JP4807492B2 - チャージポンプ式ｌｅｄドライバおよびチャージポンプ回路の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、白色ＬＥＤ（発光ダイオード）などのＬＥＤを駆動するためのＬＥＤドライバに関し、特に、入力電圧を昇圧率で昇圧して出力電圧を出力するチャージポンプ回路を備えたチャージポンプ式ＬＥＤドライバおよびチャージポンプ回路の制御方法に関する。

この種のＬＥＤドライバは、例えば、携帯電話の液晶表示装置のバックライトとして使用される白色ＬＥＤを駆動するために使用される。尚、この技術分野において周知のように、携帯電話は、液晶表示装置としてメインディスプレイとサブディスプレイとを備えているものがある。また、折り畳み式の携帯電話においては、その携帯電話を開くとメインディスプレイが所定時間の間だけ明るく表示されるが、その所定時間経過した後は、メインディスプレイの表示は暗くなるように制御される。

ＬＥＤドライバの一種にチャージポンプ式ＬＥＤドライバがある。以下、チャージポンプ式ＬＥＤドライバについて説明する。

チャージポンプ式ＬＥＤドライバは、チャージポンプ回路を備え、このチャージポンプ回路にはリチウムイオン電池などの電池から電池電圧が入力電圧として印加される。電池には入力コンデンサが並列に接続されており、この入力コンデンサの両端間で入力電圧が保持される。

チャージポンプ回路は、例えば、入力電圧を１倍又は１．５倍にして、出力電圧を出力する機能を有する。この場合、チャージポンプ回路は、昇圧率として１倍及び１．５倍を持つ。チャージポンプ回路には、第１及び第２のコンデンサが接続されている。

この出力電圧は出力コンデンサに印加される。この出力コンデンサには、複数個の白色ＬＥＤが並列に接続され、各白色ＬＥＤには定電流源が直列に接続されている。

すなわち、チャージポンプ式ＬＥＤドライバでは、出力コンデンサに白色ＬＥＤを並列に接続し、それぞれのＬＥＤ電流を定電流源でドライブしている。

図１は、昇圧率を１．５倍に設定したときの従来のチャージポンプ回路の昇圧動作状態を示す回路図である。ここでは、チャージポンプ回路に接続された第１及び第２のコンデンサをそれぞれＣ１及びＣ２で示し、出力コンデンサをＣ_ＯＵＴで示してある。尚、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２の容量値は同一である。

昇圧率が１．５倍のとき、従来のチャージポンプ回路は、図１に示されるように、状態１と状態２との間をスイッチングすることによって、Ｖ_ＯＵＴ＝１．５Ｖ_ＩＮを実現している。ここで、状態１はチャージ状態（チャージモード）と呼ばれ、状態２はポンプ状態（ポンプモード）と呼ばれる。

状態１（チャージ状態）では、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２が並列に接続された並列回路を構成し、この並列回路に対して直列に出力コンデンサＣ_ＯＵＴを接続する。換言すれば、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２から成る並列回路の一端に入力電圧Ｖ_ＩＮが印加され、この並列回路の他端と接地端子との間に出力コンデンサＣ_ＯＵＴが接続される。入力電圧はＶ_ＩＮであり、後述するように、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２から成る並列回路は０．５Ｖ_ＩＮの電圧を保持しているので、出力コンデンサＣ_ＯＵＴは１．５Ｖ_ＩＮになるようにチャージされる。したがって、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが１．５Ｖ_ＩＮになる様に昇圧される。

状態２（ポンプ状態）では、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２が直列に接続された直列回路を構成する。換言すれば、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２から成る直列回路の一端に入力電圧Ｖ_ＩＮが印加され、この直列回路の他端は接地される。前述したように、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２の容量値は同一であるので、第１のコンデンサＣ１及び第２のコンデンサＣ２は、それぞれ、各々の両端の電圧が０．５Ｖ_ＩＮとなるようにポンプされる。一方、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの両端に現れる１．５Ｖ_ＩＮの出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、図示しない負荷へ供給される。

すなわち、状態１（チャージ状態）では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは１．５Ｖ_ＩＮに近づくように上昇し、状態２（ポンプ状態）では、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは１．５Ｖ_ＩＮから下降する。とにかく、状態１（チャージ状態）と状態２（ポンプ状態）との間をスイッチングすることにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは上昇と下降とを繰り返しながら、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが実質的に入力電圧Ｖ_ＩＮの１．５倍に等しくなるように制御される。

このような状態１と状態２との間のスイッチングは、一般には、発振器から供給される一定の発振周波数（クロック周波数）を持つ発振信号（クロック信号、切換信号）によって行われる。したがって、状態１と状態２とは、負荷の軽重とは無関係に、同一時間（スイッチング周期（クロック周期）Ｔの半分の時間Ｔ／２）で切り換えられる。

その結果、図２に示されるように、負荷の軽重により出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルに差が出てしまう。図２において、（Ａ）は負荷が重負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示し、（Ｂ）は負荷が軽負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示している。負荷が重負荷のとき（図２（Ａ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲ_Ｈが、負荷が軽負荷のとき（図２（Ｂ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲ_Ｌよりも大きくなっていることが分かる。すなわち、負荷の軽重に応じて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルが変動する。ここで、上述したように、状態１と状態２との間のスイッチングは、発振器から供給される一定の発振周波数（クロック周波数）を持つ切換信号（クロック信号）によって行われるので、負荷の軽重に拘らずスイッチング周期（クロック周期）Ｔは一定である。

図３は、チャージポンプ回路中のチャージポンプ部の構成を、上述した第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２と共に示す回路図である。図示のチャージポンプ部は、第１乃至第７の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｍ１〜Ｍ７から構成されている。第１乃至第３の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ３はＰチャネルＦＥＴであり、第４の電界効果トランジスタＭ４はＮチャネルＦＥＴであり、第５及び第６の電界効果トランジスタＭ５、Ｍ６はＰチャネルＦＥＴであり、第７の電界効果トランジスタＭ７はＮチャネルＦＥＴである。

すなわち、チャージポンプ部は、図１に図示した２つの状態（状態１、状態２）を構成するために、第１乃至第７の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ７を用いている。入力電圧Ｖ_ＩＮが印加される端子を入力端子ＩＮで示し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが出力される端子を出力端子ＯＵＴで示してある。

入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に、第１及び第２の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２が直列に接続されている。第１の電界効果トランジスタＭ１のソースは入力端子ＩＮに接続され、第１の電界効果トランジスタＭ１のドレインは第２の電界効果トランジスタＭ２のソースに接続され、第２の電界効果トランジスタＭ２のドレインは出力端子ＯＵＴに接続されている。

入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に、第３乃至第５の電界効果トランジスタＭ３〜Ｍ５が直列に接続されている。第３の電界効果トランジスタＭ３のソースは入力端子ＩＮに接続され、第３の電界効果トランジスタＭ３のドレインは第４の電界効果トランジスタＭ４のドレインに接続され、第４の電界効果トランジスタＭ４のソースは第５の電界効果トランジスタＭ５のソースに接続され、第５の電界効果トランジスタＭ５のドレインは出力端子ＯＵＴに接続されている。

第１のコンデンサＣ１の一端は、第１の電界効果トランジスタＭ１と第２の電界効果トランジスタＭ２との接続点に接続され、第１のコンデンサＣ１の他端は、第３の電界効果トランジスタＭ３と第４の電界効果トランジスタＭ４との接続点に接続されている。

入力端子ＩＮと接地端子との間に、第６及び第７の電界効果トランジスタＭ６、Ｍ７が直列に接続されている。第６の電界効果トランジスタＭ６のソースは入力端子ＩＮに接続され、第６の電界効果トランジスタＭ６のドレインは第７の電界効果トランジスタＭ７のドレインに接続され、第７の電界効果トランジスタＭ７のソースは接地端子に接続されている。

第２のコンデンサＣ２の一端は、第４の電界効果トランジスタＭ４と第５の電界効果トランジスタＭ５との接続点に接続され、第２のコンデンサＣ２の他端は、第６の電界効果トランジスタＭ６と第７の電界効果トランジスタＭ７との接続点に接続されている。

このような構成のチャージポンプ部において、第１、第４、および第７の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ４、Ｍ７をオフし、第２、第３、第５、および第６の電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６をオンにすることによって、図１に示した状態１（チャージ状態）が構成される。逆に、第１、第４、および第７の電界効果トランジスタＭ１、Ｍ４、Ｍ７をオンし、第２、第３、第５、および第６の電界効果トランジスタＭ２，Ｍ３、Ｍ５、Ｍ６をオフにすることによって、図１に示した状態２（ポンプ状態）が構成される。

状態１と状態２との間のスイッチングの際に、第１乃至第７の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ７のゲートの寄生容量により発生するロスが、チャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率を低下させる要因となる。

従来から種々のチャージポンプ回路が提案されている。例えば、出力電圧を調整するために、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）技術を用いて一定周期のスイッチングを行ない、小さなリップル電圧を得るようにした技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。また、所望の内部電圧により高くされた昇圧電圧を形成するチャージポンプ回路と、基準電圧に基づいて複数種類の分圧電圧を形成する分圧回路と、上記チャージポンプ回路の出力電圧が上記分圧電圧のうち特定の電圧をｎ倍にした電圧と、所定の分圧電圧とを加算されてなる所望の内部電圧となるように上記チャージポンプ回路を間欠的に動作させる制御回路を設けた半導体集積回路装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。さらに、導電度を制御するためにフィードバックループを使用することによって、チャージポンプ回路の出力電圧を調整する技術も知られている（例えば、特許文献３参照）。

特許第２８４７６４６号公報（図３、第９段落） 特許第３４１７６３０号公報（第８段落） 特開平８−８８９６７号公報

上述したように、従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバでは、チャージポンプ回路の昇圧率を１．５倍に設定した場合における状態１と状態２との間のスイッチングを、負荷の軽重とは無関係に常に一定のスイッチング周期（クロック周期）で行っているので、負荷の軽重に応じて出力電圧のリップルが変動してしまうという問題がある。また、負荷の軽重とは無関係に、単位時間当たりのスイッチング回数が常に一定であるので、特に、軽負荷時でのチャージポンプ式ＬＥＤドライバの効率が低下してしまうという問題もある。

そこで、本出願人は、負荷の軽重が変動しても出力電圧のリップルを常に一定に保つことができ、軽負荷時での効率を向上させることができるチャージポンプ式ＬＥＤドライバおよびチャージポンプ回路の制御方法を既に提案した（特願２００５−１７６２１６号参照）。

この出願では、出力電圧が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように出力電圧を定電圧制御している。詳述すると、出力電圧が負荷としての発光ダイオード（ＬＥＤ）に印加され、出力電圧から発光ダイオードの順方向降下電圧を減算して得られるＬＥＤ端子電圧が実質的に設定電圧となるように、チャージ状態（チャージモード）とポンプ状態（ポンプモード）との間をスイッチングするタイミングを制御している。

もう少し具体的に説明すると、チャージポンプ回路の昇圧率を１．５倍に設定したときに、比較器で最低のＬＥＤ端子電圧と設定電圧とを比較し、その比較器の出力に応じて、チャージモードとポンプモードとを繰り返すことにより、最低のＬＥＤ端子電圧が実質的に設定電圧になるように制御している。尚、比較器の次段には、この比較器の出力と倍率切換信号との論理積を取るアンドゲートが接続されている。このアンドゲートの出力が論理ハイレベルであれば、チャージポンプ部の状態をポンプモードに固定し、論理ローレベルであれば、チャージポンプ部の状態をチャージモードに固定している。

このような定電圧制御方法は、チャージポンプ式ＬＥＤドライバが通常（正常）に動作している場合には、何等問題なくチャージポンプ式ＬＥＤドライバを定電圧制御することが可能である。しかしながら、この提案した定電圧制御方法では、何らかの理由でチャージポンプ式ＬＥＤドライバが異常に動作して、その出力電圧が低下してしまうと、白色ＬＥＤが消灯してしまうという恐れがある。

この事情について更に詳細に説明する。何らかの理由で最低のＬＥＤ端子電圧が設定電圧より大きく低下したとする。この場合、出力電圧を上昇させるために、チャージポンプ部はチャージ状態に切り換えられ、チャージモードに固定される。しかしながら、最低のＬＥＤ端子電圧が設定電圧まで達することができないため、最低のＬＥＤ端子電圧と設定電圧とを比較する比較器の出力が切り換わらず、その後、チャージポンプ部では、チャージ状態とポンプ状態との切り換えが行われなくなる。その結果、チャージポンプ式ＬＥＤドライバの出力電圧が低下して、白色ＬＥＤが消灯してしまう恐れがある。

したがって、本発明の課題は、異常動作になった場合でも、出力電圧を所望の電圧まで復帰させて、定電圧制御動作を継続させることが可能な、チャージポンプ式ＬＥＤドライバおよびチャージポンプ回路の制御方法を提供することにある。

本発明の第１の態様によれば、入力電圧（Ｖ_ＩＮ）を入力し、昇圧した出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）を得るための複数のコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）を有するチャージポンプ回路（１２）において、前記複数のコンデンサへ電荷を注入するチャージ状態（状態１）と、前記複数のコンデンサの電荷を出力用コンデンサ（Ｃ_ＯＵＴ）に出力するポンプ状態（状態２）とを切り換えるタイミングを制御する方法であって、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように前記出力電圧を定電圧制御し、前記出力電圧が所望の電圧より低下した場合、前記出力電圧を前記所望の電圧まで復帰させるチャージポンプ回路の制御方法であって、前記出力電圧（Ｖ _ＯＵＴ ）が前記負荷として発光ダイオード（ＬＥＤ）に印加され、前記出力電圧（Ｖ _ＯＵＴ ）から前記発光ダイオードの順方向降下電圧（Ｖ _Ｆ ）を減算して得られるＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）が実質的に設定電圧となるように、前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間をスイッチングするタイミングを制御し、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）が前記設定電圧より低い第１の閾値電圧（Ｖ _ｔｈ１ ）まで下降したときに、前記チャージポンプ回路を所定のクロック周期（Ｔ）で前記ポンプ状態と前記チャージ状態とを繰り返す上昇モードに切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）が前記設定電圧より高い第２の閾値電圧（Ｖ _ｔｈ２ ）まで上昇したときに、前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態に固定した下降モードに切り換え、これによって前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）を、実質的に前記設定電圧になるように調整し、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）が前記第１の閾値電圧（Ｖ _ｔｈ１ ）よりも低下したとき、前記チャージポンプ回路（１２）を前記上昇モードに切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）を前記設定電圧まで復帰させるように制御することを特徴とするチャージポンプ回路の制御方法が得られる。

上記本発明の第１の態様によるチャージポンプ回路（１２）の制御方法において、前記複数のコンデンサが２つのコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）から成って良い。この場合、前記チャージ状態は前記２つのコンデンサが並列接続されることであり、前記ポンプ状態は前記２つのコンデンサが直列接続されることである。

本発明の第２の態様によれば、入力端子（ＩＮ）から印加される入力電圧（Ｖ_ＩＮ）を昇圧率で昇圧して出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）を出力端子（ＯＵＴ）から出力コンデンサ（Ｃ_ＯＵＴ）へ出力して、前記出力電圧を少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）（ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４）に印加して前記発光ダイオードを駆動するチャージポンプ式ＬＥＤドライバ（１０）において、前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、２つのコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）を備えたチャージポンプ回路（１２）であって、前記２つのコンデンサが前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続されるチャージ状態（状態１）と、前記２つのコンデンサが前記入力端子と接地端子との間に直列に接続されるポンプ状態（状態２）と、の間で切り換え可能な前記チャージポンプ回路と、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）から前記発光ダイオードの順方向降下電圧（Ｖ_Ｆ）を減算して得られるＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が実質的に設定電圧になるように、前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間でスイッチングして、前記出力電圧（Ｖ_ＯＵＴ）が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップル（Ｒ）を持つように前記出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路（１５、２２、Ｒ１、Ｒ２、Ｍ８、Ｇ）と、前記ＬＥＤ端子電圧が前記設定電圧より低下した場合、前記ＬＥＤ端子電圧を前記設定電圧まで復帰させる電圧復帰回路（１３，１２３）とを備え、前記定電圧制御回路は、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）が前記設定電圧より低い第１の閾値電圧（Ｖ _ｔｈ１ ）まで下降したときに、前記チャージポンプ回路を所定のクロック周期（Ｔ）で前記ポンプ状態と前記チャージ状態とを繰り返す上昇モードへ切り換える第１の切換え指示を示し、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）が前記設定電圧より高い第２の閾値電圧（Ｖ _ｔｈ２ ）まで上昇したときに、前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態に固定した下降モードへ切り換える第２の切換え指示を示す比較結果信号を出力するヒステリシス比較器（２２）を含み、これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、実質的に前記設定電圧になるように調整し、前記電圧復帰回路は、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ _ＬＥＤ ）が前記第１の閾値電圧（Ｖ _ｔｈ１ ）よりも低下したとき、前記チャージポンプ回路を前記上昇モードに切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧を前記設定電圧まで復帰させるように制御することを特徴とするチャージポンプ式ＬＥＤドライバが得られる。

上記本発明の第２の態様によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおいて、前記定電圧制御回路は、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が前記設定電圧より低い第１の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ１）まで下降したときに、前記チャージポンプ回路を所定のクロック周期（Ｔ）で前記ポンプ状態と前記チャージ状態とを繰り返す上昇モードへ切り換える第１の切換え指示を示し、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が前記設定電圧より高い第２の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ２）まで上昇したときに、前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態に固定した下降モードへ切り換える第２の切換え指示を示す比較結果信号を出力するヒステリシス比較器（２２）を含み、これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、実質的に前記設定電圧になるように調整するようにして良い。また、前記電圧復帰回路は、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）が前記第１の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ１）よりも低下したとき、前記チャージポンプ回路を前記上昇モードに切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧を前記設定電圧まで復帰させるように制御して良い。

上記本発明の第２の態様によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおいて、上記定電圧制御回路は、所定の基準電圧を発生する基準電圧発生器（１５）と、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）を分圧して分圧電圧（Ｖ_ＤＩＶ）を出力する分圧回路（Ｒ１、Ｒ２）であって、分圧比を、前記第１の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ１）を検出するための第１の分圧比と前記第２の閾値電圧（Ｖ_ｔｈ２）を検出するための第２の分圧比との間で切換え可能な、前記分圧回路と、前記基準電圧と前記分圧電圧とを比較して、前記比較結果信号を出力する前記ヒステリシス比較器（２２）と、前記比較結果信号が前記第１の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第２の分圧比に切換え、前記比較結果信号が前記第２の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第１の分圧比に切換える分圧比制御手段（Ｇ）とから構成されて良い。また、電圧復帰回路は、前記所定のクロック周期（Ｔ）を持つクロック信号を発振する発振器（１３）と、前記比較結果信号と前記クロック信号とを論理演算処理して、駆動制御信号を出力するゲート回路（１２３）とから構成されて良い。

上記第２の抵抗器（Ｒ２）は、前記非反転入力端子と前記接地端子との間に接続された第１の固定抵抗器（Ｒ２１）と、該第１の固定抵抗器と並列に接続された、第２の固定抵抗器（Ｒ２２）とスイッチ素子（Ｍ８）とから成る直列回路とから構成されて良い。この場合、前記分圧比制御手段は、前記比較結果信号を反転して反転信号により前記スイッチ素子のオン／オフを制御するインバータ（Ｇ）から構成されて良い。

上記本発明の第２の態様によるチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおいて、前記チャージポンプ式ＬＥＤドライバ（１０）は前記発光ダイオードとして複数個の発光ダイオード（ＬＥＤ１〜ＬＥＤ４）を駆動するものであって良い。この場合、前記ＬＥＤ端子電圧（Ｖ_ＬＥＤ）として、前記複数個の発光ダイオードの中の最低のＬＥＤ端子電圧を使用する。

尚、上記括弧内の符号は、本発明の理解を容易にするために付したものであり、一例にすぎず、これらに限定されないのは勿論である。

本発明では、出力電圧が所望の電圧より低下した場合に、出力電圧を所望の電圧まで復帰させるようにしているので、異常動作になった場合でも定電圧制御動作を継続させることができるという効果を奏する。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図４を参照して、本発明の一実施の形態に係るＬＥＤドライバ１０について説明する。図示のＬＥＤドライバ１０は、携帯電話、デジタルカメラ等（図示せず）の液晶表示装置のバックライトとして使用される白色ＬＥＤを駆動するために使用される。図示のＬＥＤドライバ１０は、白色ＬＥＤとして、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４を駆動するためのものである。図示のＬＥＤドライバ１０は、チャージポンプ式ＬＥＤドライバである。

チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０は、チャージポンプ回路１２を備え、このチャージポンプ回路１２にはリチウムイオン電池などの電池２０から電池電圧が入力電圧Ｖ_ＩＮとして印加される。電池２０には入力コンデンサＣ_ＩＮが並列に接続されており、この入力コンデンサＣ_ＩＮの両端間に入力電圧Ｖ_ＩＮが保持される。

換言すれば、チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０は、電源入力端子ＩＮと接地端子ＧＮＤとを持つ。これら電源入力端子ＩＮと接地端子ＧＮＤとの間に、電池２０と入力コンデンサＣ_ＩＮが並列に接続されている。図示の例では、入力コンデンサＣ_ＩＮの容量値は１μＦである。

チャージポンプ回路１２は、入力電圧Ｖ_ＩＮを１倍又は１．５倍にして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力する機能を有する。すなわち、チャージポンプ回路１２は、昇圧率として１倍及び１．５倍を持つ。チャージポンプ回路１２には、第１及び第２のコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されている。前述したように、チャージポンプ回路１２は、図３に示したチャージポンプ部を含む。

換言すれば、チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０は、第１の一対のコンデンサ接続端子Ｃ１Ｐ、Ｃ１Ｎと、第２の一対のコンデンサ接続端子Ｃ２Ｐ、Ｃ２Ｎとを持つ。第１の一対のコンデンサ接続端子Ｃ１Ｐ、Ｃ１Ｎには、第１のコンデンサＣ１が接続され、第２の一対のコンデンサＣ２Ｐ、Ｃ２Ｎには、第２のコンデンサＣ２が接続されている。図示の例では、第１及び第２のコンデンサＣ１及びＣ２は、１μＦの同じ容量値を持つ。

この出力電圧Ｖ_ＯＵＴは出力コンデンサＣ_ＯＵＴに印加される。この出力コンデンサＣ_ＯＵＴには、前述した第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４が並列に接続されている。第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４には、それぞれ、第１乃至第４の定電流源３１〜３４が直列に接続される。図示の例では、出力コンデンサＣ_ＯＵＴの容量値は１μＦである。

すなわち、チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０では、出力コンデンサＣ_ＯＵＴに第１乃至第６の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４を並列に接続し、それぞれのＬＥＤ電流を第１乃至第４の定電流源３１〜３４でドライブしている。

前述したように、チャージポンプ回路１２は１倍及び１．５倍の昇圧率を持っている。チャージポンプ式ＬＥＤドライバ１０では、この昇圧率の切り換えを、後述するように、白色発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆを監視することによって行っている。

チャージポンプ回路１２には、発振器（ＯＳＣ）１３から所定のクロック周波数を持つクロック信号（発振信号）が供給される。基準電圧発生器１５は基準電圧Ｖrefを発生する。ここで、チャージポンプ回路１２の昇圧率が１倍のとき、基準電圧発生器１５は１．２５Ｖを発生させ、これを抵抗分割して基準電圧Ｖrefとして１２０ｍＶの電圧を出力する。

最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６は、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４のカソード側の電圧（ＬＥＤ端子電圧）の中で最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを選択して出力する。ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、白色発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆに対応している。すなわち、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴから発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆを減算して得られる電圧（Ｖ_ＯＵＴ−Ｖ_Ｆ）に等しい。

具体的に説明すると、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ１〜Ｖ_Ｆ４はそれぞれ異なる。例えば、順方向降下電圧Ｖ_Ｆが第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４の順番に高いとする。第１の白色発光ダイオードＬＥＤ１の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ１が３．６Ｖで、第２の白色発光ダイオードＬＥＤ２の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ２が３．５Ｖで、第３の白色発光ダイオードＬＥＤ３の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ３が３．４Ｖで、第４の白色発光ダイオードＬＥＤ４の順方向降下電圧Ｖ_Ｆ４が３．３Ｖであったとする。そして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴか３．８Ｖであったとする。この場合、第１の白色発光ダイオードＬＥＤ１のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１は０．２Ｖに等しく、第２の白色発光ダイオードＬＥＤ２のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ２は０．３Ｖに等しく、第３の白色発光ダイオードＬＥＤ３のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ３は０．４Ｖに等しく、第４の白色発光ダイオードＬＥＤ４のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ４は０．５Ｖに等しい。従って、第１の白色発光ダイオードＬＥＤ１のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１が一番低いので、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６は、０．２ＶのＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１を最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤとして選択して出力する。

尚、上述した発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆは、各発光ダイオードに２０ｍＡの定電流（ＬＥＤ電流）が流れているときの電圧を示している。

最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６から出力された最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、第１の比較器２１へ供給される。この第１の比較器２１には、基準電圧発生器１５から基準電圧Ｖrefが供給されている。詳述すると、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは第１の比較器２１の非反転入力端子に供給され、基準電圧Ｖrefは第１の比較器２１の反転入力端子に供給されている。

ここで、電池２０の入力電圧Ｖ_ＩＮがまだ十分高く、チャージポンプ回路１２は、昇圧率を１倍に設定して動作しているとする。すなわち、チャージポンプ回路１２は１倍モードで動作しているとする。この場合、チャージポンプ回路１２は、入力電圧Ｖ_ＩＮに等しい出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力している。

この状態において、電池２０が消耗して、その入力電圧Ｖ_ＩＮも低くなったとする。すると出力電圧Ｖ_ＯＵＴも低くなるので、第１乃至第４の白色発光ダイオードＬＥＤ１〜ＬＥＤ４のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤ４も低くなる。これらＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤ１〜Ｖ_ＬＥＤ４の中で最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６で選択され、その最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが１２０ｍＶまで低下したとする。この場合、第１の比較器２１は、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが基準電圧Ｖrefより低くなったので、昇圧率を１倍から１．５倍へ切り換えることを指示する、論理ローレベルの倍率切換信号を出力する。

この論理ローレベルの倍率切換信号に応答して、チャージポンプ回路１２は、昇圧率を１倍から１．５倍に切換え、１．５倍モードで動作する。また、昇圧率を1倍から１．５倍に切り換えると、チャージポンプ回路１２は、切換完了信号を基準電圧発生器１５へ送出する。

すなわち、最低のＬＥＤ端子電圧が１２０ｍＶになるまでは、チャージポンプ回路１２は１倍モードで動作し、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが一旦１２０ｍＶ以下になった時点以後、チャージポンプ回路１２は１．５倍モードで動作する。

ＬＥＤイネーブルロジック１７は、アクティブ信号を出力して、第１乃至第４の定電流源３１〜３４をアクティブ状態にする。ＬＥＤイネーブルロジック１７にはカレントミラー回路１８が接続されている。

ＬＥＤドライバ１０は、第２の比較器２２を更に有する。この第２の比較器２２はヒステリシス比較器である。第２の比較器２２の反転入力端子には、基準電圧発生器１５から１００ｍＶの基準電圧Ｖrefが供給される。第２の比較器２２の非反転入力端子には、第１及び第２の抵抗器Ｒ１及びＲ２から成る分圧回路から分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが供給される。この分圧回路は、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６から供給される最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを分圧して、分圧電圧Ｖ_ＤＩＶを出力する回路である。尚、第２の抵抗器Ｒ２は可変抵抗器である。

第２の比較器（ヒステリシス比較器）２２、基準電圧発生器１５、および分圧回路の組み合わせは、１．５倍昇圧時に出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定に制御するための定電圧制御回路として働く。

図５を参照して、本発明の一実施の形態に係る定電圧制御回路の具体的な構成について説明する。図示の定電圧制御回路は、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを１９０ｍＶの一定電圧（設定電圧）に制御する回路である。また、図示の定電圧制御回路は、第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１として設定電圧より低い１８０ｍＶの電圧を持ち、第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２として設定電圧より高い２００ｍＶの電圧を持つ。

ここで、図６に示されるように、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを一定電圧（設定電圧）に制御するということは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定電圧に制御することと同義である。何故なら、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_ＦにＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを加算して得られる電圧（Ｖ_Ｆ＋Ｖ_ＬＥＤ）に等しく、発光ダイオードを流れるＬＥＤ電流が一定の場合、発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆは一定であるからである。

図示の定電圧制御回路は、基準電圧発生器１５と、ヒステリシス比較器２２と、第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２とから成る分圧回路と、インバータＧとから構成されている。

図示の基準電圧発生器１５は、１００ｍＶの基準電圧Ｖrefをヒステリシス比較器２２の反転入力端子に供給する。第１の抵抗器Ｒ１の一端は、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６の出力端子に接続され、第１の抵抗器Ｒ１の他端は、ヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に接続されている。第１の抵抗器Ｒ１の抵抗値は１０ｋΩである。

可変抵抗器Ｒ２は、第１及び第２の固定抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２と、スイッチ素子であるＮチャネル電界効果トランジスタＭ８とから構成されている。第１の固定抵抗器Ｒ２１の一端はヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に接続され、他端は接地されている。第２の固定抵抗器Ｒ２２の一端はヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に接続され、他端はＮチャネル電界効果トランジスタＭ８のドレインに接続されている。Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８のソースは接地されている。すなわち、可変抵抗器Ｒ２は、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８を介して並列接続された固定抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２から構成されている。換言すれば、可変抵抗器Ｒ２は、第１の固定抵抗器Ｒ２１と、この第１の固定抵抗器Ｒ２１と並列に接続された、第２の固定抵抗器Ｒ２２とスイッチ素子Ｍ８とか成る直列回路とから構成されている。

抵抗器２１の抵抗値は１２．５ｋΩであり、抵抗器Ｒ２２の抵抗値は５０ｋΩである。従って、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８がオフのとき、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩに等しく、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８がオンとき、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１０ｋΩに等しくなる。すなわち、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８のオン／オフによって、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩと１０ｋΩとの間で変化する。換言すれば、可変抵抗器Ｒ２は、１２．５ｋΩの第１の抵抗値と、この第１の抵抗値より小さい１０ｋΩの第２の抵抗値との間で可変である。

とにかく、第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２とから成る分圧回路は、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを分圧して分圧電圧Ｖ_ＤＩＶを出力する回路であって、分圧比を、第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を検出するための第１の分圧比と第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２を検出するための第２の分圧比との間で切換え可能である。

第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２との接続点から分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが出力され、その分圧電圧Ｖ_ＤＩＶはヒステリシス比較器２２の非反転入力端子に供給される。

ヒステリシス比較器２２は、基準電圧Ｖrefと分圧電圧Ｖ_ＤＩＶとを比較して、比較結果信号を出力する。この比較結果信号は、チャージポンプ回路１２に供給される。尚、チャージポンプ回路１２の構成については後で説明するが、チャージポンプ回路１２はドライバロジック回路１２１を備えている。ドライバロジック回路１２１は、図３に示したチャージポンプ部を駆動する。

また、インバータＧは比較結果信号を反転して、反転信号をＮチャネル電界効果トランジスタＭ８のゲートへ供給する。すなわち、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８は、インバータＧから供給される反転信号に応答してオン／オフし、これによって、ヒステリシス比較器２２のヒステリシスを実現している。

分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが基準電圧Ｖrefより高いとき、ヒステリシス比較器２２は論理ハイレベルの比較結果信号を出力する。一方、分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが基準電圧Ｖrefより低いとき、ヒステリシス比較器２２は論理ローレベルの比較結果信号を出力する。

比較結果信号は、後述するアンドゲート１２２およびナンドゲート１２３を介して、ドライバロジック回路１２１に供給される。ドライバロジック回路１２１は、図３に示したチャージポンプ部の第１乃至第７の電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ７を後述するようにオン／オフして、図７に示されるように、チャージポンプ回路１２を状態１（チャージ状態）と状態２（ポンプ状態）との間でスイッチングする。

換言すれば、ヒステリシス比較器２２は、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１まで下降したときに、チャージポンプ回路１２を所定のクロック周期でポンプ状態とチャージ状態とを繰り返す上昇モードへ切り換える第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号を出力し、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２まで上昇したときに、チャージポンプ回路１２をポンプ状態に固定した下降モードへ切り換える第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力する。

尚、本発明に係るＬＥＤドライバ１０においては、この上昇モードと下降モードとの間をスイッチングするスイッチング周期は、負荷の軽重に応じて変動することに注意されたい。

また、上記インバータＧは、比較結果信号が第１の切換え指示を示しているときは、分圧回路における分圧比を第２の分圧比に切換え、比較結果信号が第２の切換え指示を示しているときは、分圧回路における分圧比を第１の分圧比に切換える分圧比制御手段として動作する。換言すれば、インバータＧである分圧比制御手段は、比較結果信号が第１の切換え指示を示しているときは、第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２の抵抗値を１２．５ｋΩの第１の抵抗値に設定し、比較結果信号が第２の切換え指示を示しているときは、第２の抵抗器（可変抵抗器）Ｒ２の抵抗値を１０ｋΩの第２の抵抗値に設定する。

このような構成の定電圧制御回路によれば、図８に示されるように、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１と２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２との間の電圧範囲になるように制御されるので、実質的に１９０ｍＶの一定電圧（設定電圧）に制御される。そして、発光ダイオードの順方向降下電圧Ｖ_Ｆは一定であるので、図８に示されるように、出力電圧Ｖ_ＯＵＴも一定電圧に制御される。

ここで、従来のＬＥＤドライバにおいて、１．５倍の昇圧動作時におけるチャージポンプ回路１２の状態１と状態２との間のスイッチングは、発振器１３から供給される発振信号（クロック信号）によって行われていることに注意されたい。すなわち、従来のＬＥＤドライバでは、負荷の軽重に拘らず、スイッチング周期は一定である。そして、従来のＬＥＤドライバでは、図１に示されるように、１．５倍の昇圧動作時には、入力電圧Ｖ_ＩＮを１．５倍した出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力している。

図５に示されるように、チャージポンプ回路１２は、アンドゲート１２２、ナンドゲート１２３、およびドライバロジック回路１２１を含む。アンドゲート１２２には、第２の比較器２２から比較結果信号が、第１の比較器２１から倍率切換信号が供給される。倍率切換信号は、アンドゲート１２２の反転入力端子に供給される。従って、昇圧率が１倍を指示する論理ハイレベルの倍率切換信号が供給されると、アンドゲート１２２は論理ローレベルのアンド結果信号を出力する。一方、昇圧率を１倍から１．５倍へ切り換えることを指示する、論理ローベルの倍率切換信号が供給されると、アンドゲート１２２は、アンド結果信号として、第２の比較器２２から供給される比較結果信号をそのまま出力する。

ナンドゲート１２３には、アンドゲート１２２からアンド結果信号が、発振器１３（図４）から一定のクロック周波数（クロック周期）を持つクロック信号が供給される。アンド結果信号は、ナンドゲート１２３の反転入力端子に供給される。従って、アンド結果信号が論理ハイレベルのとき、クロック信号に拘らず、ナンドゲート１２３は、論理ハイレベルのナンド結果信号を出力する。一方、アンド結果信号が論理ローレベルのとき、ナンドゲート１２３は、ナンド結果信号として、クロック信号を反転した信号（反転クロック信号）を出力する。ナンド結果信号はドライバロジック回路１２１へ供給される。ナンド結果信号は駆動制御信号と呼ばれる。

このような構成によると、第１の比較器２１が、昇圧率を１倍から１．５倍へ切り換えることを指示する、論理ローレベルの倍率切換信号を出力すると、第２の比較器（ヒステリシス比較器）２２から出力される比較結果信号がアンドゲート１２２およびナンドゲート１２３を介してドライバロジック回路１２１へ供給される。この状態において、ヒステリシス比較器２２が第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力すると、ナンドゲート１２３は、そのまま論理ハイレベルのナンド結果信号をドライバロジック回路１２１へ供給する。これに対して、ヒステリシス比較器２２が第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号を出力すると、ナンドゲート１２３は、反転クロック信号をドライバロジック回路１２１へ供給する。

後述するように、発振器１３とナンドゲート１２３との組み合わせは、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１よりも低下したとき、チャージポンプ回路１２を上昇モードに切り換え、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを、設定電圧まで復帰させるように制御する電圧復帰回路として働く。また、ナンドゲート１２３は、比較結果信号とクロック信号とを論理演算処理して、ナンド結果信号として駆動制御信号を出力するゲート回路として働く。

以下、図５、図７、図８および図９を参照して、図５に示す定電圧制御回路の動作について説明する。図９において、（Ａ）は最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤの波形を示し、（Ｂ）は発振器１３が発振するクロック信号の波形を示す。ここでは、ＬＥＤドライバ１０が正常（通常）動作している場合について説明する。

初期状態として、最低ＬＥＤ電圧セレクタ１６から２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２より徐々に低下する最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが供給されているとする。この場合、ヒステリシス比較器２２は第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力している。従って、インバータＧは論理ローレベルの反転信号を出力するのでＮチャネル電界効果トランジスタＭ８はオフ状態になっている。この為、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩの第１の抵抗値となり、分圧回路からは１００ｍＶより高い分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが出力されている。第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号は、そのまま、アンドゲート１２２及びナンドゲート１２３を介して、論理ハイレベルのナンド結果信号（駆動制御信号）としてドライバロジック回路１２１に供給される。論理ハイレベルのナンド結果信号（駆動制御信号）に応答して、ドライバロジック回路１２１は、図３に示すチャージポンプ部を状態２（ポンプ状態）に構成して、チャージポンプ回路１２を下降モードに設定する。従って、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは徐々に低下する。

この状態において、図８の時刻ｔ_１において、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１まで下降したとする。このとき、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶになるので、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。この第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号がアンドゲート１２２を介してナンドゲート１２３の反転入力端子に供給される。これにより、ナンドゲート１２３は、発振器１３から供給されるクロック信号を反転した反転クロック信号をナンド結果信号（駆動制御信号）としてドライバロジック回路１２１に供給する。この反転クロック信号（駆動制御信号）に応答して、ドライバロジック回路１２１は、図３に示すチャージポンプ部をクロック周期Ｔで状態２（ポンプ状態）と状態１（チャージ状態）とを繰り返す上昇モードに設定する。換言すれば、図３に示すチャージポンプ部は、クロック周期Ｔでチャージモードとポンプモードとに切り換えられる。従って、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、この時刻ｔ_１以降、図９に示されるように、ジグザグ状に徐々に上昇し、その結果、出力電圧Ｖ_ＯＵＴもこの時刻ｔ_１以降、ジグザグ状に徐々に上昇する。一方、インバータＧは、論理ハイレベルの反転信号を出力するので、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８はオンする。これにより、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１０ｋΩの第２の抵抗値になる。その為、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶは１００ｍＶより低くなり、ヒステリシス比較器２２は第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号を出力し続ける。

出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇するので、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤも上昇する。そして、図８の時刻ｔ_２で、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２まで上昇したとする。そのとき、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶになるので、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。この第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号は、アンドゲート１２２及びナンドゲート１２３を介して、そのまま、論理ハイレベルのナンド結果信号（駆動制御信号）としてドライバロジック回路１２１に供給される。この論理ハイレベルのナンド結果信号（駆動制御信号）に応答して、ドライバロジック回路１２１は、図３に示すチャージポンプ部を状態２（ポンプ状態）に固定した下降モードに切り換える。従って、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはこの時刻ｔ_２以降徐々に下降する。一方、インバータＧは、論理ローレベルの反転信号を出力するので、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８はオフする。これにより、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩの第１の抵抗値になる。その為、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶは１００ｍＶより高くなり、ヒステリシス比較器２２は第１の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力し続ける。

出力電圧Ｖ_ＯＵＴが下降するので、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤも下降する。図８の時刻ｔ_３において、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１まで下降したとすると、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶになり、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ハイレベルから論理ローレベルに再び遷移する。それ以降、上述した動作を繰り返す。

このようにして、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤは、１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１と２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２との間の電圧範囲である、１９０ｍＶの一定電圧（設定電圧）になるように制御されるので、出力電圧Ｖ_ＯＵＴも一定電圧になるように制御される。すなわち、本発明に係る制御方法は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが一定の電圧範囲に収まるように、チャージポンプ回路１２における上昇モードと下降モードとの間のスイッチングを制御する方法である。

その為、図１０に示されるように、負荷の軽重に拘らず、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲが一定となる。図１０において、（Ａ）は、負荷が重負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示し、（Ｂ）は、負荷が軽負荷のときの出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形を示している。負荷が重負荷のとき（図１０（Ａ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲと、負荷が軽負荷のとき（図１０（Ｂ））の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲとが等しくなっていることが分かる。すなわち、負荷の軽重に拘らず、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのリップルＲは常に一定である。ここで、本発明では、上昇モードと下降モードとの間のスイッチングを、定電圧制御回路のヒステリシス比較器２２から供給される比較結果信号によって行っているので、軽負荷時のスイッチング周期Ｔ_Ｌが重負荷時のスイッチング周期Ｔ_Ｈよりも長くなる。

次に、図１１を参照して、ＬＥＤドライバ１０が異常動作した場合の復帰動作について説明する。図１１において、（Ａ）は最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤの波形を示し、（Ｂ）は発振器１３が発振するクロック信号の波形を示す。

何等かの理由でＬＥＤドライバ１０が異常動作して、その出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所望の電圧より大幅に低下したとする。この場合、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下したので、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤも、図１１の時刻ｔ_４で示されるように、１８０ｍＶの第１の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１より低下する。

このとき、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶより低くなるので、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。この第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号がアンドゲート１２２を介してナンドゲート１２３の反転入力端子に供給される。これにより、ナンドゲート１２３は、発振器１３から供給されるクロック信号を反転した反転クロック信号をナンド結果信号（駆動制御信号）としてドライバロジック回路１２１に供給する。この反転クロック信号に応答して、ドライバロジック回路１２１は、図３に示すチャージポンプ部をクロック周期Ｔで状態２（ポンプ状態）と状態１（チャージ状態）とを繰り返す上昇モードに設定する。換言すれば、図３に示すチャージポンプ部は、クロック周期Ｔでチャージモードとポンプモードとに切り換えられる。従って、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤはこの時刻ｔ_４以降、図１１に示されるように、ジグザグ状に徐々に上昇し、その結果、出力電圧Ｖ_ＯＵＴもこの時刻ｔ_４以降、ジグザグ状に徐々に上昇する。一方、インバータＧは、論理ハイレベルの反転信号を出力するので、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８はオンする。これにより、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１０ｋΩの第２の抵抗値になる。その為、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶは１００ｍＶより低くなり、ヒステリシス比較器２２は第１の切換え指示を示す論理ローレベルの比較結果信号を出力し続ける。

出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇するので、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤも上昇する。そして、図１１の時刻ｔ_５で、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが２００ｍＶの第２の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２まで上昇したとする。そのとき、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶが１００ｍＶになるので、ヒステリシス比較器２２は比較結果信号を論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。この第２の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号は、アンドゲート１２２及びナンドゲート１２３を介して、そのまま、論理ハイレベルのナンド結果信号（駆動制御信号）としてドライバロジック回路１２１に供給される。この論理ハイレベルのナンド結果信号（駆動制御信号）に応答して、ドライバロジック回路１２１は、図３に示すチャージポンプ部を状態２（ポンプ状態）に固定した下降モードに切り換える。従って、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはこの時刻ｔ_５以降徐々に下降する。一方、インバータＧは、論理ローレベルの反転信号を出力するので、Ｎチャネル電界効果トランジスタＭ８はオフする。これにより、可変抵抗器Ｒ２の抵抗値は１２．５ｋΩの第１の抵抗値になる。その為、分圧回路から出力される分圧電圧Ｖ_ＤＩＶは１００ｍＶより高くなり、ヒステリシス比較器２２は第１の切換え指示を示す論理ハイレベルの比較結果信号を出力し続ける。

出力電圧Ｖ_ＯＵＴが下降するので、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤも下降する。以下、上述した図９に示した定電圧動作を繰り返す。

上述したように、ＬＥＤドライバ１０が異常動作をして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所望の電圧より低下しても、発振器１３から発振される一定のクロック周期Ｔを持つクロック信号を用いて、チャージポンプ部（図３）をクロック周期Ｔでチャージモードとポンプモードとを繰り返す上昇モードに設定することにより、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤを設定電圧まで持ち上げる（復帰させる）ことができる。したがって、最低のＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが設定電圧まで達せずに、白色ＬＥＤが消灯してしまうという現象を、防止することができる。

以上、本発明について好ましい実施の形態によって説明してきたが、本発明は上述した実施の形態に限定しないのは勿論である。例えば、上述した定電圧制御回路は、基準電圧発生器１５と、抵抗器Ｒ１、Ｒ２から成る分圧回路と、ヒステリシス比較器２２と、インバータＧとから構成されているが、定電圧制御回路はこのような構成のものに限定されない。とにかく、定電圧制御回路は、ＬＥＤ端子電圧Ｖ_ＬＥＤが一定となるように、チャージポンプ回路１２を上昇モードと下降モードとの間でスイッチングして、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルＲを持つように出力電圧Ｖ_ＯＵＴを定電圧制御するものであれば、どのような構成であっても良い。また、上述した電圧復帰回路は、発振器１３とナンドゲート１２３とから構成されているが、電圧復帰回路はこのような構成のものに限定されない。とにかく、電圧復帰回路は、ＬＥＤ端子電圧が設定電圧よりも低下した場合、ＬＥＤ端子電圧を設定電圧まで復帰させるようなものであれば、どのような構成であっても良い。

昇圧率を１．５倍に設定したときの従来のチャージポンプ回路の昇圧動作状態を示す回路図である。 従来のチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおける、負荷の軽重により出力電圧が変動する様子を示す波形図で、（Ａ）は負荷が重負荷のときの出力電圧の波形を示し、（Ｂ）は負荷が軽負荷のときの出力電圧の波形を示している。 チャージポンプ回路中のチャージポンプ部の構成を、第１及び第２のコンデンサと共に示す回路図である。 本発明の一実施の形態に係るチャージポンプ式ＬＥＤドライバを示すブロック図である。 図４のチャージポンプ式ＬＥＤドライバに使用される、定電圧制御回路および電圧復帰回路の具体的な構成を示す回路図である。 本発明による定電圧制御方法を説明するためのブロック図である。 昇圧率を１．５倍に設定したときの、図４に示すチャージポンプ回路の動作状態を示す回路図である。 図５に示した定電圧制御回路を用いた、図４のチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおける最低のＬＥＤ端子電圧と出力電圧の特性を示す波形図である。 図４に図示したチャージポンプ式ＬＥＤドライバが通常（正常）動作しているときの、最低のＬＥＤ端子電圧（Ａ）とクロック信号（Ｂ）とを示す波形図である。 図４に示されるチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおける出力電圧の特性を示す波形図で、（Ａ）は負荷が重負荷のときの出力電圧の波形を示し、（Ｂ）は負荷が軽負荷のときの出力電圧の波形を示している。 図４に図示したチャージポンプ式ＬＥＤドライバが異常動作した後に復帰動作するときの、最低のＬＥＤ端子電圧（Ａ）とクロック信号（Ｂ）を示す波形図である。

符号の説明

１０ チャージポンプ式ＬＥＤドライバ
１２ チャージポンプ回路
１３ 発振器（ＯＳＣ）
１５ 基準電圧発生器
１７ ＬＥＤイネーブルロジック
１８ カレントミラー回路
２０ 電池
２１ 第１の比較器
２２ 第２の比較器（ヒステリシス比較器）
Ｒ１ 第１の抵抗器
Ｒ２ 第２の抵抗器（可変抵抗器）
Ｒ２１、Ｒ２２ 抵抗器
Ｍ１〜Ｍ８ 電界効果トランジスタ
ＬＥＤ１〜ＬＥＤ６ 白色発光ダイオード
Ｃ_ＩＮ 入力コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｃ_ＯＵＴ 出力コンデンサ
Ｇ インバータ
１２１ ドライバロジック回路
１２２ アンドゲート
１２３ ナンドゲート

Claims (7)

1. 入力電圧を入力し、昇圧した出力電圧を得るための複数のコンデンサを有するチャージポンプ回路において、前記複数のコンデンサへ電荷を注入するチャージ状態と、前記複数のコンデンサの電荷を出力用コンデンサに出力するポンプ状態とを切り換えるタイミングを制御する方法であって、
   前記出力電圧が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように前記出力電圧を定電圧制御し、
   前記出力電圧が所望の電圧より低下した場合、前記出力電圧を前記所望の電圧まで復帰させるチャージポンプ回路の制御方法であって、
   前記出力電圧が前記負荷として発光ダイオード（ＬＥＤ）に印加され、前記出力電圧から前記発光ダイオードの順方向降下電圧を減算して得られるＬＥＤ端子電圧が実質的に設定電圧となるように、前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間をスイッチングするタイミングを制御し、
   前記ＬＥＤ端子電圧が前記設定電圧より低い第１の閾値電圧まで下降したときに、前記チャージポンプ回路を所定のクロック周期で前記ポンプ状態と前記チャージ状態とを繰り返す上昇モードに切り換え、
   前記ＬＥＤ端子電圧が前記設定電圧より高い第２の閾値電圧まで上昇したときに、前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態に固定した下降モードに切り換え、
   これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、実質的に前記設定電圧になるように調整し、
   前記ＬＥＤ端子電圧が前記第１の閾値電圧よりも低下したとき、前記チャージポンプ回路を前記上昇モードに切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧を、前記設定電圧まで復帰させるように制御する、ことを特徴とするチャージポンプ回路の制御方法。
2. 前記複数のコンデンサが２つのコンデンサから成り、前記チャージ状態は前記２つのコンデンサが並列接続されることであり、前記ポンプ状態は前記２つのコンデンサが直列接続されることである、請求項１に記載のチャージポンプ回路の制御方法。
3. 入力端子から印加される入力電圧を昇圧率で昇圧して出力電圧を出力端子から出力コンデンサへ出力して、前記出力電圧を少なくとも１つの発光ダイオード（ＬＥＤ）に印加して前記発光ダイオードを駆動するチャージポンプ式ＬＥＤドライバにおいて、
   前記入力端子と前記出力端子との間に接続され、２つのコンデンサを備えたチャージポンプ回路であって、前記２つのコンデンサが前記入力端子と前記出力端子との間に並列に接続されるチャージ状態と、前記２つのコンデンサが前記入力端子と接地端子との間に直列に接続されるポンプ状態と、の間で切り換え可能な前記チャージポンプ回路と、
   前記出力電圧から前記発光ダイオードの順方向降下電圧を減算して得られるＬＥＤ端子電圧が実質的に設定電圧になるように、前記チャージポンプ回路を前記チャージ状態と前記ポンプ状態との間でスイッチングして、前記出力電圧が負荷の軽重に拘らず常に一定のリップルを持つように前記出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路と、
   前記ＬＥＤ端子電圧が前記設定電圧より低下した場合、前記ＬＥＤ端子電圧を前記設定電圧まで復帰させる電圧復帰回路と
   を備え、
   前記定電圧制御回路は、前記ＬＥＤ端子電圧が前記設定電圧より低い第１の閾値電圧まで下降したときに、前記チャージポンプ回路を所定のクロック周期で前記ポンプ状態と前記チャージ状態とを繰り返す上昇モードへ切り換える第１の切換え指示を示し、前記ＬＥＤ端子電圧が前記設定電圧より高い第２の閾値電圧まで上昇したときに、前記チャージポンプ回路を前記ポンプ状態に固定した下降モードへ切り換える第２の切換え指示を示す比較結果信号を出力するヒステリシス比較器を含み、
   これによって前記ＬＥＤ端子電圧を、実質的に前記設定電圧になるように調整し、
   前記電圧復帰回路は、前記ＬＥＤ端子電圧が前記第１の閾値電圧よりも低下したとき、前記チャージポンプ回路を前記上昇モードに切り換え、前記ＬＥＤ端子電圧を、前記設定電圧まで復帰させるように制御することを特徴とするチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
4. 前記定電圧制御回路は、
   所定の基準電圧を発生する基準電圧発生器と、
   前記ＬＥＤ端子電圧を分圧して分圧電圧を出力する分圧回路であって、分圧比を、前記第１の閾値電圧を検出するための第１の分圧比と前記第２の閾値電圧を検出するための第２の分圧比との間で切換え可能な、前記分圧回路と、
   前記基準電圧と前記分圧電圧とを比較して、前記比較結果信号を出力する前記ヒステリシス比較器と、
   前記比較結果信号が前記第１の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第２の分圧比に切換え、前記比較結果信号が前記第２の切換え指示を示しているときは、前記分圧回路における前記分圧比を前記第１の分圧比に切換える分圧比制御手段とを備え、
   前記電圧復帰回路は、
   前記所定のクロック周期を持つクロック信号を発振する発振器と、
   前記比較結果信号と前記クロック信号とを論理演算処理して、駆動制御信号を出力するゲート回路とを備える
   ことを特徴とする、請求項３に記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
5. 前記ヒステリシス比較器は、前記基準電圧を入力する反転入力端子と、前記分圧電圧を入力する非反転入力端子とを持ち、
   前記分圧回路は、一端に前記ＬＥＤ端子電圧を受け、他端が前記非反転入力端子に接続された第１の抵抗器と、前記非反転入力端子と接地端子との間に接続された第２の抵抗器とを備え、
   前記第２の抵抗器の抵抗値は、第１の抵抗値と該第１の抵抗値より小さい第２の抵抗値との間で可変であり、
   前記分圧比制御手段は、前記比較結果信号が前記第１の切換え指示を示しているときは、前記第２の抵抗器の抵抗値を前記第１の抵抗値に設定し、前記比較結果信号が前記第２の切換え指示を示しているときは、前記第２の抵抗器の抵抗値を前記第２の抵抗値に設定する、請求項４に記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
6. 前記第２の抵抗器は、前記非反転入力端子と前記接地端子との間に接続された第１の固定抵抗器と、該第１の固定抵抗器と並列に接続された、第２の固定抵抗器とスイッチ素子とから成る直列回路とから構成され、
   前記分圧比制御手段は、前記比較結果信号を反転して反転信号により前記スイッチ素子のオン／オフを制御するインバータから構成されている、ことを特徴とする請求項５に記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。
7. 前記チャージポンプ式ＬＥＤドライバは前記発光ダイオードとして複数個の発光ダイオードを駆動するものであり、前記ＬＥＤ端子電圧として、前記複数個の発光ダイオードの中の最低のＬＥＤ端子電圧を使用する、ことを特徴とする請求項３乃至６のいずれか１つに記載のチャージポンプ式ＬＥＤドライバ。

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