JP2006502521A - 構成可能な電圧揺れ制御を備えたセンスアンプ - Google Patents
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Abstract
センスアンプ出力(40)における電圧揺れを制御するために2つのモードで動作するよう構成可能であるセンスアンプ(15)。センスアンプは、回路ができるだけ高速に動作できるよう高速な応答時間を備えたトランジスタ(N133)を有する第1のフィードバック経路(P101、N101、N133)と、電圧揺れ制御を提供する第2のフィードバック経路(P121、P102、N102、N121、N132、N131)とを含む2つのフィードバック経路(45から35)を有する。第1の動作モードである「ターボ」モードにおいて、両方のフィードバック経路が動作し(BOOST=HIGH)、揺れ制御のより高いマージンを、よってより高いセンシング速度を提供する。第2の動作モードである「ノンターボ」モードにおいては、第1のフィードバック経路のみが動作するが(BOOST=LOW)、これはより大きな安定性および消費電力の低減を可能にする。
Description
この発明はCMOSメモリセル内のデータをセンシングするために用いられるセンスアンプに関し、より特定的には、そのようなセンスアンプ内のラッチ制御回路に関する。
集積メモリ回路において、センスアンプは、メモリの速度性能を向上させ、かつメモリ内の駆動周辺回路の要件に適合する信号を与えるために用いられる。センスアンプは、アクセスされるメモリセルからメモリセルアレイの周辺での論理回路への信号伝搬の時間を減じ、かつビット線で生じる任意の論理レベルを周辺回路のデジタル論理レベルに変換する能動回路である。センスアンプのセンシング部分は、選択されたメモリセルのデータ内容を検出し判断する。センシングは、SRAM、ROMおよびPROMにおけるもののような、選択されたメモリセルの内容が変更されない「非破壊的」であるか、またはセンシングは、DRAMにおけるもののような、選択されたメモリセルのデータ内容がセンシング動作によって変更され得る「破壊的」であり得る。
多くのセンスアンプは、出力における電圧揺れ(voltage swing)を有しがちである。なぜならば、センスアンプによって駆動される回路の入力における実効ゲート電圧は、該駆動される回路におけるより速い出力スイッチング時間をもたらすが、同じ出力電流での、より高い実効ゲート電圧および同じ負荷容量におけるより大きな電荷でのスイッチングは、より長いスイッチング時間を要するからである。センスアンプの速度およびパワー性能を向上させるために、当該技術分野において電圧揺れの量を小さな最適化されたレベルに制限することが公知である。速度およびパワーの実質的な向上に加えて、電圧揺れの低減は、ディープサブマイクロメータCMOS技術に対する設計において重要になる。低減された電圧揺れは、ホットキャリア放出、クロストーク、ノイズおよび動作マージン劣化の減少をもたらす。出力電圧揺れ制限のために最も広く用いられている技術は、振幅タイミング技術および電圧クランピング技術である。振幅タイミング技術は、電圧揺れが最適なレベルにある時点でセンスアンプを非活性化することにより実現される。しかしながら、この技術は、デバイスパラメータ変化による電圧揺れの大きなばらつきをもたらす恐れがある。電圧クランピング技術は、デバイスパラメータ変動の傾向がより少ない。
より小さなサイズのメモリ装置への傾向が継続しているので、可能な限り少ない数のトランジスタを用い、かつ小さなサイズを有する、すなわち小さなW/L比を有するトランジスタを用いて、センスアンプの電圧揺れを制御することが望ましい。さらに、より速い速度への要求を満たすために、センスアンプが制御された電圧揺れを維持しながら可能な限り高速に動作することが望ましい。
この発明の目的は、制御された電圧揺れを有するセンスアンプを提供することである。
この発明のさらなる目的は、高速動作速度を有するセンスアンプを提供することである。
この発明の別の目的は、電圧揺れ制御回路において最小限の数のトランジスタを用い、かつ用いられるトランジスタのサイズが小さいセンスアンプを提供することである。
発明の概要
上記目的は、センスアンプ出力とセンスアンプ入力との間にセンスアンプ出力の電圧揺れのレベルを制御するための1対のフィードバック経路を有するセンスアンプにより達成されている。センスアンプは、2つの異なった動作モードで動作するよう構成可能である。第1の動作モードである「ターボ」モードにおいては、両方のフィードバック経路が動作する。第1のフィードバック経路は、しきい値電圧エンハンスメントがなく、かつ可能な限り高速のセンス動作を生成するための小さなW/L比を有するトランジスタを含む一方、第2のフィードバック経路は、センスアンプ出力の電圧揺れを制御するための安定性を与える。第2の動作モードである「ノンターボ」モードにおいては、第1のフィードバック経路のみが活性化されるが、これはセンシング速度の軽微な低下で、最大の揺れをもたらす。第1の動作モードはより高いマージンを揺れ制御に提供し、よってより高いセンシング速度を提供する一方、第2の動作モードはより大きな安定性を可能にし、かつ信頼性を損なうことなしにより少ない電力しか消費しない。この発明は、センスアンプの速度、動作マージン、または消費電力に関する何らかの要件を満たす点での柔軟性を提供するよう、ユーザがセンスアンプを構成することを可能にする。
上記目的は、センスアンプ出力とセンスアンプ入力との間にセンスアンプ出力の電圧揺れのレベルを制御するための1対のフィードバック経路を有するセンスアンプにより達成されている。センスアンプは、2つの異なった動作モードで動作するよう構成可能である。第1の動作モードである「ターボ」モードにおいては、両方のフィードバック経路が動作する。第1のフィードバック経路は、しきい値電圧エンハンスメントがなく、かつ可能な限り高速のセンス動作を生成するための小さなW/L比を有するトランジスタを含む一方、第2のフィードバック経路は、センスアンプ出力の電圧揺れを制御するための安定性を与える。第2の動作モードである「ノンターボ」モードにおいては、第1のフィードバック経路のみが活性化されるが、これはセンシング速度の軽微な低下で、最大の揺れをもたらす。第1の動作モードはより高いマージンを揺れ制御に提供し、よってより高いセンシング速度を提供する一方、第2の動作モードはより大きな安定性を可能にし、かつ信頼性を損なうことなしにより少ない電力しか消費しない。この発明は、センスアンプの速度、動作マージン、または消費電力に関する何らかの要件を満たす点での柔軟性を提供するよう、ユーザがセンスアンプを構成することを可能にする。
図1を参照して、この発明のセンスアンプ15の好ましい実施例は、メモリセルアレイのビット線に接続されるセンス入力ノード20を含む。イネーブル信号30がセンシング回路35に供給され、該センシング回路35はセンスアンプ15が接続されるメモリセルのデータ内容を検出しかつ判断するために用いられる。センシング回路35の速度は、センシング回路35で受けられるブーストイネーブル信号BOOST80およびBOOST♯82によって設定されるが、これは図2を参照して以下により詳細に説明される。イネーブル信号30はセンシング回路の動作を制御するために用いられる。センシング回路35の出力38は増幅回路45に供給され、該増幅回路45はビット線の任意の電圧レベルを、センスアンプ出力40に接続される何らかの周辺回路と互換性のある標準のデジタル論理レベルに変換する。任意で、センスアンプ出力ノード40により安定した出力を与えるために、1つ以上のバッファ回路55が増幅回路45の後段に接続されてもよい。さらに、ラッチ制御回路60がセンシング回路入力ノード67とセンスアンプ出力40との間に接続される。ラッチ機能はラッチ制御回路60で受けられるラッチイネーブル信号LAT84およびLAT♯86によって制御されるが、これは図2を参照して以下により詳細に説明される。センシング回路35、増幅回路45、バッファ回路55およびラッチ制御回路60は、圧力レベルが通常のメモリサイクルよりも長い期間保持されるようにセンスアンプ出力の圧力値を記憶するためのラッチ回路を構成する。また、出力をラッチすることにより、センスアンプの残りは再びオンにされることが要求されるまでオフにされるかまたはアイドルにされ得る。これは、大量の電力を節約できるという有利な結果をもたらす。ラッチ制御回路60の出力67は、センシング回路35の入力に再び供給される。センスライントランジスタ50は、ラッチ制御回路60とセンスライン入力20との間に接続されて、センスアンプ入力20をラッチ回路の出力67から分離する。
図2を参照して、センシング回路は1対のインバータを含み、第1のインバータはトランジスタP101およびN101からなり、第2のインバータはトランジスタP102およびN102からなる。センスアンプ回路の以下の説明を通して、P101およびP102のような「P」で指定されるトランジスタはp型MOSトランジスタである一方、N101およびN102のような「N」で指定されるトランジスタはn型MOSトランジスタである。トランジスタP101およびN101はゲート端子を有し、該ゲート端子はセンシング回路の入力を形成するようともに接続されて、ラッチ回路の出力67を受ける。トランジスタP102およびN102は、ゲート端子をともに電気的に接続されかつセンシング回路の入力に電気的に接続される第2のインバータを形成する。トランジスタP101のソース端子は、外部電圧源Vcc70に接続されるが、これはセンスアンプの周辺で
用いられるデジタル論理回路に対する電圧値である。トランジスタN101のソース端子は接地電位80に接続される。両方のインバータの出力がセンスライン38に与えられる。
用いられるデジタル論理回路に対する電圧値である。トランジスタN101のソース端子は接地電位80に接続される。両方のインバータの出力がセンスライン38に与えられる。
P102およびN102からなる第2のインバータは、1対のブーストトランジスタP121およびN121に接続される。ブーストトランジスタP121は、トランジスタP102のソース端子と外部電圧源Vcc70との間に電気的に接続される。ブーストトランジスタN121は、トランジスタN102のソース端子と接地80との間に電気的に接続される。ブーストトランジスタP121は、そのゲート端子32で第1のブーストイネーブル信号BOOST♯を受け、ブーストトランジスタN121はそのゲート端子31で第2のブーストイネーブル信号BOOSTを受ける。ブーストイネーブル信号(BOOST、BOOST♯)は、回路のセンシング速度を設定する。第2のブーストイネーブル信号であるBOOSTは、第1のブーストイネーブル信号BOOST♯に対し180度位相がずれている。センスイネーブル信号SAEN♯は、センスイネーブルトランジスタP131のゲート端子にノード30で供給される。
センシング回路はまた、第1のフィードバックトランジスタN133からなる第1のフィードバック経路をも含み、該第1のフィードバックトランジスタN133は、ゲート端子を第2のインバータ(P102、N102)の出力に電気的に接続され、ドレイン端子をセンスイネーブルトランジスタP131のドレイン端子に接続され、かつソース端子をセンシング回路入力67に電気的に接続される。センシング回路はまた、直列接続される1対のフィードバックトランジスタN132およびN131を含む第2のフィードバック経路をも含む。トランジスタN132は、ゲート端子をセンスライン38に接続され、ドレイン端子をトランジスタP131のドレイン端子およびトランジスタN133のドレイン端子に接続され、かつソース端子をトランジスタN131のドレイン端子に接続される。トランジスタN131は、ソースをセンシング回路の入力67に接続され、そのゲート端子で第2のブーストイネーブル信号BOOSTを受ける。トランジスタN133は、しきい値電圧(VT)エンハンスメントを有さないNMOSトランジスタであり、これはトランジスタの適切なバイアシングがより容易に設定されることを可能にする。トランジスタN133は低いW/L比を有するので、サイズが小さい。一般的に、より高いW/L比は、所与の電流に対するゲートとソースとの間の電圧における低い変化に対応する。したがって、同時に電圧揺れが低くされれば、トランジスタの初期の応答が遅くなる。トランジスタN133のW/L比が低いので、トランジスタの応答時間は高速になる。トランジスタN132は、トランジスタN133と並列に第2のフィードバック経路に配置されるエンハンスメントトランジスタである。トランジスタN132は、第2のブーストイネーブル信号BOOSTが「ハイ」である場合に動作して、スイッチトランジスタN131をオンして第2のフィードバック経路に切換える。動作において、トランジスタN132は、ビット線とセンス出力線との間の電圧差がそのしきい値電圧に近い場合にのみ電流を与える。この効果は、トランジスタN133が初期の高速な応答で動作し、次いでトランジスタN132が、電圧がしきい値電圧に近づくにつれて列に電流を与え、電圧揺れを制御する役割を果たすことである。
この発明のセンスアンプはまた増幅回路をも含み、該増幅回路はトランジスタP103およびN103からなるインバータを有する。トランジスタP103はゲート端子をセンスライン38に接続され、ソース端子を電圧源Vcc70に接続され、かつドレイン端子をトランジスタN103のドレイン端子に接続される。トランジスタN103はソース端子を接地80に接続され、ゲート端子をセンスライン38に接続される。インバータ(P103、N103)の出力はセンス出力ライン48に向かう。
任意で、バッファ回路がセンスアンプに加えられてもよい。図2に示すバッファ回路は
1対のインバータであり、一方のバッファインバータはトランジスタP104およびN104からなり、第2のバッファインバータはトランジスタP105およびN105からなる。第1のインバータ(P104、N104)はインバータP103、N103の出力48から入力を受ける。両方のインバータがp型トランジスタ(P104、P105)のソース端子を電圧源Vccに接続され、n型トランジスタ(N104、N105)のソース端子を接地に接続される。第1のインバータ(P104、N104)の出力58は、第2のインバータ(P105、N105)のゲート端子入力に与えられる。第2のインバータ(P105、N105)の出力は、センスアンプ出力ノード40に与えられる。
1対のインバータであり、一方のバッファインバータはトランジスタP104およびN104からなり、第2のバッファインバータはトランジスタP105およびN105からなる。第1のインバータ(P104、N104)はインバータP103、N103の出力48から入力を受ける。両方のインバータがp型トランジスタ(P104、P105)のソース端子を電圧源Vccに接続され、n型トランジスタ(N104、N105)のソース端子を接地に接続される。第1のインバータ(P104、N104)の出力58は、第2のインバータ(P105、N105)のゲート端子入力に与えられる。第2のインバータ(P105、N105)の出力は、センスアンプ出力ノード40に与えられる。
トランジスタP151およびN151からなるラッチ制御回路は、センスアンプ出力40とセンシング回路入力67との間に接続される。ラッチ制御回路(P151、N151)は、ラッチング機能を制御するためにラッチイネーブル信号LatおよびLat♯を受ける。トランジスタN151はドレイン端子をセンスアンプ出力ノード40に接続され、ゲート端子をラッチ信号Latを受けるノード21に接続され、かつソース端子をセンシング回路入力67に電気的に接続される。トランジスタP151はドレイン端子をセンシング回路入力67に電気的に接続され、かつゲート端子をラッチ信号Lat♯を受けるノード22に電気的に接続される。
センスライントランジスタN134はラッチの出力67とセンスアンプ入力20との間に接続される。センスライントランジスタN134はソース端子をセンスライン入力20に接続され、ドレイン端子をラッチ出力67に接続され、かつゲート端子をラッチ信号Lat♯を受けるノード22に電気的に接続される。センスライントランジスタN134は、センスアンプ入力20に接続されるビット線のインピーダンスによって、ラッチに記憶される出力信号の圧力の降下またはグリッチを防ぐ役割を果たす。たとえば、出力ノード40での出力が論理レベル1によって表わされる電圧である場合、センスアンプ入力ライン20のインピーダンスは、出力ノードの電圧をラッチのスイッチングしきい値電圧近くの電圧レベルまで低下させる恐れがある。これは、不所望の状況である過渡グリッチを生じさせるであろうが、これはラッチにおいて記憶される電圧の値に影響を与える恐れがある。トランジスタN134は、出力での電圧をプルアップするよう動作し、かつメモリセルの読出に影響を与える恐れのあるこれらの過渡を防ぐために、ラッチの出力を入力線から分離する役割を果たす。
センスアンプは以下のように動作する。第1に、センスイネーブル信号SAEN♯およびラッチ信号Lat、Lat♯が、回路を活性読出またはラッチ構成のいずれかに設定する。読出に対しては、SAEN♯信号は論理レベルロウであり、ラッチ信号Latはロウであり、ラッチ信号Lat♯はハイである。ラッチ動作に対しては、SAEN♯信号はハイであり、ラッチ信号Latはハイであり、ラッチ信号Lat♯はロウである。上記信号に対する適切なタイミングは、読出からラッチ動作への円滑な遷移を確実にするために提供される。BOOSTおよびBOOST♯信号は、回路のセンシング速度を設定する役割を果たす。「ブーストハイ」読出モードにある場合、より大きな消費電力という犠牲を払ってより高速なセンシングが達成される。これに代えて、電力を節約するために信号はより低速の「ブーストロウ」モードで動作可能である。BOOST信号ハイ(BOOST♯ロウ)で読出す場合、インバータ(P101、N101)および(P102、N102)はフィードバックトランジスタN132およびN131を制御して、センス入力ノード20に接続されるビット線に対するプリチャージ、調整および初段のセンシングを提供する。センスライントランジスタN134を流れる第1の電流に比例する電圧差が、センスライン38およびセンスラッチ67ノードを渡って形成される。もし第1の電流が特定された最小の検出レベルよりも大きいかまたはそれに等しければ、センスノード電圧はインバータP103およびN103の出力をロウ状態に駆動する。そうでなければ、増幅インバータP103、N103の出力はハイ状態に留まる。読出動作の間、センスラッチノード
67の電圧はプリチャージレベルにあり、よって2つのインバータ(P101、N101)および(P102、N102)に静電流を書込ませる。「ブーストロウ」モード(BOOST♯ハイ)で読出す場合、動作は、トランジスタP102およびN102からなるインバータとフィードバック装置N132とがディスエーブルされている点を除いては、上記と同じである。この構成において、センスノードはより多くの電圧揺れを有し、より大きな安定性を提供し、かつ回路においてより少ない電力しか消費しない。
67の電圧はプリチャージレベルにあり、よって2つのインバータ(P101、N101)および(P102、N102)に静電流を書込ませる。「ブーストロウ」モード(BOOST♯ハイ)で読出す場合、動作は、トランジスタP102およびN102からなるインバータとフィードバック装置N132とがディスエーブルされている点を除いては、上記と同じである。この構成において、センスノードはより多くの電圧揺れを有し、より大きな安定性を提供し、かつ回路においてより少ない電力しか消費しない。
動作のラッチモードにおいて、センスアンプ出力ノード40の状態をラッチングすることは、回路の消費電力をゼロレベルに低減する方法を提供する。ラッチ信号Latはロウからハイになり、ラッチ信号Lat♯はハイからロウになり、センスイネーブル信号SAEN♯はロウからハイになる。これにより、センスアンプ出力ノード40で保持される電圧がセンスラッチノード67に転送されることが可能になる一方で、センスアンプ入力20は分離される。一般的に高容量のセンスアンプ入力ノード20は、センスライントランジスタN134がそれを分離しているので、出力ドライバP105、N105によって充電または放電される必要がない。これにより、より高速で、より安全で、かつより電力を節約するラッチ構成が可能になる。
上述の実施例に、その広い発明の概念から離れることなく変更をもたらし得ることが理解される。したがって、この発明は開示される特定の実施例に限定されるのではなく、添付の特許請求の範囲に定義されるこの発明の精神および範囲内にあるすべての変更を包含することが意図される。
Claims (23)
- センスアンプであって、
a) メモリセルのビット線からデータ信号を受けるためのセンスアンプ入力ノードと、
b) センスアンプ出力信号を生成するための出力ノードと、
c) センスアンプ出力信号をラッチするためのラッチ回路とを含み、前記ラッチ回路は、
i) イネーブル信号を受けるためのイネーブル信号入力ノードと、
ii) センシング回路とを有し、前記センシング回路は前記センスアンプ入力ノードと前記出力ノードとの間に電気的に結合され、かつ前記イネーブル信号入力ノードにも電気的に結合され、前記センシング回路はセンスラッチノードからデータ信号を受けるためのセンシング回路入力を有し、前記イネーブル信号入力ノードからイネーブル信号を受け、かつ前記センスアンプ出力信号を生成する出力ノードに間接的に結合されるセンシング回路出力信号を生成し、前記センシング回路は並列に接続される第1のインバータと第2のインバータとを含み、前記第1のインバータの入力は前記センスラッチノードに電気的に接続され、前記第2のインバータの出力は出力ノードに電気的に接続され、前記ラッチ回路はさらに、
iii) 第1のフィードバックトランジスタを含む第1のフィードバック経路を有し、前記第1のフィードバックトランジスタは第2のインバータの出力およびセンスラッチノードに電気的に接続され、前記ラッチ回路はさらに、
iv) 直列に接続される第2のフィードバックトランジスタおよび第3のフィードバックトランジスタを含む第2のフィードバック経路を有し、前記第2のフィードバックトランジスタはゲート端子を第2のインバータの出力に接続され、ドレイン端子を前記第1のフィードバックトランジスタに接続され、かつソース端子を前記第3のフィードバックトランジスタに接続され、前記第3のフィードバックトランジスタは前記センスラッチノードに接続されてゲート端子でブーストイネーブル信号を受ける、センスアンプ。 - 前記センシング回路の前記第1のインバータおよび前記第2のインバータの各々は、インバータ入力を形成するようゲートを電気的に接続されるp型トランジスタおよびn型トランジスタからなる、請求項1に記載のセンスアンプ。
- 前記センシング回路は、
各々が前記第2のインバータに接続される第1および第2のブーストトランジスタをさらに含み、前記第1のブーストトランジスタはゲート端子で反転ブーストイネーブル信号を受けるp型トランジスタであり、ドレイン端子を前記第2のインバータのp型トランジスタのソース端子に電気的に接続され、かつソース端子を電圧源に接続され、前記第2のブーストトランジスタはゲート端子でブーストイネーブル信号を受けるn型トランジスタであり、ドレイン端子を前記第2のインバータのn型トランジスタのソース端子に電気的に接続され、かつソース端子を接地電位に接続され、前記センシング回路は、
センスイネーブルトランジスタをさらに含み、前記センスイネーブルトランジスタはゲート端子でイネーブル信号を受け、ドレイン端子を前記第1および第2のフィードバック経路に電気的に接続され、かつソース端子を電圧源に電気的に接続される、請求項2に記載のセンスアンプ。 - 前記第1のフィードバックトランジスタはゲート端子を前記第2のインバータの出力に電気的に接続され、ドレイン端子を前記センスイネーブルトランジスタのドレイン端子に電気的に接続され、かつソース端子を前記センスラッチノードに電気的に接続される、請求項3に記載のセンスアンプ。
- 前記第3のフィードバックトランジスタはソース端子を前記センスラッチノードに接続される、請求項4に記載のセンスアンプ。
- 前記ラッチ回路は、
前記センシング回路と前記出力ノードとの間に電気的に接続される増幅回路をさらに含む、請求項1に記載のセンスアンプ。 - 前記ラッチ回路は、
前記増幅回路と前記出力ノードとの間に電気的に接続される少なくとも1つのバッファ回路をさらに含む、請求項6に記載のセンスアンプ。 - 前記ラッチ回路は、
前記出力ノードと前記センスラッチノードとの間に電気的に接続されるラッチ制御回路をさらに含む、請求項1に記載のセンスアンプ。 - 前記ラッチ制御回路は、第1のラッチ制御信号および第2のラッチ制御信号を受けるための第1および第2のラッチノードを含み、前記第1のラッチ制御信号は前記イネーブル信号と位相が同じであり、前記第2の制御ラッチ信号は前記イネーブル信号に対し位相がずれている、請求項8に記載のセンスアンプ。
- 前記ラッチ制御回路は、並列に電気的に接続されかつ各々がゲートを有し、かつ前記センスラッチノードと前記出力ノードとの間に電気的に接続される、pチャネルトランジスタおよびnチャネルトランジスタを含み、前記nチャネルトランジスタはそのゲートで前記第1のラッチ制御信号を受け、前記pチャネルトランジスタはそのゲートで前記第2のラッチ制御信号を受ける、請求項9に記載のセンスアンプ。
- 前記増幅回路は増幅インバータを含み、前記増幅インバータは各々がゲート端子を有するp型トランジスタおよびn型トランジスタを有し、前記ゲート端子は互いに対しかつ前記センシング回路の出力に対し電気的に接続され、前記p型トランジスタはソース端子を電圧源に電気的に接続され、かつドレイン端子を前記出力ノードに電気的に接続され、前記n型トランジスタはソース端子を接地電位に接続され、かつドレイン端子を出力ノードに接続される、請求項6に記載のセンスアンプ回路。
- 前記少なくとも1つのバッファ回路はインバータである、請求項7に記載のセンスアンプ。
- 前記第2のフィードバックトランジスタはエンハンスメント型MOSFETである、請求項1に記載のセンスアンプ。
- 前記第1のフィードバックトランジスタは非エンハンスメント型MOSFETである、請求項1に記載のセンスアンプ。
- センスアンプであって、
a) メモリセルのビット線からデータ信号を受けるためのセンスアンプ入力ノードと、
b) センスアンプ出力信号を生成するための出力ノードと、
c) 前記センスアンプ出力信号をラッチするためのラッチ回路とを含み、前記ラッチ回路は、
i) イネーブル信号を受けるためのイネーブル信号入力ノードと、
ii) センシング回路とを有し、前記センシング回路は前記センスアンプ入力ノード
と前記出力ノードとの間に電気的に結合され、かつ前記イネーブル信号入力ノードにも電気的に結合され、前記センシング回路は、センスラッチノードからのデータ信号を受けるためのセンシング回路入力を有し、前記イネーブル信号入力ノードからのイネーブル信号を受け、かつ前記センスアンプ出力信号を生成する出力ノードに間接的に結合されるセンシング回路出力信号を生成し、前記センシング回路は並列に接続される第1のインバータおよび第2のインバータを含み、前記第1のインバータの入力は前記センスラッチノードに電気的に接続され、前記第2のインバータの出力はセンスラインに電気的に接続され、前記ラッチ回路はさらに、
iii) 第1のフィードバックトランジスタを含む第1のフィードバック経路を有し、前記第1のフィードバックトランジスタはゲート端子を前記第2のインバータの出力に電気的に接続され、ドレイン端子をセンスイネーブルトランジスタのドレイン端子に電気的に接続され、かつソース端子を前記センスラッチノードに電気的に接続され、前記ラッチ回路はさらに、
iv) 直列に接続される第2のフィードバックトランジスタおよび第3のフィードバックトランジスタを含む第2のフィードバック経路を有し、前記第2のフィードバックトランジスタはゲート端子を前記第2のインバータの出力に接続され、ドレイン端子を前記第1のフィードバックトランジスタに接続され、かつソース端子を前記第3のフィードバックトランジスタに接続され、前記第3のフィードバックトランジスタはソース端子を前記センスラッチノードに接続され、かつゲート端子でブーストイネーブル信号を受ける、センスアンプ。 - 前記センシング回路の前記第1のインバータおよび前記第2のインバータの各々は、インバータ入力を形成するようゲートを電気的に接続されるp型トランジスタおよびn型トランジスタからなる、請求項15に記載のセンスアンプ。
- 前記センシング回路は、
各々が前記第2のインバータに接続される第1および第2のブーストトランジスタをさらに含み、前記第1のブーストトランジスタはゲート端子で反転ブーストイネーブル信号を受けるp型トランジスタであり、ドレイン端子を前記第2のインバータのp型トランジスタのソース端子に電気的に接続され、かつソース端子を電圧源に接続され、前記第2のブーストトランジスタはゲート端子でブーストイネーブル信号を受けるn型トランジスタであり、ドレイン端子を前記第2のインバータのn型トランジスタのソース端子に電気的に接続され、かつソース端子を接地電位に接続され、前記センシング回路は、
前記センスイネーブルトランジスタをさらに含み、前記センスイネーブルトランジスタはゲート端子でイネーブル信号を受け、ドレイン端子を前記第1および第2のフィードバック経路に電気的に接続され、かつソース端子を電圧源に電気的に接続される、請求項16に記載のセンスアンプ。 - 前記ラッチ回路は、
前記センシング回路と前記出力ノードとの間に電気的に接続される増幅回路をさらに含む、請求項15に記載のセンスアンプ。 - 前記ラッチ回路は、
前記増幅回路と前記出力ノードとの間に電気的に接続される少なくとも1つのバッファ回路をさらに含む、請求項18に記載のセンスアンプ。 - 前記ラッチ回路は、
前記出力ノードと前記センスラッチノードとの間に電気的に接続されるラッチ制御回路をさらに含む、請求項15に記載のセンスアンプ。 - 前記ラッチ制御回路は、第1のラッチ制御信号および第2のラッチ制御信号を受けるための第1および第2のラッチノードを含み、前記第1のラッチ制御信号は前記イネーブル信号と位相が同じであり、前記第2の制御ラッチ信号は前記イネーブル信号に対して位相がずれている、請求項20に記載のセンスアンプ。
- 前記ラッチ制御回路は、並列に電気的に接続されかつ各々がゲートを有し、かつ前記センスライントランジスタのドレインと前記出力ノードとの間に電気的に接続される、pチャネルトランジスタおよびnチャネルトランジスタを含み、前記nチャネルトランジスタはそのゲートで前記第1のラッチ制御信号を受け、前記pチャネルトランジスタはそのゲートで前記第2のラッチ制御信号を受ける、請求項21に記載のセンスアンプ。
- 前記増幅回路は増幅インバータを含み、前記増幅インバータは各々がゲート端子を有するp型トランジスタおよびn型トランジスタを有し、前記ゲート端子は互いに対しかつ前記センシング回路の出力に対し電気的に接続され、前記p型トランジスタはソース端子を電圧源に電気的に接続され、かつドレイン端子を前記出力ノードに電気的に接続され、前記n型トランジスタはソース端子を接地電位に接続され、かつドレイン端子を前記出力ノードに接続される、請求項18に記載のセンスアンプ回路。
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