JP2006353007A - チャージポンプ式ｌｅｄドライバおよびチャージポンプ回路の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 チャージポンプ回路の軽負荷時の効率を上げる。
【解決手段】 入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に接続され、２つのコンデンサＣ１、Ｃ２を備えたチャージポンプ回路１２は、２つのコンデンサが入力端子と出力端子との間に並列に接続されるチャージ状態（状態１）と、２つのコンデンサが入力端子と接地端子との間に直列に接続されるポンプ状態（状態２）と、の間で切り換え可能である。定電圧制御回路は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴから発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆを減算して得られるＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが一定になるように、チャージポンプ回路１２をチャージ状態とポンプ状態との間でスイッチングして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルＲを持つように出力電圧を定電圧制御することにより、軽負荷時の効率を上げる。
【選択図】 図４

Description

本発明は、白色ＬＥＤ（発光ダイオード）などのＬＥＤを駆動するためのＬＥＤドライバに関し、特に、入力電圧を昇圧率で昇圧して出力電圧を出力するチャージポンプ回路を備えたチャージポンプ式ＬＥＤドライバおよびチャージポンプ回路の制御方法に関する。

この種のＬＥＤドライバは、例えば、携帯電話の液晶表示装置のバックライトとして使用される白色ＬＥＤを駆動するために使用される。尚、この技術分野において周知のように、携帯電話は、液晶表示装置としてメインディスプレイとサブディスプレイとを備えているものがある。また、折り畳み式の携帯電話においては、その携帯電話を開くとメインディスプレイが所定時間の間だけ明るく表示されるが、その所定時間経過した後は、メインディスプレイの表示は暗くなるように制御される。

ＬＥＤドライバの一種にチャージポンプ式ＬＥＤドライバがある。以下、チャージポンプ式ＬＥＤドライバについて説明する。

チャージポンプ式ＬＥＤドライバは、チャージポンプ回路を備え、このチャージポンプ回路にはリチウムイオン電池などの電池から電池電圧が入力電圧として印加される。電池には入力コンデンサが並列に接続されており、この入力コンデンサの両端間で入力電圧が保持される。

チャージポンプ回路は、例えば、入力電圧を１倍又は１．５倍にして、出力電圧を出力する機能を有する。この場合、チャージポンプ回路は、昇圧率として１倍及び１．５倍を持つ。チャージポンプ回路には、第１及び第２のコンデンサが接続されている。

この出力電圧は出力コンデンサに印加される。この出力コンデンサには、複数個の白色ＬＥＤが並列に接続され、各白色ＬＥＤには定電流源が直列に接続される。

すなわち、チャージポンプ式ＬＥＤドライバでは、出力コンデンサに白色ＬＥＤを並列に接続し、それぞれのＬＥＤ電流を定電流源でドライブしている。

図１は、昇圧率を１．５倍に設定したときの従来のチャージポンプ回路の昇圧動作状態を示す回路図である。ここでは、チャージポンプ回路に接続された第１及び第２のコンデンサをそれぞれＣ１及びＣ２で示し、出力コンデンサをＣ_ＯＵＴで示してある。尚、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２の容量値は同一である。

昇圧率が１．５倍のとき、従来のチャージポンプ回路は、図１に示されるように、状態１と状態２との間をスイッチングすることによって、Ｖ_ＯＵＴ＝１．５Ｖ_ＩＮを実現している。ここで、状態１はチャージ状態と呼ばれ、状態２はポンプ状態と呼ばれる。

状態１（チャージ状態）では、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２が並列に接続された並列回路を構成し、この並列回路に対して直列に出力コンデンサＣ_ＯＵＴを接続する。換言すれば、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２から成る並列回路の一端に入力電圧Ｖ_ＩＮが印加され、この並列回路の他端と接地端子との間に出力コンデンサＣ_ＯＵＴが接続される。入力電圧はＶ_ＩＮであり、後述するように、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２から成る並列回路は０．５Ｖ_ＩＮの電圧を保持しているので、出力コンデンサＣ_ＯＵＴは１．５Ｖ_ＩＮになるようにチャージされる。したがって、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが１．５Ｖ_ＩＮになる様に昇圧される。

状態２（ポンプ状態）では、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２が直列に接続された直列回路を構成する。換言すれば、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２から成る直列回路の一端に入力電圧Ｖ_ＩＮが印加され、この直列回路の他端は接地される。前述したように、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２の容量値は同一であるので、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２は、それぞれ、各々の両端の電圧が０．５Ｖ_ＩＮとなるようにポンプされる。一方、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端に現れる１．５Ｖ_ＩＮの出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、図示しない負荷へ供給される。

すなわち、状態１（チャージ状態）では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは１．５Ｖ_ＩＮに近づくように上昇し、状態２（ポンプ状態）では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは１．５Ｖ_ＩＮから下降する。とにかく、状態１（チャージ状態）と状態２（ポンプ状態）との間をスイッチングすることにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは上昇と下降とを繰り返しながら、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが実質的に入力電圧Ｖ_ＩＮの１．５倍に等しくなるように制御される。

このような状態１と状態２との間のスイッチングは、一般には、発振器から供給される一定の発振周波数を持つ発振信号（切換信号）によって行われる。したがって、状態１と状態２とは、負荷の軽重とは無関係に、同一時間（スイッチング周期Ｔの半分の時間Ｔ／２）で切り換えられる。

その結果、図２に示されるように、負荷の軽重により出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルに差が出てしまう。図２において、（Ａ）は負荷が重負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示し、（Ｂ）は負荷が軽負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示している。負荷が重負荷のとき（図２（Ａ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲ_Ｈが、負荷が軽負荷のとき（図２（Ｂ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲ_Ｌよりも大きくなっていることが分かる。すなわち、負荷の軽重に応じて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルが変動する。ここで、上述したように、状態１と状態２との間のスイッチングは、発振器から供給される一定の発振周波数を持つ切換信号によって行われるので、負荷の軽重に拘らずスイッチング周期Ｔは一定である。

図３は、チャージポンプ回路の構成を、上述した第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２と共に示す回路図である。図示のチャージポンプ回路は、第１乃至第７の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｍ１〜Ｍ７から構成されている。第１乃至第３の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ３はＰチャネルＦＥＴであり、第４の電界効果トランジスタＭ４はＮチャネルＦＥＴであり、第５及び第６の電界効果トランジスタＭ５、Ｍ６はＰチャネルＦＥＴであり、第７の電界効果トランジスタＭ７はＮチャネルＦＥＴである。

すなわち、チャージポンプ回路は、図１に図示した２つの状態（状態１、状態２）を構成するために、第１乃至第７の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ７を用いている。入力電圧Ｖ_ＩＮが印加される端子を入力端子ＩＮで示し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが出力される端子を出力端子ＯＵＴで示してある。

入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に、第１及び第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２が直列に接続されている。第１の電界効果トランジスタＭ１のソースは入力端子ＩＮに接続され、第１の電界効果トランジスタＭ１のドレインは第２の電界効果トランジスタＭ２のソースに接続され、第２の電界効果トランジスタＭ２のドレインは出力端子ＯＵＴに接続されている。

入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に、第３乃至第５の電界効果トランジスタＭ３〜Ｍ５が直列に接続されている。第３の電界効果トランジスタＭ３のソースは入力端子ＩＮに接続され、第３の電界効果トランジスタＭ３のドレインは第４の電界効果トランジスタＭ４のドレインに接続され、第４の電界効果トランジスタＭ４のソースは第５の電界効果トランジスタＭ５のソースに接続され、第５の電界効果トランジスタＭ５のドレインは出力端子ＯＵＴに接続されている。

第１のコンデンサＣ１の一端は、第１の電界効果トランジスタＭ１と第２の電界効果トランジスタＭ２との接続点に接続され、第１のコンデンサＣ１の他端は、第３の電界効果トランジスタＭ３と第４の電界効果トランジスタＭ４との接続点に接続されている。

入力端子ＩＮと接地端子との間に、第６及び第７の電界効果トランジスタＭ６、Ｍ７が直列に接続されている。第６の電界効果トランジスタＭ６のソースは入力端子ＩＮに接続され、第６の電界効果トランジスタＭ６のドレインは第７の電界効果トランジスタＭ７のドレインに接続され、第７の電界効果トランジスタＭ７のソースは接地端子に接続されている。

第２のコンデンサＣ２の一端は、第４の電界効果トランジスタＭ４と第５の電界効果トランジスタＭ５との接続点に接続され、第２のコンデンサＣ２の他端は、第６の電界効果トランジスタＭ６と第７の電界効果トランジスタＭ７との接続点に接続されている。

このような構成のチャージポンプ回路において、第１、第４、および第７の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ４、Ｍ７をオフし、第２、第３、第５、および第６の電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６をオンにすることによって、図１に示した状態１（チャージ状態）が構成される。逆に、第１、第４、および第７の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ４、Ｍ７をオンし、第２、第３、第５、および第６の電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６をオフにすることによって、図１に示した状態２（ポンプ状態）が構成される。

状態１と状態２との間のスイッチングの際に、第１乃至第７の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ７のゲートの寄生容量により発生するロスが、チャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率を低下させる要因となる。

従来から種々のチャージポンプ回路が提案されている。例えば、出力電圧を調整するために、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）技術を用いて一定周期のスイッチングを行ない、小さなリップル電圧を得るようにした技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、所望の内部電圧により高くされた昇圧電圧を形成するチャージポンプ回路と、基準電圧に基づいて複数種類の分圧電圧を形成する分圧回路と、上記チャージポンプ回路の出力電圧が上記分圧電圧のうち特定の電圧をｎ倍にした電圧と、所定の分圧電圧とを加算されてなる所望の内部電圧となるように上記チャージポンプ回路を間欠的に動作させる制御回路を設けた半導体集積回路装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。さらに、導電度を制御するためにフィードバックループを使用することによって、チャージポンプ回路の出力電圧を調整する技術も知られている（例えば、特許文献３参照）。

特許第２８４７６４６号公報（図３、第９段落） 特許第３４１７６３０号公報（第８段落） 特開平８−８８９６７号公報

上述したように、従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバでは、チャージポンプ回路の昇圧率を１．５倍に設定した場合における状態１と状態２との間のスイッチングを、負荷の軽重とは無関係に常に一定のスイッチング周期で行っているので、負荷の軽重に応じて出力電圧のリップルが変動してしまうという問題がある。また、負荷の軽重とは無関係に、単位時間当たりのスイッチング回数が常に一定であるので、特に、軽負荷時でのチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率が低下してしまうという問題もある。

したがって、本発明の課題は、負荷の軽重が変動しても出力電圧のリップルを常に一定に保つことができ、軽負荷時での効率を向上させることができるチャージポンプ式ＬＥＤドライバおよびチャージポンプ回路の制御方法を提供することにある。

本発明の第１の態様によれば、入力電圧（Ｖ_ＩＮ）を入力し、昇圧した出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）を得るための複数のコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）を有するチャージポンプ回路（１２）において、前記複数のコンデンサへ電荷を注入するチャージ状態（状態１）と、前記複数のコンデンサの電荷を出力用コンデンサ（Ｃ_ＯＵＴ）に出力するポンプ状態（状態２）とを切り換えるタイミングを制御する方法であって、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように前記出力電圧を定電圧制御することを特徴とするチャージポンプ回路の制御方法が得られる。

上記本発明の第１の態様によるチャージポンプ回路の制御方法において、前記複数のコンデンサが２つのコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）から成って良い。この場合、前記チャージ状態は前記２つのコンデンサが並列接続されることであり、前記ポンプ状態は前記２つのコンデンサが直列接続されることである。又、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）が前記負荷として発光ダイオード（ＬＥＤ）に印加されて良い。この場合、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）から前記発光ダイオードの順方向降下電圧（Ｖ_Ｆ）を減算して得られるＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が一定になるように、前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間をスイッチングするタイミングを制御する。前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が第１の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ１）まで下降したときに前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態から前記チャージ状態に切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が前記第１の閾値電圧より高い第２の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ２）まで上昇したときに前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態から前記ポンプ状態に切り換え、これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、前記第１の閾値電圧と前記第２の閾値電圧との間の範囲の電圧になるように調整して、一定になるように制御して良い。

本発明の第２の態様によれば、入力端子（ＩＮ）から印加される入力電圧（Ｖ_ＩＮ）を昇圧率で昇圧して出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）を出力端子（ＯＵＴ）から出力コンデンサ（Ｃ_ＯＵＴ）へ出力して、前記出力電圧を少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）（ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４）に印加して前記発光ダイオードを駆動するチャージポンプ式ＬＥＤドライバ（１０）において、前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、２つのコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）を備えたチャージポンプ回路（１２）であって、前記２つのコンデンサが前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続されるチャージ状態（状態１）と、前記２つのコンデンサが前記入力端子と接地端子との間に直列に接続されるポンプ状態（状態２）と、の間で切り換え可能な前記チャージポンプ回路と、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）から前記発光ダイオードの順方向降下電圧（Ｖ_Ｆ）を減算して得られるＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が一定になるように、前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間でスイッチングして、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップル（Ｒ）を持つように前記出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路（１５、２２、Ｒ１、Ｒ２、Ｍ８、Ｇ）とを備えたことを特徴とするチャージポンプ式ＬＥＤドライバが得られる。

上記本発明の第２の態様によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおいて、前記定電圧制御回路は、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が第１の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ１）まで下降したときに前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態から前記チャージ状態へ切り換える第１の切換え指示を示し、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が前記第１の閾値電圧より高い第２の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ２）まで上昇したときに前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態から前記ポンプ状態へ切り換える第２の切換え指示を示す比較結果信号を出力するヒステリシス比較器（２２）を含み、これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、前記第１の閾値電圧と前記第２の閾値電圧との間の範囲の電圧になるように調整して、一定になるように制御するようにして良い。

上記定電圧制御回路は、所定の基準電圧を発生する基準電圧発生器（１５）と、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）を分圧して分圧電圧（Ｖ_ＤＩＶ）を出力する分圧回路（Ｒ１、Ｒ２）であって、分圧比を、前記第１の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ１）を検出するための第１の分圧比と前記第２の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ２）を検出するための第２の分圧比との間で切換え可能な、前記分圧回路と、前記基準電圧と前記分圧電圧とを比較して、前記比較結果信号を出力する前記ヒステリシス比較器（２２）と、前記比較結果信号が前記第１の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第２の分圧比に切換え、前記比較結果信号が前記第２の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第１の分圧比に切換える分圧比制御手段（Ｇ）とから構成されて良い。

上記ヒステリシス比較器は、前記基準電圧を入力する反転入力端子と、前記分圧電圧を入力する非反転入力端子とを持つもので良い。上記分圧回路は、一端に前記ＬＥＤ端子電圧を受け、他端が前記非反転入力端子に接続された第１の抵抗器（Ｒ１）と、前記非反転入力端子と接地端子との間に接続された第２の抵抗器（Ｒ２）とを備えるものであって良い。この場合、前記第２の抵抗器の抵抗値は、第１の抵抗値と該第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値との間で可変であるもので良い。上記分圧比制御手段は、前記比較結果信号が前記第１の切換え指示を示しているときは、前記第２の抵抗器の抵抗値を前記第１の抵抗値に設定し、前記比較結果信号が前記第２の切換え指示を示しているときは、前記第２の抵抗器の抵抗値を前記第２の抵抗値に設定するもので良い。

上記第２の抵抗器（Ｒ２）は、前記非反転入力端子と前記接地端子との間に接続された第１の固定抵抗器（Ｒ２１）と、該第１の固定抵抗器と並列に接続された、第２の固定抵抗器（Ｒ２２）とスイッチ素子（Ｍ８）とから成る直列回路とから構成されて良い。この場合、前記分圧比制御手段は、前記比較結果信号を反転して反転信号により前記スイッチ素子のオン／オフを制御するインバータ（Ｇ）から構成されて良い。

上記本発明の第２の態様によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおいて、前記チャージポンプ式ＬＥＤドライバ（１０）は前記発光ダイオードとして複数個の発光ダイオード（ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４）を駆動するものであって良い。この場合、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）として、前記複数個の発光ダイオードの中の最低のＬＥＤ端子電圧を使用する。

尚、上記括弧内の符号は、本発明の理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、これらに限定されないのは勿論である。

本発明では、発光ダイオードのＬＥＤ端子電圧が一定になるように、チャージポンプ回路のチャージ状態とポンプ状態との間をスイッチングするタイミングを制御しているので、出力電圧が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように出力電圧を定電圧制御することにより軽負荷時のスイッチングロスが低減でき、効率を向上させることができるという効果を奏する。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図４を参照して、本発明の一実施の形態に係るＬＥＤドライバ１０について説明する。図示のＬＥＤドライバ１０は、携帯電話、デジタルカメラ等（図示せず）の液晶表示装置のバックライトとして使用される白色ＬＥＤを駆動するために使用される。図示のＬＥＤドライバ１０は、白色ＬＥＤとして、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４を駆動するためのものである。図示のＬＥＤドライバ１０は、チャージポンプ式ＬＥＤドライバである。

チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０は、チャージポンプ回路１２を備え、このチャージポンプ１２にはリチウムイオン電池などの電池２０から電池電圧が入力電圧Ｖ_ＩＮとして印加される。電池２０には入力コンデンサＣ_ＩＮが並列に接続されており、この入力コンデンサＣ_ＩＮの両端間に入力電圧Ｖ_ＩＮが保持される。

換言すれば、チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０は、電源入力端子ＩＮと接地端子ＧＮＤとを持つ。これら電源入力端子ＩＮと接地端子ＧＮＤとの間に、電池２０と入力コンデンサＣ_ＩＮが並列に接続されている。図示の例では、入力コンデンサＣ_ＩＮの容量値は１μＦである。

チャージポンプ回路１２は、入力電圧Ｖ_ＩＮを１倍又は１．５倍にして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力する機能を有する。すなわち、チャージポンプ回路１２は、昇圧率として１倍及び１．５倍を持つ。チャージポンプ回路１２には、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されている。

換言すれば、チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０は、第１の一対のコンデンサ接続端子Ｃ１Ｐ、Ｃ１Ｎと、第２の一対のコンデンサ接続端子Ｃ２Ｐ、Ｃ２Ｎとを持つ。第１の一対のコンデンサ接続端子Ｃ１Ｐ、Ｃ１Ｎには、第１のコンデンサＣ１が接続され、第２の一対のコンデンサＣ２Ｐ、Ｃ２Ｎには、第２のコンデンサＣ２が接続されている。図示の例では、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２は、１μＦの同じ容量値を持つ。

この出力電圧Ｖ_ＯＵＴは出力コンデンサＣ_ＯＵＴに印加される。この出力コンデンサＣ_ＯＵＴには、前述した第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４が並列に接続されている。第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４には、それぞれ、第１乃至第４の定電流源３１〜３４が直列に接続される。図示の例では、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの容量値は１μＦである。

すなわち、チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０では、出力コンデンサＣ_ＯＵＴに第１乃至第６の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４を並列に接続し、それぞれのＬＥＤ電流を第１乃至第４の定電流源３１〜３４でドライブしている。

前述したように、チャージポンプ回路１２は１倍及び１．５倍の昇圧率を持っている。チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０では、この昇圧率の切り換えを、後述するように、白色発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆを監視することによって行っている。

チャージポンプ回路１２には、発振器（ＯＳＣ）１３からクロック信号（発振信号）が供給される。基準電圧発生器１５は基準電圧Ｖrefを発生する。ここで、チャージポンプ回路１２の昇圧率が１倍のとき、基準電圧発生器１５は１．２５Ｖを発生させ、これを抵抗分割して基準電圧Ｖrefとして１２０ｍＶの電圧を出力する。

最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６は、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４のカソード側の電圧（ＬＥＤ端子電圧）の中で最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを選択して出力する。ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、白色発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆに対応している。すなわち、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴから発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆを減算して得られる電圧（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_Ｆ）に等しい。

具体的に説明すると、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ１〜Ｖ_Ｆ４はそれぞれ異なる。例えば、順方向降下電圧Ｖ_Ｆが第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の順番に高いとする。第１の白色発光ダイオードＬＥＤ１の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ１が３．６Ｖで、第２の白色発光ダイオードＬＥＤ２の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ２が３．５Ｖで、第３の白色発光ダイオードＬＥＤ３の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ３が３．４Ｖで、第４の白色発光ダイオードＬＥＤ４の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ４が３．３Ｖであったとする。そして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴか３．８Ｖであったとする。この場合、第１の白色発光ダイオードＬＥＤ１のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１は０．２Ｖに等しく、第２の白色発光ダイオードＬＥＤ２のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ２は０．３Ｖに等しく、第３の白色発光ダイオードＬＥＤ３のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ３は０．４Ｖに等しく、第４の白色発光ダイオードＬＥＤ４のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ４は０．５Ｖに等しい。従って、第１の白色発光ダイオードＬＥＤ１のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１が一番低いので、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６は、０．２ＶのＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１を最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤとして選択して出力する。

尚、上述した発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆは、各発光ダイオードに２０ｍＡの定電流（ＬＥＤ電流）が流れているときの電圧を示している。

最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６から出力された最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、第１の比較器２１へ供給される。この第１の比較器２１には、基準電圧発生器１５から基準電圧Ｖrefが供給されている。詳述すると、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは第１の比較器２１の非反転入力端子に供給され、基準電圧Ｖrefは第１の比較器２１の反転入力端子に供給されている。

ここで、電池２０の入力電圧Ｖ_ＩＮがまだ十分高く、チャージポンプ回路１２は、昇圧率を１倍に設定して動作しているとする。すなわち、チャージポンプ回路１２は１倍モードで動作しているとする。この場合、チャージポンプ回路１２は、入力電圧Ｖ_ＩＮに等しい出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力している。

この状態において、電池２０が消耗して、その入力電圧Ｖ_ＩＮも低くなったとする。すると出力電圧Ｖ_ＯＵＴも低くなるので、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤ４も低くなる。これらＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤ４の中で最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６で選択され、その最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが１２０ｍＶまで低下したとする。この場合、第１の比較器２１は、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが基準電圧Ｖrefより低くなったので、昇圧率を１倍から１．５倍へ切り換えることを指示する、論理ローレベルの倍率切換信号を出力する。

この論理ローレベルの倍率切換信号に応答して、チャージポンプ回路１２は、昇圧率を１倍から１．５倍に切換え、１．５倍モードで動作する。また、昇圧率を1倍から１．５倍に切り換えると、チャージポンプ回路１２は、切換完了信号を基準電圧発生器１５へ送出する。

すなわち、最低のＬＥＤ端子電圧が１２０ｍＶになるまでは、チャージポンプ回路１２は１倍モードで動作し、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが一旦１２０ｍＶ以下になった時点以後、チャージポンプ回路１２は１．５倍モードで動作する。

ＬＥＤイネーブルロジック１７は、アクティブ信号を出力して、第１乃至第４の定電流源３１〜３４をアクティブ状態にする。ＬＥＤイネーブルロジック１７にはカレントミラー回路１８が接続されている。

ＬＥＤドライバ１０は、第２の比較器２２を更に有する。この第２の比較器２２はヒステリシス比較器である。第２の比較器２２の反転入力端子には、基準電圧発生器１５から１００ｍＶの基準電圧Ｖrefが供給される。第２の比較器２２の非反転入力端子には、第１及び第２の抵抗器Ｒ１及びＲ２から成る分圧回路から分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが供給される。この分圧回路は、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６から供給される最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを分圧して、分圧電圧Ｖ_ＤＩＶを出力する回路である。尚、第２の抵抗器Ｒ２は可変抵抗器である。

第２の比較器（ヒステリシス比較器）２２、基準電圧発生器１５、および分圧回路の組み合わせは、１．５倍昇圧時に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定に制御するための定電圧制御回路として働く。

図５を参照して、本発明の一実施の形態に係る定電圧制御回路の具体的な構成について説明する。図示の定電圧制御回路は、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを１９０ｍＶの一定電圧に制御する回路である。また、図示の定電圧制御回路は、第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１として１８０ｍＶの電圧を持ち、第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２として２００ｍＶの電圧を持つ。

ここで、図６に示されるように、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを一定電圧に制御するということは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定電圧に制御することと同義である。何故なら、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_ＦにＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを加算して得られる電圧（Ｖ_Ｆ＋Ｖ_ＬＥＤ）に等しく、発光ダイオードを流れるＬＥＤ電流が一定の場合、発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆは一定であるからである。

図示の定電圧制御回路は、基準電圧発生器１５と、ヒステリシス比較器２２と、第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２とから成る分圧回路と、インバータＧとから構成されている。

図示の基準電圧発生器１５は、１００ｍＶの基準電圧Ｖrefをヒステリシス比較器２２の反転入力端子に供給する。第１の抵抗器Ｒ１の一端は、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６の出力端子に接続され、第１の抵抗器Ｒ１の他端は、ヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に接続されている。第１の抵抗器Ｒ１の抵抗値は１０ｋΩである。

可変抵抗器Ｒ２は、第１及び第２の固定抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２と、スイッチ素子であるＮチャネル電界効果トランジスタＭ８とから構成されている。第１の固定抵抗器Ｒ２１の一端はヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に接続され、他端は接地されている。第２の固定抵抗器Ｒ２２の一端はヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に接続され、他端はＮチャネル電界効果トランジスタＭ８のドレインに接続されている。Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８のソースは接地されている。すなわち、可変抵抗器Ｒ２は、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８を介して並列接続された固定抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２から構成されている。換言すれば、可変抵抗器Ｒ２は、第１の固定抵抗器Ｒ２１と、この第１の固定抵抗器Ｒ２１と並列に接続された、第２の固定抵抗器Ｒ２２とスイッチ素子Ｍ８とか成る直列回路とから構成されている。

抵抗器２１の抵抗値は１２．５ｋΩであり、抵抗器Ｒ２２の抵抗値は５０ｋΩである。従って、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８がオフのとき、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩに等しく、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８がオンとき、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１０ｋΩに等しくなる。すなわち、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８のオン／オフによって、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩと１０ｋΩとの間で変化する。換言すれば、可変抵抗器Ｒ２は、１２．５ｋΩの第１の抵抗値と、この第１の抵抗値より小さい１０ｋΩの第２の抵抗値との間で可変である。

とにかく、第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２とから成る分圧回路は、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを分圧して分圧電圧Ｖ_ＤＩＶを出力する回路であって、分圧比を、第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を検出するための第１の分圧比と第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２を検出するための第２の分圧比との間で切換え可能である。

第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２との接続点から分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが出力され、その分圧電圧Ｖ_ＤＩＶはヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に供給される。

ヒステリシス比較器２２は、基準電圧Ｖrefと分圧電圧Ｖ_ＤＩＶとを比較して、比較結果信号を出力する。この比較結果信号は、チャージポンプ回路１２を構成するドライバ（図示せず）に供給される。また、インバータＧは比較結果信号を反転して、反転信号をＮチャネル電界効果トランジスタＭ８のゲートへ供給する。すなわち、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８は、インバータＧから供給される反転信号に応答してオン／オフし、これによって、ヒステリシス比較器２２のヒステリシスを実現している。

分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが基準電圧Ｖrefより高いとき、ヒステリシス比較器２２は論理ハイレベルの比較結果信号を出力する。一方、分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが基準電圧Ｖrefより低いとき、ヒステリシス比較器２２は論理ローレベルの比較結果信号を出力する。

比較結果信号に応答して、上記ドライバは、図３に示したチャージポンプ回路１２の第１乃至第７の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ７をオン／オフして、図７に示されるように、チャージポンプ回路１２を状態１（チャージ状態）と状態２（ポンプ状態）との間でスイッチングする。尚、本発明に係るＬＥＤドライバ１０においては、この状態１と状態２との間をスイッチングするスイッチング周期は、負荷の軽重に応じて変動することに注意されたい。

換言すれば、ヒステリシス比較器２２は、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１まで下降したときにチャージポンプ回路１２をポンプ状態からチャージ状態へ切り換える第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号を出力し、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２まで上昇したときにチャージポンプ回路１２をチャージ状態からポンプ状態へ切り換える第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力する。

また、上記インバータＧは、比較結果信号が第１の切換え指示を示しているときは、分圧回路における分圧比を第２の分圧比に切換え、比較結果信号が第２の切換え指示を示しているときは、分圧回路における分圧比を第１の分圧比に切換える分圧比制御手段として動作する。換言すれば、インバータＧである分圧比制御手段は、比較結果信号が第１の切換え指示を示しているときは、第２に抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２の抵抗値を１２．５ｋΩの第１の抵抗値に設定し、比較結果信号が第２の切換え指示を示しているときは、第２に抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２の抵抗値を１０ｋΩの第２の抵抗値に設定する。

このような構成の定電圧制御回路によれば、図８に示されるように、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１と２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２との間の電圧範囲になるように制御されるので、実質的に１９０ｍＶの一定電圧に制御される。そして、発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆは一定であるので、図８に示されるように、出力電圧Ｖ_ＯＵＴも一定電圧に制御される。

ここで、従来のＬＥＤドライバにおいて、１．５倍の昇圧動作時におけるチャージポンプ回路１２の状態１と状態２との間のスイッチングは、発振器１３から供給される発振信号（クロック信号）によって行われていることに注意されたい。すなわち、従来のＬＥＤドライバでは、負荷の軽重に拘らず、スイッチング周期は一定である。そして、従来のＬＥＤドライバでは、図１に示されるように、１．５倍の昇圧動作時には、入力電圧Ｖ_ＩＮを１．５倍した出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力している。

以下、図５、図７および図８を参照して、図５に示す定電圧制御回路の動作について説明する。

初期状態として、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６から２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２より徐々に低下する最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが供給されているとする。この場合、ヒステリシス比較器２２は第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力している。従って、インバータＧは論理ローレベルの反転信号を出力するのでＮチャネル電界効果トランジスタＭ８はオフ状態になっている。この為、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩの第１の抵抗値となり、分圧回路からは１００ｍＶより高い分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが出力されている。第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号に応答して、チャージポンプ回路１２のドライバは、チャージポンプ回路１２を状態２（ポンプ状態）に構成している。従って、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは徐々に低下する。

この状態において、図８の時刻ｔ_１において、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが１８０ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２まで下降したとする。このとき、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶになるので、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。この第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号に応答して、チャージポンプ回路１２のドライバは、チャージポンプ回路１２を状態２（ポンプ状態）から状態１（チャージ状態）に切り換える。従って、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはこの時刻ｔ_１以降徐々に上昇する。一方、インバータＧは、論理ハイレベルの反転信号を出力するので、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８はオンする。これにより、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１０ｋΩの第２の抵抗値になる。その為、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶは１００ｍＶより低くなり、ヒステリシス比較器２２は第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号を出力し続ける。

出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇するので、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤも上昇する。そして、図８の時刻ｔ_２で、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２まで上昇したとする。そのとき、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶになるので、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。この第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号に応答して、チャージポンプ回路１２のドライバは、チャージポンプ回路１２を状態１（チャージ状態）から状態２（ポンプ状態）に切り換える。従って、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはこの時刻ｔ_２以降徐々に下降する。一方、インバータＧは、論理ローレベルの反転信号を出力するので、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８はオフする。これにより、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩの第１の抵抗値になる。その為、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶは１００ｍＶより高くなり、ヒステリシス比較器２２は第１の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力し続ける。

出力電圧Ｖ_ＯＵＴが下降するので、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤも下降する。図８の時刻ｔ_３において、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１まで下降したとすると、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶになり、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ハイレベルから論理ローレベルに再び遷移する。それ以降、上述した動作を繰り返す。

このようにして、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１と２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２との間の電圧範囲である、１９０ｍＶの一定電圧になるように制御されるので、出力電圧Ｖ_ＯＵＴも一定電圧になるように制御される。すなわち、本発明に係る制御方法は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが一定の電圧範囲に収まるように、チャージポンプ回路１２における状態１（チャージ状態）と状態２（ポンプ状態）との間のスイッチングを制御する方法である。

その為、図９に示されるように、負荷の軽重に拘らず、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲが一定となる。図９において、（Ａ）は、負荷が重負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示し、（Ｂ）は、負荷が軽負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示している。負荷が重負荷のとき（図９（Ａ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲと、負荷が軽負荷のとき（図９（Ｂ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲとが等しくなっていることが分かる。すなわち、負荷の軽重に拘らず、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲは常に一定である。ここで、本発明では、状態１と状態２との間のスイッチングを、定電圧制御回路のヒステリシス比較器２２から供給される比較結果信号によって行っているので、軽負荷時のスイッチング周期Ｔ_Ｌが重負荷時のスイッチング周期Ｔ_Ｈよりも長くなる。

また、本発明による制御方法では、上述の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの変動範囲（リップル）Ｒを大きく設定することで、従来の制御方法と比較して、スイッチング回数を減らすことができる。そのため、チャージポンプ回路１２を構成する７つの電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ７のゲートの寄生容量によるロス分が軽減され、ＬＥＤドライバ１０の効率を向上させることができる。

チャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηは、下記の数１で表される計算式で求められる。

ここで、Ｉ_ＯＵＴは出力電流（各発光ダイオードに流れる負荷電流（ＬＥＤ電流））を表し、Ｉ_ＩＮは入力電流を表す。

数１中において、発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆ、出力電流Ｉ_ＯＵＴ、および入力電圧Ｖ_ＩＮは制御方法に依らず一定の値であるので、入力電流Ｉ_ＩＮのみ制御方法により差が生じる。そのため、制御方法による入力電流Ｉ_ＩＮの差がそのままチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率差として反映される。

この技術分野において周知のように、コンデンサに蓄えられる電荷Ｑは、Ｑ＝ＣＶ＝ｉｔで表される。従って、入力電流Ｉ_ＩＮは下記の数２で表される。

ここで、Ｃ_ＩＮＰは寄生容量の容量値を表す。

数２より、ｔ（＝スイッチング周期）が大きい程、寄生容量による影響が相対的に少なくなり、入力電流Ｉ_ＩＮが小さくなる。その結果として、チャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηが向上することが分かる。

また、一回当たりのスイッチングロスも、従来の制御方法に比較して、本発明に係る定電圧制御方法の方が、小さくなる。その理由は、負荷に応じてスイッチング周波数が変化し、軽負荷時においてはスイッチング周期が長くなり、ある一定期間を考えるとスイッチング回数が減少するからである。

よって、本発明による制御方法では、従来の制御方法より効率を向上させることができ、負荷の軽重によって出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルが変動しない、軽負荷時においてはスイッチング回数が減少するので効率が上がる、というメリットがあり、有用である。

図１０及び図１１に一例として、本発明によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０と従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηの特性を示す。図１０は、出力電流Ｉ_ＯＵＴが２０ｍＡのとき（２０ｍＡ負荷時）のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηを示し、図１１は、出力電流Ｉ_ＯＵＴが５ｍＡのとき（５ｍＡ負荷時）のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηを示す。尚、２０ｍＡの出力電流Ｉ_ＯＵＴは、折り畳み式の携帯電話において、その携帯電話を開いてメインディスプレイが所定時間の間だけ明るく表示されているときに流れる電流に相当し、５ｍＡの出力電流Ｉ_ＯＵＴは、その所定時間経過した後にメインディスプレイの表示が暗くなったときに流れる電流に相当する。

図１０及び図１１において、横軸は入力電圧Ｖ_ＩＮ（Ｖ）を示し、縦軸はチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率η（％）を示す。また、図１０及び図１１の各々において、黒塗り四角が従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηを示し、黒塗り菱形が本発明によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０の効率ηを示す。この例では、入力電圧Ｖ_ＩＮが３．６Ｖ以上のとき、チャージポンプ式ＬＥＤドライバは１倍のモードで動作し、入力電圧Ｖ_ＩＮが３．６Ｖ以下のとき、チャージポンプ式ＬＥＤドライバは１．５倍の昇圧モードで動作する。

図１０から、２０ｍＡ負荷時の１．５倍昇圧時において、本発明によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０の効率ηが、従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηよりも約１％向上していることが分かる。これは、スイッチング回数が低減することにより、電界効果トランジスタのゲートの寄生容量に起因するロスが減ったためであると考えられる。

一方、図１１から、５ｍＡ負荷時の１．５倍昇圧時において、本発明によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０の効率ηが、従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率ηよりも約３％向上していることが分かる。これは、２０ｍＡ負荷時と比較して、さらにスイッチング回数が減るので、軽負荷の方が効率の差が顕著になることを表している。

以上、本発明について好ましい実施の形態によって説明してきたが、本発明は上述した実施の形態に限定しないのは勿論である。例えば、上述した定電圧制御回路は、基準電圧発生器１５と、抵抗器Ｒ１、Ｒ２から成る分圧回路と、ヒステリシス比較器２２と、インバータＧとから構成されているが、定電圧制御回路はこのような構成のものに限定されない。とにかく、定電圧制御回路は、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが一定となるように、チャージポンプ回路１２をチャージ状態とポンプ状態との間でスイッチングして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルＲを持つように出力電圧Ｖ_ＯＵＴを定電圧制御するものであれば、どのような構成であっても良い。

昇圧率を１．５倍に設定したときの従来のチャージポンプ回路の昇圧動作状態を示す回路図である。 従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおける、負荷の軽重により出力電圧が変動する様子を示す波形図で、（Ａ）は負荷が重負荷のときの出力電圧の波形を示し、（Ｂ）は負荷が軽負荷のときの出力電圧の波形を示している。 チャージポンプ回路の構成を、第１及び第２のコンデンサと共に示す回路図である。 本発明の一実施の形態に係るチャージポンプ式ＬＥＤドライバを示すブロック図である。 図４のチャージポンプ式ＬＥＤドライバに使用される、定電圧制御回路の具体的な構成を示す回路図である。 本発明による定電圧制御方法を説明するためのブロック図である。 昇圧率を１．５倍に設定したときの、図４に示すチャージポンプ回路の動作状態を示す回路図である。 図５に示した定電圧制御回路を用いた、図４のチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおける最低のＬＥＤ端子電圧と出力電圧の特性を示す波形図である。 図４に示されるチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおける出力電圧の特性を示す波形図で、（Ａ）は負荷が重負荷のときの出力電圧の波形を示し、（Ｂ）は負荷が軽負荷のときの出力電圧の波形を示している。 ２０ｍＡ負荷時の本発明及び従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率の特性を示す図である。 ５ｍＡ負荷時の本発明及び従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率の特性を示す図である。

符号の説明

１０ チャージポンプ式ＬＥＤドライバ
１２ チャージポンプ回路
１３ 発振器（ＯＳＣ）
１５ 基準電圧発生器
１７ ＬＥＤイネーブルロジック
１８ カレントミラー回路
２０ 電池
２１ 第１の比較器
２２ 第２の比較器（ヒステリシス比較器）
Ｒ１ 第１の抵抗器
Ｒ２ 第２の抵抗器（可変抵抗器）
Ｒ２１、Ｒ２２ 抵抗器
Ｍ１〜Ｍ８ 電界効果トランジスタ
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６ 白色発光ダイオード
Ｃ_ＩＮ 入力コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｃ_ＯＵＴ 出力コンデンサ
Ｇ インバータ

Claims (10)

1. 入力電圧を入力し、昇圧した出力電圧を得るための複数のコンデンサを有するチャージポンプ回路において、前記複数のコンデンサへ電荷を注入するチャージ状態と、前記複数のコンデンサの電荷を出力用コンデンサに出力するポンプ状態とを切り換えるタイミングを制御する方法であって、前記出力電圧が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように前記出力電圧を定電圧制御することを特徴とするチャージポンプ回路の制御方法。
2. 前記複数のコンデンサが２つのコンデンサから成り、前記チャージ状態は前記２つのコンデンサが並列接続されることであり、前記ポンプ状態は前記２つのコンデンサが直列接続されることである、請求項１に記載のチャージポンプ回路の制御方法。
3. 前記出力電圧が前記負荷として発光ダイオード（ＬＥＤ）に印加され、前記出力電圧から前記発光ダイオードの順方向降下電圧を減算して得られるＬＥＤ端子電圧が一定になるように、前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間をスイッチングするタイミングを制御することを特徴とする、請求項１又は２に記載のチャージポンプ回路の制御方法。
4. 前記ＬＥＤ端子電圧が第１の閾値電圧まで下降したときに前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態から前記チャージ状態に切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧が前記第１の閾値電圧より高い第２の閾値電圧まで上昇したときに前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態から前記ポンプ状態に切り換え、これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、前記第１の閾値電圧と前記第２の閾値電圧との間の範囲の電圧になるように調整して、一定になるように制御する、請求項３に記載のチャージポンプ回路の制御方法。
5. 入力端子から印加される入力電圧を昇圧率で昇圧して出力電圧を出力端子から出力コンデンサへ出力して、前記出力電圧を少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）に印加して前記発光ダイオードを駆動するチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおいて、
   前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、２つのコンデンサを備えたチャージポンプ回路であって、前記２つのコンデンサが前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続されるチャージ状態と、前記２つのコンデンサが前記入力端子と接地端子との間に直列に接続されるポンプ状態と、の間で切り換え可能な前記チャージポンプ回路と、
   前記出力電圧から前記発光ダイオードの順方向降下電圧を減算して得られるＬＥＤ端子電圧が一定になるように、前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間でスイッチングして、前記出力電圧が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように前記出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路と
   を備えたことを特徴とするチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
6. 前記定電圧制御回路は、前記ＬＥＤ端子電圧が第１の閾値電圧まで下降したときに前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態から前記チャージ状態へ切り換える第１の切換え指示を示し、前記ＬＥＤ端子電圧が前記第１の閾値電圧より高い第２の閾値電圧まで上昇したときに前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態から前記ポンプ状態へ切り換える第２の切換え指示を示す比較結果信号を出力するヒステリシス比較器を含み、
   これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、前記第１の閾値電圧と前記第２の閾値電圧との間の範囲の電圧になるように調整して、一定になるように制御することを特徴とする請求項５に記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
7. 前記定電圧制御回路は、
   所定の基準電圧を発生する基準電圧発生器と、
   前記ＬＥＤ端子電圧を分圧して分圧電圧を出力する分圧回路であって、分圧比を、前記第１の閾値電圧を検出するための第１の分圧比と前記第２の閾値電圧を検出するための第２の分圧比との間で切換え可能な、前記分圧回路と、
   前記基準電圧と前記分圧電圧とを比較して、前記比較結果信号を出力する前記ヒステリシス比較器と、
   前記比較結果信号が前記第１の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第２の分圧比に切換え、前記比較結果信号が前記第２の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第１の分圧比に切換える分圧比制御手段と
   を備えることを特徴とする、請求項６に記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
8. 前記ヒステリシス比較器は、前記基準電圧を入力する反転入力端子と、前記分圧電圧を入力する非反転入力端子とを持ち、
   前記分圧回路は、一端に前記ＬＥＤ端子電圧を受け、他端が前記非反転入力端子に接続された第１の抵抗器と、前記非反転入力端子と接地端子との間に接続された第２の抵抗器とを備え、
   前記第２の抵抗器の抵抗値は、第１の抵抗値と該第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値との間で可変であり、
   前記分圧比制御手段は、前記比較結果信号が前記第１の切換え指示を示しているときは、前記第２の抵抗器の抵抗値を前記第１の抵抗値に設定し、前記比較結果信号が前記第２の切換え指示を示しているときは、前記第２の抵抗器の抵抗値を前記第２の抵抗値に設定する、請求項７に記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
9. 前記第２の抵抗器は、前記非反転入力端子と前記接地端子との間に接続された第１の固定抵抗器と、該第１の固定抵抗器と並列に接続された、第２の固定抵抗器とスイッチ素子とから成る直列回路とから構成され、
   前記分圧比制御手段は、前記比較結果信号を反転して反転信号により前記スイッチ素子のオン／オフを制御するインバータから構成されている、ことを特徴とする請求項８に記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
10. 前記チャージポンプ式ＬＥＤドライバは前記発光ダイオードとして複数個の発光ダイオードを駆動するものであり、前記ＬＥＤ端子電圧として、前記複数個の発光ダイオードの中の最低のＬＥＤ端子電圧を使用する、ことを特徴とする請求項５乃至９のいずれか１つに記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
    

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