KR100671853B1 - 고역률 스위치 릴럭턴스 드라이브 - Google Patents

고역률 스위치 릴럭턴스 드라이브 Download PDF

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Abstract

본 발명은 스위치 릴럭턴스 드라이브 시스템에 관한 것으로서, 특히 전기 공급 장치로부터 고역률로 전류를 얻도록 구성된 스위치 릴럭턴스 드라이브 시스템에 관한 것이다. 다상 스위치 릴럭턴스 드라이브는 수동 역률 보정 회로로부터 제공된다. 이러한 장치의 위상은 스위치되어 항상 DC 링크로부터의 단상 인출 전류가 존재하고 DC 링크로부터의 단상 인출 전류를 항상 포지티브로 된다.

Description

고역률 스위치 릴럭턴스 드라이브{SWITCHED RELUCTANCE DRIVE WITH HIGH POWER FACTOR}
도 1은 종래의 스위치 릴럭턴스 드라이브의 개략도.
도 2는 표준 스위칭 구성의 회로도.
도 3의 (a)는 도 1의 드라이브의 위상 권선에 인가된 전압을 회전자 각도를 함수로 하여 나타낸 도면이고, (b)는 그 결과의 위상 전류를 회전자 각도를 함수로 하여 나타낸 도면이며, (c)는 DC 링크에서의 전류 파형을 회전자 각도를 함수로 하여 나타낸 도면.
도 4는 종래의 스위치 릴럭턴스 드라이브의 전력 공급기 측에 대한 등가 회로도.
도 5는 도 4의 회로의 전압과 전류를 시간을 함수로 하여 나타낸 도면.
도 6은 종래의 역률 보정 회로도.
도 7은 도 6의 회로의 전압과 전류를 나타낸 도면.
도 8은 본 발명이 구현되는 스위치 릴럭턴스 드라이브에 대한 등가 회로도.
도 9는 도 8의 회로의 전압과 공급 전류를 하나의 동작 모드에서의 시간을 함수로 하여 나타낸 도면.
도 10의 (a)는 장치가 종래의 제어 수단에 따라 동작될 때의 각도를 함수로 하여 DC 링크에서의 전류를 나타낸 도면이고, (b)는 장치가 단일 펄스 모드에서 본 발명에 따라 동작될 때의 각도를 함수로 하여 DC 링크에서의 전류를 나타낸 도면이며, (c)는 장치가 쵸핑 모드에서 본 발명에 따라 동작될 때의 각도를 함수로 하여 DC 링크에서의 전류를 나타낸 도면.
도 11은 본 발명에 따라 동작될 때의 도 8의 드라이브에 대한 DC 링크 전압과 공급 전류를 나타낸 도면.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
30 : 메인 공급기
34 : 임피던스
36 : 브릿지 정류기
67 : 밸리 필 회로
69 : 변환기 회로
71, 72, 76, 77 : 전력 스위치
본 발명은 스위치 릴럭턴스(reluctance) 드라이브 시스템에 관한 것으로서, 특히 전기 공급 장치로부터 고역률로 전류를 얻도록 구성된 스위치 릴럭턴스 드라이브 시스템에 관한 것이다.
스위치 릴럭턴스 머신의 특성 및 동작은 공지되어 있고, 예를 들면 이하에서 참고로 하고 있는 1993년 6월 21일부터 24일까지 Nurnberg에서 개최된 PCIM'93의 스테펜슨과 블레이크에 의한 "The Characteristics, Design and Application of Switched Reluntance Motors and Drives"에 개시되어 있다.
도 1에는 부하(19)를 구동하도록 구성된 개략적인 형태의 통상적인 스위치 릴럭턴스 드라이브가 도시되어 있다. 드라이브는 고정자와 회전자, 전원 변환기(13) 및 전기 제어 유닛(14)을 구비한 스위치 릴럭턴스 모터(12)를 포함한다. 드라이브는 배터리 또는 정류되어 필터링된 AC 메인일 수 있는 DC 전원 공급기(11)로부터 공급된다. 전원 공급기(11)에서 공급된 DC 전압은 전기 제어 유닛(14)의 제어에 따라 전원 변환기(13)에 의해 모터(12)의 위상 권선(16)의 양단에서 스위치된다.
도 2에는 위상 권선(16)의 여자를 제어하는 전원 변환기(13)의 통상적인 스위칭 회로가 도시되어 있다. 회로에서, 스위치(21)는 전원선의 양극 단자와 권선(16)의 일단 사이에 접속된다. 권선(16)의 타단과 전원 공급기의 음극 단자 사이에는 다른 스위치(22)가 접속된다. 스위치(22)와 권선(16) 사이에는 다이오드(23)의 양극이 접속되고, 다이오드(23)의 음극은 전원 공급기의 양극선에 접속된다. 스위치(21)와 권선(16)과의 사이에는 다른 다이오드(24)의 음극이 접속되고, 다이오드(24)의 양극은 전원 공급기의 음극선에 접속된다. 스위치(21,22)는 위상 권선(16)을 DC 전원에 접속 및 단락시켜 권선(16)에 전압을 인가할 수도 있고 인가하지 않을 수도 있다.
다른 많은 구성의 스위치 회로가 공지되어 있고, 그 중 몇몇은 위에서 인용 된 스테판 & 블레이크 논문에 개시되고 있다.
드라이브의 적절한 동작을 위해, 스위칭은 회전자의 회전 각도와 바르게 동기되어야 한다. 회전자 위치 검출기(15)는 통상적으로 회전자의 각 위치에 대응하는 신호를 공급하기 위해 이용된다. 또한, 회전자 위치 검출기(15)의 출력은 속도 피드백 신호를 생성하기 위해 이용될 수 있다.
회전자 위치 검출기(15)는 많은 형태를 취할 수 있다. 예를 들면, 도 1에 개략적으로 도시된 바와 같이 하드웨어의 형태를 취할 수 있고, 또는 EP-A-0573198(Ray)에 설명된 바와 같이 드라이브 시스템의 다른 모니터된 파라미터로부터 위치를 계산하는 소프트웨어 알고리즘의 형태를 취할 수도 있다. 어떤 시스템에서, 회전자 위치 검출기(15)는 회전자가 회전하는 매 시간의 상태를 변화시키는 출력 신호를, 전원 변환기(13)의 장치의 다른 스위칭 정렬이 요구되는 위치로 제공하는 회전자 위치 변환기를 포함할 수 있다.
스위치 릴럭턴스 드라이브는 본질적으로, 통상적인 장치에서 발견된 것과는 매우 다른 위상 권선(16)의 전압 및 전류에 의해 특징지어지는 가변 속도 시스템이다. 도 3의 (a)는 제어기에 의해 위상 권선(16)에 인가된 통상의 전압 파형을 나타낸다. 소정의 회전각에서, 전압은 전원 변환기(13)의 스위치(21, 22)를 스위칭하고, 주어진 전도각(θc)에 대해 일정한 전압을 가함으로써 인가된다. 통상적으로, 전류는 제로로부터 상승하여 피크에 도달하며, 도 3의 (b)에 도시된 바와 같이 서서히 하강한다. 전도각(θc)이 반전될 때, 상기 전원 변환기(13)의 스위치는 개방되고 에너지 리턴 다이오드(23, 24)의 작용은 권선 양단을 네거티브 전압이 되도록 하고, 기계 내에 자속을 발생시켜 전류가 제로로 감소되도록 한다. 이후, 사이클이 반복될 때까지 제로 전류의 주기가 있게 된다. θc 동안, 위상은 공급기로부터 에너지를 취출한 후, 공급기로 소량을 되돌려 보낸다. 도 1의 도면 부호 "11"로 도시된 바와 같이, 공급기는 그 작동 사이클의 부분 동안 되돌아오는 에너지를 수신할 수 있는 로우 임피던스 소스를 필요로 한다. 도 3의 (c)에는 에너지 공급 주기동안 전원 변환기(13)에 의해 위상 권선(16)에 공급되는 전류 및 에너지 리턴 주기동안 변환기(13)로 되돌아오는 전류가 도시되어 있다.
통상적으로, 도 1의 DC 전원 공급기(11)는 메인 공급기(30)가 소스 임피던스(34)와 직렬로 접속된 AC 전압원으로 도시된 도 4에 도시된 바와 같이, AC 메인 공급기를 정류함으로써 구현된다. 대부분의 경우, 임피던스(34)는 주로 유도성이다. 이 임피던스는 유도 성분을 직렬로 더 추가함으로써 증가될 수 있다. 4개의 단자(A, B, C, D)를 갖고 있는 브릿지 정류기(36)가 설치되고, 그 중 "A" 및 "C"는 메인 공급기(30)에 접속되며, 다른 단자 "B" 및 "D"는 커패시터(38) 양단에 접속된다. 브릿지 정류기(36)는 소스의 사인파 전압을 정류하고 그 출력 전압은 커패시터(38)에 의해 평활화된다. 커패시터(38) 및 브릿지 정류기(36)와 병렬로 접속된 스위치 릴럭턴스 드라이브(39 : 개략적으로 도시)는 통상적으로 도 1의 블럭 "12", "13" 및 "14"를 포함한다.
"+V" 및 "-V"로 표시된 라인은 일반적으로 DC 링크로 알려져 있고 및 커패시터(38)는 DC 링크 커패시터로서 알려져 있다.
DC 링크 상에 어떠한 부하도 존재하지 않을 경우, 커패시터(38)는 연속적인 전압 사이클에 의해 상기 사인파 공급기(30)의 전압 피크치까지 충전된다. 따라서, 커패시터(38)는 적어도 공급기의 피크치 전압으로 규격화되어야 한다. 저항성 부하가 인가되고, 공급기 전압이 커패시터 전압 미만으로 될 경우, 커패시터(38)로부터 에너지가 취출된다. 정류된 공급기 전압이 커패시터 전압 이상으로 승압될 때, 커패시터(38)는 충전된다.
커패시터(38)의 크기와, 부하에 의해 취출된 전류량은 상호 작용한다. 일반적으로, 커패시터의 크기는 커패시터가 부하를 공급하는 동안 DC 링크 상에 비교적 적은 양의 강하가 있도록 조정된다. 도 5에는 통상적인 크기를 갖는 커패시터에 대한 정류 전압과 DC 링크 전압이 도시되어 있고, DC 링크 전압은 거의 일정하게 유지되고 있다. 공급기로부터의 전류의 모양은 DC 링크 커패시터의 크기뿐 아니라 소스 임피던스의 크기 및 특성에 좌우되기 때문에 복잡하다. 커패시터(38)가 매우 크고(전압 리플이 효과적으로 제로일 정도), 공급기 임피던스가 무시해도 좋을 정도인 경우, 전류 대 시간의 플롯은 정류된 전압 파형과 유사한 플롯의 피크상에 집중된 매우 큰 스파이크(spike)를 갖는다. 실제, 어떤 공급 임피던스가 항상 존재하여 전류 펄스폭을 넓히기 때문에 그 크기를 감소시킨다. 그럼에도 불구하고, 정류기는 높은 피크치 전류를 운반하도록 규격화되어야 한다.
도 5에는 시간을 함수로 하는 공급기 전류의 일반적인 형태가 도시되어 있는데, 여기서, 전체 사이클의 상당 부분 동안 전류가 제로로 된다. 이것은 전체 회로의 역률에 좋지 않은 영향을 미친다. 역률은 회로에 공급된 겉보기 전력(즉, 전압-전류)과 부하에 공급된 실제 전력과의 비율로 정의된다. 공급 임피던스가 낮을 경우, 통상적으로 역률은 약 0.5이다. 공급기에 인덕턴스가 더해지는 경우, 전류 펄스폭이 증가되는 것이 가능하기 때문에 역률을 증가시키지만, 약 0.65의 값은 실제적이고 비용 효율면에서 제약을 받을 것으로 고려되어진다.
이러한 낮은 역률은 2가지 이유로 전기 장치의 설계시에 문제를 발생시킨다. 첫째, 공급기는 역률이 다른 어떤 수단에 의해 보정되어야 하는 경우에서 취출될 수 있는 역률의 최소 한계값을 가질 수 있다. 둘째, 가정용 전력 공급 아웃렛으로부터 동작 가능한 전자 기기에 대해 고정된 전류 한계값이 있는데, 예를 들면, 미국에서는 가정용 공급 장치가 종종 120V, 15A로 제한된다. 이것은 1800W의 공칭 전력이 단일한 전력 요소에서 취출될 수 있도록 하지만, 역률이 감소할 경우 전력이 비례하여 작아진다(통상적으로, 도 4의 회로에서 사용하는 1000W). 이러한 이유로 인해, 주어진 부하의 역률을 증가시키도록 하는 역률 보정(PFC) 회로가 개발되고 있다. EP-A-0805548(sugden)에는 여러 능동 역률 보정 회로가 개시되어 있다. 그들은 통상적으로 정류기의 출력 양단에 놓여진 스위치를 사용하여 공급기에서 취출된 전류를 변조하고, 이 전류가 공급 전압의 위상과 파형을 추종하도록 하기 때문에 "능동" 회로로 알려져 있다. 그러나, 이 회로들이 역률을 크게 향상시킬 수는 있지만, 비용이 많이 들고 크기가 커 다루기 힘들다. 따라서, 특히 가정용으로 저렴하고 보다 소형인 회로가 요구되고 있다.
능동 PFC뿐만 아니라 수동 PFC 회로도 공지되어 있다. 이것은 능동 스위치를 사용하지는 않지만, 수동 성분의 조합을 채택하여 역률을 개선한다. 이러한 회로가 "Improved Valley-Fill Passive Power Factor Correction Current Shaper Approches IEC Specification Limits" (PCIM Journal, Feb 1998, pp 42-51, Sum, KK)에 개시되어 있다. 이 회로가 도 6에 도시되어 있고, 도 4를 참고로 설명된 공급기(30)와 브릿지 정류기(36)를 포함한다. 그러나, 이 경우, 직렬 조합은 브릿지 정류기(36)의 단자(B, D)에 접속될 때, 음극을 통해 다른 커패시터(C2)에 접속된 다이오드(D3)의 양극에 접속되어 있는 커패시터(C1)를 포함하게 된다. 다른 다이오드(D1)의 음극은 커패시터(C1)와 다이오드(D3)의 사이에 접속되고, 다이오드(D1)의 양극은 DC 링크의 -V라인에 접속되어 있다. 다른 다이오드(D2)의 양극은 커패시터(C2)와 다이오드(D3)의 사이에 접속되고, 다이오드(D2)의 음극은 DC 링크의 +V라인에 접속되어 있다.
도 6의 회로의 공급 전압이 피크치에 도달할 때, 충전 전류가 정류기(36)를 통해 "C1", "D3" 및 "C2"의 직렬 접속으로 흐를 수 있다. 이 커패시터는 정류된 피크치 전압의 1/2로 각각 정해진다. 저항성 부하(RL)가 인가될 때, "D1" 및 "D2"의 작용으로 "C1" 및 "C2"가 병렬 접속이 되어, 정류 전압이 피크치 전압의 1/2으로 떨어질 때, 부하가 2개의 커패시터로부터 공급된다. 정류 전압이 피크치 전압의 1/2 이상이 될 때, 부하는 정류기로부터 직접 공급된다. 도 7에 그 전압 파형이 도시되어 있다. 따라서, 회로는 전압 펄스 사이의 골 또는 골짜기 모양의 골 부분을 채우기 때문에 "밸리 필(valley-fill)"이라 한다.
커패시터가 전압의 피크 부분에까지 완전히 충전된다고 가정하면, 커패시터는 공급 전압이 피크치의 1/2로 떨어질 때, 즉 150°에서, 전류를 공급하기 시작한다. 커패시터 전압의 강하를 무시하면, "D1" 및 "D2"가 역 바이어스될 때 커패시터는 1/2 피크치 전압의 다음 값에서, 즉, 30°에서 전류 공급을 중단하게 된다. 이들 각 사이에서 부하에 대한 전류가 정류기(36)로부터 전부 공급된다. 커패시터의 전압 강하가 거의 없게 되면, 충전 전류는 도 7에 도시된 복합 전류 파형을 나타내면서 피크치 전압 주위로 집중된다. 그러나, 커패시터 크기 면에서 경제적인 이득을 얻기 위해서는 어느 정도 강하를 수용해야 하기 때문에 충전 스파이크는 분산되고 정류기(36)는 30°보다 빨리 전도된다.
도 6의 회로에 대해 2가지 점을 주목해야 한다. 첫째, 공급 전류는 도 4의 통상적인 회로보다 나은 분산성을 갖기 때문에, 낮은 고조파 성분을 갖게 된다. 이로 인해 역률이 향상된다. 둘째, 커패시터(C1, C2)는 공급 전압의 1/2로만 정해지고 "골" 동안만 부하 전류를 공급한다. 이로 인해 소형의 커패시터를 이용할 수 있게 되고 비용면에서 경제적인 회로를 형성할 수 있게 된다.
그러나, 상술한 Sum의 논문에서, 도 6의 회로가 역률을 향상시키는 데 좋지만, 에너지를 공급기로 되돌리지 못하는 소형의 저항성 부하에만 적합할 뿐이다(p44 참조). 예로서, Sum은 전압 더블러를 추가하여 형광성 광 부하와 함께 이용될 수 있도록 기본 회로를 구성하는 방법을 설명하고 있다. 이것은 역률을 더욱 향상시키지만 효율성을 떨어뜨린다. 이것은 전력 조절 회로의 높은 효율성을 필수적으로 요구하는 스위치 릴럭턴스 드라이브에는 적절하지 못하다.
스위칭 주파수가 메인 공급기 주파수와 다른 스위치형 부하(저항성 또는 유도성) 부하에 대해, 도 6의 밸리 필 회로는 거의 값이 없는 회로로 간주된다. 이것은 공급 임피던스의 인덕턴스가 있기 때문이며, 인덕턴스는 부하로의 전류가 방해될 때마다 커패시터 전류를 상승시킨다. 충분한 충전이 "밸리 필" 주기동안 커패시터로부터 이루어지는 것이 보장되지 못하기 때문에, 이 메커니즘은 과도한 커패시터 전압에 도달되고, 그 결과 커패시터가 파괴될 수 있다. 초소형 드라이브에서는 커패시터 전압의 상승을 수용할 수 있지만, 상술한 문제를 극복하기 위한 대형 드라이브에서의 커패시터의 크기 증가는 저비용 및 효율적인 회로를 실현할 수 없게 한다.
상기한 바와 같이, 스위치 릴럭턴스 드라이브는 매 동작 사이클 부분동안 공급기로 에너지를 되돌려보내는 유도성 스위치 부하이다. 종래의 제어 방법을 이용하여 동작되고 도 6의 회로에 접속되는 경우, 이 되돌아오는 에너지는 공급 인덕턴스를 갖는 상기한 문제에 추가되어 커패시터에 추가 스트레스를 가하게 된다. 도 4의 종래의 공급 회로에서는, 정류기가 되돌아오는 에너지를 수용할 수 없다 하더라도 통상적으로 DC 링크 커패시터가 문제없이 에너지를 흡수할 만큼 크기 때문에 문제가 되지 않는다. 밸리 필 회로는 역률이 잠재적으로 개선된다는 점에서 이점을 갖고 있지만, 상기한 바와 같이 이와 관련된 소형 커패시터가 장치로부터 되돌아오는 에너지 및 공급 인덕턴스로부터의 에너지를 처리할 수 없다. 따라서, 스위치 릴럭턴스 드라이브를 가지고 성공적으로 동작할 수 있는 PFC 회로에 대한 요구가 제기된다.
본 발명의 목적은 고역률에서 공급기로부터 전력을 취출할 수 있는 비용이 효율적이고, 높은 전력의 스위치 릴럭턴스 드라이브를 제공하는 것이다.
본 발명의 하나의 관점에 따르면, 청구항 1에 기재된 스위치 릴럭턴스 드라이브가 제공된다. 본 발명의 바람직한 몇 가지 특징은 청구항 1의 종속항에 구체화되어 있다.
본 발명의 다른 관점에 따르면, 청구항 9에 기재된 스위치 릴럭턴스 드라이브를 동작시키는 방법이 제공된다. 본 방법의 바람직한 몇 가지 특징은 종속항에 구체화되어 있다.
본 발명은 다양한 방법으로 실용화될 수 있으며, 그 중 몇 가지가 실시예 및 첨부된 도면을 참고로 하여 설명될 것이다.
도 8에는 다상 스위치 릴럭턴스 드라이브의 변환기 회로(69)에 적용되는 도 6의 밸리 필 회로(67)가 도시되어 있다. 이 경우, 상기 장치는 2상을 갖고 있고 적절한 전력 스위치(71, 72, 76, 77)가 권선(16)에 접속되어, 권선(16)을 적절한 시간에 DC 링크 양단에서 스위칭되도록 한다.
예를 들면, 상기한 스테판슨 논문에서 스위치 릴럭턴스 머신을 동작시키는 통상의 방법은 속도와 부하를 함수로 하여 도 3의 (a)의 전도각(θc)을 조정하는 것이다. 따라서, θc의 1/2 속도치는 위상의 여자 사이클의 각도 주기의 약 20%가 될 수 있다. 속도가 드라이브에 대한 최대치까지 상승할 때, 상기 전도각은 최대치를 향해 증가될 수 있으며, 종종 각도 주기의 약 45%로 선택될 수 있다. 이에 대한 정확한 관계는 종종 속도를 함수로서 룩업 테이블에 저장된다. 이것은 도 3의 (b)에 도시된 위상 권선에서 '단일 펄스'로 불리는 파형 및 도 3의 (c)에 도시된 역파형을 발생시키는 효과가 있다. 역전류는 DC 링크 커패시터에 의해 흡수되어야만 한다.
도 8의 회로는 서로 180°이격되어 스위치 온되는 2상을 제공한다. 정규의 단일 펄스 모드에서 스위치 온될 때, 각 위상은 도 3의 (b)의 일반적인 형태의 전류를 갖고 있다. 이들이 결합할 때, 상기 DC 링크의 전류는 도 10의 (a)에 도시된 파형을 갖는다. 이것은 2가지 이유에 의해 도 8의 회로 동작을 불안정하게 한다. 첫째, 사이클에서의 점 "A"에서 유한값으로부터 제로로의 가파른 전류의 스위칭은 공급 인덕턴스와 관련된 문제를 초래할 수 있다. 공급 인덕턴스를 통해 흐르는 공급 전류는 DC 링크 상의 전압을 상승시킬 수 있다. 이것은 DC 링크 상에 나타나는 대략의 전압을 도시하는 도 9의 큰 전압 스파이크로 도시되어 있다. 상기 전압은 에너지가 공급 인덕터에 축적되어 커패시터(C1, C2)에 전달될 때까지 상승할 것이다. 둘째, 상기 커패시터가 장치로부터 되돌아오는 에너지를 전부 흡수하게 되면, 점 "A"와 점 "B" 사이의 DC 링크 상의 역전류는 커패시터의 전압을 더 현저하게 증가시킨다. 높은 전압 피크치(공급 전압 피크치의 두 배)는 커패시터의 설계를 어렵게 한다. 상기 공급 전압은 도 9에 도시된 대략의 형태를 이루게 되며, 여기서, 상기 공급 전압이 제로에서 어떤 주기 및 많은 불연속점을 갖으며, 악화된 역률을 갖고 있음을 알 수 있다. 설명을 명료히 하기 위하여, 도 9는 공급 전류의 단 하나의 사이클 및 DC 링크 전압의 대응 변화를 나타내고 있다. 따라서, 밸리 필 회로는 통상의 방법으로 동작되는 스위치 릴럭턴스 드라이브에 사용되기에는 부적합하다. 그러나, 언제든지 항상 하나 이상의 위상이 스위치 온되도록 장치가 동작되면, 그 위상은 다른 위상에 의해 되돌려지는 공급 인덕턴스와 연관된 어떠한 에너지도 흡수할 수 있도록 도와준다. 이를 도 10의 (b)의 단일 펄스 파형으로 도시하는데, 여기서, 각 위상은 정확히 1/2 사이클에서 스위치 온된다. 상기 변환기 전류에 되돌려지는 일부 네트 에너지가 여전히 존재한다 하더라도 이 에너지는 도 10(a)의 것보다 많이 작기 때문에 큰 전압 스윙(swing)없이도 상기 커패시터(C1, C2)에 의해 수용될 수 있다. 도 11에는 대응하는 DC 링크 전압 및 공급 전류가 도시되어 있고, 여기서 도 9와 비교할 경우 공급 전류 형태에서 상당한 개선을 볼 수 있다. 상기 드라이브의 역률은 상당히 개선된다.
요약하면, 상기 장치의 위상이 스위치 온되어 상기 DC 링크로부터의 하나 이상의 위상 취출 전류가 존재하고, 상기 DC 링크로부터 취출된 전류가 실질적으로 항상 포지티브라면, 이후 상기 드라이브의 역률은 최적화될 수 있다.
상기 스위치 릴럭턴스 머신의 동작 방법은 종래 방법에 반하여 행해진다. 일반적으로, 성능 및 효율성을 최적화하기 위하여, 본 장치는 속도와 관계없이 일정한 완전 "개방" 각도 보다는 속도 및 부하에 의존하는 전도각을 갖고 동작되어야 하는 것으로 간주한다.
상기 회로의 상세한 동작은 다음과 같다. 상기 변환기 회로(69)의 스위치가 턴 오프되어 하나의 위상을 디에너자이즈(deenergise)시키고, 다른 위상이 동시에 스위치 온 될 때, 상기 커패시터(C1, C2)는 순방향 바이어스가 걸린 "D3"의 작용에 의해 직렬로 접속되며, 상기한 바와 같이 출사하는 모터 위상 및 공급기로부터 충전된다.
이것은 장치로부터 되돌아오는 에너지가 높은 dc 링크 전압이 되는 것을 보장한다. 또, 다른 위상이 동시에 스위치 온되기 때문에 상기 작용은 또한 다음 위상에서 장치의 초기 여자가 높은 전압에서 시작되는 것을 보장한다. 이들 인자 모두는 스위치 릴럭턴스 머신이 특히 고속으로 동작할 때 바람직한 것으로 알려져 있다. 그러나, 이 설비는 도 4의 DC 링크가 에너지 공급 및 에너지 귀환 모두 동일한 고정 전압으로 연관될 정도로 실질적으로 일정하기 때문에, 장치가 도 4에 도시된 회로와 같은 표준 회로에 접속될 때에는 유용하지 않다.
본 발명은 스위치 릴럭턴스 드라이브의 많은 동작 사이클이 메인 공급기(예를 들면, 도 11에 도시된)의 한 사이클내에서 발생되는 경우 가장 바람직하다. 이것은 고속으로 낮은 극수의 장치를 동작시키거나 또는 저속으로 높은 극수의 장치를 동작시킴으로써 달성된다.
도 10의 (b)의 단일 펄스 파형은 드라이브에 의해 취출된 최대 전력에 대응한다. 드라이브의 전력 출력을 감소시키는 종래의 방법은 전도각을 감소시켰다. 상기한 바와 같이, 이것은 커패시터(C1, C2)의 과전압을 초래할 수 있어 바람직하지 못하게 된다. 그러나, 항상 하나 이상의 위상에서 전도 상태가 유지되어야 하는 요구는 완전 개방 전도각, 다시 말하면 180°의 전도각을 계속 유지하는 동안, 전류의 쵸핑 제어를 이용함으로써 낮은 출력 전력에서 충족될 수 있다.
상기한 스테판슨 논문에서 설명한 바와 같이, 두 개의 원리적인 쵸핑 방법이 있다. 가장 간단한 방법은 위상 권선과 연관된 2개의 스위치, 예를 들면 도 8의 스위치(71, 72)를 동시에 개방시키는 것이다. 이것은 각 쵸핑시 에너지가 장치로부터 DC 링크로 되돌아오도록 한다. 이것은 때때로 하드 쵸핑(hard chopping)으로 불리운다. 다른 선택적인 방법은 전류가 권선(16), 다른 스위치(72) 및 다이오드(74)에 의해 형성된 루프 주위를 순환하거나 또는 자유롭게 움직이도록 하면서, 상기 스위치 중의 하나만, 예를 들면 "71"을 개방시키는 것이다. 이것은 프리휠 쵸핑(freewheel chopping) 또는 소프트 쵸핑(soft chopping)으로 불리운다. 이러한 제어 모드에서, 어떠한 에너지도 각 위상 주기의 종료때까지 DC 링크로 되돌아오지 않는다.
도 10의 (c)에는 5개의 쵸핑 사이클이 단일 전도 사이클에 사용되는 소프트 쵸핑 제어 모드에서의 통상적인 변환기 전류가 도시되어 있다. 상기 되돌아오는 전류는 매우 작으며, 커패시터(C1, C2)에 의해 용이하게 처리된다. 이러한 쵸핑 제어 방법은 (공급 전류가 상당히 불연속적이기 때문에) 드라이브의 전체 역률을 열화시키지만, 상기 모드는 절대적인 전류 레벨 상의 제한이 일반적으로 문제시되지 않는 저전력에서만 이용된다.
상기한 설명으로부터, 도 8의 회로가 그 역률이 드라이브로부터 최대 전력 출력에서 최대로 되도록 동작되게 하는 스위치 릴럭턴스 드라이브에 대한 제어 방식을 구현할 수 있다. 실제, 1650W의 가전 제품이 120V 15A 공급기로부터 동작될 때 0.9이상의 역률이 얻어질 수 있다. 또한, 저전력에서의 동작(감소된 역률임에도 불구하고)이 공급 전류 한계값내에서 실현될 수 있다.
상기한 실시예는 2상 스위치 릴럭턴스 드라이브를 이용하지만, 증가된 수의 위상일수록 DC 링크로부터 취출된 네트 전류가 항상 존재하는 것을 보다 쉽게 보장하기 때문에, 어떠한 많은 수의 위상도 이용할 수 있다.
본 발명을 벗어나지 않고 구성의 변형이 이루어질 수 있다. 따라서, 상기한 여러 실시형태는 예를 들어 설명하기 위한 것일 뿐 본 발명을 한정하기 위한 것이 아니다. 또한, 상기한 동작에 대한 상당한 수정없이도 변환기 회로에 대한 소수의 변형이 이루어질 수 있다.
상기한 바와 같이 본 발명에 따르면, 장치의 위상이 스위치되어 상기 DC 링크로부터의 단상 인출 전류가 존재하고 상기 DC 링크로부터 취출된 전류가 실질적으로 항상 포지티브이며, 따라서 상기 드라이브의 역률이 최적화될 수 있다.

Claims (11)

  1. 다상(polyphase) 스위치 릴럭턴스 머신과;
    AC 공급 DC 링크의 역률을 향상시키기 위한 역률 보정 회로와;
    상기 역률 보정 회로에 접속되어 상기 AC 공급 DC 링크로부터 상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신에 전력을 공급하고, 항상 상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신의 하나 이상의 위상에서 전도 상태를 유지하는 전력 변환기
    를 포함하는 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  2. 제1항에 있어서, 상기 역률 보정 회로는 수동 회로인 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  3. 제2항에 있어서, 상기 역률 보정 회로는 커패시턴스와 다이오드의 조합을 포함하는 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  4. 제3항에 있어서, 상기 역률 보정 회로는,
    상기 AC 공급 DC 링크의 양의 공급 라인과 제1 다이오드의 양극과의 사이에 접속된 제1 커패시터와, 상기 AC 공급 DC 링크의 음의 공급 라인과 상기 제1 다이오드의 음극과의 사이에 접속된 제2 커패시터를 포함하며,
    상기 제1 커패시터와 상기 제1 다이오드와의 사이에는 제2 다이오드의 음극이 접속되고, 상기 제2 다이오드의 양극은 상기 AC 공급 DC 링크의 음의 공급 라인에 접속되며, 상기 제2 커패시터와 제1 다이오드와의 사이에는 제3 다이오드의 양극이 접속되고, 상기 제3 다이오드의 음극은 상기 AC 공급 DC 링크의 양의 공급 라인에 접속되는 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전력 변환기는 상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신에 공급되는 전류를 쵸핑하는 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  6. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신은 선형 머신인 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  7. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신은 회전형 머신인 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  8. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신은 2상(two phase) 머신인 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브.
  9. 다상 스위치 릴럭턴스 머신 및 AC 공급 DC 링크의 역률을 향상시키기 위한 역률 보정 회로를 구비하며, 상기 AC 공급 DC 링크가 전단에 접속된 스위치 릴럭턴스 드라이브를 동작시키는 방법에 있어서,
    상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신의 하나 이상의 위상에서 전도 상태를 유지하는 단계를 포함하는 스위치 릴럭턴스 드라이브 동작 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 다상 스위치 릴럭턴스 머신에 인가된 전류를 쵸핑하는 단계를 더 포함하는 스위치 릴럭턴스 드라이브 동작 방법.
  11. 제9항 또는 제10항에 있어서, 상기 역률 보정 회로는 수동 회로인 것인 스위치 릴럭턴스 드라이브 동작 방법.
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