JP2006511186A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、電力を交流源から直流に変換するための電力変換装置であって、入力フィルタ（Ｃ１、Ｃ２、Ｌ１）を含んで、電力を交流源から受け取るための入力段と、交流信号を整流するための整流手段（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）と、整流された信号からのエネルギを蓄積するためのコンデンサ（Ｃｄｃ）と、整流手段（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）及びコンデンサ（Ｃｄｃ）からパルス化された負荷に電力を出力するための出力と、を備え、パルス化された負荷は、出力から電力を受け取る少なくとも１つの切換え巻線（Ｗ１、Ｗ２）を有し、コンデンサ（Ｃｄｃ）は、該コンデンサ（Ｃｄｃ）を横切る電圧が交流源の各サイクル中に交流源の公称ピーク整流電圧の１５％より下に降下するような大きさである電力変換装置が提供される。この種の変換器は、交流電源から引き込まれた電流が、ＥＭＣ規定によって課される限界内に降下することができ、かつ同様の電力定格の既知の変換器に比較して簡単かつ安価な装置を構成する、と言う利点を提供する。

Description

本発明は、パルス化された電流負荷を用いる電気装置と共に、またはその部分として用いるための電力変換装置に関する。本発明は、特に、モータ及び電源に適用可能であるが、それに制限されるものではない。

非常に多くの電力電子応用機器が、今や中間のｄｃ電圧段の発生を必要としている。図１に示される可変速度モータの例を取ると、モータは、局部電圧及び周波数の標準のａｃ幹線（メインズ）電源１０から電力供給を引き出す。幹線電源は、幹線フィルタ１５に供給され、該幹線フィルタ１５は、電源上の何等かのスプリアス信号から設備を保護するように、並びに設備によって発生された不所望の信号が電源上を伝播するのを阻止するように働く。“清浄な”電源は、次に、ｄｃリンク段２０によってｄｃに変換される。ｄｃへの変換は、ブリッジ整流器Ｄ１−Ｄ４、及び整流された信号から一層平滑なｄｃリンク出力を生成するための、コンデンサのような幾つかの回路形態を含む。この例においては、ｄｃリンク段は、以下に一層詳細に説明する、ブースト能動電力係数修正段（ブーストＡＰＦＣ［Ａｃｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ］段）２５を含む。

中間ｄｃ段の使用のもう１つの例は、ｄｃ電源のために用いられるａｃ−ｄｃ−ｄｃ変換器におけるものである。これらの型の電源において、幹線ａｃ電源は、必要とされる電圧におけるｄｃに変換される前に、まずｄｃに変換される。

代表的には、中間ｄｃ段を含む電力変換の受動形態は、それらが、幹線電源から取り込まれた電圧及び電流波形の形状をひずませると言う点において欠点を有する。英国規準ＥＮ６１０００−３−２（１９９５）並びにＥＭＣディレクティブ（８９／３３６／ＥＥＣ）に述べられたもののような電磁適合性規準（ＥＭＣ）は、電気設備が幹線ａｃ電源から取り込んだ電流における高調波成分のための受容可能なレベル、並びに電圧ひずみの受容可能なレベルを限定している。これらの規準は、電力変換がいかに行われ得るかに関する制約を課する。さらに、力率が関心事であり、その理由は、これが、幹線ケーブルのような要素の定格を決定し、かつ局部幹線供給システムが適切であるか否かを決定するからである。

ｄｃリンクが履行される方法は、システムの必要とされる出力電力に従って変化する。低い電力負荷に対しては、ｄｃ出力は、負荷と並列に、ブリッジ整流器の出力を横切ってコンデンサＣｄｃを置くことによって非常に簡単に達成され得る。大いに調整されたｄｃ電圧を維持するために、ｄｃ側コンデンサＣｄｃは、高い容量を持たなければならない。大きいコンデンサＣｄｃは、入力電流が低い力率を有するようにし、電流は、幹線入力電圧（Ｖａｃ）の大きさがｄｃ電圧（Ｖｄｃ）よりも大きいときに幹線電源からのみ取り込まれる。入力電流は、一連の離間されたピークに類似し、それは、相当低い周波数高調波成分を生じる。この方法を低電力システムのみに制限するのは、この高調波成分であり、その理由は、一層高い電力負荷に対しては、高調波成分が、ＥＭＣ調整によって限定されるレベルを破る、もしくは受け入れることができない低い力率をもたらすだろうからである。

入力電流の品質を改善するために種々の技術が開発されてきた。追加の構成要素が入力フィルタ段に追加され得るか、もしくは、良く知られた‘バリー・フィル（ｖａｌｌｅｙ ｆｉｌｌ）’回路が用いられ得る。バリー・フィル回路は、ｄｃリンク・コンデンサを２つに分割することによって入力電流形状を改善する。標準のブリッジ整流器にとって、電流は、幹線入力電圧（Ｖａｃ）がｄｃ電圧（Ｖｄｃ）よりも大きいときに幹線供給から取り込まれる。しかしながら、バリー・フィル回路にとって、電流は、幹線供給の大きさがｄｃ電圧の半分（Ｖｄｃ／２）よりも大きいときに取り込まれる。このことは、電流が標準のブリッジ整流器のものよりも一層長い期間に幹線から取り込まれて、改善された力率をもたらすと言うことを意味する。

上述の方式もしくはスキームの高調波制限に起因して、能動的に制御された入力整流器がしばしば用いられる。これらの最も一般的なものは、図１に示されたブーストＡＰＦＣ段である。

２つの制御ループ、すなわち、電圧制御ループ及び電流制御ループは、電力トランジスタＴＲ１の切換え動作を限定する。電圧制御ループは、必要とされるレベルにおいてｄｃリンク電圧（Ｖｄｃ）を維持し、このことは、電流制御ループの電流基準の振幅を調整することによって達成される。電流制御ループは、入力電流が、電圧制御ループによって限定される基準に追随することを確実にする。このマルチループ制御構造は、１つのループが支配的でなければならないと言うことを表す。電流制御ループが支配的であると言うことが一般的なことである。このことは、（特に過渡応答事象中に）ｄｃ電圧調整が、スレーブ・ループの制限された性能に起因して制限されると言う効果を有する。概して、ｄｃリンク容量（Ｃｄｃ）の値を高めることは、この制限を補償する。

図２及び図３は、変換器の起動時の過渡応答及び安定状態の双方の性能を示す。初期時に（０＜ｔ＜０．００５秒）、変換器は制御されない（Ｖｄｃ＜｜Ｖａｃ｜の場合にはブースト段の動作は無関係である）。状態Ｖｄｃ＞｜Ｖａｃ｜が一度達成されたならば、ブーストＡＰＦＣ段は、非常に良好な力率でもって、実質的に正弦波であるよう入力電流を能動的に制御する。５０Ｈｚの主な成分に重畳された高い周波数は、ブースト変換器の切換え動作に起因し、そしてＴＲ１の切換え周波数に直接関係される。変換器に対する選択された切換え周波数は、ＥＭＣ規準によって課される高調波制限よりも充分に大きくなければならない。

本発明は、電力変換の改良された方法、並びに改善された型の電力変換器を提供することを追及するものである。

従って、本発明は、特許請求範囲の請求項１による電力変換器を提供するものである。

この種の変換器は、ａｃ電源から取り込まれる電流が、類似の電力定格の既知の変換器と比較して一層簡単かつ安価な装置でもって、ＥＭＣ調整によって課される限界内に降下することができると言う利点を有する。例えば、リンク・コンデンサは、必須リプル電流に即応することができ、かつコスト効率の良いフィルム型のコンデンサとして構成され得る。該変換器はＥＭＣ調整に見合うものであり、その理由は、供給電流の支配的周波数、すなわち、最も大きい振幅を有する周波数がａｃ電圧供給の周波数に等しく、かつ高調波成分の大多数が、パルス化された電流負荷の切換え周波数及び該切換え周波数の高調波にあるからである。高速モータまたは切換えられたモードの電源のような、高い切換え周波数で動作する負荷にとって、高調波成分は、ＥＭＣ規準に設定された周波数帯域の外側に位置するであろう。

変換器のｄｃリンク段の部分を形成するコンデンサが小さい値を有するので、これは、価格並びに変換器によって占められる物理的空間を減少すると言う利点を有する。ｄｃリンク段におけるコンデンサのサイズ（容量）は、入力フィルタにおける誘導素子及び負荷から運ばれるエネルギの量にマッチすることが好ましい。従って、負荷がモータの形態にあるとき、モータ巻線（もしくは巻線対）の一方がオフに切換えられる場合には、巻線に蓄えられたエネルギは、過度の過電圧事象を創成することなく、ｄｃリンク・コンデンサ（もしくはもう１つの巻線）に安全に運ばれる。

変換器は、それらの受信された電力の幾つかの変動を許容することができる負荷であって、ＥＭＣ規準で特定される高調波周波数の外側にある切換え周波数で動作する該負荷に特に良く適している。インペラーのような負荷を駆動する、切換えられるリラクタンス・モータのような切換えられる高速モータが、この種の変換器によって駆動されることに特に良く適しており、その理由は、インペラーの動作速度における幾つかの変動が許容されることができるからである。驚くことに、インペラーの動作速度における実際の変動は、高速動作するロータ及びインペラーの高い慣性に起因して、通常の動作速度の１％よりも小さい量になることが分かってきた。

インペラーは、フロー・ダクトに沿ってガスまたは液体のような流体を移動させるためのファンまたはポンプの部分を形成することができる。応用機器の分野においては、インペラーは、汚れた空気を真空クリーナーに引き込むためのファンの部分を形成することができる。これらの型の応用においては、インペラーは、常に正確な速度で動作することは決定的に重要でない。

さて、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。

比較により、本発明の良好な理解を提供するために、能動力率修正（ａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）の従来の技術を、図４−図１１を参照して一層詳細に説明する。

最初に図４を参照すると、力率修正回路は、インダクタＬ２と、ブリッジ整流器Ｄ１−Ｄ４の出力を横切って並列に置かれた電力トランジスタＴＲ１のような電力切換え装置とを備えている。ダイオードＤ５及びコンデンサＣｄｃが電力切換え装置ＴＲ１と並列に置かれ、ｄｃ出力がコンデンサＣｄｃを横切って取り出される。

図４は、また、２つの相の切換えられるリラクタンス・モータの形態にある負荷を示している。第１の相は、巻線Ｗ１と直列の一対の電力切換え装置ＴＲ２、ＴＲ３を備えている。巻線Ｗ１は、モータの固定子相巻線の一方を形成する。一対のダイオードＤ６、Ｄ７は、切換え装置ＴＲ２及びＴＲ３が切換えられるときに巻線を通る‘フリー・ホィーリング’電流のための経路を提供する。モータの第２の相は、第１の相と同じ形態を有し、電力切換え装置ＴＲ４、ＴＲ５と、巻線Ｗ２と、ダイオードD８、D９とを備える。ＰＦＣ回路のスイッチＴＲ１の動作は、モータ・スイッチＴＲ２及びＴＲ３（並びにＴＲ４及びＴＲ５）の動作とは無関係である。ＴＲ１は、入力電流を能動的に形成する態様で制御され、これに対し、ＴＲ２、ＴＲ３は、モータの必要とされる加速度または安定状態走行に従って制御される。

簡単のために、以下の説明では、ある仮定を行った：
− ＤＣリンク・コンデンサ（ＶＣｄｃ）を横切る電圧は、一定であり、かつ整流されたピーク電圧よりも大きい；
− ＴＲ１の切換え周波数は、負荷の切換え周波数よりも非常に大きい。（すなわち、ＴＲ１の切換え周波数は、ＴＲ２−ＴＲ５の切換え周波数よりも大きい。）；

３つの動作状態が図４−１１に示される。
状態１−図４
ＰＦＣスイッチＴＲ１はオンであり、そしてスイッチＴＲ２、ＴＲ３はオフである。ＴＲ１がスイッチ・オンされている間の期間は、入力電流を能動的に形成するように選択される。ａｃ電源から、ブリッジ整流器Ｄ１−Ｄ４、インダクタＬ２及びＴＲ１を通して電流が流れる。ＴＲ１のオン／オフ時間は、インダクタＬ２を通る電流（従って、入力電流ＩＬ２）が図５に示される形状を有するように選択される。

状態２−図６
ＴＲ１は、ＴＲ２及びＴＲ３がオンである間、オフである。
２つの電流ループがある：
Ｉ１： ＴＲ１がオフの場合、Ｌ２に蓄えられたエネルギは、Ｃｄｃに運ばれ、図７に示されるようにＬ２における電流の正味減少をもたらす。
Ｉ２： 第２のループにおいて、Ｃｄｃに蓄えられたエネルギは、巻線Ｗ１を通して解放される。

Ｃｄｃに流れる正味電流は、Ｉ１−Ｉ２である。時間間隔に渡る平均電流が図８に示されている。コンデンサＣｄｃは、いつも、入力電流ＩＬ２と、出力電流（ＩＷ１＋ＩＷ２）との間の差を作ると言うことが分かる。このことは、図８に示される形態のＣｄｃ上の電圧リプルを生じる。最大リプルは、ΔＶである。ΔＶの大きさは、Ｃｄｃの容量と反比例の関係であり、すなわち、小さい電圧リプルΔＶは大きい容量を必要とする。

状態３−図９
ＴＲ１は、ＴＲ２及びＴＲ３がオフである間、オフである。
２つの電流ループがある：
Ｉ１ − ＴＲ１がオフの場合、Ｌ２に蓄えられたエネルギは、Ｃｄｃに運ばれる。
Ｉ２ − ＴＲ２及びＴＲ３がオフの場合、巻線Ｗ１における電流は減少し、Ｃｄｃに回復される。
それらは示されていないが、巻線Ｗ２に対する電流の流れは、巻線Ｗ１に対するのもと同じである。

全入力電力Ｐ_ＩＮ、すなわち、ａｃ電源から取られる電力は、全出力電力Ｐ_ＯＵＴ、すなわち、負荷から出力される電力と、幹線供給の１サイクルに渡って同じであるけれども、入力電力プロフィルは、図１１に示されるように、出力電力プロフィルと非常に異なっていると言うことが、上のことから明瞭であるはずである。コンデンサＣｄｃは、入力電力と出力電力との間の瞬間的な差に即応する。高い電力負荷にとって、このことは、Ｃｄｃが大きい値を有しなければならないと言うことを要求する。一例として、１．５ｋＷの負荷に対して、Ｃｄｃは約２００μＦの値を有さなければならない。

要約すれば、この方式（スキーム）は、良好で安定な出力電圧Ｖｄｃを提供し、電源から取り込まれた入力電流の形状は、ＥＭＣ規準と両立し得、すなわち、支配的周波数成分は、５０Ｈｚ信号上に重畳されたスイッチＴＲ１の一層高い切換え周波数を有するａｃ幹線周波数と同じ周波数である。入力電流は、ＴＲ１がターン・オンしたときに上昇し、ＴＲ１がターン・オフしたときに下降する。このスキームの不利益なことは、コンデンサＣｄｃが大きい値を有さなければならず、物理的に大きくかつ高価であるコンデンサを必要とすると言うことである。

小さいＤＣコンデンサ方式（スキーム）
本発明による方式（スキーム）でもって、図１２に示されるように、幹線フィルタ（Ｃ１、Ｃ２、Ｌ１）及びブリッジ整流器（Ｄ１−Ｄ４）が保持される。しかしながら、インダクタＬ２、スイッチＴＲ１、ダイオードＤ５及び大きいコンデンサＣｄｃの代わりに、今は、唯１つのリンク・コンデンサＣｄｃだけがある。リンク・コンデンサＣｄｃは、図１−図１１に示された大きいコンデンサＣｄｃよりもかなり小さい値の容量を有する。同じ２つの相のモータが前と同じように負荷として働く。

概観すると、このスキームは、モータの相の１つが付勢されるごとに、整流器ダイオードＤ１−Ｄ４が導通し始める点までリンク・コンデンサＣｄｃに蓄えられたエネルギが急速に除去され、そして必要とされるモータ電力が幹線供給から直接取られると言う効果を有する。幹線供給から直接モータ巻線Ｗ１、Ｗ２への電力の連続的なパルス化は、図１６に示される類似のパルス化された入力電流波形をもたらす。Ｃ１、Ｃ２及びＬ１によって形成される入力‘π’フィルタは、ピーク入力電流を受容可能なレベルに減少し、能動的に制御されたブーストＡＰＦＣ段に対するものと同様の連続電流波形をもたらす。巻線Ｗ１及びＷ２における結果の電流が図１８に示されている。

さて、回路の動作を一層詳細に説明する。回路の４つの状態を説明する。
状態１−図１２
ＴＲ２及びＴＲ３がスイッチ・オンされて巻線Ｗ１を付勢する。
ＴＲ２及びＴＲ３がターン・オンされる直前では、Ｃｄｃを横切る電圧は、幹線ピーク電圧から、ブリッジ整流器ダイオードの２つを横切る電圧を引いたものに等しい。ＴＲ２及びＴＲ３がターン・オンされると、Ｃｄｃを横切る電圧は、図１３に示されるように、整流された幹線供給の瞬時値に非常に急速に降下する。Ｃｄｃを横切る電圧は、Ｃｄｃの小さい容量のために非常に急速に降下する。

状態２−図１４
ＴＲ２及びＴＲ３は、巻線Ｗ１を付勢するようスイッチ・オンされたままである。
ＶＣｄｃが整流された電圧レベルに降下すると、負荷に供給される電流／電力は、もはやコンデンサＣｄｃのみによっては供給されず、図１４における電流流れによって示されるように、幹線供給からも直接取り込まれる。Ｃｄｃは、非常にわずかなエネルギを蓄えるので、ＶＣｄｃは、整流された入力電圧に追随するよう仕向けられる。このことは、約８５−１００％のＣｄｃ上の電圧リプルをもたらす。

負荷（モータ巻線）への電力の流れは、幹線供給から巻線への流れによって支配される。前述したブーストＡＰＦＣ段におけるような中間エネルギのかなりの蓄えはない。

状態３−図１５
ＴＲ２及びＴＲ３は、スイッチ・オフされる。
２つの電流流れがある：
Ｉ１ − Ｃ１、Ｃ２及びＬ１は、入力電流の切換え周波数（モータ）成分を減少する入力フィルタを形成する。ＴＲ２及びＴＲ３がターン・オフされると、電流はＬ１に流れ続ける。
Ｉ２ − ＴＲ２及びＴＲ３がターン・オフされてしまった後、電流は巻線Ｗ１を通して流れ続け、そしてＣｄｃに回収される。

コンデンサＣｄｃの大きさは、巻線W１から運ばれる、並びにＴＲ２及びＴＲ３がスイッチ・オフされている時間中に入力フィルタの部分を形成するインダクタＬ１から運ばれる全エネルギに大いに依存する。それはまた、巻線W２から運ばれる、並びにＴＲ４及びＴＲ５がスイッチ・オフされている時間中にインダクタＬ１から運ばれる全エネルギに大いに依存する。容量は、コンデンサＣｄｃを横切って印加される最大電圧が、所定の限界内に保たれるように選択され、説明している実施形態においては、該限界は４００−５００Ｖであるように選択される。

状態４−図１７
ＴＲ２及びＴＲ３は、スイッチ・オフされる。
ここで、巻線に蓄えられたエネルギの全ては回復されており、それ故、巻線の電流は、ゼロに降下している。電流はさらに入力フィルタＬ１のインダクタに流れ、Ｃｄｃを充電する。

図１６は、ａｃ供給から取り込まれる入力電流を示す。入力電流は、幹線供給の周波数においてかなりの成分を有し、負荷の切換え周波数において変調されると言うことが分かる。入力フィルタ（Ｃ１、Ｃ２、Ｌ１）は、切換え周波数における成分の大きさを制限し、そして、入力フィルタを切換え周波数に整合させることが好ましい。小さいｄｃリンク・コンデンサＣｄｃを設ければ、負荷によって取り込まれる電流が幹線供給に密接に追随されるのを許容する。ｄｃリンク・コンデンサＣｄｃの大きさは、ｄｃリンクに与えられる負荷によって要求される仕事に従って選択される。上述したように、パルス化されたモータ巻線の形態における負荷にとって、ｄｃリンク・コンデンサＣｄｃは、図１９に示されるように、成分の電圧能力を超えることなく、消勢された相巻線から運ばれるエネルギの全てを受け入れるのに充分な大きさでなければならない。

この回路配列は、全ての型の負荷にとっては適切ではないと言うことが認識される。第１に、ｄｃリンク電圧上の大きい（１００％近い）リプル成分は、負荷に供給される電力の、供給の１サイクル中に渡る、かなりの変動を生じる。負荷がモータである場合、このことは、モータの速度が、幹線供給の周波数の２倍に等しい周波数で平均値の回りに変化すると言う影響を有する。第２に、負荷の切換え周波数における電流パルスが入力電流に現れる。このことは、負荷の切換え周波数が、ＥＭＣ規準に設定された厳密に調整された帯域の外側にあるよう充分に高くなければならないと言うことを要求する。しかしながら、上述の観点においてさえ、この回路配列は、切換え周波数が高くかつ動作速度が幹線周波数と共に変ることを受け入れ可能であるモータのような多くの型のパルス化された負荷に良く適している。負荷は、電流ＥＭＣ要件に叶うよう、２ＫＨｚ程度もしくはそれ以上の高い動作周波数を有するべきであり、該高い動作周波数は、この配列を、約３５，０００ｒｐｍを超える速度で動作するもののような高速モータに最も良く適したものとする。驚くことに、入力電力における変動は、モータの速度に重大な影響を与えないということが分かった。事実、９５，０００ｒｐｍで動作するモータに対し、８００ｒｐｍのピーク対ピーク変動が観察された。

パルス化された電流負荷を有する新しい変換器の最適な動作に対して、幾つかの他の変更が必要とされるということが分かった。

モータ巻線におけるフラックスのかなりの創設を回避することが好ましい。任意の磁気材料におけるフラックスの創設を回避するために、消勢中に与えられるボルト秒（ｖｏｌｔ−ｓｅｃｏｎｄｓ）が、付勢中に与えられるボルト秒と実質的に等しくなければならない。付勢及び消勢の等しい期間の間、フラックスの創設は印加される電圧に比例されるであろう。

図２０は、入力供給の半サイクルの間中にモータの巻線に与えられる一連の電圧パルスを示す。Ｃｄｃの小さい値に起因して、入力電圧は、半サイクル中に広範囲に変化する。０＜Ｔｉｍｅ＜０．００５ｓの間中、ｏｆｆ期間中の電圧パルスの振幅は、それに直ぐ続くｏｎ期間中の電圧パルスの振幅よりも大きく、その結果、モータにおけるフラックスの創設は、生じない。しかしながら、期間０．００５ｓ＜Ｔｉｍｅ＜０．０１ｓの間中、ｏｆｆ期間中の電圧パルスの振幅は、それに直ぐ続くｏｎ期間中の電圧パルスの振幅よりも小さく、その結果、フラックスの創設が、付勢及び消勢の等しい期間の間生じるであろう。図２１ａは、ｏｆｆ期間がｏｎ期間と同じ期間を有する場合に、フラックスの創設が如何に生じ得るかを示す。

図１２−２６に示されたモータにおけるフラックスの創設の問題が、導通角、すなわち、付勢期間もしくはｏｎパルスの期間を減少することによって回避され得るということが分かった。図２１ｂは、この方法で、フラックスの創設が如何に回避され得るかということを示す。

付勢期間が減少される前に考慮されなければならない他の要素がある。付勢期間の過度の減少は、モータ電流が無い期間をもたらし、このことは、供給から取り込まれる入力電流の高調波成分に有害な影響を与える。また、モータが、減少された付勢期間でもって同じ定格出力電力を生じるべきである場合には、ピーク電流を高める必要があるであろう。

フラックスの創設の問題が除去される点に対してのみ付勢期間を減少するという妥協案も発見された。高速モータの実施形態においては、導通角を９０°から８２°に減少することによって受容可能な結果が達成され得るということが分かった。もちろん、導通角は、他の応用に対しては異なるであろう。

ｄｃリンク・コンデンサＣｄｃの値は、特にモータの加速中にモータから回収されたエネルギを吸収するための要件によってのみ制御される。モータの通常の動作中、相巻線が消勢されているとき、その巻線に蓄えられているエネルギは、ｄｃリンク・コンデンサＣｄｃにフィードバックされる。この回収されたエネルギは、モータの定格電流の３３％と同じ位の高さであり得る。巻線から回収されたエネルギを吸収することの結果として、コンデンサ電圧が上昇する。ｄｃリンク・コンデンサＣｄｃの大きさは、ｄｃリンク・コンデンサＣｄｃに接続された要素のいずれも過電圧事象を受けないということを確実にするよう、この電圧上昇を考慮にいれなければならない。電力電子要素は、過電圧事象に敏感であるということが理解されるであろう。

図２２−２４は、真空クリーナーの吸い込みファンのインペラーを駆動することに電力変換器を応用することを示す。ここに示された真空クリーナーは、直立型真空クリーナーであるが、真空クリーナーは、等しく、シリンダ型の真空クリーナーであっても良い。図２２に示されるように、真空クリーナー１００は、モータ及びファン・ユニットを収容するためのファン及びモータ・ケース１２０をその下端に有する直立本体１１０を備える。クリーナー・ヘッド１１５は、モータ・ケース１２０に自由に連結された態様で装着されている。吸い込み口１１６が、クリーナー・ヘッド１１５に設けられ、該ヘッド１１５を通して、汚れ及びゴミが床表面から吸い込まれ得る。本体１１０は、サイクロン分離機の形態の分離装置を支持しており、該分離装置は、吸い込み口１１６を通して吸い込まれた汚れた空気流から、汚れ、ゴミ及び他の塵を分離することができる。

ファン及びモータ・ハウジング１２０は、インペラー１３０と、該インペラー１３０を駆動するためのモータとを支持する。使用に際し、モータはインペラー１３０を（７０，０００ｒｐｍより早い）非常に高速で回転させて、クリーナー１００を通る経路Ａ−Ｈに沿って空気を引き込む。汚れを満載した空気は、汚れ空気口１１６を介してクリーナー・ヘッド１１５に吸い込まれる。該汚れを満載した空気は、空気流（経路Ｂ）から汚れ、ほこり及び他の塵を分離するよう働く分離機１１２に通されることによって運ばれる。分離機１１２は、ここに示されるように、サイクロン分離機であって良く、またはフィルタ・バッグのような幾つかの他の形態の分離機であっても良い。洗浄された空気は、ファン及びモータ・ハウジング１２０に経路Ｅを介して入る前に、経路Ｃ、Ｄに沿って分離機１１２を去る。前置モータ・フィルタが、インペラー１３０の前の空気流経路に通常置かれて、分離機１１２によって除去されなかった任意の微細なほこり粒子をろ過する。

図２３及び２４は、モータ・ハウジング１２０に収容されたモータとインペラー１３０とを示す。ベアリングのセット１４３は、軸１４６の回りに回転可能であるシャフト１４２を支持する。インペラー１３０は、シャフト１４２の上流端においてシャフト１４２上に共軸的に装着される。ブレードが、通路１４８内でハウジング１３５に向かってインペラー１３０の本体から半径方向外方に延びており、使用に際し示された方向にハウジング内に空気を引き込むよう働く。シャフト１４２は、モータによって駆動され、該モータは、この実施形態では、切換えリラクタンス・モータである。モータは、固定子１４０と、該固定子内で回転可能に装着された回転子１５０とを有している。図２４は、図２３のＸ−Ｘ’に沿ってモータを通る断面である。モータは、二極、二相切換えリラクタンス・モータである。それは、４つの突出極１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃ及び１４０ｄを有する固定子１４０を備える。各極１４０ａ−１４０ｄは、それの回りに巻かれた幾つかのターンの絶縁ワイヤを有する。反対の対の極上のターンは、１つの巻線を形成するよう直列に接合され、例えば、極１４０ａ、１４０ｂ上のターンは、図１２に示される巻線Ｗ１を形成し、極１４０ｃ、１４０ｄ上のターンは、図１２に示される巻線Ｗ２を形成する。

図１２に示される回路は、モータを付勢して駆動するために用いられる。制御システム（ｃｏｎｔｒｏｌ）１６０も設けられる。シャフト１４２は、回転子１５０の角度位置を検出するためのセンサ１５５を有する。使用に際し、制御システム１６０は、他の情報と一緒にセンサ１５５からの情報を用いて巻線Ｗ１及びＷ２を順次付勢し、それ故、回転子１５０及びインペラー１３０を軸１４６の回りに回転させて、経路Ｆに沿ってハウジング１３５に空気を吸い込み、かつ経路Ｇに沿って空気を排出する。巻線Ｗ１、Ｗ２は、前述したような態様でＴＲ２−ＴＲ５をターン・オン及びターン・オフさせることにより付勢される。この種の制御システムは、良く知られており、さらに説明する必要はない。

約９５，０００ｒｐｍの通常の動作速度を有する二相切換えリラクタンス・モータの場合、図１２に示された回路に対して、以下の成分値が良好な結果を与えると言うことを発見した。
Ｃ１＝Ｃ２＝２２０ｎＦ
Ｌ１＝３３０μＨ
Ｃｄｃ＝６．６μＦ

図２３及び２４に示されるモータは、少数の極及び高い動作速度を有する。本発明は、多数の極及び低い動作速度を有するモータのような、高い切換え周波数を有する他の負荷にも等しく適用可能である。このような負荷の例は、家庭電化製品におけるアジテータのような表面処理装置である。図２７及び２８は、ブラッシュ・バー１７０の形態にあるそのようなアジテータを示している。

ブラッシュ・バー１７０は、長い円筒スリーブ１７１を備え、該スリーブ１７１は、その外側表面上に、１７２で示される半径方向に延びるブリストル（剛毛）を有する。ブラッシュ・バーは、ベアリング１７４、１７５を介して内部共軸シャフト１７３上に回転可能に装着される。モータは、ブラッシュ・バー内の中央に装着され、固定子１７６及び回転子１７７を備える。回転子１７７は、固定子１７６と共軸であり、回転子が固定子の回りに回転するように固定子を取り巻く。シャフト１７３は、固定子１７６に対して固定されており、ブラッシュ・バー１７０は、回転子１７７と共に回転するように配列されている。モータは、１８極の二相切換えリラクタンス・モータである。モータのための巻線は、図２８に１７８で示されている。使用に際し、図１２に示されたもののような制御回路が、モータを付勢して駆動するために用いられる。各巻線は、回転子と関連した角度位置センサ（図示せず）からの情報に依存して付勢される。

モータは、ブラッシュ・バー１７０を、３，５００ｒｐｍの代表的な動作速度で回転させる。ブラッシュ・バー１７０は、図２２の真空クリーナー１００内に含まれ得る。ブラッシュ・バーは、吸い込み口１１６に隣接したクリーナー・ヘッド１１５に装着可能である。ブラッシュ・バー１７０の回転は、ブリストル（剛毛）１７２に、清浄されるべき表面、例えば、カーペットを掃かせ、カーペットの繊維をかきまわせて汚れ及びほこりをほぐし、塵を拾い上げる。空気の吸い込みは、カーペットから汚れ空気口１１６に、従って、真空クリーナーのゴミ分離室１１２に、汚れ及びゴミを持ち上げる。ブラッシュ・バー１７０は、また、真空クリーナーのための床ツールに含まれても良い。

ＤＣ電源
電力変換器の第２の応用は、ｄｃ電源におけるものである。１−２ｋＷを超える電力定格のための代表的なｄｃ電源は、図２５に示されるような全ブリッジｄｃ−ｄｃ変換器である。幹線供給側には、入力フィルタ３００（Ｌ１，Ｃ１，Ｃ２）、及びブリッジ整流器３０５がある。高電力定格に起因して、ブーストＡＰＦＣ段３１０は、満足な入力高調波を確実にするために、通常、次に組み込まれる。ブーストＡＰＦＣ段を組み込むことにより、Ｖｄｃ＿Ａは、近い一定のｄｃ電圧に維持される。ブーストＡＰＦＣ段の後には、全波ブリッジ変換器３４０が続く。一定のｄｃリンク電圧Ｖｄｃ＿Ａの場合、全波ブリッジ変換器の制御は、負荷における変動にのみ依存して、直接的である。完全制御されるブリッジ３１５の出力は、変圧器３２０と、インダクタＬ２及び出力ｄｃコンデンサＣ４を含む出力フィルタとに供給される。Ｖｄｃ＿Ｂは、ｄｃ電源のｄｃ出力電圧である。ブリッジ変換器３１５の切換え周波数は、ブリッジ変換器３１５の電力電子装置における受容可能な損失を維持しつつ、出力フィルタリング成分（Ｌ２，Ｃ４）の大きさを最小にするために選択される。しかしながら、出力コンデンサＣ４の選択は、規準要件によってさらに複雑とされ、該規準要件は、入力供給が除去された後の限定された期間の間、出力が‘ヘルプ・アップ（help up）’であるべきであると言うことであり、すなわち、停電中のような、入力供給が除去された後の固定された時間間隔の間、出力がオンに留まるべきであると言うことである。このことは、概して、コンデンサＣ４が、しばしばｍＦの数百倍の範囲のかなり大きい値を有すると言うことに帰結する。

ブーストＡＰＦＣ段３１０を用いることは、Ｃ３が大きい（１００−１５０μＦ）ことを必要とし、かつ全電源の要素の数、大きさ及び価格を高めると言う点において、図１で先に示した電力変換器におけるのと同じ問題を有している。

前述したものと同様の技術を用いれば、電源（電力供給）は、図２６に示されたように、ブーストＡＰＦＣ段３１０を除去して、相当小さい値のコンデンサＣ３だけを保持すると言う方法で修正され得る。ブーストＡＰＦＣ段３１０を除去する結果として、Ｖｄｃ＿Ａは今や１００％に近いリプルを有する。電力は、ブリッジ変換器３１５から変圧器３２０を介して出力段に運ばれ、該出力段は、ｄｃリンク電圧（Ｖｄｃ＿Ａ）の関数であり、今や時間に渡って変化する。変圧器への入力電流は、今や幹線供給から直接取られ、その理由は、小さいコンデンサＣ３が非常に小さいエネルギしか蓄えないからである。前述したように、変圧器内に創設されるフラックスは、変圧器の付勢期間に制限を課すことによって回避されなければならない。小さいコンデンサＣ３の大きさは、変圧器の一次巻線Ｎｐから運ばれ、かつブリッジ変換器３１５の動作中に入力フィルタの部分を形成するインダクタＬ１から運ばれる全エネルギに大いに依存する。

ブーストＡＰＦＣ段３１０を除去することは、ブリッジ変換器の切換え周波数が、出力フィルタリング成分（Ｌ２、C４）の値をもはや限定しないと言う明白な欠点を有する。コンデンサＣ４は、今や、幹線供給周波数の関数である変化する電力伝達に即応するような大きさでなければならない。しかしながら、この新しいスキームで要求されるコンデンサＣ４の値は、出力‘ホールド・アップ（hold up）’期間の間の規準要件がコンデンサＣ４の大きい値をすでに規定（デクテート）しているので、先に要求されたものと類似していると言うことが分かった。エネルギ蓄積容量の大部分は、低電圧側に存在し、このことは、価格及び大きさの双方において長所を有する。

本発明は、図面に示された実施形態に制限されるものではないと言うことが理解されるであろう。特に、本発明は、例えば各相ごとに独立の整流を行う、多相システムに適用可能である。

ブーストＡＰＦＣ段を用いた、電力をモータに供給するための電力変換器の既知の形態を示す図である。 図１の電力変換器の性能を示す図である。 図１の電力変換器の性能を示す図である。 図１の電力変換器の第１の動作状態を示す図である。 図１の電力変換器によって引き込まれる電流を示す図である。 図１の電力変換器の第２の動作状態を示す図である。 図１の電力変換器の第１及び第２の動作状態間の電流における変動を示す図である。 図１の電力変換器のための電流波形を示す図である。 図１の電力変換器の第３の動作状態を示す図である。 図１に示されたモータの巻線における電流の流れを示す図である。 図１の電力変換器内への及びそれの外への双方の電力の流れを示す図である。 本発明の実施形態による電力変換器の第１の動作状態を示す図である。 図１２の電力変換器における電圧波形を示す図である。 図１２に示された電力変換器の第２の動作状態を示す図である。 図１２に示された電力変換器の第３の動作状態を示す図である。 図１２の電力変換器によって供給から引き込まれる電流を示す図である。 図１２に示された電力変換器の第４の動作状態を示す図である。 図１２に示されたモータ巻線を通る電流の流れを示す図である。 図１２に示されたｄｃコンデンサを横切る電圧を示す図である。 図１２に示された負荷に供給される電圧パルスにおける変動を示す図である。 図１２に示された負荷に創設されるフラックスを示す図である。 図１２に示された負荷に創設されるフラックス上の導通角を減少する効果を示す図である。 図１２の電力変換器の、真空クリーナーへの適用を示す図である。 図１２の電力変換器の、真空クリーナーへの適用を示す図である。 図１２の電力変換器の、真空クリーナーへの適用を示す図である。 既知の型のｄｃ電源を示す図である。 本発明の実施形態によるｄｃ電源を示す図である。 図１２の電力変換器の、表面処理装置のアジテータへの適用を示す概略側面断面図である。 図１２の電力変換器の、表面処理装置のアジテータへの適用を示す概略前面断面図である。

符号の説明

Ｄ１−Ｄ４ ブリッジ整流器
Ｃ１、Ｃ２、Ｌ１ 幹線フィルタ
Ｃｄｃ リンク・コンデンサ
Ｗ１、Ｗ２ モータ巻線
ＴＲ２、ＴＲ３ 電力切換え装置

Claims (17)

1. 電力を交流源から直流に変換するための電力変換装置であって、
   入力フィルタを含んで、電力を交流源から受け取るための入力段と、
   交流信号を整流するための整流手段と、
   整流された信号からのエネルギを蓄積するためのコンデンサと、
   整流手段及びコンデンサからパルス化された負荷に電力を出力するための出力と、
   を備え、パルス化された負荷は、出力から電力を受け取る少なくとも１つの切換え巻線を有し、コンデンサは、該コンデンサを横切る電圧が交流源の各サイクル中に交流源の公称ピーク整流電圧の１５％より下に降下するような大きさである電力変換装置。
2. コンデンサは、該コンデンサを横切る電圧が、交流源の各サイクル中に交流源の公称ピーク整流電圧の１０％より下に降下するような大きさである請求項１に記載の電力変換装置。
3. コンデンサは、該コンデンサを横切る電圧が、交流源の各サイクル中に交流源の公称ピーク整流電圧の５％より下に降下するような大きさである請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. コンデンサは、巻線がスイッチ・オフされたときに巻線から解放されるエネルギの量を蓄えるような大きさである請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. パルス化された負荷は、２ＫＨｚよりも大きい切換え周波数を有する請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 添付図面の図１１〜２４及び２６に示された実施形態のいずれか１つを参照して実質的に記載された電力変換装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置及びパルス化された負荷を備えた電気装置。
8. パルス化された負荷は、オン状態及びオフ状態の間で反復的に切換えられる誘導性負荷であり、オン状態の期間は、誘導性負荷に創設されるフラックスを最小にするまたは回避するように、オフ状態よりも短い請求項７に記載の電気装置。
9. パルス化された負荷は、少なくとも１つの切換えられる相巻線を有するモータを含む請求項７または８に記載の電気装置。
10. モータは、切換えられるリラクタンス・モータである請求項９に記載の電気装置。
11. モータによって駆動されるインペラーをさらに含む請求項９または１０に記載の電気装置。
12. 空気流経路を有する真空クリーナーの形態にあり、インペラーは空気流経路に沿って空気を吸い込むための吸い込みファンである請求項１１に記載の電気装置。
13. モータによって駆動される表面処理装置をさらに含む請求項９または１０に記載の電気装置。
14. 表面処理装置は、モータによって回転可能であるアジテータを含む請求項１３に記載の電気装置。
15. 真空クリーナーの形態にあり、アジテータはクリーナー・ヘッドまたは床ツールに配置される請求項１４に記載の電気装置。
16. パルス化された負荷は電源であり、そして切換え巻線は変圧器を含む請求項７または８に記載の電気装置。
17. 添付図面の図１１〜２４及び２６〜２８に示された実施形態のいずれか１つを参照して実質的に記載されたもしくはそれに示された電気装置。

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