖｉｎが引き出される。

次に、チャージポンプ回路２００の負昇圧動作について、より具体的に説明する。

まず、スイッチ２０１、２０３がオンとされ、スイッチ２０２、２０４がオフとされると、第１コンデンサ２０５の一端（Ｃ点）には入力電圧Ｖｉｎが印加され、他端（Ｄ点）には接地電圧ＧＮＤが印加される。従って、第１コンデンサ２０５は、両端電位差がほぼ入力電圧Ｖｉｎになるまで充電される。

第１コンデンサ２０５の充電が完了された後、今度はトランジスタ２０１、２０３がオフとされ、スイッチ２０２、２０４がオンとされる。このようなスイッチ制御により、Ｃ点は、入力電圧Ｖｉｎから接地電圧ＧＮＤに引き下げられる。ここで、第１コンデンサ２０５の両端間には、先の充電によって入力電圧Ｖｉｎに等しい電位差が与えられているため、Ｃ点の電位が接地電圧ＧＮＤまで引き下げられると、それに伴って、Ｄ点の電位も−Ｖｉｎ（接地電圧ＧＮＤ−充電電圧Ｖｉｎ）まで引き下げられる。

このとき、Ｄ点は、スイッチ２０２を介して出力端子と導通状態にあるので、第２コンデンサ２０６の電荷が第１コンデンサ２０５へと移動する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔとしては、入力電圧Ｖｉｎを等倍に負昇圧した負昇圧電圧−Ｖｉｎが引き出される。

なお、従来より、その駆動に際して正負の内部電圧を必要とするアプリケーション（例えば、液晶ディスプレイドライバやフラッシュメモリ）の多くは、正負の内部電圧を生成する手段として、上記のような正昇圧型チャージポンプ回路と負昇圧型チャージポンプ回路の双方を備えて成る構成とされていた（例えば、特許文献１を参照）。

また、本願発明に関連するその他の従来技術としては、寄生トランジスタのラッチアップを防止する半導体集積回路装置（特許文献２を参照）や、ポンプセルを構成するトランジスタのバックゲートと入力ノードとの間に補助容量を接続することで、バックゲート効果によるポンプ効率の低下をなくすとともに、ラッチアップやチャージ漏れを防止するチャージポンプ回路（特許文献３を参照）が開示・提案されている。

また、例えば、特許文献４〜５では、チャージポンプ回路の立上がり特性を改善する技術に関して、種々の開示・提案がなされている。

特開平７−２３１６４７号公報 特開平６−２１６３２３号公報 特開２０００−１７３２８８号公報 特開２００４−２０８１４２号公報 特開平７−３２２６０６号公報

確かに、上記の従来構成から成るチャージポンプ回路１００、２００であれば、入力電圧Ｖｉｎを正昇圧或いは負昇圧することで所望の出力電圧Ｖｏｕｔ（２Ｖｉｎ或いは−Ｖｉｎ）を生成することが可能である。

しかしながら、上記の従来構成から成るチャージポンプ回路１００、２００では、１つの回路で正負一方の昇圧電圧しか得ることができないため、正負両方の昇圧電圧が必要な場合には、先述した特許文献１の従来技術のように、正昇圧型チャージポンプ回路と負昇圧型チャージポンプ回路の双方を備えなければならず、外付けのコンデンサ数の増加などに伴い、装置規模の縮小が阻害されるとともに、コストの上昇が招かれていた。

また、上記の従来構成から成る負昇圧型のチャージポンプ回路２００では、そのスイッチ２０１〜２０４として電界効果トランジスタを用いた場合、負電圧が印加されるトランジスタの寄生ダイオードが誤動作を生じて、各トランジスタのバックゲート電圧（基板電圧）を十分に引き下げることができなくなり、延いては、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成することができなくなる、というおそれがあった。

また、上記の従来構成から成るチャージポンプ回路１００、２００では、スイッチ１０１〜１０４、２０１〜２０４として用いられる電界効果トランジスタの電流供給能力を適宜調整することで、その立上げ特性（立上げ時間）が決定されていた。そのため、ユーザが任意にその立上げ特性を調整することはできなかった。

本発明は、上記の問題点に鑑み、ユーザが任意にその立上げ特性を調整することが可能なチャージポンプ回路、並びに、これを備えたＬＣＤドライバＩＣ及び電子機器を提供することを目的とする。

上記の目的を達成すべく、本発明に係るチャージポンプ回路は、周期的にその充電と放電が繰り返される昇圧コンデンサと；前記昇圧コンデンサを充電する際、前記昇圧コンデンサの一端を入力電圧印加端に導通させ、他端を接地端に導通させる充電手段と；正電圧を出力する際、前記昇圧コンデンサの一端を正電圧出力端に導通させ、他端を前記入力電圧印加端に導通させる放電手段と；前記正電圧出力端に接続された出力コンデンサと；を有して成り、前記正電圧出力端から正の電圧出力を行うチャージポンプ回路であって、所定の制御信号に応じて、前記昇圧コンデンサの充電期間と前記正電圧の出力期間との比を可変制御する手段を有して成る構成（第１の構成）とされている。

或いは、本発明に係るチャージポンプ回路は、周期的にその充電と放電が繰り返される昇圧コンデンサと；前記昇圧コンデンサを充電する際、前記昇圧コンデンサの一端を入力電圧印加端に導通させ、他端を接地端に導通させる充電手段と；負電圧を出力する際、前記昇圧コンデンサの一端を前記接地端に導通させ、他端を負電圧出力端に導通させる放電手段と；前記負電圧出力端に接続された出力コンデンサと；を有して成り、前記負電圧出力端から負の電圧出力を行うチャージポンプ回路であって、所定の制御信号に応じて、前記昇圧コンデンサの充電期間と前記負電圧の出力期間との比を可変制御する手段を有して成る構成（第２の構成）とされている。

また、本発明に係るＬＣＤドライバＩＣは、液晶ディスプレイの駆動制御を行うＬＣＤドライバＩＣであって、前記液晶ディスプレイの駆動電圧を生成する手段として、上記第１または第２の構成から成るチャージポンプ回路を備えて成る構成（第３の構成）とされている。

また、本発明に係る電子機器は、機器の表示手段である液晶ディスプレイと、前記液晶ディスプレイの駆動制御を行うＬＣＤドライバＩＣと、を有して成る電子機器であって、前記ＬＣＤドライバＩＣとして、上記第３の構成から成るＬＣＤドライバＩＣを備えて成る構成（第４の構成）とされている。

本発明に係るチャージポンプ回路であれば、ユーザの任意でその立上げ特性を調整することが可能となる。

以下では、ディジタル（スチル／ビデオ）カメラのＬＣＤ[Liquid Crystal Display]ドライバＩＣに搭載され、直流入力電圧を変換して、ゲート制御部やソース制御部の駆動電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を例に挙げて説明を行う。

図１は、本発明に係るディジタルカメラの一実施形態（特にＬＣＤドライバＩＣの電源系部分）を示すブロック図である。本図に示す通り、本実施形態のディジタルカメラは、機器電源である直流電源１０と、機器の表示手段であるＴＦＴ［Thin Film Transistor］液晶ディスプレイ２０（以下、ＬＣＤ２０と呼ぶ）と、ＬＣＤ２０の駆動制御を行うＬＣＤドライバＩＣ３０と、を有して成る。

なお、本図には明示されていないが、本実施形態のディジタルカメラは、上記した構成要素のほか、その本質的機能（撮像機能など）を実現する手段として、ＣＣＤ［Charge Coupled Devices］型やＣＭＯＳ［Complementary Metal Oxide Semiconductor］型の撮像素子、光学レンズなどの結像部、操作部、メモリ部など、を当然に有して成る。

直流電源１０は、装置各部への電力供給手段であり、リチウムイオンバッテリなどの２次電池であってもよいし、商用交流電圧から直流電圧を生成するＡＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

ＬＣＤ２０は、垂直方向と水平方向にソース信号線とゲート信号線を複数張り巡らし、両信号線の交点毎に設けられた液晶画素を各々に対応したアクティブ素子（電界効果トランジスタ）のオン／オフに応じて駆動する構成とされている。

ＬＣＤドライバＩＣ３０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１と、ゲート制御部３２と、ソース制御部３３と、を有して成る。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、直流電源１０からの電源電圧ＶＤＤ（＋３［Ｖ］）を変換することで、様々な内部電圧（ＶＤＤ２、Ｖｒｅｆ、ＶＲ、ＶＳ、ＶＧＨ、ＶＧＬ）を生成する手段である。なお、内部電圧ＶＤＤ２は、電源電圧ＶＤＤを２倍昇圧して得られる電圧（＋６［Ｖ］）であり、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、周囲温度に依らないバンドギャップ補償電圧である。また、内部電圧ＶＲ、ＶＳは、リファレンス電圧Ｖｒｅｆに基づいて生成される一定電圧（＋３．３６［Ｖ］、＋５［Ｖ］）であり、前者は、ゲート制御部３２の駆動電圧ＶＧＨ、ＶＧＬを生成する際に基準電圧として用いられ、後者は、ソース制御部３３の駆動電圧ＶＳとしてソース制御部３３に供給される。

ゲート制御部３２及びソース制御部３３は、ＩＣ外部からの映像信号に基づいて、ＬＣＤ３０のゲート信号及びソース信号を各々生成し、ＬＣＤ３０に対して各信号を供給する手段である。

なお、ゲート制御部３２では、ＬＣＤ３０のゲート信号を生成するに際して、正の駆動電圧ＶＧＨ（例えば＋９［Ｖ］）と負の駆動電圧ＶＧＬ（例えば−６［Ｖ］）を必要とする。そのため、本実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ３１では、ゲート制御部３２の駆動電圧ＶＧＨ、ＶＧＬを生成する手段として、単一の入力電圧ＶＤＤから正負の出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬを生成することが可能な正負昇圧型のチャージポンプ回路が用いられている。

図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１に搭載されるチャージポンプ回路３１ａの一構成例を示す回路図である。

本図に示す通り、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａは、スイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｂと、スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃと、スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂと、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂと、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂと、昇圧コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ２と、出力コンデンサＣｏ１〜Ｃｏ２と、を有して成り、上記の各スイッチを所定のタイミングで周期的にオン／オフすることにより、内部電圧ＶＲから所望の出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬを生成する構成とされている。

なお、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａにおいて、スイッチＳＷ１ａ、スイッチＳＷ２ａ〜２ｂ、及び、スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂとしては、Ｐチャネル型電界効果トランジスタが用いられており、スイッチＳＷ１ｂ、スイッチＳＷ２ｃ、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂ、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂとしては、Ｎチャネル型電界効果トランジスタが用いられている。

そこで、チャージポンプ回路３１ａの内部構成について、回路要素間の接続関係を説明するに際しては、スイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｃ、スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃ、スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂ、及び、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂのことを、それぞれ、トランジスタＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｃ、トランジスタＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃ、トランジスタＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、トランジスタＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂ、及び、トランジスタＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂと呼ぶことにする。

トランジスタＳＷ１ａのドレインは、内部電圧ＶＲの印加端に接続されている。トランジスタＳＷ１ａのソースは、外部端子Ｔ１ａに接続されている。トランジスタＳＷ１ａのバックゲートは、自身のソースに接続されている。

トランジスタＳＷ１ｂのドレインは、外部端子Ｔ１ｂに接続されている。トランジスタＳＷ１ｂのソースは接地されている。トランジスタＳＷ１ｂのバックゲートは、自身のソースに接続されている。

トランジスタＳＷ２ａのドレインは、外部端子Ｔ１ａに接続されている。トランジスタＳＷ２ａのソースは、外部端子Ｔ２ａに接続されている。トランジスタＳＷ２ａのバックゲートは、自身のソースに接続されている。なお、トランジスタＳＷ２ａは、高耐圧仕様とされている。

トランジスタＳＷ２ｂのソースは、内部電圧ＶＲの印加端に接続されている。トランジスタＳＷ２ｂのドレインは、外部端子Ｔ１ｂに接続されている。トランジスタＳＷ２ｂのバックゲートは、自身のソースに接続されている。

トランジスタＳＷ２ｃのドレインは、トランジスタＳＷ３ｂのドレインとトランジスタＳＷ５ｂのソースに接続されている。トランジスタＳＷ２ｃのソースは接地されている。トランジスタＳＷ２ｃのバックゲートは、トランジスタＳＷ５ａを介して、自身のソースに接続されている。

トランジスタＳＷ３ａのドレインは、外部端子Ｔ２ａに接続されている。トランジスタＳＷ３ａのソースは、外部端子Ｔ３に接続されている。トランジスタＳＷ３ａのバックゲートは、自身のソースに接続されている。なお、トランジスタＳＷ３ａは、高耐圧仕様とされている。

トランジスタＳＷ３ｂのソースは、内部電圧ＶＲの印加端に接続されている。トランジスタＳＷ３ｂのバックゲートは、自身のソースに接続されている。

トランジスタＳＷ４ａのドレインは、外部端子Ｔ２ｂに接続されている。トランジスタＳＷ４ａのソースは、外部端子Ｔ４に接続されている。トランジスタＳＷ４ａのバックゲートは、自身のソースに接続されている。なお、トランジスタＳＷ４ａは、高耐圧仕様とされている。

トランジスタＳＷ４ｂのドレインは、外部端子Ｔ２ａに接続されている。トランジスタＳＷ４ｂのソースは接地されている。トランジスタＳＷ４ｂのバックゲートは、外部端子Ｔ４に接続されている。なお、トランジスタＳＷ４ｂは、高耐圧仕様とされている。

トランジスタＳＷ５ａのソースは、トランジスタＳＷ２ｃのバックゲートに接続されており、トランジスタＳＷ５ａのドレインは、トランジスタＳＷ２ｃのソースに接続されている。トランジスタＳＷ５ａのバックゲートは、自身のソースに接続されている。

トランジスタＳＷ５ｂのドレインは、外部端子Ｔ２ｂに接続されている。トランジスタＳＷ５ｂのバックゲートは、外部端子Ｔ４に接続されている。なお、トランジスタＳＷ５ｂは、高耐圧仕様とされている。

外部端子Ｔ１ａと外部端子Ｔ１ｂとの間には、昇圧コンデンサＣｃ１が外部接続されている。

外部端子Ｔ２ａと外部端子Ｔ２ｂとの間には、昇圧コンデンサＣｃ２が外部接続されている。

外部端子Ｔ３は、正昇圧電圧ＶＧＨの出力端に相当し、出力コンデンサＣｏ１を介して接地される一方、ゲート制御部３２の正電圧入力端（不図示）にも接続されている。

外部端子Ｔ４は、負昇圧電圧ＶＧＬの出力端に相当し、出力コンデンサＣｏ２を介して接地される一方、ゲート制御部３２の負電圧入力端（不図示）にも接続されている。

なお、上記の各トランジスタには、各々寄生ダイオードが付随する。特に、トランジスタＳＷ２ｃには、バックゲートがアノードとなり、ソースがカソードとなる寄生ダイオードＤ１が付随している。

上記から分かるように、トランジスタＳＷ１ａは、内部電圧ＶＲの印加端とコンデンサＣｃ１の一端との接続線路をオン／オフするスイッチである。トランジスタＳＷ１ｂは、コンデンサＣｃ１の他端と接地端との接続線路をオン／オフするスイッチである。

トランジスタＳＷ２ａは、コンデンサＣｃ１の一端とコンデンサＣｃ２の一端との接続線路をオン／オフするスイッチである。トランジスタＳＷ２ｂは、コンデンサＣｃ１の他端と内部電圧ＶＲの印加端との接続線路をオン／オフするスイッチである。また、トランジスタＳＷ２ｃは、コンデンサＣｃ２の他端と接地端との接続線路をオン／オフするスイッチである。

トランジスタＳＷ３ａは、コンデンサＣｃ２の一端と外部端子Ｔ３（正電圧出力端子）との接続線路をオン／オフするスイッチである。トランジスタＳＷ３ｂは、コンデンサＣｃ２の他端と内部電圧ＶＲの印加端との接続線路をオン／オフするスイッチである。

トランジスタＳＷ４ａは、コンデンサＣｃ２の他端と外部端子Ｔ４（負電圧出力端子）との接続線路をオン／オフするスイッチである。トランジスタＳＷ４ｂは、コンデンサＣｃ２の一端と接地端との接続線路をオン／オフするスイッチである。

トランジスタＳＷ５ａは、トランジスタ２ｃのバックゲートとソースとの接続線路をオン／オフするスイッチである。トランジスタＳＷ５ｂは、トランジスタＳＷ２ｃのドレインと、コンデンサＣｃ２の他端及びトランジスタＳＷ４ａのドレインとの接続線路をオン／オフするスイッチである。

なお、上記したトランジスタＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｂ、トランジスタＳＷ２ａ〜２ｃ、トランジスタＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、トランジスタＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂ、及び、トランジスタＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂの各ゲートには、それぞれ、不図示の制御回路からゲート制御信号が印加されている。

上記構成から成るチャージポンプ回路３１ａの正負電圧出力動作について、図３を参照しながら具体的に説明する。

図３は、各トランジスタに印加されるゲート制御信号（各スイッチのオン／オフ信号）の一波形例を示すタイミングチャートである。なお、各ゲート信号のハイレベル電位及びローレベル電位は、本図の右端に各々示した通りである。

チャージポンプ回路３１ａの起動後、まず期間ｔ１では、スイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｂがオンとされ、スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃがオフとされる。このようなスイッチ制御によって、コンデンサＣｃ１の一端（外部端子Ｔ１ａ）には内部電圧ＶＲが印加され、他端（外部端子Ｔ１ｂ）には接地電圧ＧＮＤが印加される。従って、コンデンサＣｃ１は、両端電位差がほぼ内部電圧ＶＲになるまで充電される。すなわち、期間ｔ１は、コンデンサＣｃ１のチャージ期間に相当する。

なお、期間ｔ１において、上記以外のスイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂ、及び、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂは、それぞれ、外部端子Ｔ４から負の出力電圧ＶＧＬを出力する際のオン／オフ状態（図３で各々示されているオン／オフ状態）とされる。ただし、チャージポンプ回路３１ａの起動直後には、コンデンサＣｃ２に電荷が蓄積されていないため、負電圧ＶＧＬが出力されることはない。

コンデンサＣｃ１の充電が完了された後、期間ｔ２では、スイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｂがオフとされ、スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃ、及び、スイッチＳＷ５ａ〜５ｂがオンとされる。一方、スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、及び、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂはオフとされる。

このスイッチ制御により、コンデンサＣｃ１の他端（外部端子Ｔ１ｂ）は、スイッチＳＷ２ｂを介して内部電圧ＶＲの印加端に接続される形となり、その電位は、接地電圧ＧＮＤから内部電圧ＶＲに引き上げられる。ここで、コンデンサＣｃ１の両端間には、先の充電によって内部電圧ＶＲに等しい電位差が与えられているため、外部端子Ｔ１ｂの電位が内部電圧ＶＲまで引き上げられると、それに伴って外部端子Ｔ１ａの電位も２ＶＲ（内部電圧ＶＲ＋充電電圧ＶＲ）まで引き上げられる。このとき、外部端子Ｔ１ａは、スイッチＳＷ２ａ、コンデンサＣｃ２、スイッチＳＷ５ｂ、及び、スイッチＳＷ２ｃを介して、接地端に接続される形となるため、コンデンサＣｃ２は、その両端電位差がほぼ２ＶＲになるまで充電される。すなわち、期間ｔ２はコンデンサＣｃ２のチャージ期間に相当する。

コンデンサＣｃ２の充電が完了された後、期間ｔ３では、再びスイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｂがオンとされ、スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃがオフとされる。このようなスイッチ制御により、コンデンサＣｃ１は、先述の期間ｔ１と同様、両端電位差がほぼ内部電圧ＶＲになるまで充電される。

また、期間ｔ３では、スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、及び、スイッチＳＷ５ｂがオンとされ、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂ、及び、スイッチＳＷ５ａがオフとされる。このようなスイッチ制御により、コンデンサＣｃ２の他端（外部端子Ｔ２ｂ）は、スイッチＳＷ５ｂ及びスイッチＳＷ３ｂを介して内部電圧ＶＲの印加端に接続される形となり、その電位は、接地電圧ＧＮＤから内部電圧ＶＲに引き上げられる。ここで、コンデンサＣｃ２の両端間には、先の充電によって電位差２ＶＲが与えられているため、外部端子Ｔ２ｂの電位が内部電圧ＶＲまで引き上げられると、それに伴って外部端子Ｔ２ａの電位は３ＶＲ（内部電圧ＶＲ＋充電電圧２ＶＲ）まで引き上げられる。このとき、外部端子Ｔ２ａは、スイッチＳＷ３ａ及びコンデンサＣｏ１を介して接地端に接続されているため、コンデンサＣｏ１は、その両端電位差がほぼ３Ｖｉｎになるまで充電される。その結果、外部端子Ｔ３からは、出力電圧ＶＧＨとして、内部電圧ＶＲを３倍に正昇圧した正昇圧電圧３ＶＲが引き出されることになる。

すなわち、期間ｔ３は、コンデンサＣｃ１のチャージ期間に相当するとともに、出力電圧ＶＧＨ（正昇圧電圧３ＶＲ）の出力期間にも相当する。

期間ｔ３に亘って出力電圧ＶＧＨが引き出された後、期間ｔ４では、再びスイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｂがオフとされ、スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃ、及び、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂがオンとされる。一方、スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、及び、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂはオフとされる。従って、コンデンサＣｃ２は、先述の期間ｔ２と同様、その両端電位差がほぼ２ＶＲになるまで充電される。すなわち、期間ｔ４は、コンデンサＣｃ２のチャージ期間に相当する。

コンデンサＣｃ２の充電が完了された後、期間ｔ５では、再びスイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ１ｂがオンとされ、スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｃがオフとされる。このようなスイッチ制御により、コンデンサＣｃ１は、先述の期間ｔ１と同様、両端電位差がほぼ内部電圧ＶＲになるまで充電される。

また、期間ｔ５では、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂがオンとされ、スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ、及び、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂがオフとされる。このようなスイッチ制御により、コンデンサＣｃ２の一端（外部端子Ｔ２ａ）は、スイッチＳＷ４ｂを介して接地端に接続される形となり、その電位は、接地電圧ＧＮＤに引き下げられる。ここで、コンデンサＣｃ２の両端間には、先の充電によって電位差２ＶＲが与えられているため、外部端子Ｔ２ａの電位が接地電圧ＧＮＤまで引き下げられると、それに伴って、外部端子Ｔ２ｂの電位は、−２ＶＲ（接地電圧ＧＮＤ−充電電圧２ＶＲ）まで引き下げられる。このとき、外部端子Ｔ２ｂは、スイッチＳＷ４ａを介して外部端子Ｔ４と導通状態にあるため、コンデンサＣｏ２の電荷がコンデンサＣｃ２へと移動する。その結果、外部端子Ｔ４からは、出力電圧ＶＧＬとして、内部電圧ＶＲを２倍に負昇圧した負昇圧電圧−２ＶＲが引き出されることになる。

すなわち、期間ｔ５は、コンデンサＣｃ１のチャージ期間に相当するとともに、出力電圧ＶＧＬ（負昇圧電圧−２ＶＲ）の出力期間にも相当する。

以後のスイッチ制御も、コンデンサＣｃ２の充電が完了される毎に、出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの出力期間を交互に繰り返す形となり、出力端子Ｔ３、Ｔ４からは、正負の出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬが引き出される。

このように、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａは、周期的にその充電と放電が繰り返される昇圧コンデンサ（本実施形態のように、複数の昇圧コンデンサＣｃ１〜Ｃｃ２を用いて多段昇圧を行う場合には、特に、最終段の昇圧コンデンサＣｃ２を指す）と；昇圧コンデンサＣｃ２を充電する際に、昇圧コンデンサＣｃ２の一端（Ｔ２ａ）を昇圧コンデンサＣｃ１経由で内部電圧ＶＲの印加端に導通させ、他端（Ｔ２ｂ）を接地端に導通させる充電手段（スイッチＳＷ２ａ〜ＳＷ２ｂ）と；正の出力電圧ＶＧＨを出力する際に、昇圧コンデンサＣｃ２の一端（Ｔ２ａ）を正電圧出力端（Ｔ３）に導通させ、他端（Ｔ２ｂ）を内部電圧ＶＲの印加端に導通させる第１放電手段（スイッチＳＷ３ａ〜ＳＷ３ｂ）と；負の出力電圧ＶＧＬを出力する際に、昇圧コンデンサＣｃ２の一端（Ｔ２ａ）を接地端に導通させ、他端（Ｔ２ｂ）を負電圧出力端Ｔ４に導通させる第２放電手段（スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂ）と；正電圧出力端Ｔ３に接続された第１出力コンデンサＣｏ１と；負電圧出力端Ｔ４に接続された第２出力コンデンサＣｏ２と；を有して成り、昇圧コンデンサＣｃ２の充電が完了される毎に、第１、第２放電手段による正負電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの出力を交互に繰り返す構成とされている。

このような構成とすることにより、正昇圧型チャージポンプ回路と負昇圧型チャージポンプ回路の双方を備えた構成に比べて、装置規模の拡大（外付けコンデンサ数の増大）を抑えつつ、正負両方の出力電圧ＶＧＨ（３ＶＲ）、ＶＧＬ（−２ＶＲ）を生成することが可能となり、延いては、これを備えたＬＣＤドライバＩＣ３０やディジタルカメラの小型化、軽薄化に貢献することが可能となる。

なお、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａでは、正負電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの出力が交互に繰り返されるため、毎回同一極性の出力電圧を生成する場合に比べると、多少リップルが大きくなるおそれはある。しかしながら、当該正負電圧ＶＧＨ、ＶＧＬは、ゲート制御部３２でゲート信号を生成する際に用いられるため、多少リップルが大きくなってもゲート信号の論理（ハイレベル／ローレベル）に影響が及ぶおそれは殆どない。

また、上記では、各ゲート信号の論理変遷タイミングが一致されている場合を例示して説明を行ったが、図３はあくまで説明を容易とするための描写に過ぎず、一般的には、入力電圧印加端や出力電圧引出端のグランドショート等を回避すべく、図４に示すように、各ゲート信号同士は、互いの論理変遷タイミングが不一致とされていることが多い。

次に、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂの機能（負電圧出力時の寄生動作回避機能）について、図１〜図４のほか、図５を参照しながら詳細に説明する。

図５は、チャージポンプ回路３１ａの縦構造を示す断面図である。なお、図５（ａ）では、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂを設けた場合を示しており、図５（ｂ）では、スイッチＳＷ５ａ〜ＳＷ５ｂを設けなかった場合を参考までに示している。

一般に、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂとして、Ｎチャネル型電界効果トランジスタを用いる場合には、そのバックゲート電位をチャネル電位よりも低電位とする必要がある。そこで、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａでは、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、Ｐ型半導体基板が負電圧引出端（外部端子Ｔ４）に接続されており、経路ｉ１を介して電流を引き抜くことで、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂのバックゲート電位（すなわち、基板電位）を出力電圧ＶＧＬ（−２ＶＲ）まで引き下げる構成とされている。

ところで、チャージポンプ回路３１ａを形成するに際し、昇圧コンデンサＣｃ２の他端（外部端子Ｔ２ｂ）を接地端と負電圧出力端のいずれか一に接続するだけであれば、図５（ｂ）に示すように、外部端子Ｔ２ｂと接地端との間、並びに、外部端子Ｔ２ｂと負電圧出力端との間に、スイッチＳＷ２ｃ、ＳＷ４ａをそれぞれ設けるだけで足りる。

しかしながら、図５（ｂ）の構成を採用した場合には、出力電圧ＶＧＬの出力に際してスイッチＳＷ２ｃに付随する寄生ダイオードＤ１が順バイアス状態となり、経路ｉ２を介して接地端から電流が引き抜かれる形となってしまう。

このように、Ｐ型半導体基板からではなく、意図しない接地端から電流が引き抜かれると、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂのバックゲート電位を引き下げることができなくなり、延いては、出力電圧ＶＧＬを所望値まで負昇圧することができなくなるおそれがある。

そこで、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａでは、先述の経路ｉ２を遮断すべく、スイッチＳＷ２ｃのバックゲートと接地端との間に、スイッチＳＷ５ａが接続されるとともに、スイッチＳＷ２ｃのドレインと昇圧コンデンサＣｃ２の他端及びスイッチＳＷ４ａのドレインとの間に、スイッチＳＷ５ｂが接続されている。

なお、スイッチＳＷ５ａは、昇圧コンデンサＣｃ２を充電する際にのみ、スイッチＳＷ２ｃのバックゲートと接地端との接続線路をオンとし、それ以外のときには、当該接続線路をオフとするように制御される。

一方、スイッチＳＷ５ｂは、負の出力電圧ＶＧＬを出力する際にのみ、スイッチＳＷ２ｃのドレインに繋がる接続線路をオフとし、それ以外のときには、当該接続線路をオンとするように制御される。

このようなスイッチＳＷ５ａ、ＳＷ５ｂを設けたことにより、出力電圧ＶＧＬの出力に際してスイッチＳＷ２ｃに付随する寄生ダイオードＤ１が順バイアス状態になったとしても、経路ｉ２はスイッチＳＷ５ａ、ＳＷ５ｂにより確実に遮断されるため、接地端から意図しない電流が引き抜かれることはない。

従って、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａであれば、経路ｉ１を介してＰ型半導体基板から確実に電流を引き抜くことができるので、スイッチＳＷ４ａ〜ＳＷ４ｂのバックゲート電位（すなわち、基板電位）を十分に引き下げることが可能となり、延いては、出力電圧ＶＧＬを所望値（−２ＶＲ）まで確実に負昇圧することが可能となる。

次に、チャージポンプ回路３１ａにおける立上げ特性（立上げ時間）の可変制御について、図６を参照しながら詳細に説明する。

図６は、昇圧コンデンサＣｃ２の充電期間と出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの各出力期間との相対関係を示す図である。

本図に示すように、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａにおいて、各スイッチのゲート信号を生成する不図示の制御回路は、所定の制御信号に応じて、昇圧コンデンサＣｃ２の充電期間（ｔ２、ｔ４、…）と、出力電圧ＶＧＨの出力期間（ｔ３、…）及び出力電圧ＶＧＬの出力期間（ｔ１、ｔ５、…）と、の相対比を可変制御する構成とされている。

例えば、本図（ａ）に示したように、昇圧コンデンサＣｃ２の充電期間と出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの各出力期間とが一致されている場合に比べて、本図（ｂ）に示したように、前者の期間よりも後者の期間を短くすると、出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの立ち上がりを緩やかにすることができる。また、本図には明示していないが、出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの各出力期間相互についても、同様の可変制御を行うことが考えられる。

このような可変制御を行い得る構成とすることにより、各スイッチとして用いられる電界効果トランジスタの電流供給能力を適宜調整して立上げ特性を決定していた構成と異なり、所定の制御信号に応じて、ユーザの任意に立上げ特性を調整することが可能となる。従って、立上げ速度の向上を重視するユーザの要望だけでなく、安定性の向上を重視するユーザの要望にも適切に応えることが可能となる。

特に、本実施形態のチャージポンプ回路３１ａのように、正負電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの出力を交互に繰り返す構成では、立上げ特性の安定性を高めることが重要になるため、昇圧コンデンサＣｃ２の充電期間よりも出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの各出力期間を短く設定することで、出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの立ち上がりを緩やかにするとよい。

なお、上記の実施形態では、出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬとして、各々、３ＶＲと−２ＶＲを引き出す構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、昇圧段数の増減や出力電圧引出端の位置変更といった若干の回路変更により、上記の実施形態とは異なる昇圧倍率（２倍の正昇圧と等倍の負昇圧、或いは、４倍の正昇圧と３倍の負昇圧など）のチャージポンプ回路にも広く適用することが可能である。

また、負電圧出力時の寄生動作を回避するためにスイッチＳＷ５ａ、ＳＷ５ｂを配設した構成については、負昇圧出力のみを行うチャージポンプ回路にも当然に適用が可能であり、昇圧コンデンサの充電期間と昇圧電圧の出力期間との相対比を可変制御する構成については、正昇圧出力と負昇圧出力のいずれか一方のみを行うチャージポンプ回路にも当然に適用が可能である。

また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

本発明は、チャージポンプ回路の立上げ特性の自由度を高める上で有用な技術である。

は、本発明に係るディジタルカメラの一実施形態を示すブロック図である。 は、チャージポンプ回路３１ａの一構成例を示す回路図である。 は、各トランジスタに印加されるゲート制御信号の一波形例を示すタイミングチャートである。 は、各トランジスタに印加されるゲート制御信号の別の波形例を示すタイミングチャートである。 は、チャージポンプ回路３１ａの縦構造を示す断面図である。 は、昇圧コンデンサＣｃ２の充電期間と出力電圧ＶＧＨ、ＶＧＬの各出力期間との相対関係を示す図である。 は、チャージポンプ回路の一従来例を示す回路図である。

符号の説明

１０ 直流電源
３０ ＴＦＴ液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）
３０ ＬＣＤドライバＩＣ
３１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３１ａ 正負昇圧型チャージポンプ回路
３２ ゲート制御部
３３ ソース制御部
ＳＷ１ａ スイッチ（Ｐチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ１ｂ スイッチ（Ｎチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ２ａ スイッチ（Ｐチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ２ｂ スイッチ（Ｐチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ２ｃ スイッチ（Ｎチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ３ａ スイッチ（Ｐチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ３ｂ スイッチ（Ｎチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ４ａ スイッチ（Ｎチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ４ｂ スイッチ（Ｎチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ５ａ スイッチ（Ｎチャネル型電界効果トランジスタ）
ＳＷ５ｂ スイッチ（Ｎチャネル型電界効果トランジスタ）
Ｃｃ１〜Ｃｃ２ 昇圧コンデンサ
Ｃｏ１〜Ｃｏ２ 出力コンデンサ
Ｔ１ａ〜Ｔ１ｂ、Ｔ２ａ〜Ｔ２ｂ、Ｔ３、Ｔ４ 外部端子

Claims (4)

1. 周期的にその充電と放電が繰り返される昇圧コンデンサと；前記昇圧コンデンサを充電する際、前記昇圧コンデンサの一端を入力電圧印加端に導通させ、他端を接地端に導通させる充電手段と；正電圧を出力する際、前記昇圧コンデンサの一端を正電圧出力端に導通させ、他端を前記入力電圧印加端に導通させる放電手段と；前記正電圧出力端に接続された出力コンデンサと；を有して成り、前記正電圧出力端から正の電圧出力を行うチャージポンプ回路であって、所定の制御信号に応じて、前記昇圧コンデンサの充電期間と前記正電圧の出力期間との比を可変制御する手段を有して成ることを特徴とするチャージポンプ回路。
2. 周期的にその充電と放電が繰り返される昇圧コンデンサと；前記昇圧コンデンサを充電する際、前記昇圧コンデンサの一端を入力電圧印加端に導通させ、他端を接地端に導通させる充電手段と；負電圧を出力する際、前記昇圧コンデンサの一端を前記接地端に導通させ、他端を負電圧出力端に導通させる放電手段と；前記負電圧出力端に接続された出力コンデンサと；を有して成り、前記負電圧出力端から負の電圧出力を行うチャージポンプ回路であって、所定の制御信号に応じて、前記昇圧コンデンサの充電期間と前記負電圧の出力期間との比を可変制御する手段を有して成ることを特徴とするチャージポンプ回路。
3. 液晶ディスプレイの駆動制御を行うＬＣＤドライバＩＣであって、前記液晶ディスプレイの駆動電圧を生成する手段として、請求項１または請求項２のチャージポンプ回路を備えて成ることを特徴とするＬＣＤドライバＩＣ。
4. 機器の表示手段である液晶ディスプレイと、前記液晶ディスプレイの駆動制御を行うＬＣＤドライバＩＣと、を有して成る電子機器であって、前記ＬＣＤドライバＩＣとして、請求項３に記載のＬＣＤドライバＩＣを備えて成ることを特徴とする電子機器。

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