TWI469479B - 被動式功率因數校正電路、應用其之電子裝置與其操作方法 - Google Patents

被動式功率因數校正電路、應用其之電子裝置與其操作方法 Download PDF

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Description

被動式功率因數校正電路、應用其之電子裝置與其操作方 法
本揭露是有關於一種被動式功率因數校正電路、其操作方法與應用其之電子裝置。
因為輸出濾波電容的存在，傳統橋式整流電路的輸入電流含有大量諧波失真，導致功率因數(power factor)低落且電流總諧波失真嚴重，進而影響輸入電源。故而，需要對傳統橋式整流電路進行功率因數校正。
功率因數校正電路依是否具有主動開關元件，可分為被動式(Passive)與主動式(Active)兩種。
主動式功率因數校正電路之功率因數可達0.99以上，電流諧波失真總量小於10%，輸入電壓範圍廣泛、輸出電壓穩定、磁性元件體積小以及不受輸出功率變動影響。
低頻式功率因數校正電路的主動開關的切換頻率為市電頻率的兩倍，藉以降低高頻成分電磁干擾的問題。藉由功率開關截止時間與導通時間的變化，低頻式功率因數校正電路可獲得不錯的功率因數值。低頻式功率因數校正電路具有高效率、控制簡單、不需要高速功率元件以及沒有高頻電磁干擾等優點。對於以變頻器為主的家電產品如冰箱、冷氣機等系統而言，低頻式功率因數校正電路可有效改善功率因數，降低電流諧波失真總量。
雖然被動式功率因數校正電路的功率因數低於主動式功率因數校正電路的功率因數，但被動式功率因數校正 電路仍然能使電路的功率因數提高到0.7~0.9，電流諧波失真總量降至50%以下。除此之外，被動式功率因數校正電路尚有不需主動開關元件、電路結構簡單、成本低廉以及無主動開關切換造成之電磁干擾問題等優點，至今仍然廣泛應用於中小功率的電子設備中。但被動式功率因數校正電路仍具有改善空間。
本揭露實施例係有關於一種被動式功率因數校正電路、其操作方法與應用其之電子裝置。
根據本揭露之一示範性實施例，提出一種被動式功率因數校正電路，包括：一直流電容，耦接至一整流電路，該直流電容被該整流電路之一直流電壓所充電；一輸入電容，耦接至該整流電路，該輸入電容被該整流電路之該直流電壓所充電；一輸出電容，耦接至一負載；一第一二極體，耦接至該輸入電容與該輸出電容；一第二二極體，耦接於該輸入電容與該輸出電容；以及一電感，耦接至該負載、該輸入電容與該輸出電容。該直流電容在一輸入交流電壓之半個週期內完成充電與放電。
根據本揭露之另一示範性實施例，提出一種電子裝置，包括：一濾波器，用以濾波一輸入交流電壓；一整流電路，耦接於該濾波器，用以對經濾波後之該輸入交流電壓進行整流成一直流電壓；一被動式功率因數校正電路，耦接於該整流電路；以及一負載，被該被動式功率因數校正電路所驅動。該被動式功率因數校正電路包括：一直流電容，耦接至該整流電路，該直流電容被該整流電路之該 直流電壓所充電；一輸入電容，耦接至該整流電路，該輸入電容被該整流電路之該直流電壓所充電；一輸出電容，耦接至該負載；一第一二極體，耦接至該輸入電容與該輸出電容；一第二二極體，耦接於該輸入電容與該輸出電容；以及一電感，耦接至該負載、該輸入電容與該輸出電容。該直流電容在該輸入交流電壓之半個週期內完成充電與放電。
根據本揭露之更一示範性實施例，提出一種被動式功率因數校正電路之操作方法與一種電子裝置之操作方法。該被動式功率因數校正電路之操作方法係使用上述之被動式功率因數校正電路。該電子裝置之操作方法係使用上述之電子裝置。該操作方法包括：對一輸入交流電壓濾波並整流，以得到一直流電壓；根據該直流電壓，決定該被動式功率因數校正電路之一工作模式；於一第一工作模式下，該直流電壓對該直流電容、該電感以及該輸出電容充電；於一第二工作模式下，該直流電壓對該直流電容、該輸入電容、該電感以及該輸出電容充電；於一第三工作模式下，該直流電壓停止對該直流電容與該輸入電容之充電，且該直流電壓與該直流電容的一跨電壓經過該電感對該輸出電容充電；以及於一第四工作模式下，該第二二極體導通，使得該輸入電容經過該第二二極體對該電感與該輸出電容充電。
為了對本案之上述及其他方面有更詳細的瞭解，下文特舉實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：
本揭露實施例之被動式功率因數校正電路至少包括多個電容、多個二極體以及至少一電感。在本揭露實施例之被動式功率因數校正電路中，讓電容在一輸入交流電壓之半個週期內完成充電與放電。在半個週期起始時，輸入電源可以對電容充電。而在半個週期結束前，電容所儲存之能量傳送於負載端釋放完成。如此一來，不但可增加整流二極體的導通時間也可減少導通電流，藉此改善電路之功率因數，也降低電容對於電路之功率因數之影響。
現請參考第1圖，其顯示根據本揭露實施例之被動式功率因數校正電路之電路示意圖。如第1圖所示，被動式功率因數校正電路係可接收來自輸入交流電壓Vac 經濾波整流後產生的直流電壓Vdc 。
濾波器(filter)用以濾波輸入交流電壓Vac 。整流電路110耦接於濾波器，用以對經濾波後之輸入交流電壓Vac 進行整流成直流電壓Vdc 。其中濾波器包括電感Lr 與電容Cr 。電感Lr 耦接於輸入交流電壓Vac 、電容Cr 與整流電路110。電容Cr 耦接於電感Lr 與整流電路110。
被動式功率因數校正電路，耦接於整流電路110。其中被動式功率因數校正電路包括：直流電容Cdc ；輸入電容C1 ；第一二極體D1 與第二二極體D2 ；電感L；與輸出電容C2 。被動式功率因數校正電路可驅動負載120。
輸入交流電壓Vac 經過濾波器的濾波並經過整流電路110(比如但不受限於橋式整流器)整流後，可得到具二倍頻成分之直流電壓Vdc 。
直流電容Cdc 耦接至整流電路110，譬如但不受限 於，直流電容Cdc 並聯於整流電路110。此外，直流電容Cdc 亦耦接至輸入電容C1 、第一與第二二極體D1 與D2 、電感L、輸出電容C2 與負載120。
在操作時，直流電容Cdc 可被直流電壓Vdc 所充電。儲存於直流電容Cdc 內的電能則可對電感L與輸出電容C2 充電。
輸入電容C1 耦接於整流電路110、直流電容Cdc 、第一與第二二極體D1 與D2 與電感L。在操作時，輸入電容C1 可被直流電壓Vdc 所充電。此外，儲存於輸入電容C1 內的電能則可透過第二二極體D2以對電感L與輸出電容C2 充電。輸入電流會隨著輸入電容C1 的釋能而緩慢減少。
第一二極體D1 耦接於輸入電容C1 與輸出電容C2 、第二二極體D2 、電感L與負載120。當第一二極體D1導通時，輸入電容C1 與輸出電容C2 可被直流電壓Vdc 所充電。
第二二極體D2 耦接於整流電路110、直流電容Cdc 、輸入電容C1 、輸出電容C2 、第一二極體D1 與負載120。當第二二極體D2導通時，儲存於輸入電容C1 內的電能可對輸出電容C2 與電感L充電。
電感L耦接於整流電路110、直流電容Cdc 、輸入電容C1 、第一二極體D1 、輸出電容C2 與負載120。電感L可被直流電壓Vdc 及/或直流電容Cdc 、及/或輸入電容C1 所充電。
輸出電容C2 耦接於整流電路110、直流電容Cdc 、第一與第二二極體D1 與D2 、電感L與負載120。輸出電容 C2 可被直流電壓Vdc 及/或直流電容Cdc 、及/或輸入電容C1 所充電。
首先為方便清楚說明本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路之工作原理，以下假設所有電路元件均為理想，而輸出電容C2 之電容值足夠大使輸出電壓V0 維持近似於一定值。另外，假設負載120為純電阻(但當知本揭露並不受限於此)。根據直流電壓Vdc ，可決定被動式功率因數校正電路之工作模式。本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路的工作原理敘述如下。
工作模式一(M1)
本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式一下之等效電路與信號波形圖請參考第2圖。
直流電壓Vdc 隨著輸入交流電壓Vac 增加而增加，一直到直流電壓Vdc 大於直流電容Cdc 的跨電壓且直流電壓Vdc 大於輸出電容C2 的跨電壓與電感L之電壓VL 之和。在此情況下，直流電壓Vdc 對直流電容Cdc 、電感L以及輸出電容C2 充電。
被動式功率因數校正電路於工作模式一時，其狀態方程式如下所示，其中Vm 為輸入交流電壓Vac 的峰值，Vo 為輸出電壓，iL 為電感電流，id 為經整流電路110整流後的輸出電流，以及R為負載120的阻抗值：Vac =Vm sin ωt (1)
Vdc =Vm |sin ωt| (2)
當直流電壓Vdc 持續增加至大於輸入電容C1 的跨電壓Vc1 與輸出電容C2 的跨電壓之和時，被動式功率因數校正電路進入工作模式二。
工作模式二(M2)
本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式二下之等效電路與信號波形圖請參考第3圖。
當直流電壓Vdc 增加至大於輸入電容C1 的跨電壓Vc1 與輸出電容C2 的跨電壓之和時，直流電壓Vdc 將經由第一二極體D1 對輸入電容C1 與輸出電容C2 充電。此時，直流電壓Vdc 對直流電容Cdc 、輸入電容C1 、電感L以及輸出電容C2 充電，等效電路與電流路徑如第3圖所示。
被動式功率因數校正電路於工作模式二時，其狀態方程式如下所示：
當輸入交流電壓Vac 到達最大值之後而減少時，直流電壓Vdc 會隨著輸入交流電壓Vac 減少而減少。故而，直流電壓Vdc 小於輸入電容C1 的跨電壓Vc1 與輸出電容C2 的跨電壓之和。此時，被動式功率因數校正電路即進入工作模式三。
工作模式三(M3)
第4圖顯示本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式三下之等效電路與信號波形圖。
當輸入交流電壓Vac 到達最大值之後而減少時，直流電壓Vdc 會隨著輸入交流電壓Vac 減少而減少。故而，當直流電壓Vdc 小於輸入電容C1 的跨電壓Vc1 與輸出電容C2 的跨電壓之和時，直流電壓Vdc 將停止對直流電容Cdc 與輸入電容C1 充電。此時，直流電壓Vdc 與直流電容Cdc 的跨電壓經過電感L對輸出電容C2 充電。工作模式三的等效電路與電流路徑如第4圖所示。
由第4圖可看出，以放電路徑來看，在工作模式三下的被動式功率因數校正電路可視為處於「串聯放電」，因為在放電的直流電容Cdc 與輸出電容C2 可視為串聯(輸出電容C2 放電給負載120)。
被動式功率因數校正電路於工作模式三時，其狀態方程式如下所示：
當直流電壓Vdc 小於輸入電容C1 的跨電壓Vc1 時，被動式功率因數校正電路進入工作模式四。
工作模式四(M4)
第5圖顯示本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式四下之等效電路與信號波形圖。
當直流電壓Vdc 小於輸入電容C1 的跨電壓Vc1 且輸入電容C1 的跨電壓Vc1 大於輸出電容C2 的跨電壓與電感L的電壓VL 之和時，第二二極體D2 會導通，使得輸入電容C1 經過第二二極體D2 對電感L與輸出電容C2 充電。
由第5圖可看出，以放電路徑來看，在工作模式四下的被動式功率因數校正電路可視為處於「並聯放電」，因為在放電的直流電容Cdc 與輸入電容C1 可視為並聯。
亦即，在本揭露實施例中，在輸入交流電壓Vac 之半個週期內(即工作模式一至工作模式四)，本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路由串聯放電變成並聯放電，如此可以消除漣波。
當直流電容Cdc 的跨電壓小於輸出電容C2 的跨電壓與電感L電壓VL 之和時，被動式功率因數校正電路完成一個直流電容Cdc 充放電週期(即半個輸入交流電壓Vac 之週期)之動作。
本揭露實施例之被動式功率因數校正電路於工作模式四時，其狀態方程式如下所示：
故而，由上述說明可知，在輸入交流電壓半個工作週期結束前，儲存於直流電容Cdc 內的電能可完全傳送至負載120。所以，由上述波形圖可看出，在下半個週期起始時，輸入電源可對直流電容Cdc 充電。不但可增加整流二極體的導通時間也可減少導通電流，藉此改善電路之功率因數，也降低輸出電容對於電路之功率因數之影響。
本揭露其他實施例更提供一種電子裝置，其包括上述實施例之被動式功率因數校正電路、濾波器、整流電路與負載。其細節可由上述說明而得知，故在此省略。
本揭露又一實施例更提供一種被動式功率因數校正電路之操作方法。本揭露又一實施例更提供一種電子裝置之操作方法。對一輸入交流電壓濾波並整流，以得到一直流電壓。根據該直流電壓，決定該被動式功率因數校正電路之一工作模式。如何根據直流電壓來決定工作模式之細節可如上所述，於此省略。在各工作模式下，被動式功率因數校正電路之操作之細節可如上所述，於此省略。
此外，於本揭露實施例之被動式功率因數校正電路中，改變此電路之導通時間可改變輸入功率或輸入電壓。 改變輸入交流電壓之頻率可改變輸出功率或輸出電壓。改變該些電容器之電容值可改變時間常數，以使得該些電容之充放電時間為所需值。改變電感器之電感值可改變時間常數，以使得電感之充放電時間為所需值。
由上述說明可知，本揭露實施例之被動式功率因數校正電路不易受到輸入電壓、輸入電壓頻率以及輸出功率的影響，仍然可以維持高功率因數校正效果。
本揭露實施例之被動式功率因數校正電路具有高效率(譬如但不受限於95.5%)、高功率因數(譬如但不受限於0.92)、高資源再利用率以及長壽命等特點。
由於本揭露實施例之被動式功率因數校正電路沒有主動開開元件，可降低因主動開關所造成之電磁干擾問題。
由於本揭露實施例之被動式功率因數校正電路沒有電解電容，故而，可延長電路使用壽命。
綜上所述，雖然本案已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本案。本案所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本案之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本案之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
L、Lr ‧‧‧電感
Cr 、Cdc 、C1 、C2 ‧‧‧電容
D1 、D2 ‧‧‧二極體
110‧‧‧整流電路
120‧‧‧負載
Vac ‧‧‧輸入交流電壓
第1圖顯示根據本揭露實施例之被動式功率因數校正電路之電路示意圖。
第2圖顯示本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式一下之等效電路與信號波形圖。
第3圖顯示本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式二下之等效電路與信號波形圖。
第4圖顯示本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式三下之等效電路與信號波形圖。
第5圖顯示本揭露實施例所提出之被動式功率因數校正電路於工作模式四下之等效電路與信號波形圖。
L、Lr ‧‧‧電感
Cr 、Cdc 、C1 、C2 ‧‧‧電容
D1 、D2 ‧‧‧二極體
110‧‧‧整流電路
120‧‧‧負載
Vac ‧‧‧輸入交流電壓

Claims (20)

  1. 一種被動式功率因數校正電路，包括：一直流電容，耦接至一整流電路，該直流電容被該整流電路之一直流電壓所充電；一輸入電容，耦接至該整流電路，該輸入電容被該整流電路之該直流電壓所充電；一輸出電容，耦接至一負載；一第一二極體，耦接至該輸入電容與該輸出電容；一第二二極體，耦接於該輸入電容與該輸出電容；以及一電感，耦接至該負載、該輸入電容與該輸出電容；其中，該直流電容儲存之電量在一輸入交流電壓之半個週期內釋放完成。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之被動式功率因數校正電路，其中，該輸入交流電壓被一濾波器所濾波並被該整流電路整流成該直流電壓。
  3. 一種電子裝置，包括：一濾波器，用以濾波一輸入交流電壓；一整流電路，耦接於該濾波器，用以對經濾波後之該輸入交流電壓進行整流成一直流電壓；一被動式功率因數校正電路，耦接於該整流電路；以及一負載，被該被動式功率因數校正電路所驅動；其中， 該被動式功率因數校正電路包括：一直流電容，耦接至該整流電路，該直流電容被該整流電路之該直流電壓所充電；一輸入電容，耦接至該整流電路，該輸入電容被該整流電路之該直流電壓所充電；一輸出電容，耦接至該負載；一第一二極體，耦接至該輸入電容與該輸出電容；一第二二極體，耦接於該輸入電容與該輸出電容；以及一電感，耦接至該負載、該輸入電容與該輸出電容；該直流電容儲存之電量在該輸入交流電壓之半個週期內釋放完成。
  4. 一種被動式功率因數校正電路之操作方法，係使用如申請專利範圍第1項所述之被動式功率因數校正電路，該操作方法包括：對一輸入交流電壓濾波並整流，以得到一直流電壓；根據該直流電壓，決定該被動式功率因數校正電路之一工作模式；於一第一工作模式下，該直流電壓對該直流電容、該電感以及該輸出電容充電；於一第二工作模式下，該直流電壓對該直流電容、該輸入電容、該電感以及該輸出電容充電；於一第三工作模式下，該直流電壓停止對該直流電容 與該輸入電容之充電，且該直流電壓與該直流電容的一跨電壓經過該電感對該輸出電容充電；以及於一第四工作模式下，該第二二極體導通，使得該輸入電容經過該第二二極體對該電感與該輸出電容充電。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，於該第一工作模式下，該直流電壓隨著該輸入交流電壓之增加而增加，直到該直流電壓大於該直流電容的該跨電壓且該直流電壓大於該輸出電容的一跨電壓與該電感之一電壓之和。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，當直流電壓持續增加至大於該輸入電容的一跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和時，該被動式功率因數校正電路進入該第二工作模式。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，於該第二工作模式下，該直流電壓持續增加至大於該輸入電容的該跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，當該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和時，該被動式功率因數校正電路進入該第三工作模式。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，於該第三工作模式下， 該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，當該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓時，該被動式功率因數校正電路進入該第四工作模式。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，於該第四工作模式下，該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓，且該輸入電容的該跨電壓大於該輸出電容的該跨電壓與該電感的該電壓之和。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之被動式功率因數校正電路之操作方法，其中，當該直流電容的該跨電壓小於該輸出電容的該跨電壓與該電感的該電壓之和時，該被動式功率因數校正電路完成一個直流電容充放電週期之動作。
  13. 一種電子裝置之操作方法，係使用如申請專利範圍第3項所述之電子裝置，該操作方法包括：對一輸入交流電壓濾波並整流，以得到一直流電壓；根據該直流電壓，決定該被動式功率因數校正電路之一工作模式；於一第一工作模式下，該直流電壓對該直流電容、該電感以及該輸出電容充電；於一第二工作模式下，該直流電壓對該直流電容、該輸入電容、該電感以及該輸出電容充電； 於一第三工作模式下，該直流電壓停止對該直流電容與該輸入電容之充電，且該直流電壓與該直流電容的一跨電壓經過該電感對該輸出電容充電；以及於一第四工作模式下，該第二二極體導通，使得該輸入電容經過該第二二極體對該電感與該輸出電容充電。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之電子裝置之操作方法，其中，於該第一工作模式下，該直流電壓隨著該輸入交流電壓之增加而增加，直到該直流電壓大於該直流電容的該跨電壓且該直流電壓大於該輸出電容的一跨電壓與該電感之一電壓之和。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之電子裝置之操作方法，其中，當直流電壓持續增加至大於該輸入電容的一跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和時，該被動式功率因數校正電路進入該第二工作模式。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之電子裝置之操作方法，其中，於該第二工作模式下，該直流電壓持續增加至大於該輸入電容的該跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之電子裝置之操作方法，其中，當該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和時，該被動式功率因數校正電路進入該第三工作模式。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之電子裝置之操作 方法，其中，於該第三工作模式下，該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓與該輸出電容的該跨電壓之和。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之電子裝置之操作方法，其中，當該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓時，該被動式功率因數校正電路進入該第四工作模式。
  20. 如申請專利範圍第19項所述之電子裝置之操作方法，其中，於該第四工作模式下，該直流電壓小於該輸入電容的該跨電壓，且該輸入電容的該跨電壓大於該輸出電容的該跨電壓與該電感的該電壓之和；以及當該直流電容的該跨電壓小於該輸出電容的該跨電壓與該電感的該電壓之和時，該被動式功率因數校正電路完成一個直流電容充放電週期之動作。
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