CN1093333C - 具有高功率因数的切换式磁阻驱动器 - Google Patents

Abstract

一种多相切换式磁阻驱动器，由一个无源功率因数校正电路供电。切换电机的相位，从而总是有一相来自直流链的抽取电流，并且从直流链抽取的电流基本上总是正的。

Description

具有高功率因数的切换式磁阻驱动器

本发明涉及一种切换式磁阻驱动器系统。更具体地说，涉及一种配置成以高功率因数从电源抽取电流的切换式磁阻驱动器系统。

切换式磁阻电机的特性和操作在先有技术中是熟知的，并且例如描述在Stephenson和Blake的“切换式磁阻电动机和驱动器的特性、设计和应用(The Characteristics，Design and Application ofSwitched Reluctance Motors and Drives)”(PCIM’93，Nurnberg，1993年6月21-24日)中，该文章在此引入作为参考。

图1以示意形式表示一种布置成驱动一个负载19的典型切换式磁阻驱动器。该驱动器包括一个带有一个定子和一个转子的切换式磁阻电动机12、一个功率转换器13和一个电子控制单元14。驱动器从直流电源11供电，直流电源11可能是一个电池、或整流和滤波交流电源。由电源11提供的直流电压跨过电动机12的相绕组16由一个功率转换器13在电子控制单元14的控制下切换。

图2表示在控制相绕组16激励的功率转换器13中的典型切换电路。在该电路中，一个开关21连接在电线的正端子与绕组16的一端之间。连接在绕组16另一端与电源负端子之间的是另一个开关22。在开关22与绕组16之间连接有一个二极管23的阳极，二极管23的阴极连接到电源的正极线上。在开关21与绕组16之间连接有另一个二极管24的阴极，二极管24在其阳极处连接到电源的负极线上。开关21和22起把相绕组16连接到直流电源上和与之脱开的作用，从而能激励或脱开绕组16。

切换电路的多种其他配置在先有技术中是熟知的，一些在以上引用的Stephenson和Blake的论文中讨论。

为了驱动器的适当操作，切换必须正确地与转子的转动角度同步。一般采用一个转子位置检测器15，来供给与转子角位置相对应的信号。转子位置检测器15的输出可以用来产生一个速度反馈信号。

转子位置检测器15可以具有多种形式。例如，它可以具有硬件的形式，如图1中示意表示的那样，或由驱动器系统的其他参数计算位置的软件算法的形式，如在EP-A-0573198(Ray)中描述的那样。在一些系统中，转子位置检测器15可能包括一个转子位置传感器，该传感器提供每当转子转动到一个其中需要在转换器13中的装置的不同切换排列的位置时、改变状态的输出信号。

切换式磁阻驱动器基本上是一种其特征在于相绕组16中的电压和电流与在常规电机中发现的那些大不相同的可变速度系统。图3(a)表示由控制器施加到相绕组16上的典型电压波形。在一个预定转子角度处，通过接通转换器13中的开关21和22、和对于给定传导角度θ_c施加恒定电压而施加电压。电流从零升高，一般到达一个峰值并且稍微下降，如图3(b)中所示。当已经通过θ_c时，转换器13中的开关断开，并且能量返回二极管23和24的作用使跨过绕组安置负电压，在电机中产生磁通，并因此电流衰减到零。然后有一个零电流阶段，直到循环重复。显然在θ_c期间相位从电源抽取能量，并且此后把较少的量返回电源。随后图1中表示为11的电源需要是一个低阻抗源，该低阻抗源在其工作循环的部分期间能够接收返回的能量。图3(c)表示在能量供给阶段期间由转换器13供给到相绕组16的电流、和在能量返回阶段期间流回转换器13的电流。

一般，通过整流交流电源实现图1的直流电源11，如图4中所示，其中电源30表示为串联有一个源阻抗34的交流电压源32。在大多数情况下，阻抗34主要是电感性的。该电感能通过添加串联的另外电感性元件而增大。提供一个带有四个端子A、B、C和D的整流器桥36，整流器桥36的两个端子A和C连接到电源30上，另两个端子B和D跨过一个电容器38连接。整流器桥36整流电源的正弦电压，并且其输出电压由电容器38滤波。与电容器38和整流器桥36并联连接的是一个切换式磁阻驱动器39(示意地表示)，一般包括图1中的块12、13和14。

图4中标记有+V和-V的线一般称作直流链，而电容器38称作直流链电容器。

在直流链上没有任何负载存在时，电容器38由电压的连续循环充电到正弦电源30的峰值电压。电容器38的额定值因此必须至少定为电源电压的峰值。随着施加电阻性负载，并且当电源电压低于电容器电压时，从电容器38抽取能量。当整流后的源电压升高到电容器电压以上时，对电容器38充电。

电容器38的大小和由负载抽取的电流量相互作用。一般，电容器的大小定为，当电容器正在向负载供电时，直流链电压上有较小的下降量。图5表示整流电压和用于典型大小的电容器的直流链电压，由该图能看到直流链电压近似保持为常数。来自电源的电流形状是复杂的，因为它不仅取决于直流链电容器的大小，而且也取决于源阻抗的大小和特性。如果电容器38非常大(从而电压脉动事实上为零)并且电源阻抗是可忽略的，则电流相对于时间的曲线具有一个集中在整流电压波形的类似曲线的峰值上的非常大尖峰。在实际中，一定的电源阻抗总是存在的，并且具有加宽电流脉冲宽度、和因而减小其幅值的效果。尽管如此，整流器必须定为传送高峰值电流。

作为时间函数的电源电流的一般形式表示在图5中，其中应该注意，在整个循环的有意义的部分期间电流为零。这对整个电路的功率因数有不利的影响。功率因数定义为供给到负载的有功功率与供给到电路的视在功率(即伏特-安培)的比值。对于低电源阻抗，功率因数一般在0.5左右，借助于添加到电源上的阻抗，有可能增大电流脉冲的宽度，并因而增大功率因数，但是0.65左右的值一般认为是实际和成本有效的极限。

对于电气设备的设计者，这些低的功率因数由于两个原因能引起问题。首先，电源对能抽取的功率因数可能有最小的限制，在该情况下，功率因数必须由一些其他装置校正。第二，对于由家用电源出口操作的器具，有一个固定的电流限制：例如在美国，家用电源经常限制为120伏特下的15安。这允许以一的功率因数抽取1800瓦的标称功率，但在功率因数降低时成比例地减小(使用图4的电路一般为1000瓦)。由于这些原因，已经开发了功率因数校正(PFC)电路，以升高给定负载的功率因数。EP-A-0805548(Sugden)描述了各种有源功率因数校正电路。这些称作“有源”电路，因为他们一般使用一个跨过整流器输出的开关，以调制从电源抽取的电流，并且强迫它跟随电源电压的相位和波形。然而，尽管这些电路能大大地改进功率因数，但他们昂贵且笨重。需要一种较便宜和较小的电路，特别对于家用器具。

除有源PFC电路之外，无源PFC电路也是已知的。这些不使用有源开关，而是采用无源元件的组合来改进功率因数。在PCIMJournal，1998年2月，pp 42-51，Sum，KK.“(Improved Valley-FillPassive Power Factor Correction Current Shaper Approaches IECSpecification Limits)”中，描述了一种这样的电路。该电路表示在图6中，并且包括参照图4描述的电源30和整流器桥36。然而，在这种情况下，跨过整流器桥36的端子B和D连接，有一种包括连接到二极管D3的阳极上的一个电容器C1的串联组合，二极管D3经其阴极连接到另一个电容器C2上。连接在电容器C1与二极管D3之间的是另一个二极管D1的阴极，二极管D1的阳极连接到直流链的-V线上。连接在电容器C2与二极管D3之间的是又一个二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接到直流链的+V线上。

当图6电路的电源电压达到其峰值时，充电电流能够流经整流器36进入C1、D3和C2的串联连接。每一个电容器的额定值定在整流电压峰值的一半处。当施加一个电阻性负载R_L时，D1和D2的作用是并联连接C1和C2，从而当整流电压下降到峰值的一半时，负载由两个电容器供电。当整流电压高于其峰值的一半时，负载直接由整流器供电。图7表示电压波形。电路因而部分填充电压脉冲之间的槽或谷，因此称作“谷填充”。

假定电容器完全由电压的峰值部分充电，当电源电压下降到其峰值的一半，即在150°处时，他们开始供给电流。忽略在电容器中的任何电压降，当D1和D2成为反向偏置时，他们在一半峰值电压的下一个值处，即在30°处，停止供给电流。在这些角度之间，用于负载的电流完全由整流器36供给。如果电容器具有很小的电压降，那么他们的充电电流集中在峰值电压周围，给出图7中所示的组合电压波形。然而，在实际中，允许一定的下降以得到电容器大小的经济性，从而充电尖峰伸开，并且整流器36早于30°导通。

关于图6的电路应该注意两点。首先，电源电流比对于图4的常规电路较好地伸开，并因此具有低的谐波含量。这导致功率因数得以改进。第二，仅对于电源电压的一半确定电容器C1和C2，并且他们仅在“谷”期间供给负载电流。这允许使用较小的电容器，并且导致电路比较经济。

在以上引用的Sum的论文中，解释了图6的电路对改进功率因数是有效的，但仅适于小的、不把能量返回电源的电阻性负载(同上，p44)。作为一个例子，Sum描述了基本电路如何通过添加一个倍压器能适用于荧光灯负载。这进一步改进了功率因数，但以牺牲效率为代价。这对于切换式磁阻驱动器是不适当的，其中功率调节电路的高效率是必需的。

对于其中切换频率不同于交流电源频率的切换负载(电阻性的或电感性的)，认为图6的谷填充电路没有什么价值。这是因为电源阻抗中电感的存在，一旦中断至负载的电流，电源阻抗就迫使电容器电压升高。由于没有保证在“谷填充”阶段期间从电容器取出足够的电荷，所以该机理可能导致过高的电容器电压和最终电容器失效。而电容器电压的升高可能在非常小的驱动器中调节，但在较大驱动器中增大电容器尺寸以克服该问题，使实现低成本、高效率电路的目标不能实现。

如上所述，切换式磁阻驱动器是一个在每个工作循环部分期间把能量返回电源电路的电感性切换负载。如果使用控制的常规方法操作并且与图6的电路联接，则这种返回的能量增加了关于电源电感的上述问题，而进一步使电容器处于受力状态。就图4的常规电源电路而论，这不是问题，因为尽管整流器对返回能量是不接收的，但直流链电容器一般大得足以没有问题地吸收该能量。尽管谷填充电路在可能改进功率因数的意义上是有吸引力的，但与它相联的小电容器不能应付来自电机的返回能量、以及来自电源电感的能量，如以上所述的那样。因此，有对能与一种切换式磁阻驱动器一起成功操作的PFC电路的需要。

本发明的目的在于提供一种以高功率因数从电源抽取功率的低成本、大功率、切换式磁阻驱动器。

根据本发明的一个方面，提供有一种如权利要求1中规定的切换式磁阻驱动器。本发明的一些最佳特征在从属于权利要求1的权利要求规定。

根据本发明的另一个方面，提供有一种如权利要求9中规定的操作切换式磁阻驱动器的方法。该方法的一些最佳特征在从属权利要求中规定。

本发明能以几种方式实施，现在将通过例子且参考附图描述其中的一些方式，在附图中：

图1是一种典型先有技术切换式磁阻驱动器的示意图；

图2是一种标准切换布置的电路图；

图3(a)是施加到图1驱动器的一个相绕组上的电压的曲线，作为转子角度的函数；图3(b)是作为转子角度函数的生成相电流的曲线；图3(c)是在直流链中作为转子角度函数的电流波形的曲线；

图4是用于先有技术切换式磁阻驱动器的电源侧的等效电路；

图5是作为时间函数的图4电路的电压和电流的曲线；

图6是先有技术功率因数校正电路的图；

图7表示图6电路的电压和电流；

图8是其中实施本发明的一种切换式磁阻驱动器的等效电路；

图9是作为一种操作模式中的时间函数的图8电路的电压和电源电流的曲线；

图10(a)是当根据常规控制装置操作电机时作为角度函数的直流链中的电流的曲线；图10(b)是当根据本发明以单脉冲模式操作电机时作为角度函数的直流链中的电流的曲线；图10(c)是当根据本发明以斩波模式操作电机时作为角度函数的直流链中的电流的曲线；及

11表示当根据本发明操作时用于图8的驱动器的直流链电压和电源电流。

图8表示应用于一种多相切换式磁阻驱动器的转换器电路69的谷填充电路67。在这种情况下，电机具有两相，并且适当的功率开关71、72、76和77连接到绕组16上，以便以适当的次数跨过直流链切换他们。

操作切换式磁阻电机的通常方法，象例如在以上引用的Stephenson论文中讲授的那样，是调节图3(a)中作为速度和负载函数的导通角度θ_c。因而，在比如说半速度下，θ_c的值可能是该相激励循环的角周期的20％左右。随着速度升高到其用于驱动器的最大值，导通角也向最大值增大，经常选择为角周期的45％左右。准确关系经常存储在查阅表中作为速度的函数。这具有在如以前在图3(b)中所示的相绕组中产生所谓“单脉冲”波形、和在图3(c)中所示的反相波形的效果。反相电流必须由直流链电容器吸收。

图8的电路提供彼此相隔180°切换的两相。每一相当在正常单脉冲模式中切换时，具有图3(b)的一般形状的电流。当这些结合时，直流链中的电流具有图10(a)中所示的形式。这由于两个原因会导致图8电路的不稳定操作。首先，在循环中的点A处电流从一个限定值到零的突然切换，会引起与电源电感有关的困难。流经电源电感的电源电流会引起直流链上的电压升高。这由图9中的较大电压尖峰示出，图9表示出现在直流链上的近似电压。电压将升高，直到存储在电源电感器中的能量转移进电容器C1和C2中。第二，随着强迫电容器吸收从电机返回的所有能量，在点A与B之间的直流链上的电流反向会引起电容器电压的进一步、显著增大。高电压峰值(高达电源电压峰值的两倍)使电容器设计困难。电源电流具有图9中所示的近似形式，由图9能看到，它具有较差的功率因数，具有在零处的一些阶段和多个间断点。注意，为清楚起见，图9仅表示电源电流的一个循环、和直流链电压的相应变化。

因此显然，谷填充电路不适于供以常规方式操作的切换式磁阻驱动器之用。然而，如果操作电机，从而在任意时刻总是有至少一相接通，则该相能有助于吸收与电源电感有关的由其他相返回的任何能量。对于单脉冲波形这表示在图10(b)中，其中每相接通恰好半个循环。尽管在转换器电流中仍有一些净返回能量，但这比图10(a)中的要小得多，并且通常能由电容器C1和C2调节而没有大的电压波动。相应直流链电压和电源电流表示在图11中，其中当与图9比较时，电源电流波形的显著改进是明显的。大大地改进了驱动器的功率因数。

总之，如果切换电机的相位，从而总是有来自直流链的至少一相抽取电流，并且从直流链抽取的电流基本上总是正的，那么能优化驱动器的功率因数。

切换式磁阻电机的这种操作方法与常规教导相反。一般，为了最佳的性能和效率，认为电机应该用依赖于速度和负载的导通角度操作，而不是用恒定、与速度无关的“全开”角度操作。

电路的详细操作如下。当转换器电路69中的开关断开，以脱开一相，并且同时接通另一相时，电容器C1和C2通过正向偏置的D3的作用串联连接，并且由离开的电动机相位和上述的电源充电。这保证从电机返回的能量进入高直流链电压。况且，因为同时接通其他相，所以以上动作保证电机在这个下一相中的初始激励也来自高压。知道这两个因素都对切换式磁阻电机的操作是有益的，特别当在高速下操作时。然而，当电机连接到图4中所示之类的标准电路上时，该便利是不适用的，因为图4的直流链基本是恒定的，从而能量供给和能量返回都与相同的固定电压有关。

将能理解，当有切换式磁阻驱动器的多个操作循环发生在交流电源的一个循环中时(例如如图11中所示)，本发明是最有益的。这或者通过以高速操作低极数电机、或者通过以较低速度操作高极数电机实现。

图10(b)的单脉冲波形对应于由驱动器抽取的最大功率。减小驱动器功率输出的先有技术方法是减小导通角度。如以上解释的那样，这会引起电容器C1和C2的过电压，并且可能是不允许的。然而，通过使用电流的斩波控制，能在较低输出功率下满足在所有时刻保持至少一相导通的要求，同时保持全开导通角度，即180°电气角度。

如在以上引用的Stephenson论文中解释的那样，有两种主要的斩波方法。最简单的方法是同时打开与一个相绕组有关的两个开关，例如图8中的开关71和72。这引起在每次“斩波”时能量从电机返回到直流链。这有时称作“硬斩波”。另一种方法是仅打开开关之一，例如71，允许电流循环或绕由绕组16、另一个开关72和二极管74形成的环路续流。这称作“续流斩波”或“软斩波”。在这种控制模式中，直到每相阶段的末端，没有能量返回直流链。

图10(c)表示控制的软斩波模式中的典型转换器电流，其中在一个单导通循环中使用五个斩波循环。返回电流非常小，并且易于由电容器C1和C2处理。尽管这种斩波控制方法对驱动器的整个功率因数是有害的(因为电源电流显然是间断的)，但该模式仅在低功率下使用，其中一般不关心对绝对电流值的限制。

由以上描述，已经表明，对于一种切换式磁阻驱动器能实现一种控制方案，该切换式磁阻驱动器允许图8中所示电路这样操作，从而其功率因数在从驱动器输出的最大功率处为最大。在实际中，高于0.9的功率因数是可实现的，允许1650瓦的器具由120伏15安的电源操作。在电源电流极限内也能实现低功率下的操作(虽然具有减小的功率因数)。

以上描述的说明性实施例使用2相切换式磁阻驱动器，但也能使用任何较大相数，因为增大的相数使得较容易保证总是有从直流链抽取的净电流。

熟悉本专业的技术人员将会理解，在不脱离本发明的情况下，所公开的布置的变更是可能的。因而，几个实施例的以上描述仅通过例子进行，而不是为了限制的目的。对于熟悉本专业的技术人员，显然能对转换器电路进行微小的改进，而对于上述操作没有显著改变。

Claims (11)

1.一种切换式磁阻驱动器，包括：一个多相切换式磁阻电机；一个功率因数校正电路，用来改进一个交流馈电直流链的功率因数；及一个功率转换器，连接到用来把电力从直流链供给到切换式磁阻电机的功率因数校正电路上，功率转换器适于基本上总是保持多相切换式磁阻电机的至少一相导通。

2.根据权利要求1所述的切换式磁阻驱动器，其中功率因数校正电路是无源的。

3.根据权利要求2所述的切换式磁阻驱动器，其中功率因数校正电路包括电容和二极管的组合。

4.根据权利要求3所述的切换式磁阻驱动器，其中所述功率因数校正电路包括一个连接在直流链的一根正电源线与一个第一二极管的阳极之间的第一电容器、和一个连接在直流链的一根负电源线与第一二极管的阴极之间的第二电容器，其中在第一电容器与第一二极管之间连接有一个第二二极管的阴极，该第二二极管的阳极连接到直流链的负极线上，而在第二电容器与第一二极管之间是一个第三二极管的阳极，该第三二极管的阴极连接到直流链的正极线上。

5.根据以上权利要求任一项所述的切换式磁阻驱动器，其中功率转换器适于对供给到多相切换式磁阻电机的电流斩波。

6.根据以上权利要求任一项所述的切换式磁阻驱动器，其中多相切换式磁阻电机是一种线性电机。

7.根据权利要求1至5任一项所述的切换式磁阻驱动器，其中多相切换式磁阻电机是一种旋转式电机。

8.根据以上权利要求任一项所述的切换式磁阻驱动器，其中电机是一种两相电机。

9.一种操作切换式磁阻驱动器的方法，该切换式磁阻驱动器带有一个多相切换式磁阻电机、和一个用来改进连接到切换式磁阻驱动器的一个前端的交流馈电直流链的功率因数的功率因数校正电路，所述方法包括基本上保持多相切换式磁阻电机的至少一相导通。

10.根据权利要求9所述的方法，包括对施加到多相切换式磁阻电机上的电流斩波。

11.根据权利要求9或10所述的方法，其中功率因数校正电路是无源的。

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