JP2006319628A - 発振回路および発振回路を備える半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】
広い周波数範囲で安定した発振信号を得る。
【解決手段】
発振回路は、セルベースICのような半導体装置において使用される。入出力端子間に水晶発振子XLを接続可能とし、制御信号CNTによって利得を調整可能とするように構成される反転増幅器10と、反転増幅器10が出力する発振信号を波形整形するシュミット回路等の波形整形回路11とを備える。反転増幅器10は、選択的に動作可能とされる複数のインバータ回路を含み、複数のインバータ回路から1あるいは2以上のインバータ回路を選択して反転増幅器として機能させる。制御信号CNTによってインバータ回路を選択することで反転増幅器の利得を調整する。また、波形整形回路11は、反転増幅器の利得調整に対応して波形整形の際の利得を制御信号CNTによって調整可能となるように構成される。
【選択図】
図1
広い周波数範囲で安定した発振信号を得る。
【解決手段】
発振回路は、セルベースICのような半導体装置において使用される。入出力端子間に水晶発振子XLを接続可能とし、制御信号CNTによって利得を調整可能とするように構成される反転増幅器10と、反転増幅器10が出力する発振信号を波形整形するシュミット回路等の波形整形回路11とを備える。反転増幅器10は、選択的に動作可能とされる複数のインバータ回路を含み、複数のインバータ回路から1あるいは2以上のインバータ回路を選択して反転増幅器として機能させる。制御信号CNTによってインバータ回路を選択することで反転増幅器の利得を調整する。また、波形整形回路11は、反転増幅器の利得調整に対応して波形整形の際の利得を制御信号CNTによって調整可能となるように構成される。
【選択図】
図1
Description
本発明は、発振回路および発振回路を備える半導体装置に係り、特に、水晶振動子などの固体振動子を用いた発振回路およびこの発振回路を備える半導体装置に係る。
電子機器では、水晶振動子等の固体振動子を用いた発振回路が広く使われ、半導体装置の基準クロック信号発生源等として用いられている。このような発振回路としては、図6に示すような、N型MOSトランジスタMN101とP型MOSトランジスタMP101を直列に繋いだインバータ回路の入出力間に水晶振動子XLと抵抗器R101を並列に接続し、入力端子に容量C101、出力端子に容量C102を接続した構成のものが広く使われている。そして、この基本回路に対し、目的に応じて種々に変形された回路がいくつか知られている。
例えば、特許文献1には、マイクロコンピュータ等に内蔵される発振回路の所要レイアウト面積を縮小し、その動作を安定化する半導体装置が記載されている。第1のCMOS論理回路の出力端子と対応する外部端子との間に設けられる保護抵抗をなくして、第1のCMOS論理回路の駆動能力を小さくするようにしている。また、第1のCMOS論理回路の出力端子と対応する外部端子との間の配線を短縮し、その配線抵抗を小さくして、第1のCMOS論理回路の駆動能力をさらに小さくすることができるとともに、発振回路としての総配線長を短縮し、これらの配線間におけるカップリングノイズや電源ノイズを抑制することができる。これらの結果、発振回路の所要レイアウト面積を縮小し、その動作を安定化することができる。
また、特許文献2には、水晶発振子が接続された状態で反転増幅器の駆動能力を最適化することにより消費電力とノイズを低減する発振回路が記載されている。この発振回路は、水晶振動子の素子特性に応じた反転増幅器の適正な駆動能力レベルを検出するとともに、その検出結果に基づいて反転増幅器の駆動能力を決定する駆動能力選択回路を含むものである。すなわち、水晶発振子が接続された状態で反転増幅器の駆動能力レベルを設定するダウンカウンタまたはアップカウンタを備え、カウントダウンまたはカウントアップして発振開始レベルを求め、駆動能力を設定している。
ところで、セルベースICのような製品ごとに発振周波数が異なる場合、ある程度の発振周波数の範囲毎に、使用する発振回路を用意する必要がある。なぜならば、水晶振動子を使う時に単にインバータ回路のゲインが大きいだけでは、水晶振動子の基本発振周波数の3倍、5倍といった高調波で発振してしまう可能性がある。逆にインバータ回路のゲインが小さいと発振回路が動作しない可能性も出てくる。したがって、発振周波数に応じた適切なゲインを持つインバータ回路を用いて発振回路を構成する必要がある。
一方、一般的に発振回路から出力される出力信号は、正弦波に近い波形をしている。正弦波状の信号では、波形の傾斜が緩やかなために、そのまま他の入力回路に入力すると、入力回路の入力の閾値付近でノイズにより誤動作の原因となったり、50%近いデューティ比が得られなくなる可能性がある。そこで、発振回路の後段に波形整形回路を設け、矩形に近い2値信号に整形してから他の入力回路に入力することが行われる。この場合の波形整形で得られる信号は、発振周波数に対応した適切な傾斜を有する台形状の波形であることが好ましい。なぜならば、必要以上に急峻な傾斜を持つ波形の信号は、他の回路に対しノイズとして影響を与える高周波信号成分が多く含まれ、また入力回路における消費電力も大きくなってしまい、システムとして好ましくない。
しかしながら、特許文献1では、発振回路の所要レイアウト面積を縮小する方策が記載されているだけであって、上記の課題について触れていない。また、特許文献2は、あくまでも水晶発振子が接続された状態で反転増幅器の駆動能力レベルを設定することに主眼があり、広範囲な発振周波数で適切な発振信号を得るための仕組みを有していない。さらに、発振回路の出力信号の波形整形については、何ら開示していない。したがって、従来の技術では、他の回路にノイズ等の影響を与えることが少ない、広い周波数範囲で安定した発振信号を得ることが困難であった。
本発明の1のアスペクトに係る発振回路は、入出力端子間に固体振動子を接続可能とし、外部から利得を調整可能とするように構成される反転増幅器と、反転増幅器が出力する発振信号を2値化信号に波形整形する波形整形回路と、を備え、波形整形回路は、反転増幅器の利得調整に対応して波形整形特性を調整可能とするように構成される。
本発明によれば、セルベースICのような製品ごとに発振周波数が異なる場合であっても、発振周波数に応じた利得を有する反転増幅器によって発振させると共に、発振信号に対して発振周波数に応じた波形整形を行うので、他の回路にノイズ等の影響を与えることが少ない、広い周波数範囲で安定した発振信号を得ることができる。
本発明の実施形態に係る発振回路は、セルベースICのような半導体装置において使用される。この発振回路は、入出力端子間に水晶発振子等の固体振動子(図1のXL)を接続可能とし、制御信号(図1のCNT)によって外部から利得を調整可能とするように構成される反転増幅器(図1の10)を備える。また、反転増幅器が出力する発振信号を波形整形するシュミット回路等で構成される波形整形回路(図1の11)を備える。反転増幅器は、選択的に動作可能とされる複数のインバータ回路(図3の13a〜13m)を含み、複数のインバータ回路から1あるいは2以上のインバータ回路を選択して反転増幅器として機能させる。外部からインバータ回路を選択することで反転増幅器の利得を調整する。また、シュミット回路は、反転増幅器の利得調整に対応して波形整形の際の利得を制御信号(図1のCNT)によって調整可能となるように構成される。
従来、セルベースICのような製品ごとに発振周波数が異なる場合に、予め限られた周波数範囲の発振回路ブロックを、チップ設計のためのライブラリとして複数種類設計しておかなくてはならなかった。しかしながら、以上のように構成される発振回路では、発振回路を一つ設計するだけで済み、発振周波数に応じて反転増幅器に適切な利得を与えると共に、シュミット回路が発振周波数に応じた適切な波形整形を行って、他の回路にノイズ等の影響を与えることが少ない、安定した発振信号を供給することが可能である。以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。
図1は、本発明の実施例に係る発振回路の構成を示すブロック図である。図1において、発振回路は、反転増幅器10と波形整形回路11を備える。反転増幅器10は、後述のように制御信号CNTによって選択されるインバータ回路を含み、反転増幅器10の入力端P1と出力端P2間には、バイアスを与える抵抗R11および水晶振動子XLが接続される。また、入力端P1と出力端P2には、それぞれ一端が接地される容量C12とC11とが接続される。このような構成の発振回路は、セルベースICとして組み込む場合、例えば水晶振動子XLが1〜60MHzであるような広い発振周波数範囲に対して安定して発振させる必要がある。そのために制御信号CNTによって4〜8個程度のインバータ回路の中から1あるいは2以上のインバータ回路を選択して反転増幅器10として動作させるようにする。
波形整形回路11は、反転増幅器10が出力する正弦波状の発振信号S1を入力し、矩形状の2値化信号に整形し、出力信号OUTとして出力する。その際、制御信号CNTによって出力信号OUTを適切な傾斜を有する台形状の波形として整形する。この場合、制御信号CNTによって立上りおよび立下り特性の異なる4〜8個程度のシュミット回路の中から1つを選択して波形整形回路として動作させるようにする。
図2は、発振信号S1および出力信号OUTの波形を表す図である。発振信号S1は、立上り用のスレシュホールド・レベルt1および立下り用のスレシュホールド・レベルt2においてヒステリシス特性を有する2値化信号である出力信号OUTに波形整形される。この際、図2(a)のように発振信号S1の周波数が高ければ、整形される出力信号OUTの傾斜s1をきつくし、図2(b)のように発振信号S1の周波数が低ければ、整形される出力信号OUTの傾斜s2を緩やかになるように、制御信号CNTによって立上りおよび立下り特性が調整される。
次に、反転増幅器10の具体的な回路構成について説明する。図3は、反転増幅器10の回路図である。反転増幅器10は、複数のインバータ回路13a〜13mと、デコーダ回路15を備える。また、インバータ回路13k(k=a〜m)は、PMOSトランジスタMP1k、MP2kと、NMOSトランジスタMN1k、MN2kと、インバータINV1kを備える。PMOSトランジスタMP1kのソースは、電源VDDに接続され、ドレインは、PMOSトランジスタMP2kのソースに接続され、ゲートは、インバータINV1kの出力に接続される。PMOSトランジスタMP2kとNMOSトランジスタMN1kとのドレインは、共通とされ、反転増幅器10の出力端P2(S1)に接続される。PMOSトランジスタMP2kとNMOSトランジスタMN1kとのゲートは、共通とされ、反転増幅器10の入力端P1に接続される。NMOSトランジスタMN2kのソースは、接地され、ドレインは、NMOSトランジスタMN1kのソースに接続され、ゲートは、デコーダ回路15の出力CT1kおよびインバータINV1kの入力に接続される。
このように構成されるインバータ回路13kにおいて、出力CT1kがハイレベルである場合には、PMOSトランジスタMP1kおよびNMOSトランジスタMN2kがオンとなる。したがって、PMOSトランジスタMP2kとNMOSトランジスタMN1kとからなるインバータが機能し、入力端P1に入力される信号を反転増幅して出力端P2に出力するように動作する。
デコーダ回路15は、制御信号CNTをデコードし、デコード結果に対応したインバータ回路を反転増幅器として機能させる。すなわち、発振周波数に応じて反転増幅器として適切な利得を与えるように、制御信号CNTによって所望のインバータ回路を動作させることができる。この時、それぞれのインバータ回路に含まれるPMOSトランジスタMP2kとNMOSトランジスタMN1kの大きさを異ならせて、利得をそれぞれ異ならせるようにしてもよく、また複数のインバータ回路を同時にオンさせるようにして利得を変更するようにしてもよい。
以上のように構成される反転増幅器10は、発振周波数に応じて、制御信号CNTによって反転増幅器10の利得を異ならせ、広範囲な発振周波数で安定した発振信号を発振して出力することができる。
次に、波形整形回路11について説明する。図4は、波形整形回路11の回路図である。波形整形回路11は、複数のシュミット回路21a〜21nと、デコーダ回路24を備える。また、シュミット回路21k(k=a〜n)の入出力側には、それぞれトランスファゲート22k、23kを備え、デコーダ回路24のデコード結果の出力CT2kおよびインバータINV2kによって反転された出力がトランスファゲート22k、23kに与えられるように構成される。
このように構成される波形整形回路11において、デコーダ回路24の出力CT2kがハイレベルである場合には、トランスファゲート22k、23kがオンとなる。したがって、反転増幅器10の出力端S1の発振信号は、シュミット回路21kに入力され、ヒステリシスを有する2値化信号として出力信号OUTが出力される。
デコーダ回路24は、制御信号CNTをデコードし、デコード結果に対応したシュミット回路を機能させる。すなわち、発振周波数に応じて適切な立上りおよび立下り特性を与えるように、制御信号CNTによって所定のシュミット回路を選択して動作させる。
以上のように構成される波形整形回路11は、低い発振周波数の信号に対しては、緩やかな立上りおよび立下り特性を与え、高い発振周波数の信号に対しては、急な立上りおよび立下り特性を与えるように、発振周波数に応じて、制御信号CNTによって2値化信号の立上りおよび立下り特性を異ならせる。このようにすることで、不必要に急峻な傾斜を持つ信号波形を生成させないようにして、他の回路に対しノイズとして影響を与えないようにすることができる。また回路における消費電力の増大も防ぐことができる。
次に、シュミット回路について説明する。図5は、インバータタイプのシュミット回路21kの回路図である。シュミット回路21kは、初段インバータの出力状態のH/Lレベルに応じて、入力スレシュホールド・レベルを変位させることでヒステリシス特性を実現している。以下にその構成および動作について説明する。
シュミット回路21kの初段インバータは、主にPMOSトランジスタMP3、NMOSトランジスタMN3から構成される。PMOSトランジスタMP4のソースはVDDに接続され、ドレインはPMOSトランジスタMP3のソースに接続される。また、PMOSトランジスタMP5のソース、ドレインは、それぞれPMOSトランジスタMP4のソース、ドレインと並列に接続されている。NMOSトランジスタMN4のソースはGNDに接続され、ドレインは、NMOSトランジスタMN3のソースに接続される。また、NMOSトランジスタMN5のソース、ドレインは、それぞれNMOSトランジスタMN4のソース、ドレインと並列に接続されている。PMOSトランジスタMP3、MP4およびNMOSトランジスタMN3、MN4のそれぞれのゲートは、共通とされ、入力端子IN0に接続される。一方、PMOSトランジスタMP3、NMOSトランジスタMN3のドレインは、インバータINV3の入力に接続され、インバータINV3の出力は、インバータINV4の入力に接続されると共に、PMOSトランジスタMP5とNMOSトランジスタMN5のゲートに接続される。インバータINV4の出力OUT0は、出力側のトランスファゲート23kに入力される。
このような構成のシュミット回路21kは、入力端子IN0の信号レベルがLの場合、PMOSトランジスタMP3、MP4はオンとなり、NMOSトランジスタMN3、MN4はオフになる。したがって、インバータINV3の入力のレベルはHになり、出力のレベルはLになり、インバータINV4の出力OUT0のレベルはHになる。インバータINV3の出力にゲートが接続されたPMOSトランジスタMP5はオンとなり、NMOSトランジスタMN5はオフになる。初段インバータの入力スレシュホールド・レベルは、PMOS側トランジスタオン抵抗の総和と、NMOS側トランジスタオン抵抗の総和との比率で決定されるため、上記の(トランジスタMP5はオン、トランジスタMN5はオフ)状態では、高めのレベル(図2に示すt1)になる。一方、入力端子INの信号レベルがHの場合は、各トランジスタのオン/オフ状態が逆になる為、入力スレシュホールド・レベルは低め(図2に示すt2)になる。
すなわち、入力端子INのレベルがL→Hに遷移する場合は、そのスレシュホールド・レベルは、ポジティブトリガ電圧(図2のt1)となり、H→Lに遷移する場合は、そのスレシュホールド・レベルは、ネガティブ電圧(図2のt2)となり、ヒステリシス特性が実現される。
一方、シュミット回路の立上りおよび立下り特性を決定するのは、主としてPMOSトランジスタMP3およびNMOSトランジスタMN3におけるオンオフの速度である。したがって、例えばシュミット回路21a〜21nにおけるそれぞれのPMOSトランジスタMP3およびNMOSトランジスタMN3のサイズを異なるように構成して、シュミット回路21a〜21nの立上りおよび立下り特性を異ならせるようにしてもよい。
10 反転増幅器
11 波形整形回路
13a〜13m インバータ回路
15、24 デコーダ回路
21a〜21n シュミット回路
22a〜22n、23a〜23n トランスファゲート
CNT 制御信号
C12、C11 容量
INV1a〜INV1m、INV2a〜INV2n、INV3、INV4 インバータ
MP1a〜MP1m、MP2a〜MP2m、MP3、MP4、MP5 PMOSトランジスタ
MN1a〜MN1m、MN2a〜MN2m、MN3、MN4、MN5 NMOSトランジスタ
P1 入力端
P2 出力端
R11 抵抗
XL 水晶振動子
11 波形整形回路
13a〜13m インバータ回路
15、24 デコーダ回路
21a〜21n シュミット回路
22a〜22n、23a〜23n トランスファゲート
CNT 制御信号
C12、C11 容量
INV1a〜INV1m、INV2a〜INV2n、INV3、INV4 インバータ
MP1a〜MP1m、MP2a〜MP2m、MP3、MP4、MP5 PMOSトランジスタ
MN1a〜MN1m、MN2a〜MN2m、MN3、MN4、MN5 NMOSトランジスタ
P1 入力端
P2 出力端
R11 抵抗
XL 水晶振動子
Claims (7)
- 入出力端子間に固体振動子を接続可能とし、外部から利得を調整可能とするように構成される反転増幅器と、
前記反転増幅器が出力する発振信号を2値化信号に波形整形する波形整形回路と、
を備え、
前記波形整形回路は、前記反転増幅器の利得調整に対応して波形整形特性を調整可能とするように構成されることを特徴とする発振回路。 - 前記反転増幅器は、選択的に動作可能とされる複数のインバータ回路を含み、
前記複数のインバータ回路から1あるいは2以上のインバータ回路を選択して前記反転増幅器として機能させることを特徴とする請求項1記載の発振回路。 - 前記反転増幅器は、選択的に動作可能とされる複数のインバータ回路を含み、
前記複数のインバータ回路は、それぞれ異なる利得を有することを特徴とする請求項1記載の発振回路。 - 前記複数のインバータ回路は、反転動作を行うトランジスタのサイズをそれぞれ異なるように構成されることを特徴とする請求項3記載の発振回路。
- 前記波形整形回路は、選択的に動作可能とされる複数のシュミット回路を含み、
前記複数のシュミット回路は、それぞれの立上りおよび立下り特性が異なることを特徴とする請求項1記載の発振回路。 - 前記複数のシュミット回路は、インバータタイプの回路であって、反転動作を行うトランジスタのサイズをそれぞれ異なるように構成されることを特徴とする請求項5記載の発振回路。
- 請求項1〜6のいずれか1に記載の発振回路を含むことを特徴とする半導体装置。
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