WO2010061769A1 - Ｌｅｄ駆動装置 - Google Patents

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WO2010061769A1
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裕樹 松田
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ミツミ電機株式会社
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/347—Dynamic headroom control [DHC]

Definitions

  • the present invention relates to an LED driving device that drives an LED to emit light, and more particularly to an LED driving device that drives a WLED (white light emitting diode) used for a backlight of a liquid crystal monitor or the like, and more particularly, a charge pump that boosts and outputs an input voltage.
  • the present invention relates to a technique suitable for use in a charge pump type LED drive device having
  • a power supply device that generates a drive voltage for a WLED includes an LED drive device that uses a step-up type switching regulator, and switches the terminal voltage of a charged capacitor or transfers a charged charge to another capacitor.
  • a charge pump type LED driving device (LED driver) that outputs a boosted voltage is known.
  • an LED driver that uses a battery as a power source and generates an LED drive voltage by boosting the battery voltage, a decrease in brightness of the LED due to a decrease in the battery voltage becomes a problem.
  • the drive current flowing through the LED is converted into voltage and fed back to the control circuit, and the switching element that intermittently flows current to the inductor (coil) is PWM driven, for example, to keep the drive current constant. Therefore, the LED brightness is prevented from decreasing due to a decrease in battery voltage.
  • the boost rate of the charge pump is switched in order to prevent the brightness of the LED from being lowered due to a drop in the battery voltage.
  • switching of the boosting rate is generally performed by monitoring the input voltage (battery voltage) and increasing the boosting rate when the voltage falls below a predetermined level.
  • the LED driver of Patent Document 1 employs a charge pump that switches the boosting rate to three stages of 1 ⁇ output, 1.5 ⁇ boosting, and 2 ⁇ boosting, and monitors the voltage of the LED in addition to the input voltage to increase the boosting rate. Is configured to switch.
  • voltage monitoring requires voltage comparators (comparators), and the number increases as the number of monitored voltages and the number of LEDs increase.
  • a comparator with a relatively large hysteresis must be used.
  • a comparator having a large hysteresis increases the number of elements, thereby increasing the circuit area and increasing the current consumption.
  • a plurality of voltage comparison circuits CMP1 to CMP4 for comparing the voltages of the terminals LED1 to LED4 to which the cathodes of the light emitting diodes are connected with the reference voltage Vref1, and these A latch circuit LAT capable of latching a state corresponding to the logical sum of outputs of the voltage comparison circuit, and at least one of the plurality of voltage comparison circuits detects that the voltage at the cathode terminal is lower than the reference voltage Vref1.
  • the invention relates to an LED driving device in which a signal for switching the boosting rate of the boosting circuit to a higher one is output and latched by a latch circuit so that the switching control of the boosting rate does not become unstable. And filed an application (Japanese Patent Application No. 2008-229565).
  • An object of the present invention is to prevent the switching control of the boosting rate of the boosting circuit from becoming unstable and to increase the boosting rate in the LED driving device that includes the charge pump type boosting circuit and drives the light emitting diode to light.
  • An object of the present invention is to perform control so that the output voltage of the booster circuit does not become too high when charging is started after switching and the battery voltage becomes high.
  • the present invention includes a booster circuit capable of boosting and outputting an input voltage and capable of stepwise switching a boosting rate, and generates and outputs a predetermined drive current that flows to each of a plurality of light emitting diodes.
  • the LED driving device when the voltage of each anode terminal or cathode terminal of the plurality of light emitting diodes is monitored to detect that one of the voltages at the terminals is lower than a preset first voltage
  • a signal for switching the boosting rate of the booster circuit to a higher one is output and the input voltage is monitored to detect that the input voltage is higher than a preset second potential
  • the booster circuit The step-up rate switching circuit is configured to output a signal for switching the step-up rate to a lower one.
  • the boosting circuit of the boosting circuit Since the rate is switched to a higher one, power efficiency can be increased.
  • the boosting rate of the booster circuit is switched to a lower one. Therefore, charging is performed after the input voltage is lowered and the boosting rate is increased. Control can be performed so that the output voltage of the booster circuit does not become too high when the battery voltage becomes high after the start.
  • the invention according to the present application includes a booster circuit capable of boosting an input voltage and outputting the boosted voltage and switching the booster rate stepwise, and a booster rate switching circuit for generating a signal for switching the booster rate of the booster circuit,
  • An LED driving device that generates and outputs a predetermined driving current that flows to each of the plurality of light emitting diodes, and the step-up rate switching circuit includes a voltage of each anode terminal or cathode terminal of each of the plurality of light emitting diodes and a reference voltage.
  • a plurality of voltage comparison circuits to be compared a latch circuit capable of latching a signal obtained by ORing the outputs of the plurality of voltage comparison circuits, and an input voltage monitor for monitoring whether or not the input voltage is higher than a predetermined potential
  • at least one of the plurality of voltage comparison circuits is configured such that the voltage at the anode terminal or the cathode terminal is lower than the reference voltage. Is detected, the latch circuit is set in a latched state to output a signal for switching the boosting rate of the boosting circuit to a higher one, and the input voltage is determined to be higher than a predetermined potential.
  • the monitoring circuit detects it, the latch state of the latch circuit is released and a signal for switching the boosting rate of the booster circuit to a lower one is output.
  • a plurality of external terminals to which each of the light emitting diodes can be connected a booster circuit capable of receiving a battery voltage as an input voltage and outputting a boosted voltage and switching a boosting rate in two stages, and the booster
  • a plurality of constant current circuits for receiving a voltage from the circuit and generating predetermined drive currents respectively flowing to the plurality of light emitting diodes; and a boost rate switching circuit for generating a signal for switching the boost rate of the boost circuit.
  • the step-up rate switching circuit includes a plurality of voltage comparison circuits that compare a voltage of each anode terminal or cathode terminal of the plurality of light emitting diodes with a reference voltage, and the plurality of the plurality of voltage comparison circuits.
  • a logic gate circuit that takes a logical sum of outputs of the voltage comparison circuit, a latch circuit that latches the output of the logic gate circuit, and an input voltage are set in advance.
  • An input voltage monitoring circuit that monitors whether the voltage is higher than a certain potential, and outputs a signal for switching the boosting rate of the boosting circuit according to the output of the logic gate circuit, and the output of the input voltage monitoring circuit Accordingly, the latch state of the latch circuit is released and a signal for switching the boosting rate of the boosting circuit is output.
  • the latch circuit that latches the signal obtained by logically summing the outputs of the voltage comparison circuit since the latch circuit that latches the signal obtained by logically summing the outputs of the voltage comparison circuit is provided, the output voltage is increased due to switching to a higher step-up rate, and the output of the voltage comparison circuit is reduced. Even if it is reversed, it is possible to avoid switching to a lower step-up rate. Furthermore, the input voltage is monitored, and when the input voltage becomes higher than a predetermined potential, the boosting rate of the booster circuit is switched to a lower one, so that charging is performed after the input voltage is lowered and switched to a higher boosting rate. Control can be performed so that the output voltage of the booster circuit does not become too high when the battery voltage becomes high after the start.
  • each of the plurality of constant current circuits is configured to draw a driving current of the light emitting diode from the external terminal to which the plurality of light emitting diodes can be connected, and the reference voltage is set to 0.1 V or less.
  • the switching point of the boosting rate can be moved to a lower input voltage compared to the conventional case, and the power efficiency of the boosting circuit can be improved.
  • the detection voltage is set between a maximum forward voltage of light emitting diodes connected to the external terminal and a maximum voltage of a battery that supplies the input voltage.
  • a maximum forward voltage of light emitting diodes connected to the external terminal a maximum forward voltage of a battery that supplies the input voltage.
  • the boost rate of the boost circuit is increased. Can be reliably switched in the direction of lowering.
  • the latch circuit is configured such that the latch state can be released by a control signal supplied from the outside of the semiconductor chip.
  • the switching control of the boosting rate of the boosting circuit is prevented from becoming unstable, and the input voltage is reduced to increase the boosting rate.
  • control can be performed so that the output voltage of the booster circuit does not become too high when charging is started after switching to a higher direction and the battery voltage becomes higher.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of an LED driving device to which the present invention is applied.
  • a portion surrounded by a thick line in FIG. 1 is formed as a semiconductor integrated circuit (hereinafter referred to as a white LED driver IC) 10 on one semiconductor chip.
  • white LEDs are connected to the white LED driver IC 10 as external elements, and the cathode terminals of the LEDs 1 to LED4 are connected to the ground potential GND.
  • the white LED driver IC 10 constitutes a charge pump type booster circuit together with the internal circuit of the IC, external terminals C1 +, C1-; C2 + C2 to which two external capacitance elements (capacitors) C1, C2 can be connected. -Is provided.
  • the white LED driver IC 10 of the present embodiment has an input terminal VIN to which a battery voltage is applied as an input voltage Vin from a battery 20 such as a lithium ion battery, and an input voltage Vin applied to the input terminal VIN is increased by 1.5 times. It has a charge pump 11 constituting a booster circuit capable of boosting and outputting, control logic 12 for controlling the entire chip, and diode connection terminals LED1 to LED4 to which four white light emitting diodes can be connected.
  • the control logic 12 generates a signal for controlling a circuit inside the IC, such as a charge pump, based on a control signal inputted from outside the IC and a signal inside the IC.
  • the charge pump 11 includes the external capacitive elements C1 and C2, and switching elements (not shown) for charging and discharging the capacitive elements C1 and C2, transferring charges between the capacitive elements, and transmitting voltages.
  • the control logic 12 Based on the oscillation signal from the oscillation circuit OSC, the control logic 12 operates by turning on and off the switch elements, and switches the charge transfer and voltage transfer paths by appropriately selecting and controlling the switch elements to be turned on and off. Thus, 1-fold output or 1.5-fold boost output is possible.
  • the charge pump 11 directly transmits the input voltage Vin to the output terminal in the 1 ⁇ output mode.
  • the 1.5-fold boost mode as shown in FIG. 3A, one capacitor C1 is charged to the input voltage Vin with reference to the ground potential, and then, as shown in FIG. 3B, two capacitors C1, C2 is connected in parallel, and the charge of the capacitor C1 is distributed to C2 to be in the Vin / 2 charge state, and Vin is applied to the ground-side terminals of C1 and C2.
  • the voltage VOUT boosted 1.5 times by the charge transfer is output.
  • the white LED driver IC 10 of the present embodiment receives a reference voltage generation circuit 13 that generates a reference voltage (constant voltage) required inside the IC, and a reference voltage Vref generated by the reference voltage generation circuit 13 as a reference. And a constant current circuit 14 for generating a current.
  • an output terminal OUT that outputs the output voltage VOUT of the charge pump 11 is provided on the chip, and the anode terminals of the four white light emitting diodes are commonly connected to the output terminal OUT, and the cathode terminals of the respective diodes. Are connected to the LED connection terminals LED1 to LED4, respectively.
  • constant current sources CS1 to CS4 are provided for drawing diode drive currents from the LED connection terminals LED1 to LED4, respectively.
  • a current mirror comprising a constant current circuit 14 that receives a reference voltage Vref generated by the reference voltage generation circuit 13 and generates a reference current, and MOS transistors Q11 and Q12 that fold back the constant current generated by the constant current circuit.
  • a circuit 15 is provided, and the drain current of Q12 is converted into a voltage by a resistor, and the voltage proportional to the constant current of the constant current control circuit 14 is applied by applying the voltage to the transistors in the constant current sources CS1 to CS4.
  • the white light-emitting diode is driven with a constant current by generating it and pulling it as a drive current from the terminals LED1 to LED4.
  • a step-up rate switching circuit 17 is provided that receives the potentials of the LED connection terminals LED1 to LED4 as inputs.
  • the step-up rate switching circuit 17 monitors the cathode voltage of each white light emitting diode connected to the terminals LED1 to LED4, detects the step-up rate switching timing, and controls according to the output signal BMC of the step-up rate switching circuit.
  • the logic 12 operates, and the charge pump 11 is configured to perform 1 ⁇ output or 1.5 ⁇ boost output.
  • the white light emitting diodes currently on the market have a variation in the forward voltage Vf, and the diode does not emit light unless a voltage higher than the forward voltage Vf is applied to the anode terminal. Therefore, as in the above embodiment, when a plurality of white light emitting diodes are connected to the anode common and the drive current is drawn from each cathode terminal by the constant current circuit to emit light, the output voltage of the charge pump 11 decreases and the diode When the cathode voltage decreases, light is emitted from the highest forward voltage. As a result, in a liquid crystal monitor using a white light emitting diode as a backlight, display unevenness occurs.
  • the step-up rate switching circuit 17 is configured based on such an idea.
  • FIG. 2 shows a specific circuit example of the step-up rate switching circuit 17.
  • the illustration of constant current sources CS1 to CS4 (see FIG. 1) connected to the LEDs 1 to LED4 is omitted for the sake of space.
  • the step-up rate switching circuit 17 has an input voltage monitoring circuit IVD that monitors the input voltage (battery voltage) Vin, an inverting input terminal connected to each of the diode connection terminals LED1 to LED4, and a common reference voltage Vref1 to a non-inverting input terminal.
  • An input voltage monitoring circuit IVD that monitors the input voltage (battery voltage) Vin
  • an inverting input terminal connected to each of the diode connection terminals LED1 to LED4
  • Vref1 common reference voltage Vref1 to a non-inverting input terminal.
  • Four applied voltage comparison circuits CMP1 to CMP4 an OR gate G1 that takes the logical sum of the outputs of these voltage comparison circuits, a latch circuit LAT that latches the output of the OR gate G1, and an output of the latch circuit LAT
  • an OR gate circuit G5 for taking the logical sum of the inverted signal of the input signal and the output signal of the input voltage monitoring circuit IVD.
  • the voltage comparison circuits CMP1 to CMP4 and the OR gate G1 constitute LED terminal voltage monitoring means.
  • the input voltage monitoring circuit IVD is composed of resistors R1 and R2 in series form and divides the input voltage Vin, and a voltage comparison circuit that compares the voltage divided by the voltage dividing circuit with the reference voltage Vref0. It consists of CMP0.
  • the latch circuit LAT includes an OR gate G2 having the output of the OR gate G1 as an input, a NAND gate G3 that obtains a logical product of an enable signal EN input from the outside of the chip and an output signal of the input voltage monitoring circuit IVD, The output of the gate G3 is input to one input terminal and the output of the OR gate G2 is fed back to the other input terminal, and the output of the AND gate G4 is the other input terminal of the OR gate G2.
  • the latch circuit LAT is configured such that the latch can be released by the output of the voltage comparison circuit CMP0 and the enable signal EN. By configuring the latch circuit so that the latch state can be released by an enable signal EN as a control signal supplied from the outside of the chip, an easy-to-use LED drive device that allows the control circuit that controls the system to release the latch at any time Can be provided.
  • step-up rate switching circuit 17 will be described in detail with reference to the timing chart of FIG. Note that it is assumed that the enable signal EN is at a high level during the following operation.
  • the charge pump 11 when the battery voltage for supplying the input voltage Vin is sufficiently high, the charge pump 11 applies the input voltage Vin as it is to the output voltage VOUT and applies it from the output terminal OUT to the anode terminal of the light emitting diode. At the same time, the LED is turned on by supplying the constant current circuits CS1 to CS4 (FIG. 1) and drawing the drive current from the cathode terminal. At this time, since the LED terminal potential is higher than the reference voltage Vref1, the outputs of the voltage comparison circuits CMP1 to CMP4 are all at a low level.
  • VOUT also decreases and the voltage between the VOUT and LED terminals also decreases.
  • the potential between the LED terminals is the highest at the terminal connected to the diode with the largest forward voltage.
  • Vref1 the reference voltage
  • the output of the voltage comparison circuit connected to the terminal changes to high level
  • the output E of the OR gate G1 and also the output F of G2 also changes to high level, and this is fed back to the AND gate G4.
  • the latch circuit LAT is brought into the latch state, and the output BMC of the OR gate G5 is set to the low level (timing t1).
  • the charge pump 11 is switched from the 1 ⁇ output mode to the 1.5 ⁇ boost mode.
  • the output voltage VOUT of the charge pump 11 becomes high, and the light emission stop of the diode due to the voltage drop is avoided.
  • the AC adapter is connected at the timing t3 and charging is started. Then, the input voltage Vin gradually increases (period Tb) while the charge pump 11 operates in the 1.5-fold boost mode. Then, at the timing t4 when the input voltage Vin reaches, for example, 3.8V, the input voltage monitoring circuit IVD detects it, the output A of the voltage comparison circuit CMP0 changes to high level, and the output BMC of the OR gate G5 becomes high. Change to level. As a result, the charge pump 11 is switched from the 1.5 ⁇ boost mode to the 1 ⁇ output mode.
  • the boosting of the charge pump 11 is performed.
  • the boosting rate of the charge pump 11 is returned to 1 time.
  • the input voltage Vin starts to decrease again after the end of charging, and the potential of the LED connection terminal becomes lower than a predetermined value.
  • the relationship between the input voltage Vin of the LED driver IC and the power efficiency of the charge pump has a characteristic that the efficiency changes greatly at the switching point of the boost rate, and the lower the switching point, the lower the switching point. Increases efficiency.
  • the forward voltage of the LED connected to the LED driver IC varies depending on the product selected by the user, such as 3.2V to 3.6V.
  • the input voltage Vin is monitored to switch from 1 ⁇ output to 1.5 ⁇ boost mode.
  • the efficiency is reduced.
  • an LED having a small forward voltage can be obtained. There is an advantage that it is possible to avoid a decrease in efficiency when used.
  • the point of switching from the 1.5 ⁇ boost mode to the 1 ⁇ output mode is set to 3.8V of the input voltage Vin because the detection voltage is set when the breakdown voltage of the elements constituting the IC is 6V. If the voltage is increased to 4V or higher, 6V exceeding the withstand voltage is suddenly output when switching to the 1.5-fold voltage boost mode. To prevent this, the detected voltage must be reduced to 4V or lower. In a system using a 4.2V lithium-ion battery, the detection voltage should be set to 3.6V or higher to reliably detect the switching point even when the 3.6V LED having the largest forward voltage is connected. This is necessary.
  • FIG. 6 shows a configuration example of the step-up rate switching circuit 17 in the second embodiment of the white LED driver IC to which the present invention is applied.
  • the white LED driver IC of the first embodiment is a current pull-in type driver
  • the white LED driver IC of the second embodiment is a current output type driver.
  • constant current sources CS1 to CS4 that generate a constant current using the output voltage VOUT of the charge pump 11 as a power supply voltage are provided, and currents from the constant current sources CS1 to CS4 are supplied to LED connection terminals LED1 to LED4.
  • a drive current is output to the white light emitting diodes each having an anode terminal connected to the LED 4.
  • each voltage comparison circuit CMP1 to CMP4 in which the inverting input terminal is connected to the LED connection terminals LED1 to LED4 and the reference voltage Vref2 is commonly applied to the non-inverting input terminals, and outputs of these voltage comparison circuits are provided, an OR gate G1 that takes the logical OR of these, a latch circuit LAT that includes an RS flip-flop that latches the output of the OR gate G1, and an input voltage monitoring circuit IVD that monitors the input voltage Vin. Since the latch circuit LAT may have the same configuration as that shown in FIG. 2, its illustration and description are omitted.
  • the reference voltage Vref2 is set to a value such as 3.7V, which is 0.1V higher than the maximum forward voltage of the light emitting diode to be used. By setting it higher than the maximum forward voltage and not more than the maximum forward voltage of the light emitting diode +0.1 V or less, the power efficiency of the charge pump can be improved.
  • the operation of the circuit is almost the same as that in FIG. 2, and when the battery voltage decreases, the voltage between the VOUT and LED terminals also decreases. At this time, a diode with the largest forward voltage is connected as the voltage between the VOUT and LED terminals. The potential difference between the terminal potential and VOUT is the smallest. And if the LED terminal voltage to which the thing with the largest forward voltage is connected becomes smaller than a forward voltage, terminal voltage will become lower than Vref2. As a result, the output of the voltage comparison circuit connected to the terminal changes to a high level, the latch circuit LAT latches, and the charge pump 11 switches from the 1 ⁇ output mode to the 1.5 ⁇ boost mode.
  • the output BMC causes the charge pump 11 to increase from 1.5 times boost mode to 1 time.
  • the output mode is switched and the boosted voltage is controlled so as not to become too high.
  • the present invention is not limited to the embodiment.
  • the driver IC in which the number of light-emitting diodes that can be driven is four is shown, but the present invention can also be applied to the case where the number of light-emitting diodes is five or more.
  • the charge pump 11 is configured to be switchable between the 1 ⁇ output mode and the 1.5 ⁇ boost mode.
  • the present invention is not limited to this, and the 1 ⁇ output mode and 1.
  • the present invention can also be applied when using a charge pump configured to be switchable in three stages, such as a 5-fold boost mode and a 2-fold boost mode.
  • the present invention is not limited thereto, and a boosted voltage is applied. It can be widely used for ICs that generate and want to control the output current.

Abstract

　課題は、昇圧回路の昇圧率を高くする方向へ切り替えた後に充電が開始されて電池電圧が高くなった場合に昇圧回路の出力電圧が高くなりすぎないように制御できるようにすることにある。入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能に構成された昇圧回路（１１）からの電圧によって複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置において、複数の電圧比較回路のうち少なくとも１つが、アノード端子もしくはカソード端子の電圧が参照電圧よりも低くなったことを検出した場合に、昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力しかつそれをラッチ回路（ＬＡＴ）にラッチし、入力電圧が所定の電位よりも高くなったことを入力電圧監視回路（ＩＶＤ）が検出した場合に前記ラッチ状態を解除し昇圧率を低い方へ切り替える信号を出力する昇圧率切替え回路（１７）を設けて、課題を解決した。

Description

ＬＥＤ駆動装置
　本発明は、ＬＥＤを発光駆動するＬＥＤ駆動装置、さらには液晶モニタ等のバックライトに使用されるＷＬＥＤ（白色発光ダイオード）を駆動するＬＥＤ駆動装置に関し、特に入力電圧を昇圧して出力するチャージポンプを備えたチャージポンプ方式のＬＥＤ駆動装置に利用して好適な技術に関する。
　携帯電話機等の携帯用電子機器においては、表示用の液晶パネルのバックライトにＷＬＥＤが使用されている。従来、ＷＬＥＤの駆動電圧を発生する電源装置には、昇圧型のスイッチングレギュレータを使用したＬＥＤ駆動装置と、充電した容量の端子電圧を切り替えたり充電した電荷を他の容量に転送したりすることで昇圧した電圧を出力するチャージポンプ方式のＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバ）が知られている。
　上記いずれのＬＥＤドライバにおいても、昇圧した電圧をＬＥＤに印加し、ＬＥＤに定電流を流す定電流駆動が行われている。なお、チャージポンプ方式のＬＥＤドライバに関する発明としては、例えば特許文献１に記載されているものがある。
特開２００６－２５４６４１号公報 特開２００５－８０３９５号公報
　電池を電源とし電池電圧を昇圧してＬＥＤ駆動電圧を生成するＬＥＤドライバにおいては、電池電圧の低下によるＬＥＤの明るさの低下が問題となる。スイッチングレギュレータ方式のＬＥＤドライバにおいては、ＬＥＤに流れる駆動電流を電圧に変換して制御回路にフィードバックして、インダクタ（コイル）に間歇的に電流を流すスイッチング素子を例えばＰＷＭ駆動して駆動電流を一定に保つフィードバック制御が行われるので、電池電圧の低下に伴うＬＥＤの明るさの低下が防止される。
　一方、チャージポンプ方式のＬＥＤドライバにおいては、電池電圧の低下に伴うＬＥＤの明るさの低下を防止するためチャージポンプの昇圧率の切替えが行なわれている。従来、この昇圧率の切替えは、入力電圧（電池電圧）を監視して所定のレベル以下になったら昇圧率を高くするという方法が一般的であった。
　特許文献１のＬＥＤドライバは、昇圧率を１倍出力、１．５倍昇圧、２倍昇圧の３段階に切り替えるチャージポンプを採用するとともに、入力電圧の他にＬＥＤの電圧を監視して昇圧率を切り替えるように構成している。しかし、電圧の監視には電圧比較器（コンパレータ）が必要であり、その数は監視する電圧の数およびＬＥＤの数が多くなるほど多くなる。
　具体的には、ＬＥＤの数が６個の場合、入力電圧Ｖｉｎと基準電圧（３Ｖ）とを比較するコンパレータの他に、６個のＬＥＤのカソード電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する６個のコンパレータと、これらのコンパレータの出力の論理和をとる５個のＯＲゲートが必要である（特許文献１の図５参照）。そのため、回路規模が大きくなりチップサイズひいてはチップコストの増大を招くという課題がある。
　また、特許文献１の発明においては、電池電圧の低下に伴うＬＥＤ端子電圧の低下をコンパレータによって検出してチャージポンプの昇圧率を高い方へ切り替えると、それによって発光ダイオードのカソード電圧が高くなるので、コンパレータの出力が昇圧率切替え後直ぐに反転して、チャージポンプの昇圧率が元の低い方へ戻ってしまう。その結果、カソード電圧が下がりそれをコンパレータが検出して再び昇圧率を高い方へ切り替えるという不安定な回路動作（発振）を引き起こすおそれがある。
　これのような発振を防止するには、比較的大きなヒステリシスを有するコンパレータを使用しなくてはない。しかるに、大きなヒステリシスを有するコンパレータは素子数が多くなるため回路面積の増加を招くとともに、消費電流も多くなる。
　そこで、本発明者らは、図７に示すように、発光ダイオードの各カソードが接続される端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４の電圧と参照電圧Ｖｒｅｆ１とを比較する複数の電圧比較回路ＣＭＰ１～ＣＭＰ４と、これらの電圧比較回路の出力の論理和に相当する状態をラッチ可能なラッチ回路ＬＡＴとを設け、複数の電圧比較回路のうち少なくとも１つが、カソード端子の電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ１よりも低くなったことを検出した場合に、昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力しそれをラッチ回路でラッチするように構成することで、昇圧率の切替え制御が不安定にならないようにしたＬＥＤ駆動装置に関する発明をなし、出願した（特願２００８－２２９５６５号）。
　しかしながら、上記先願発明にあっては図８（Ｄ）に示すように、昇圧率を高い方へ切り替える信号をラッチすることによって、昇圧率の切替えでＬＥＤの端子電圧ＶＬＥＤが上昇することでコンパレータの出力が再度ロウレベルに変化して昇圧率が元に戻ろうとするのを回避することはできる。
　しかし、上記のようにコンパレータの出力をラッチすると、入力電圧が低くチャージポンプが高い昇圧率で動作しているときに、ユーザがＡＣアダプタを接続して充電モードに入り入力電圧がどんどん上昇して行った場合に、昇圧率が高いままであるため、昇圧電圧も高くなって満充電状態に近づくとＬＥＤドライバＩＣを構成する素子の耐圧を超えてしまうような事態が発生するおそれがあることが明らかとなった。
　なお、本出願の発明に類似する先願発明として特許文献２に開示されているものもあるが、特許文献２に開示されている出願は、具体的な昇圧率の切替え制御について詳しく説明していないとともに、昇圧回路の昇圧率の切替え動作が不安定にならないように制御することについての記載もない。
　この発明の目的は、チャージポンプ方式の昇圧回路を備え発光ダイオードを点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、昇圧回路の昇圧率の切替え制御が不安定にならないようにするとともに、昇圧率を高くする方向へ切り替えた後に充電が開始されて電池電圧が高くなった場合に昇圧回路の出力電圧が高くなりすぎないような制御を行なえるようにすることにある。
　上記目的を達成するため本発明は、入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路を備え、複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置において、前記複数の発光ダイオードの各アノード端子もしくはカソード端子の電圧を監視して前記端子の電圧のいずれかが予め設定された第１の電圧よりも低くなったことを検出した場合に、前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力し、入力電圧を監視して該入力電圧が予め設定された第２の電位よりも高くなったことを検出した場合に前記昇圧回路の昇圧率を低い方へ切り替える信号を出力するように構成された昇圧率切替え回路を備えるように構成したものである。
　上記した構成によれば、発光ダイオードの各アノード端子もしくはカソード端子の電圧を監視して前記端子の電圧のいずれかが所定の電圧よりも低くなったことを検出した場合に、前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替えるため電力効率を高めることができる。また、入力電圧を監視して入力電圧が所定の電位よりも高くなった場合に昇圧回路の昇圧率を低い方へ切り替えるので、入力電圧が低下し昇圧率を高くする方向へ切り替わった後に充電が開始されて電池電圧が高くなった場合に昇圧回路の出力電圧が高くなりすぎないように制御することができる。
　また、本出願に係る発明は、入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路の昇圧率を切り替える信号を生成する昇圧率切替え回路とを備え、複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置において、前記昇圧率切替え回路は、前記複数の発光ダイオードの各アノード端子もしくはカソード端子の電圧と参照電圧とを比較する複数の電圧比較回路と、前記複数の電圧比較回路の出力の論理和をとった信号をラッチ可能なラッチ回路と、入力電圧が所定の電位よりも高いか否かを監視する入力電圧監視回路と、を備え、前記複数の電圧比較回路のうち少なくとも１つが、前記アノード端子もしくはカソード端子の電圧が前記参照電圧よりも低くなったことを検出した場合に、前記ラッチ回路をラッチ状態にして前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力し、前記入力電圧が予め設定されたある電位よりも高くなったことを前記入力電圧監視回路が検出した場合に前記ラッチ回路のラッチ状態を解除し前記昇圧回路の昇圧率を低い方へ切り替える信号を出力するように構成した。
　より具体的には、発光ダイオードをそれぞれ接続可能な複数の外部端子と、電池電圧を入力電圧として受け昇圧した電圧を出力可能であって昇圧率を２段階に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路からの電圧を受けて複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成する複数の定電流回路と、前記昇圧回路の昇圧率を切り替える信号を生成する昇圧率切替え回路とを備え、１つの半導体チップ上に形成されたＬＥＤ駆動装置において、前記昇圧率切替え回路は、前記複数の発光ダイオードの各アノード端子もしくはカソード端子の電圧と参照電圧とを比較する複数の電圧比較回路と、前記複数の電圧比較回路の出力の論理和をとる論理ゲート回路と、該論理ゲート回路の出力をラッチするラッチ回路と、入力電圧が予め設定されたある電位よりも高いか否かを監視する入力電圧監視回路と、を備え、前記論理ゲート回路の出力に応じて前記昇圧回路の昇圧率を切り替える信号を出力し、前記入力電圧監視回路の出力に応じて前記ラッチ回路のラッチ状態を解除し前記昇圧回路の昇圧率を切り替える信号を出力するように構成した。
　上記した構成によれば、電圧比較回路の出力の論理和をとった信号をラッチするラッチ回路を備えるため、昇圧率が高い方へ切り替えられたことにより出力電圧が高くなり電圧比較回路の出力が反転したとしても昇圧率が低い方へ切り替わるのを回避することができる。さらに、入力電圧を監視して入力電圧が所定の電位よりも高くなった場合に昇圧回路の昇圧率を低い方へ切り替えるので、入力電圧が低下し昇圧率を高くする方向へ切り替わった後に充電が開始されて電池電圧が高くなった場合に昇圧回路の出力電圧が高くなりすぎないように制御することができる。
　ここで、望ましくは、前記複数の定電流回路は、それぞれ前記複数の発光ダイオードが接続可能な前記外部端子から発光ダイオードの駆動電流を引き込むように構成され、前記参照電圧は０．１Ｖ以下に設定されるようにする。これにより、従来に比べて昇圧率の切替えポイントを入力電圧の低い方へ移動させることができ、昇圧回路の電力効率を向上させることができるようになる。
　また、望ましくは、前記入力電圧監視回路は、検出電圧が、前記外部端子に接続される発光ダイオードのうち最大の順方向電圧と前記入力電圧を供給する電池の最大電圧との間に設定されるように構成する。これによって、任意の順方向電圧を有する発光ダイオードが外部端子に接続されたとしても、昇圧率を高くする方向へ切り替わった後に充電が開始されて電池電圧が高くなった場合に昇圧回路の昇圧率を低くする方向へ確実に切り替えることができる。
　さらに、望ましくは、前記ラッチ回路は、前記半導体チップの外部より供給される制御信号によってラッチ状態が解除可能に構成する。これによって、システムを制御する制御回路がいつでもラッチを解除することができる使い勝手の良いＬＥＤ駆動装置を提供することができる。
　本発明に従うと、チャージポンプ方式の昇圧回路を備え発光ダイオードを点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、昇圧回路の昇圧率の切替え制御が不安定にならないようにするとともに、入力電圧が低下し昇圧率を高くする方向へ切り替えた後に充電が開始されて電池電圧が高くなった場合に昇圧回路の出力電圧が高くなりすぎないようにする制御を行なえるという効果がある。
本発明を適用したＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバＩＣ）の第１の実施形態を示すブロック構成図である。 実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおける昇圧率切替え回路の具体例を示す回路構成図である。 実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるチャージポンプの１．５倍昇圧の動作原理を示す回路説明図である。 実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるチャージポンプの１．５倍昇圧の動作原理を示す回路説明図である。 第１の実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおける昇圧率切替え回路の動作タイミングを示すタイミングチャートである。 実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおける昇圧率切替え可能なチャージポンプの入力電圧と電力効率との関係を示す特性図である。 本発明を適用したＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバＩＣ）の第２の実施形態を示すブロック構成図である。 本発明に先立って出願したＬＥＤドライバにおけるＬＥＤ端子電圧監視回路の一例を示す回路構成図である。 図７に示す先願のＬＥＤドライバＩＣにおける昇圧率切替え回路の動作タイミングを示すタイミングチャートである。
　以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
　図１は、本発明を適用したＬＥＤ駆動装置の第１の実施形態を示す。なお、特に限定されるものではないが、この実施形態では、図１において太線で囲まれている部分は、一つの半導体チップ上に半導体集積回路（以下、白色ＬＥＤドライバＩＣと称する）１０として形成され、４個の白色ＬＥＤが上記白色ＬＥＤドライバＩＣ１０に外付け素子として接続され、ＬＥＤ１～ＬＥＤ４のカソード端子はそれぞれ接地電位ＧＮＤに接続されている。また、白色ＬＥＤドライバＩＣ１０には、ＩＣの内部回路と共にチャージポンプ方式の昇圧回路を構成するため、２個の外付け容量素子（コンデンサ）Ｃ１，Ｃ２を接続可能な外部端子Ｃ１＋，Ｃ１－；Ｃ２＋Ｃ２－が設けられている。
　本実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣ１０は、リチウムイオン電池などの電池２０から電池電圧が入力電圧Ｖｉｎとして印加される入力端子ＶＩＮと、該入力端子ＶＩＮに印加された入力電圧Ｖｉｎを１．５倍に昇圧して出力可能な昇圧回路を構成するチャージポンプ１１と、チップ全体を制御する制御ロジック１２と、４個の白色発光ダイオードを接続可能なダイオード接続端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４とを有する。制御ロジック１２は、ＩＣ外部から入力される制御信号とＩＣ内部の信号とに基づいて、チャージポンプなどＩＣ内部の回路を制御する信号を生成する。
　上記チャージポンプ１１は、上記外付け容量素子Ｃ１，Ｃ２と、これらの容量素子Ｃ１，Ｃ２の充電、放電並びに容量素子間の電荷の転送や電圧の伝達を行うスイッチ素子（図示省略）などから構成され、発振回路ＯＳＣからの発振信号に基づいて制御ロジック１２がスイッチ素子をオンオフすることにより動作を行い、オン、オフするスイッチ素子を適宜選択制御して電荷の転送や電圧の伝達のパスを切り替えることで、１倍出力または１．５倍昇圧出力が可能にされている。
　具体的には、チャージポンプ１１は、１倍出力モードの場合には入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力端子へ伝達する。また、１．５倍昇圧モードの場合には、図３Ａに示すように、一方の容量Ｃ１を、接地電位基準に入力電圧Ｖｉｎに充電した後、図３Ｂに示すように、２つの容量Ｃ１，Ｃ２を並列状態に接続して、容量Ｃ１の充電電荷をＣ２に分配してＶｉｎ／２充電状態にするとともに、Ｃ１，Ｃ２のグランド側端子にＶｉｎを印加する。これによって、（Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ／２）＝１．５Ｖｉｎに昇圧された電圧が生成される。上記図３Ａと図３Ｂの状態を交互に繰り返すことによって、電荷の転送により１．５倍に昇圧された電圧ＶＯＵＴが出力される。
　また、本実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣ１０は、ＩＣ内部で必要な基準電圧（定電圧）を発生する基準電圧発生回路１３と、該基準電圧発生回路１３で発生された基準電圧Ｖｒｅｆを受けて基準となる電流を生成する定電流回路１４とを有する。
　この実施形態においては、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴを出力する出力端子ＯＵＴがチップに設けられ、この出力端子ＯＵＴに４個の白色発光ダイオードのアノード端子が共通に接続され、各ダイオードのカソード端子がＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４にそれぞれ接続されている。そして、チップ内部には、上記ＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４からそれぞれダイオードの駆動電流を引き込むための定電流源ＣＳ１～ＣＳ４が設けられている。
　また、基準電圧発生回路１３で発生された基準電圧Ｖｒｅｆを受けて基準となる電流を生成する定電流回路１４および該定電流回路により生成された定電流を折り返すＭＯＳトランジスタＱ１１，Ｑ１２からなるカレントミラー回路１５が設けられ、Ｑ１２のドレイン電流を抵抗で電圧に変換し、その電圧を前記定電流源ＣＳ１～ＣＳ４内のトランジスタに印加することで、定電流制御回路１４の定電流に比例した電流を生成し、それを端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４から駆動電流として引くことで、白色発光ダイオードを定電流駆動する。
　さらに、本実施形態においては、ＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４の電位を入力とする昇圧率切替え回路１７が設けられている。この昇圧率切替え回路１７は、端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４に接続されている各白色発光ダイオードのカソード電圧を監視して昇圧率の切替えタイミングを検出し、該昇圧率切替え回路の出力信号ＢＭＣに応じて制御ロジック１２が働き、前記チャージポンプ１１は１倍出力または１．５倍昇圧出力を行うように構成されている。
　ここで、昇圧率切替え回路１７の設計思想を説明する。現在市場に提供されている白色発光ダイオードは、順方向電圧Ｖｆにばらつきを有しており、順方向電圧Ｖｆ以上の電圧がアノード端子に印加されないとダイオードは発光しない。そのため、上記実施形態のように、複数の白色発光ダイオードをアノードコモンに接続して、定電流回路によって各カソード端子からそれぞれ駆動電流を引き込んで発光させる場合、チャージポンプ１１の出力電圧が下がりダイオードのカソード電圧が下がると最も順方向電圧の高いものから発光しなくなる。その結果、白色発光ダイオードをバックライトとする液晶モニタでは、表示のむらが生じてしまう。
　そこで、セットメーカは、できるだけ順方向電圧の揃ったダイオードを使用するように努力するが、それでもばらつき避けられない。一般には、使用するダイオードの順方向電圧の許容範囲を設定し、最小順方向電圧よりも大きく最大順方向電圧よりも小さいダイオードを選別して使用することとなる。従って、ＬＥＤドライバＩＣのダイオード接続端子の電位を監視して、その電位が（ＶＯＵＴ－最大順方向電圧）よりも低くなった場合にそれを検出してアノード電圧を高くするように昇圧率を制御すれば、電圧低下によるダイオードの発光停止を回避することができる。本実施形態のＬＥＤドライバＩＣでは、このような考えの下で上記昇圧率切替え回路１７が構成されている。
　図２に、上記昇圧率切替え回路１７の具体的な回路例を示す。なお、図２においては、紙面の都合で、ＬＥＤ１～ＬＥＤ４に接続される定電流源ＣＳ１～ＣＳ４（図１参照）の図示を省略してある。
　昇圧率切替え回路１７は、入力電圧（電池電圧）Ｖｉｎを監視する入力電圧監視回路ＩＶＤと、ダイオード接続端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４にそれぞれ反転入力端子が接続され、非反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆ１が共通に印加された４個の電圧比較回路ＣＭＰ１～ＣＭＰ４と、これらの電圧比較回路の出力の論理和をとるＯＲゲートＧ１と、該ＯＲゲートＧ１の出力をラッチするラッチ回路ＬＡＴと、ラッチ回路ＬＡＴの出力の反転信号と入力電圧監視回路ＩＶＤの出力信号の論理和をとるＯＲゲート回路Ｇ５とを備えている。
　電圧比較回路ＣＭＰ１～ＣＭＰ４とＯＲゲートＧ１とにより、ＬＥＤ端子電圧の監視手段が構成される。入力電圧監視回路ＩＶＤは、直列形態の抵抗Ｒ１，Ｒ２とからなり入力電圧Ｖｉｎを分圧する抵抗分圧回路と、該分圧回路で分圧された電圧と参照電圧Ｖｒｅｆ０とを比較する電圧比較回路ＣＭＰ０とから構成されている。
　ラッチ回路ＬＡＴは、上記ＯＲゲートＧ１の出力を入力とするＯＲゲートＧ２と、チップ外部より入力されるイネーブル信号ＥＮと上記入力電圧監視回路ＩＶＤの出力信号との論理積をとるＮＡＮＤゲートＧ３と、該ゲートＧ３の出力が一方の入力端子に入力され上記ＯＲゲートＧ２の出力が他方の入力端子にフィードバックされたＡＮＤゲートＧ４とを有し、ＡＮＤゲートＧ４の出力がＯＲゲートＧ２の他方の入力端子に入力されることで、ＯＲゲートＧ１の出力をラッチする。特に限定されるわけではないが、このラッチ回路ＬＡＴは、上記電圧比較回路ＣＭＰ０の出力およびイネーブル信号ＥＮによってラッチが解除可能に構成されている。チップ外部より供給される制御信号としてのイネーブル信号ＥＮによってラッチ回路のラッチ状態を解除可能に構成することによって、システムを制御する制御回路がいつでもラッチを解除することができる使い勝手の良いＬＥＤ駆動装置を提供することができる。
　次に、昇圧率切替え回路１７の動作を、図４のタイミングチャートを参照しながら詳しく説明する。なお、以下の動作の期間、イネーブル信号ＥＮはハイレベルにされているものとする。
　上記実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおいては、入力電圧Ｖｉｎを供給する電池電圧が充分高い場合には、チャージポンプ１１は入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力電圧ＶＯＵＴとして、出力端子ＯＵＴより発光ダイオードのアノード端子へ印加するとともに定電流回路ＣＳ１～ＣＳ４（図１）へ供給してカソード端子より駆動電流を引き込むことによって、発光ダイオードを点灯させる。このときＬＥＤ端子電位は参照電圧Ｖｒｅｆ１よりも高いため電圧比較回路ＣＭＰ１～ＣＭＰ４の出力はいずれもロウレベルである。
　その後、電池電圧が下がるとＶＯＵＴも下がり、ＶＯＵＴ－ＬＥＤ端子間電圧も小さくなるが、電池電圧が下がり続けるとＬＥＤ端子間電位は順方向電圧が最も大きいダイオードが接続されている端子の電位が最も早く参照電圧Ｖｒｅｆ１よりも低くなる。すると、その端子に接続されている電圧比較回路の出力がハイレベルに変化して、ＯＲゲートＧ１の出力ＥさらにＧ２の出力Ｆもハイレベルに変化し、それがＡＮＤゲートＧ４にフィードバックされることでラッチ回路ＬＡＴがラッチ状態にされ、ＯＲゲートＧ５の出力ＢＭＣがロウレベルにされる（タイミングｔ１）。これによって、チャージポンプ１１が１倍出力モードから１．５倍昇圧モードに切り替わる。その結果、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴが高くなり、電圧低下によるダイオードの発光停止が回避される。
　そして、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴが高くなると、ＬＥＤ端子電圧も高くなり電圧比較回路ＣＭＰ１～ＣＭＰ４の出力がすべてロウレベルになりＯＲゲートＧ１の出力Ｅがロウレベルになる（タイミングｔ２）が、ラッチ回路ＬＡＴが前の状態を保持しているため、ゲートＧ２の出力Ｆ従って信号ＢＭＣは変化せず、チャージポンプ１１が１．５倍昇圧モードから元の１倍出力モードに戻らないようにされる。その結果、チャージポンプ１１が１倍出力モードと１．５倍昇圧モードを繰り返す発振状態になるのを防止することができる。ただし、チャージポンプ１１の出力が高くなっても電池電圧Ｖｉｎは下がり続ける（期間Ｔａ）。
　その後、タイミングｔ３でＡＣアダプタが接続されて充電が開始されたとする。すると、チャージポンプ１１が１．５倍昇圧モードで動作したまま、入力電圧Ｖｉｎが次第に高くなる（期間Ｔｂ）。そして、入力電圧Ｖｉｎが例えば３．８Ｖに達したタイミングｔ４で、入力電圧監視回路ＩＶＤがそれを検出して電圧比較回路ＣＭＰ０の出力Ａがハイレベルに変化し、ＯＲゲートＧ５の出力ＢＭＣがハイレベルに変化する。これによって、チャージポンプ１１が１．５倍昇圧モードから１倍出力モードに切り替わる。
　また、電圧比較回路ＣＭＰ０の出力がハイレベルに変化することによって、ＮＡＮＤゲートＧ３の出力Ｃがロウレベルに変化して、ラッチ回路ＬＡＴのラッチ状態が解除される。上記のようにＯＲゲートＧ５の出力ＢＭＣがハイレベルに変化して、チャージポンプ１１が１．５倍昇圧モードから１倍出力モードに切り替わると、チャージポンプの出力が低くなりそれに応じてダイオード接続端子の電位ＶＬＥＤは一旦ステップ状に低下するが上昇を続ける。そして、タイミングｔ５で充電が停止されると、電池電圧Ｖｉｎは再び下がり始め上記動作を繰り返す。
　上記のように、チャージポンプ１１が１．５倍昇圧モードに切り替わった後に電池の充電が開始され入力電圧Ｖｉｎが３．８Ｖのような所定の電位に達した場合には、チャージポンプ１１の昇圧率を１倍に戻すように構成されていることにより、昇圧電圧がどんどん高くなってＬＥＤドライバＩＣを構成する素子の耐圧を超えてしまうような事態が発生するのを防止することができる。また、チャージポンプ１１の昇圧率を１倍に戻す際に、ラッチ回路ＬＡＴのラッチを解除するようにしているため、充電終了後に再び入力電圧Ｖｉｎが下がり始めてＬＥＤ接続端子の電位が所定以下になったときに再度チャージポンプ１１を１．５倍昇圧モードに切り替える制御が可能になるという利点がある。
　さらに、ＬＥＤドライバＩＣの入力電圧Ｖｉｎとチャージポンプの電力効率との関係は、図５に示すように、昇圧率の切替えポイントを境に効率が大きく変化するという特性があり、切替えポイントが低いほど効率が高くなる。一方、ＬＥＤドライバＩＣに接続されるＬＥＤの順方向電圧は、ユーザが選択する製品によって３．２Ｖ～３．６Ｖのような開きがある。
　このような比較的広い範囲の順方向電圧を有するＬＥＤのうちいずれのＬＥＤが使用されるか分からない場合に、入力電圧Ｖｉｎを監視して１倍出力から１．５倍昇圧モードに切り替えるポイントを検出するように設計すると、順方向電圧の大きなＬＥＤが使用された場合を想定して検出電圧を高めに設定しなければならず、それによって切り替えポイントが高くなって順方向電圧の小さなＬＥＤが使用された場合の効率が低下してしまうという不具合がある。これに対し、上記実施形態のように、ＬＥＤ接続端子の電位を監視して１倍出力モードから１．５倍昇圧モードに切り替えるポイントを検出するように構成すると、小さな順方向電圧を有するＬＥＤが使用された場合に効率が低下するのを回避できるという利点がある。
　一方、１．５倍昇圧モードから１倍出力に切り替えるポイントを検出する場合にもＬＥＤ接続端子の電位を監視して検出するように構成すると、ＬＥＤ接続端子の電位はチャージポンプの昇圧率の切替えで瞬間的に大きく上下動するとともに、その変化量が使用しているＬＥＤの順方向電圧に依存するため変動ばらつきが大きく、その結果切替えポイントがばらついてしまうという不具合がある。これに対し、上記実施形態のように、入力電圧Ｖｉｎを監視して１．５倍昇圧モードから１倍出力モードに切り替えるポイントを検出するように構成すると、ばらつきが小さくなるという利点がある。
　なお、上記実施形態では、１．５倍昇圧モードから１倍出力モードに切り替えるポイントを入力電圧Ｖｉｎの３．８Ｖにしているのは、ＩＣを構成する素子の耐圧が６Ｖの場合に検出電圧を４Ｖ以上にすると１．５倍昇圧モードに切り替えた際にいきなり耐圧以上の６Ｖが出力されてしまうので、それを防止するためには検出電圧を４Ｖ以下にしなければないないのと、最大電圧が４．２Ｖのリチウムイオン電池を使用したシステムで、順方向電圧が最も大きい３．６ＶのＬＥＤが接続された場合にも切り替えポイントを確実に検出するには、検出電圧を３．６Ｖ以上にする必要があるためである。
　ちなみに、上記実施形態のように１．５倍昇圧モードから１倍出力モードに切り替えるポイントを入力電圧Ｖｉｎの３．８Ｖに設定すると、図５に一点鎖線Ｂで示すように効率が低下して一見すると不利なようであるが、もともと１．５倍昇圧モードから１倍出力モードに切り替えるのはＡＣアダプタ等が接続されている充電時であり、電池の消耗を抑制したい放電時のように高効率である必要はないので、特に支障が生じるものではない。
　図６には、本発明を適用した白色ＬＥＤドライバＩＣの第２の実施形態における昇圧率切替え回路１７の構成例が示されている。第１の実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣは、電流引込み型のドライバであるのに対し、第２の実施形態の白色ＬＥＤドライバＩＣは電流出力型のドライバである。
　この実施形態においては、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴを電源電圧として定電流を生成する定電流源ＣＳ１～ＣＳ４が設けられ、該定電流源ＣＳ１～ＣＳ４からの電流が、ＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４にそれぞれアノード端子が接続されている白色発光ダイオードに駆動電流として出力される。
　また、ＬＥＤ接続用端子ＬＥＤ１～ＬＥＤ４にそれぞれ反転入力端子が接続され、非反転入力端子に参照電圧Ｖｒｅｆ２が共通に印加された４個の電圧比較回路ＣＭＰ１～ＣＭＰ４と、これらの電圧比較回路の出力の論理和をとるＯＲゲートＧ１と、該ＯＲゲートＧ１の出力をラッチするＲＳフリップフロップなどからなるラッチ回路ＬＡＴと、入力電圧Ｖｉｎを監視する入力電圧監視回路ＩＶＤが設けられている。ラッチ回路ＬＡＴは、図２に示されているものと同じ構成でよいので、図示および説明を省略する。
　この実施形態においては、参照電圧Ｖｒｅｆ２は、使用する発光ダイオードの最大順方向電圧よりも０．１Ｖ高い３．７Ｖのような値に設定される。最大順方向電圧よりも高く、発光ダイオードの最大順方向電圧＋０．１Ｖ以下に設定することにより、チャージポンプの電力効率を向上させることができる。
　回路の動作は、図２のものとほぼ同様であり、電池電圧が下がるとＶＯＵＴ－ＬＥＤ端子間電圧も小さくなるが、このときＶＯＵＴ－ＬＥＤ端子間電圧は順方向電圧が最も大きいダイオードが接続されている端子の電位とＶＯＵＴとの電位差が最も小さくなる。そして、順方向電圧が最大のものが接続されているＬＥＤ端子電圧が順方向電圧よりも小さくなると、端子電圧がＶｒｅｆ２よりも低くなる。その結果、その端子に接続されている電圧比較回路の出力がハイレベルに変化してラッチ回路ＬＡＴがラッチ動作してチャージポンプ１１が１倍出力モードから１．５倍昇圧モードに切り替わり、チャージポンプ１１の出力電圧ＶＯＵＴが高くされて、電圧低下によるダイオードの発光停止が回避されるとともに、チャージポンプの発振が防止される。また、入力電圧Ｖｉｎが３．８Ｖ以上になったことを入力電圧監視回路ＩＶＤが検出した場合に、ラッチ回路ＬＡＴがリセットされ、その出力ＢＭＣによってチャージポンプ１１が１．５倍昇圧モードから１倍出力モードに切り替えられ、昇圧電圧が高くなりすぎないように制御される。
　以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、駆動可能な発光ダイオードの数が４個であるドライバＩＣを示したが、発光ダイオードの数が５個以上である場合にも適用することができる。
　また、前記実施形態では、チャージポンプ１１を１倍出力モードと１．５倍昇圧モードとに切り替え可能に構成したものについて説明したが、本発明はそれに限定されず、１倍出力モードと１．５倍昇圧モードと２倍昇圧モード等、３段階に切り替え可能に構成したチャージポンプを使用する場合にも適用することができる。
　以上の説明では、本発明を液晶モニタのバックライトとして使用される白色発光ダイオードを点灯するＬＥＤドライバＩＣに適用した例を説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、昇圧した電圧を発生し出力電流を制御したいＩＣに広く利用することができる。
　１０　ＬＥＤドライバＩＣ
　１１　チャージポンプ
　１２　制御ロジック
　１３　基準電圧発生回路
　１４　定電流制御回路
　１５　カレントミラー回路
　１７　昇圧率切替え回路
　ＬＡＴ　ラッチ回路
　ＯＳＣ　発振回路
　ＣＳ１～ＣＳ４　定電流源
　ＬＥＤ１～ＬＥＤ４　発光ダイオード接続端子
　ＩＶＤ　入力電圧監視回路
　ＣＭＰ０　入力電圧監視用の電圧比較回路
　ＣＭＰ１～ＣＭＰ４　ＬＥＤ端子監視用の電圧比較回路

Claims (5)

  1. 　入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路を備え、複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置であって、
    　前記複数の発光ダイオードの各アノード端子もしくはカソード端子の電圧を監視して前記端子の電圧のいずれかが予め設定された第１の電圧よりも低くなったことを検出した場合に、前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力し、入力電圧を監視して該入力電圧が予め設定された第２の電位よりも高くなったことを検出した場合に前記昇圧回路の昇圧率を低い方へ切り替える信号を出力するように構成された昇圧率切替え回路を備えることを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
  2. 　入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路の昇圧率を切り替える信号を生成する昇圧率切替え回路とを備え、複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成し出力するＬＥＤ駆動装置であって、
    　前記昇圧率切替え回路は、
    　前記複数の発光ダイオードの各アノード端子もしくはカソード端子の電圧と参照電圧とを比較する複数の電圧比較回路と、
    　前記複数の電圧比較回路の出力の論理和をとった信号をラッチ可能なラッチ回路と、
    　入力電圧が所定の電位よりも高いか否かを監視する入力電圧監視回路と、
    を備え、前記複数の電圧比較回路のうち少なくとも１つが、前記アノード端子もしくはカソード端子の電圧が前記参照電圧よりも低くなったことを検出した場合に、前記ラッチ回路をラッチ状態にして前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力し、前記入力電圧が予め設定されたある電位よりも高くなったことを前記入力電圧監視回路が検出した場合に前記ラッチ回路のラッチ状態を解除し前記昇圧回路の昇圧率を低い方へ切り替える信号を出力するように構成したことを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
  3. 　発光ダイオードをそれぞれ接続可能な複数の外部端子と、電池電圧を入力電圧として受け昇圧した電圧を出力可能であって昇圧率を２段階に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路からの電圧を受けて複数の発光ダイオードにそれぞれ流す所定の駆動電流を生成する複数の定電流回路と、前記昇圧回路の昇圧率を切り替える信号を生成する昇圧率切替え回路とを備え、１つの半導体チップ上に形成されたＬＥＤ駆動装置であって、
    　前記昇圧率切替え回路は、
    　前記複数の発光ダイオードの各アノード端子もしくはカソード端子の電圧と参照電圧とを比較する複数の電圧比較回路と、
    　前記複数の電圧比較回路の出力の論理和をとる論理ゲート回路と、
    　該論理ゲート回路の出力をラッチするラッチ回路と、
    　入力電圧が予め設定されたある電位よりも高いか否かを監視する入力電圧監視回路と、
    を備え、前記論理ゲート回路の出力に応じて前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力し、
    　前記入力電圧監視回路の出力に応じて前記ラッチ回路のラッチ状態を解除し前記昇圧回路の昇圧率を高い方へ切り替える信号を出力するように構成したことを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
  4. 　前記複数の定電流回路は、それぞれ前記複数の発光ダイオードが接続可能な前記外部端子から発光ダイオードの駆動電流を引き込むように構成され、前記参照電圧は０．１Ｖ以下に設定されていることを特徴とする請求項３に記載のＬＥＤ駆動装置。
  5. 　前記入力電圧監視回路は、検出電圧が、前記外部端子に接続される発光ダイオードのうち最大の順方向電圧と前記入力電圧を供給する電池の最大電圧との間に設定されていることを特徴とする請求項３または４に記載のＬＥＤ駆動装置。
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