JP2006253150A - 真空プラズマ発生器 - Google Patents

Abstract

【課題】ロスの少ない稼動率が達成され、外的な障害にも影響を受けにくく、構造上の部品数もできるだけ少なくてコンパクトな構造サイズを有すると同時に使用領域に関する汎用性も高い真空プラズマ発生器を提供すること。
【解決手段】配電網への接続のための配電端子２と、配電整流器３と、配電整流器３に接続された第１のコンバータ４と、基本周波数で第１の位相位置の第１の信号を発生する、中間回路電圧に接続された第１のＨＦ信号発生器６と、基本周波数で第２の位相位置の第２の信号を発生する、中間回路電圧に接続された第２のＨＦ信号発生器７と、３ｄＢ結合器１３と、発生器出力側１４を有し、３ｄＢ結合器１３は第１及び第２の信号を出力信号に結合し発生器出力側１４に直接若しくは間接的に供給するように構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、真空チャンバ内の工作物の処理のための真空プラズマ発生器に関している。

そのような真空プラズマ発生器は、例えば半導体の製造過程においてコーティング処理やエッチング処理のために用いられている。これらのプロセスは、１〜３０ＭＨｚの範囲の高周波（ＨＦ）出力と数ｋＷの電力を頻繁に必要とする。プラズマ負荷、すなわち真空チャンバ内のプラズマ過程は、非常に動的でかつ過度に高まる傾向にある。それゆえに高周波の使用のもとでは非適応化と反射が生じる。

真空プラズマ発生器は大抵は高エネルギーのＨＦ信号発生のために増幅器を有している。整合がうまくいっていない場合、エネルギーが負荷によって反射される。反射されたエネルギーは、その一部のみ（大抵は非常に僅かな量のみ）が真空プラズマ発生器の増幅器で捕獲され熱に変換される。ほとんどのエネルギーは通常は増幅器によって反射される。そこでは多重反射と定在波が生じる。このことは、増幅器とプラズマ負荷の間で増加する、プラズマ負荷においても増幅器においても障害を引き起こしかねない非常に大きなエネルギーに結び付く。

米国特許第６,７０３,０８０号明細書からは、次のような発生器が公知である。すなわち、スイッチング回路網部分に接続可能でかつドライバー段に接続されている発生器が公知である。このドライバー段はＨＦ信号を増幅段に供給し、そこではＨＦ信号がまず複数のパスに分けられ、引き続きそれらのパスにおいて増幅され、再び増幅すべきＨＦ信号が３ｄＢ結合器で結合される。この増幅段を負荷のインピーダンス変化から減結合させるために、サーキュレータを備えた絶縁段が設けられている。

真空プラズマ発生器は、できるだけ小さな構造サイズを有していなければならない。そのため大抵は真空チャンバの近傍に取り付けられ、高価な長いケーブルは不要である。

但し半導体製造分野においてはそのような発生器はクリーンルームにかかわる必要条件を満たさなければならない。ここでは発生器内部から雰囲気への空気を介した強制換気は望まれていない。真空プラズマ発生器は、様々な国々において種々異なる配電電圧と周波数のもとで使用されるものである。しかもそれらの主な使用領域は、対障害性への要求が高く配電電圧網や負荷における障害電圧も高い企業や工場などである。
米国特許第６,７０３,０８０号明細書

本発明の課題は、外的な障害による影響を受けにくくロスの少ない作動が達成され、部品数も少なくてコンパクトな構造サイズを有し、同時に使用領域に関する汎用性も高い（つまりできるだけ多くの国々において使用することのできる）、真空プラズマ発生器を提供することである。

前記課題は本発明により、配電網への接続のための配電端子と、少なくとも１つの配電整流器と、該配電整流器に接続された少なくとも１つの中間回路電圧を発生するための少なくとも１つの第１のコンバータと、基本周波数で特に１〜３０ＭＨｚの周波数範囲にある第１の位相位置の第１の信号を発生する、少なくとも１つの中間回路電圧に接続された第１のＨＦ信号発生器と、基本周波数で第２の位相位置の第２の信号を発生する、中間回路電圧に接続された第２のＨＦ信号発生器と、少なくとも１つの３ｄＢ結合器と、発生器出力側を有しており、前記３ｄＢ結合器は、第１及び第２の信号を出力信号に結合し、前記発生器出力側に直接若しくは間接的に供給するように構成されて解決される。

配電整流器とコンバータの利点は、配電網からの障害に対する不感応性にあり、特に閉ループ制御された中間回路電圧との短絡的配電遮断及び／又は配電電圧降下が補償できる点である。このことは特に半導体製造分野において適用される発生器に対する重要な要件である。

配電整流器を用いることによって、給電網は種々異なる周波数の交流電圧網であり得る。また給電網は直流電圧網であってもよく、この直流電圧網のもとでは配電整流器と共に逆流防止装置（Verpolschutz）が集積される。

３ｄＢ結合器は、４ゲート方式であり、ここでは信号が３ｄＢ結合器で交差すると理論上は４５°の位相シフトが生じる。しかしながら実際には、伝播時間に基づく数度の偏差が生じる。ＨＦ信号が９０°の位相ずれを共ってゲートＡ，Ｂに入ると、ゲートＣに向かう経路上では、一方のＨＦ信号が＋４５°、他方のＨＦ信号は−４５°だけ位相がシフトされ、それによってゲートＡないしＢに到来した第１のＨＦ信号と第２のＨＦ信号がゲートＣにおいて消去される。ゲートＣに電力は生じない。２つのＨＦ信号発生器の電力はゲートＤに現れて組み合わされる。なぜなら第１及び第２の信号発生器の信号は３ｄＢ結合器内で−４５°ないし＋４５°の位相ずれを施され、それによってゲートＤにおいて同相となるからである。負荷の補償抵抗がゲートＣに設けられている場合には電力は何も消費されず、１００％の電力がゲートＤに接続されているプラズマ負荷にもたらされる。

この場合３ｄＢ結合器はその他の多くの結合器に比べて決定的に秀でた利点を有している。反射された電力は３ｄＢ結合器から２つのパスへ分岐され、これはＨＦ信号発生器へフィードバックされる。反射された信号の振幅は２つのパスでは同じであるが、但し９０°位相がずれている。組み合わせたＨＦ信号発生器が同じ構成ならばそれらの反射係数も同じである。負荷によって反射された電力は、再びＨＦ信号発生器によって反射される。反射の際の位相回転に起因して、反射電力は負荷に戻されるのではなく、ゲートＣの負荷補償抵抗へフィードバックされる。これが吸収抵抗Ｒ＝Ｚ_０＝波動抵抗で終端するならば、負荷から反射された電力は、吸収抵抗において完全に消費され、再度反射されることはない。反射されたＨＦ信号はゲートＤにおいて相互に消去される。このことは３ｄＢ結合器を介した２つのＨＦ信号発生器の組み合わせによる利点の中の最大の利点である。つまり多重反射はもはや生じない。

３ｄＢ結合器はこの場合保護回路を形成しており、これは種々の負荷状態によって反射が生じた場合に、接続されているＨＦ信号発生器の損傷を回避させ、この適用のもとでトランジスタ化されたＨＦ信号発生器の確実な作動を可能にさせる。

負荷のインピーダンス変化は、発生器の安定性には極僅かな影響しか与えない。さらにこの発生器は、特に簡素な構造という点でも秀でている。特に従来技術とは異なって高周波電力を少なくとも２つのパスに分岐させるスプリッタは必要ない。さらにサーキュレータも不要である。特に有利には、第２のＨＦ信号発生器が同じ中間回路電圧に接続可能である。

本発明の有利な実施形態によれば、第１及び第２の信号発生器がそれぞれインバータとして構成され、それらが開ループ及び／又は閉ループ制御装置によって駆動制御される。インバータ、特に適切に駆動制御されたインバータによれば、その出力信号の簡単な位相設定が実施可能である。それによって位相設定の特別な汎用性が得られる。種々のインバータが存在する信号パスの長さが異なる場合に生じる位相差は、簡単に補償することができる。さらに有利には、インバータを増幅器として作動させることも可能である。適切な駆動制御を介して高周波な信号、特に高周波な交流電圧の周波数を変更させることが可能である。その場合には予め設定された位相位置が実質的に維持され続ける。特にインピーダンス整合回路網を変更させずに真空プラズマ発生器のインピーダンスをプラズマのインピーダンスに整合したい場合には周波数の変更は非常に有利である。

高周波なプラズマ生成過程は、動的に制御できない固定形のインピーダンス整合回路網、いわゆる固定型整合装置を用いて行われることが多い。この場合にインピーダンス整合を達成するためには、基本周波数を所定の限界内で変化させなければならない。整合誤差は甘受せざるをえないが、このことは従来の真空プラズマ発生器のもとでは多重反射の引き金となっていた。しかしながら本発明による真空プラズマ発生器ではもはや多重反射が生じることはない。

インバータは有利には、基本周波数のもとでオンオフできるそれぞれ少なくとも１つのスイッチング素子を有している。このスイッチング素子は、トランジスタ、特にＭＯＳＦＥＴであってもよい。

また有利には開ループ及び／又は閉ループ制御装置が、各インバータ毎に振幅変調のための特に高周波電力のパルス制御のための、同期制御されるそれぞれ１つの制御出力側を有している。振幅変調、特にパルス制御は、最近の真空プラズマ発生器ではその需要が益々高まっている。ここでも本発明による発生器の利点は顕著に示される。振幅変調、とりわけパルス制御のもとでは負荷が特に動的に変化する。インピーダンス整合は大抵はパルス周波数を用いて行われない。なぜならパルス周波数は大体において１００Ｈｚ〜１００ｋＨｚの範囲にあり、このような周波数のもとでは、インピーダンス整合回路網がにぶい反応しかできず実質的にインピーダンス整合が不可能だからである。つまり反射が生じる。しかしながら本発明による発生器では多重反射を回避できる。特に反射された電力がプラズマ過程に帰結するような反射が阻止できる。

インバータとの協働関係においては３ｄＢ結合器を用いることの利点が明らかである。なぜならインバータの作動特性においては反射された電力による障害が起きやすいからである。特にインバータに後置接続されているパルス波形整形回路網においてスイッチング素子がロスの少ない作動特性（すなわちスイッチング素子における可及的に低いスイッチング電圧）を有するように設計されているような場合には、反射、特に多重反射がインバータの障害に結び付きやすい。３ｄＢ結合器は、このインバータ回路を確実に動作させ得る。そのようなインバータ回路における電力制御は、中間回路電圧の制御を介して行われる。従って特にロスの少ない容易に実現できるインバータ（例えばスイッチング素子のみを伴う）が利用できる。

有利な実施例によれば、インバータはそれぞれ１つのハーフブリッジ若しくはフルブリッジを有する。ブリッジ回路の電力は、パルス幅変調若しくは位相シフト変調を用いて制御可能である。従って中間回路電圧を介した電力制御は不要である。

発生器出力側における電力は、２つのインバータの位相差によっても相互に制御できる。インバータの信号が９０°位相シフトされていない場合には、電力の一部のみが発生器出力側に送出され、その他の部分は、負荷補償抵抗にもたらされる。このようにして非常に迅速な電力制御が実現される。

本発明の別の有利な構成例によれば、第１及び第２のＨＦ信号発生器にそれぞれ１つのパルス成型回路網が後置接続される。インバータはその出力側から矩形信号ないしはデジタル信号を送出する。この信号はパルス波形整形回路網によって正弦波信号に変換される。それにより高調波がろ波され、インバータのスイッチング素子は特に少ないロスで切り換えられる。さらに有利には、パルス波形整形回路網は実質的に基本周波数に合わせられる。またさらなるインバータを後置接続されるパルス波形整形回路網と共に設けてもよい。その他にもさらなる３ｄＢ結合器を設けてもよい。これは高周波信号をカスケード状に結合させ、特に真空プラズマ発生器の出力端子に結合させる。

１つ又は複数のインバータ、パルス波形整形回路網又は３ｄＢ結合器の出力側がコンデンサを介してガルバニックに減結合されるならば、ガルバニック減結合のための変成器は不要となる。

特に有利には、前記３ｄＢ結合器は、相互に離間され容量的及び誘導的に相互結合された少なくとも１つの第１及び第２の電気線路を有しており、この場合第１の電気線路は変成器の一次側を表し、第２の電気線路は変成器の二次側を表し、第１及び第２の電気線路はそれぞれ１つの巻回数ｎ＞１を有している。この簡単な手段によれば、インダクタンスを簡単な形式で高めることができる。インダクタンス（＝結合インダクタンス）は、巻回数に伴って指数的に増加する。例えば巻回数を二倍にすれば、インダクタンスは４倍に高まる。従ってインダクタンス増加素子のサイズは、巻回数の倍加のもとでは係数４だけ縮小できる。それにより構造サイズは、２以上の巻回の利用によって低減できる。十分に高い巻回数のもとでは、理論上はさらなるインダクタンス増加手段が省略できる。その場合３ｄＢ結合器は、１００ＭＨｚよりも低い周波数のもとで作動可能である。つまり先に挙げた特許文献１に開示されている従来技術よりも明らかに低い周波数で作動できる。そのため電力理論はもはや重要ではなくなる。

インダクタンスを高めるための代替的若しくは付加的手段として、３ｄＢ結合器は結合領域において線路のインダクタンスを高めるために少なくとも１つのインダクタンス増加素子を有している。この場合インダクタンス増加素子は任意の形態を有し得る。有利には線路が結合領域において少なくとも部分的に取り囲まれる。例えば線路に平行におかれてもよい。それにより特に簡単で効果的な結合が達成される。有利にはインダクタンス増加素子が結合領域において線路を環状に取り囲む。この場合の環状とは、結合領域の線路区分が十分に閉ざされた幾何学形状で取り囲まれることを意味し、それは例えば円形、楕円形、矩形やその他の形状で形成され得る。環状の幾何学形状の利点は、漂遊電界の低減にある。インダクタンス増加素子はフェライトで構成されていてもよい。

結合キャパシタンスを用いた容量性結合は、所定の面と所定の相互間隔を有する２つの離間された電気的線路を用いて容易にかつ低コストで非常に正確に再現可能である。

空間を節約すると同時に簡単に再現できるキャパシタンスを可能にする配置構成は、線路を少なくとも結合領域において平面的な導体線路で構成することで得られる。

特に有利には、結合キャパシタンスとインダクタンスは、基板材料に被着される平面的な導体線路を用いて実現される。有利にはこの基板材料は、低い損失係数δを有する。ｔａｎδは０.００５よりも小さくてよい。それにより絶縁材料における損失は、僅かに抑えられる。特に適しているものとして最初の試みで“ROGERS Corp.社”の“RT/duorit 5870”がｔａｎδ＝０.０００５〜０.００１２及びε_γ＝２.３で構成される。

特に３ｄＢ結合器は、導体線路が多層基板内で実現される場合に低コストとなる。

本発明の実施例において、第１及び／又は第２の電気線路のうちの少なくとも一方の長さがλ／４よりも短く、有利にはλ／８、特に有利にはλ／１０よりも短いと有利である。このサイズだと高周波技術による導電性理論上の影響はもはや無視できる。本発明の枠内で利用される３ｄＢ結合器は、従来技術で高周波用として公知の導電性結合器ではない。すなわち３ｄＢ結合器の特性が（専ら）線路長によって定まるものではない。それどころか電気的な線路間の結合は、所定の基本周波数ｆと所定の波動抵抗Ｚ_０のもとで固定的に予め設定される線路間のキャパシタンスに相応する。このキャパシタンスは、面積と線路間隔を介して設定可能である。さらにこの結合は、所定の基本周波数ｆと所定の波動抵抗Ｚ_０のもとで固定的に予め設定される変成器インダクタンスとの誘導性結合に相応する。このインダクタンスは、例えば線路長、特に線路区分に依存して設定される。本発明の構成によれば、結合領域において線路のインダクタンスを高めるために少なくとも１つのインダクタンス増加素子が設けられる。

特に有利には、３ｄＢ結合器の寸法は、λ／１０波長よりも小さな単位である。特に有利には、１から３０ＭＨｚの周波数と１２ｋＷまでの電力のもとで、２０ｃｍ×１０ｃｍ×１０ｃｍのサイズよりも小さい。これによりこの３ｄＢ結合器は、現時点で小型の通常の真空プラズマ発生器のケーシング形態に集積可能である。

特に有利には、３ｄＢ結合器は水冷式冷却部に結合される。それにより高価で障害を受けやすい空冷式冷却部が不要となる。特に有利には発生器全体が冷却水で冷却されるため、例えばベンチレータを用いて発生器内部から雰囲気への強制的な空気の入れ替えは行われない。但し発生器内部での強制的な空気の移動は可能である。その場合には熱交換機を介して空気中の熱が冷却水へ放出され得る。

それと共に３ｄＢ結合器の所望の特性を得るために、変声期の結合インダクタンスと結合キャパシタンスが以下の条件式を満たさなければならない。すなわち、
Ｌ_Ｋ＝Ｚ_０／（２πｆ）
Ｃ_Ｋ＝１／（２πｆＺ_０）
この場合前記Ｌ_Ｋは結合インダクタンス
前記Ｃ_Ｋは結合キャパシタンス
前記Ｚ_０は波動抵抗
前記ｆは周波数
例えば周波数が１３ＭＨｚで波動抵抗Ｚ_０が５０Ωの場合、結合インダクタンスＬ_Ｋは約６００ｎＨ、結合キャパシタンスＣ_Ｋは約２００ｐＦとなる。

通常の真空プラズマ発生器は５０Ωの出力抵抗を伴って設計されている。なぜならそれが接続構成要素やケーブルに対する通常値だからである。但し３ｄＢ結合器は真空プラズマ発生器の内部に使用されるので、同様に比較的低い波動抵抗で実現可能である。

前記３ｄＢ結合器が、５０Ωよりも小さい波動抵抗、有利には２０Ωよりも小さい波動抵抗を有しているならば、さらに小さな寸法で実現できる。なぜならインダクタンス増加素子も小さくてよいからである。負荷が５０Ωよりも小さいインピーダンスを有するものならば、特にインピーダンス整合回路網を省くことが可能となる。それに対してインピーダンス整合が必要な場合には、発生器のインピーダンスをプラズマ負荷に整合するためのインピーダンス整合回路網が設けられる。このインピーダンス整合回路網は、発生器内部に配置してもよいし真空チャンバに直接設けてもよい。発生器内部に配置される場合には、３ｄＢ結合器の出力信号が直接的に（厳密には当該インピーダンス整合回路網を介して）発生器出力側から送出される。

特に有利には、少なくとも２つのコンバータが中間回路電圧の生成のために設けられており、前記各コンバータは、少なくとも１つのＨＦ信号発生器に対応付けられている。それにより各中間回路電圧毎に開ループ若しくは閉ループ制御が可能となる。

少なくとも１つのコンバータが、開ループ及び／又は閉ループ制御装置の接続のための入力側を有しコンバータが開ループ及び／又は閉ループ制御可能であるならば、中間回路電圧は正確に設定可能である。特に中間回路電圧は一定の電圧値に開ループ制御及び／又は閉ループ制御され得る。

有利には前記開ループ及び／又は閉ループ制御装置は、プログラミング可能な論理アセンブリ、特にＤＳＰとして構成される。有利にはインバータ（ＨＦ信号、ＨＦ信号間の位相差）及びコンバーター（中間回路電圧）の開ループ制御及び／又は閉ループ制御が１つの構成群、特にプログラミング可能な論理アセンブリ、有利には固有のＤＳＰによって行われる。

本発明のさらに別の有利な実施形態によれば、前記コンバータは、逓昇及び／又は逓降変換器として構成される。それによりそれらの出力側において２００Ｖ〜４００Ｖの電圧が設定可能となる。配電網電圧（商用電源電圧）は各国毎に異なっているが当該コンバータは２００Ｖ〜４００Ｖの配電網電圧に接続可能である。一定の若しくは制御された３００Ｖの中間回路電圧が必要な場合には、逓昇変換器も逓降変換器も必要となる。

有利には配電整流器、コンバータ、ＨＦ信号発生器、３ｄＢ結合器、場合によってはパルス波形整形器及び制御部が１つの金属ケースに集積化される。それにより真空プラズマ発生器は特に障害ビームに対して不感となり、非常に安定して動作する。その他にも非常に小型の構造形態が得られる。

有利には真空プラズマ発生器は、配電網入力側フィルタを有する。それにより真空プラズマ発生器は特に配電網からの障害や高調波に対して不感となり、さらに安定して動作するようになる。

さらに有利には真空プラズマ発生器は、配電網の過電圧に対する保護回路を有し、特に有利には発生器出力側の過電圧に対する保護回路を有する。それによりさらに安定して動作可能である。

次に本発明の実施例を図面に基づき以下の明細書で詳細に説明する。
図１には真空プラズマ発生器が示されている。この真空プラズマ発生器１は、配電端子２を有しており、該配電端子２を介して配電電圧が配電整流器３に供給されている。配電整流器３の前後には、配電網からの過電圧に対する配電入力側フィルタと保護回路が集積されていてもよい。配電整流器３内で生成されるＤＣ電圧は、コンバータ４に供給され、該コンバータ４は中間回路電圧を生成し、該電圧は線路５に印加される。このコンバータ４は、例えばＤＣ／ＤＣコンバータとして構成され得る。中間回路電圧は、それぞれ第１及び第２のＨＦ信号発生器６，７に供給される。当該実施例では、ＨＦ信号発生器６，７がインバータとして構成されている。これらのＨＦ信号発生器６，７はコンデンサ８，９を介してパルス波形整形回路網１０，１１に接続されている。開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は、ＨＦ信号発生器６，７を制御している。この開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２を介してＨＦ信号発生器６，７の出力信号の振幅も位相も設定が可能である。その他に開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２（これらは論理アセンブリとして構成されている）を介してＨＦ信号発生器６，７の出力信号の周波数も設定可能である。特にＨＦ信号発生器６，７の出力信号の位相位置は次のように設定される。すなわち３ｄＢ結合器１３に印加される信号が９０°の位相ずれを伴うように設定される。それにより最適な電力結合が出力側１４において達成される。負荷補償抵抗１５においては、最適な位相位置と整合された負荷のもとではエネルギーの消費はない。さらにインピーダンス整合のためにインピーダンス整合回路網１６が前記３ｄＢ結合器１３と真空チャンバ１７の間に設けられてもよい。

開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は、その他にコンバータ４の制御入力側１８に接続されている。それにより線路５に印加される中間回路電圧が設定可能となる。

発生器出力側の過電圧に対する保護回路は、発生器出力側１４に直接配置してもよいし、信号生成パス６，８，１０ないし７，９，１１の途中において常に最大保護効果が達成される箇所か若しくは過電圧に敏感な構成部品が存在する箇所に配置してもよい。

図１の実施例とは異なって図２中の実施例においては（図１と同じか若しくは同じ機能の構成要素には同じ参照番号が付されている）、２つのコンバータ４，４ａが設けられており、これらのコンバータ４，４ａはそれぞれ１つの中間回路電圧を線路５，５ａに送出している。それに応じて開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は、これらのコンバータ４，４ａを制御している。ここでは開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は１つのユニットとして示されているが、しかしながら当該開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は、２つの制御構成要素に分割して、一方はコンバータ４，４ａにそしてもう一方はＨＦ信号発生器６，７に担当させることも可能である。また複数の別個開ループ及び／又は閉ループ制御装置を設けることも可能である。

図３には、フルブリッジを伴ったインバータとして構成されたＨＦ信号発生器２０が示されている。このフルブリッジは、ＭＯＳＦＥＴとして構成された４つのスイッチング素子２１〜２４からなっている。符号２５によって当該ＨＦ信号発生器２０が正の中間回路電圧に接続されることが表され、不当２６によって当該ＨＦ信号発生器２０が負の中間回路電圧ないしはより低い電位の中間回路電圧に接続されることが表されている。これらのスイッチング素子２１〜２４は、端子２７〜３０を有しており、それらは当該のスイッチング素子２１〜２４の制御端子を表している。ここでのフルブリッジにおいては、バンドパスフィルタとして作用するパルス波形整形回路網３１が接続されており、これはＨＦ信号出力側３２を有している。特に有利な実施形態によれば、パルス波形整形回路網３１がバンドパスフィルタではなく、複数のＬＣ回路からなるローパスフィルタとして実現される。

図４にはハーフブリッジを伴ったインバータとして構成されたＨＦ信号発生器４０が示されている。このハーフブリッジは、ＭＯＳＦＥＴとして構成され直列に接続されている２つのスイッチング素子２１，２２からなっている。これらのスイッチング素子２１，２２も、制御入力側として利用される端子２７，２８を有している。このＨＦ信号発生器４０は、端子２５，２６を介して中間回路電圧に接続可能である。パルス波形整形回路網３１を介してこのＨＦ信号発生器４０は高周波信号をＨＦ信号出力側３２から送出する。

図５に示されているインバータとして構成されたＨＦ信号発生器５０も、端子２５，２６を介して中間回路電圧に接続可能である。このＨＦ信号発生器５０は、ＭＯＳＦＥＴとして構成された唯一のスイッチング素子２２しか有していない。このＨＦ信号発生器５０はパルス波形整形回路網３１を介して高周波信号をＨＦ信号出力側３２から送出する。ここでのＨＦ信号発生器５０もクラスＥの増幅器として公知である。

図６にも実質的にパルス波形整形回路網３１に接続されているＨＦ信号発生器２０が示されている。ここではガルバニック減結合のためにコンデンサ５１，５２が設けられている。コンデンサ５１は、パルス波形整形回路網３１とＨＦ信号出力側３２の間に接続されている。コンデンサ５２は、端子２６と発生器のアース端子５３に接続されている。付加的にコンデンサは端子２５からアース端子５３（図６では図示せず）まで有利に示されている。図６の回路中でも特に有利な実施形態によれば、パルス波形整形回路網波形整形３１がバンドパスフィルタではなく、複数のＬＣ回路からなるローパスフィルタとして実現されている。

図７には、真空プラズマ発生器６０の一部が示されている。真空プラズマ発生器６０は、中央制御装置として開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２を有している。この開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２には１６個のモジュール６１〜７６が接続されている。これらのモジュール６１〜７６にはそれぞれ１つのＨＦ信号発生器とパルス波形整形回路網が含まれている。３ｄＢ結合器７７〜８４のそれぞれには２つのモジュール６１〜７６が接続されている。さらに次の回路段では、３ｄＢ結合器８５〜８８の１つにそれぞれ２つの３ｄＢ結合器７７〜８４が接続されている。第３の回路段には、２つの３ｄＢ結合器８９，９０が設けられており、第４の回路段には３ｄＢ結合器９１が設けられている。この３ｄＢ結合器９１の出力側には真空プラズマ発生器に供給される高周波電力が印加される。この電力は、測定装置９３によって検出され、開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２へ伝送される。開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は、アナログ信号用データ線路９４とインターフェース用データ線路９５及びエラー報知用線路９６を介してモジュール６１〜７６とデータ交換のために接続形成されている。さらに開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は１６個の同期クロック出力側９７を有しており、この場合それぞれの出力が各モジュール６１〜７６に供給されている。これらの出力側９７を介してＨＦ信号発生器は基本周波数でクロック制御される。クロック出力側９７の信号は同相ではない。それによりモジュール６１〜７６の出力信号の位相位置が設定される。さらに開ループ及び／又は閉ループ制御装置１２は、１６個の同期パルス出力側９８を有している。これらは、真空プラズマ発生器６０のＨＦ出力信号が連続的ではなくてパルス状に印加されるべき場合に必要とされる。

図８の図面には、真空プラズマ発生器６０が再度示されている。ここでは３ｄＢ結合器７７〜９１の出力側１００〜１１４に図示されていない負荷補償抵抗が配設されている。これらの負荷補償抵抗に印加される電圧は、１５個のアナログ入力側１１５を介して開ループ及び／又は閉ループ制御装置２に送出される。そのようにして検出された電圧は、インピーダンス整合や高周波信号発生器同士の信号の位相位置、高周波発生器同士の信号の電力対称性に対する尺度となる。それらの電圧はさらに当該真空プラズマ発生器６０の制御にも用いられる。

本発明による真空プラズマ発生器の第１実施例を示した図 本発明による真空プラズマ発生器の第２実施例を示した図 パルス波形整形回路網を伴ったフルブリッジとして構成されたインバータを示した図 パルス波形整形回路網を伴ったハーフブリッジとして構成されたインバータを示した図 スイッチング素子を伴って構成されたインバータを示した図 減結合コンデンサを伴ったフルブリッジとして構成されたインバータを示した図 ３ｄＢ結合器−回路網を伴った真空プラズマ発生器の一部を表した図 ３ｄＢ結合器−回路網を伴った真空プラズマ発生器の一部のさらなる詳細図

符号の説明

１，１ａ 真空プラズマ発生器
２ 配電端子
３ 配電整流器
４，４ａ コンバータ
６，７ ＨＦ信号発生器（インバータ）
８，９ コンデンサ
１０，１１ パルス波形整形回路網
１２ 開ループ及び／又は閉ループ制御装置
１３ ３ｄＢ結合器
１４ 発生器出力側
１５ 負荷補償抵抗
１６ インピーダンス整合回路網
１７ 真空チャンバ

Claims (14)

1. 真空チャンバ内の工作物の処理のための真空プラズマ発生器において、
   配電網への接続のための配電端子（２）と、
   少なくとも１つの配電整流器（３）と、
   該配電整流器（３）に接続された少なくとも１つの中間回路電圧を発生するための少なくとも１つの第１のコンバータ（４，４ａ）と、
   基本周波数で特に１〜３０ＭＨｚの周波数範囲にある第１の位相位置の第１の信号を発生する、少なくとも１つの中間回路電圧に接続された第１のＨＦ信号発生器（６，７，２０，４０，５０）と、
   基本周波数で第２の位相位置の第２の信号を発生する、中間回路電圧に接続された第２のＨＦ信号発生器（６，７，２０，４０，５０）と、
   少なくとも１つの３ｄＢ結合器（１３，７７−９１）と、
   発生器出力側（１４，９２）を有しており、
   前記３ｄＢ結合器（１３，７７−９１）は、第１及び第２の信号を出力信号に結合し、前記発生器出力側（１４，９２）に直接若しくは間接的に供給するように構成されていることを特徴とする真空プラズマ発生器。
2. 前記第１及び第２の信号発生器（６，７，２０，４０，５０）は、それぞれインバータとして構成され、それらが開ループ及び／又は閉ループ制御装置（１２）によって駆動制御される、請求項１記載の真空プラズマ発生器。
3. 前記インバータは、それぞれ１つのハーフブリッジ若しくはフルブリッジを有している、請求項２記載の真空プラズマ発生器。
4. 少なくとも１つのコンデンサ（８，９，５１，５２）がガルバニック減結合のために設けられている、請求項１から３いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
5. 前記第１及び第２の信号発生器（６，７，２０，４０，５０）にそれぞれ１つのパルス波形整形回路網（１０，１１，３１）が後置接続されている、請求項１から４いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
6. 前記３ｄＢ結合器（１３，７７−９１）は、相互に離間され容量的及び誘導的に相互結合された少なくとも１つの第１及び第２の電気線路を有しており、この場合第１の電気線路は変成器の一次側を表し、第２の電気線路は変成器の二次側を表し、第１及び第２の電気線路はそれぞれ１つの巻回数ｎ＞１を有している、請求項１から５いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
7. 前記３ｄＢ結合器（１３，７７−９１）は、相互に離間され容量的及び誘導的に相互結合された少なくとも１つの第１及び第２の電気線路を有しており、この場合第１の電気線路は変成器の一次側を表し、第２の電気線路は変成器の二次側を表し、さらに結合領域において線路のインダクタンスを高めるために少なくとも１つのインダクタンス増加素子が設けられている、請求項１から６いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
8. 前記第１及び／又は第２の電気線路のうちの少なくとも一方の長さがλ／４よりも短く、有利にはλ／８、特に有利にはλ／１０よりも短い、請求項１から７いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
9. 前記３ｄＢ結合器（１３，７７−９１）は、５０Ωよりも小さい造波抵抗、有利には２０Ωよりも小さい造波抵抗を有している、請求項１から８いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
10. 少なくとも２つのコンバータ（４，４ａ）が中間回路電圧の生成のために設けられており、前記各コンバータ（４，４ａ）は、少なくとも１つのＨＦ信号発生器（６，７，２０，４０，５０）に対応付けられている、請求項１から９いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
11. 少なくとも１つのコンバータ（４，４ａ）は、開ループ及び／又は閉ループ制御装置（１２）の接続のための入力側（１８，１８ａ）を有している、請求項１から１０いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
12. 前記開ループ及び／又は閉ループ制御装置（１２）は、プログラミング可能な論理アセンブリ、特にＤＳＰとして構成されている、請求項１から１１いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
13. 前記真空プラズマ発生器（１，１ａ，６０）に、当該発生器（１，１ａ，６０）とプラズマ負荷のインピーダンス整合のためにインピーダンス整合回路（１６）が設けられている、請求項１から１２いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。
14. 前記コンバータ（４，４ａ）は、逓昇及び／又は逓降変換器として構成されている、請求項１から１３いずれか１項記載の真空プラズマ発生器。

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