JP2017054646A - 高周波電源装置、当該高周波電源装置を備えているプラズマ処理システムおよび非接触給電システム - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子に発生する電圧を抑制することができる高周波電源装置を提供する。【解決手段】高周波電源装置１において、直流電流をスイッチング素子Ｑｓのスイッチング動作により高周波電流に変換する高周波変換部３と、高周波変換部３の一方の出力端子に一端が接続された伝送線路４１とを備えるようにした。伝送線路４１は、高周波変換部３が出力する高周波の、伝送線路４１における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が開放されている。伝送線路４１には、高周波変換部３が出力する高周波の（４ｋ−２）倍（ｋは自然数）の高調波（２次高調波、６次高調波など）の電流を流して、電圧を減衰させる。これにより、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧に含まれる成分のうちの一部の高調波の分が削減されるので、電圧を抑制することができる。【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を高周波電力に変換して出力する高周波電源装置、当該高周波電源装置を備えているプラズマ処理システムおよび非接触給電システムに関する。

半導体ウエハの薄膜形成やエッチング処理などを行うプラズマ処理システムにおいて、高周波電力の発生源として高周波電源装置が用いられている。当該高周波電源装置は、１３．５６［ＭＨｚ］、２７．１２［ＭＨｚ］、４０．６８［ＭＨｚ］等の出力周波数、数ｋＷ〜数十ｋＷの定格出力が要求され、使用する電力が大きいため、高周波電源装置内部の損失を小さくして、高効率化するように、要求されている。このような高周波電源装置には、スイッチング素子を２個使用したハーフブリッジ型のインバータ回路や、スイッチング素子を４個使用したフルブリッジ型のインバータ回路が一般的に用いられている。これらのインバータ回路を駆動するドライブ回路は、デッドタイムを設ける必要から回路構成が複雑になる。

それらスイッチング素子を２個使用したハーフブリッジ型のインバータ回路や、スイッチング素子を４個使用したフルブリッジ型のインバータ回路の高電位側のスイッチング素子をインダクタに置き換えることでスイッチング素子を減らし、ドライブ回路の構成を単純にした高周波電源装置が知られている。例えば、特許文献１には、このような高周波電源装置を用いた非接触電力伝送装置が記載されている。

特開２０１３-１１５９０８号公報

しかしながら、このような高周波電源装置においては、スイッチング素子に発生する電圧が大きくなり、インバータ回路に入力される直流電圧の３倍以上になることが知られている。したがって、用いるスイッチング素子を高耐圧のものにする必要がある。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、スイッチング素子に発生する電圧を抑制することができる高周波電源装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置は、直流電圧を出力する直流電源の高電位側の出力端子に直列接続されるインダクタと、前記インダクタの下流側で、前記直流電源に並列接続されるスイッチング素子とを有し、前記直流電源が出力する直流電流を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波電流に変換する高周波変換手段と、前記高周波変換手段の一方の出力端子に一端が接続された第１の伝送線路とを備えており、前記第１の伝送線路は、前記高周波変換手段が出力する高周波の、前記第１の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が開放されていることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の伝送線路は、同軸ケーブルである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記高周波電源装置は、前記高周波変換手段の一方の出力端子に一端が接続された第２の伝送線路をさらに備えており、前記第２の伝送線路は、前記伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が短絡されている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２の伝送線路は、同軸ケーブルである。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記前記高周波変換手段が出力する高周波の周波数は、１３．５６［ＭＨｚ］である。

本発明の第２の側面によって提供されるプラズマ処理システムは、本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置と、前記高周波電源装置から電力を供給されるプラズマ処理装置とを備えていることを特徴とする。

本発明の第３の側面によって提供される非接触給電システムは、送電装置から受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムであって、前記送電装置は、本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置を備えていることを特徴とする。

本発明によると、第１の伝送線路は、高周波変換手段が出力する高周波の伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が開放されている。したがって、当該高周波の２次高調波、６次高調波、１０次高調波などの周波数に対するインピーダンスが「０」になる。したがって、これらの高調波成分が吸収されて減衰するので、スイッチング素子に発生する電圧を抑制することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る高周波電源装置を説明するための図である。 第１実施形態に係る伝送線路のインピーダンスの大きさの周波数特性を示す図である。 図１（ｂ）に示す回路構成で行ったシミュレーションでの各波形を示す図である。 図１（ｂ）に示す回路において伝送線路部を設けなかった回路構成で行ったシミュレーションでの各波形を示す図である。 第２実施形態に係る高周波電源装置を説明するための図である。 第２実施形態に係る伝送線路のインピーダンスの大きさの周波数特性を示す図である。 図５に示す回路構成で行ったシミュレーションでの各波形を示す図である。 高周波変換部の変形例を説明するための図である。 図８に示す回路構成で行ったシミュレーションでの各波形を示す図である。 第３実施形態に係る非接触給電システムを説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る高周波電源装置をプラズマ処理システムに用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る高周波電源装置１を説明するための図である。図１（ａ）は、高周波電源装置１の内部構成を説明するための機能ブロック図である。図１（ｂ）は、高周波電源装置１の一部（高周波変換部３、伝送線路部４、共振回路５、トランス６、および、フィルタ回路７）の回路図である。

高周波電源１は、例えば、負荷Ｌであるプラズマ処理装置に高周波電力を所定の高周波で供給する電源である。プラズマ処理装置は、フッ素系のガスと半導体ウエハや液晶ガラス基板等の被加工物をチャンバー（図示省略）内に封入し、そのチャンバー内の一対の電極（図示省略）に高周波電源１からの高周波電力を供給して放電させ、その放電によりガスのプラズマを発生させて被加工物に薄膜形成処理やエッチング処理を行う装置である。

高周波電源１は、可変直流電源２、高周波変換部３、伝送線路部４、共振回路５、トランス６、フィルタ回路７、電力検出部８、および、制御部９を備える。

高周波電源１は、可変直流電源２で生成した直流電流I_dcを高周波変換部３および共振
回路５からなるインバータによって高周波電流I_invに変換し、その高周波電流I_invを
トランス６を介して負荷側に出力する。トランス６から出力される高周波電流は、フィルタ回路７で高調波が除去されて正弦波の高周波電流Ｉ_outとなり、負荷Ｌに出力される。

制御部９は、フィードバック制御によって、可変直流電源２で生成される直流電圧Ｖ_dcのレベルを変化させることにより、インバータから出力される高周波電流I_invのレベル
を変化させる。高周波電流I_invのレベルが変化すると、高周波電源１から負荷Ｌに供給
される進行波電力Ｐ_fが変化するので、制御部９は、進行波電力Ｐ_fと目標出力電力Ｐ_fsの偏差ΔＰ_fを監視し、その誤差ΔＰ_fがゼロになるように可変直流電源２の出力電圧Ｖ_dcを調整する。

可変直流電源２は、直流電圧Ｖ_dcを生成し、高周波変換部３に出力するものである。可変直流電源２は、制御部９からの駆動信号Ｓ１に応じて、生成する直流電圧Ｖ_dcのレベルを変化させる。可変直流電源２は、入力される交流電圧（例えば、商用電源２００［ｖ］など）を、図示しない整流回路によって整流し、図示しない平滑回路によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータによって、所定の電圧範囲内の任意の直流電圧に変換する。可変直流電源２は、制御部９から入力される駆動信号Ｓ１によってＤＣ−ＤＣコンバータの変換動作を制御することにより、整流、平滑後の直流電圧を直流電圧Ｖ_dcに変換する。

高周波変換部３は、可変直流電源２より入力される直流電流I_dcを高周波電流I_invに
変換するものである。高周波変換部３および共振回路５からなるインバータは、いわゆるＥ級アンプであり、制御部９より入力される駆動信号Ｓ２でスイッチング素子Ｑｓをスイッチングすることで、高周波電流Ｉ_invを生成する。高周波変換部３は、可変直流電源２から直流電流を供給するためのインダクタＬ３と、インダクタＬ３に直列接続されたスイッチング素子Ｑｓと、スイッチング素子Ｑｓに逆並列接続されたダイオードＤ３と、スイッチング素子Ｑｓに並列接続されたコンデンサＣ３とを備えている。スイッチング素子Ｑｓが内部にダイオードの動作をする機能を有する場合は、ダイオードＤ３を設けないようにしてもよい。

スイッチング素子Ｑｓは、制御部９から入力される駆動信号Ｓ２に応じて、オン状態とオフ状態とを切り替えるものである。本実施形態では、スイッチング素子ＱｓとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＱｓはＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子は、インダクタＬ３の一方の端子（可変直流電源２の出力端子に接続されたのとは異なる方の端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのソース端子は、可変直流電源２の出力端子の低電位側に接続されている。スイッチング素子Ｑｓのゲート端子には、制御部９から駆動信号Ｓ２が入力される。駆動信号Ｓ２は、後述する様に、所定の周波数ｆ（例えば、１３．５６［ＭＨｚ］）でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である。スイッチング素子Ｑｓは、駆動信号Ｓ２がローレベルのときオフ状態になり、駆動信号Ｓ２がハイレベルのときオン状態になる。これにより、可変直流電源２より入力される直流電流Ｉ_dcは、駆動信号Ｓ２に応じてスイッチングされ、高周波電流Ｉ_invが出力される。高周波電流Ｉ_invの周波数は、駆動信号Ｓ２と同じ周波数ｆになる。

ダイオードＤ３は、いわゆるフライホイールダイオードであって、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子とソース端子との間に、逆並列に接続されている。すなわち、ダイオードＤ３のアノード端子はスイッチング素子Ｑｓのソース端子に接続され、ダイオードＤ３のカソード端子はスイッチング素子Ｑｓのドレイン端子に接続されている。ダイオードＤ３は、スイッチング素子Ｑｓの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子Ｑｓに印加されないようにするためのものである。

伝送線路部４は、高周波変換部３が生成する高周波から、所定次数の高調波成分を減衰させるものである。伝送線路部４は、伝送線路４１および伝送線路４２を備えている。伝送線路４１は、一端が高周波変換部３の出力端子（図１（ｂ）においては、上側の端子）に接続され、他端が開放された伝送線路である。伝送線路４２は、一端が高周波変換部３の出力端子（図１（ｂ）においては、上側の端子）に接続され、他端が短絡された伝送線路である。本実施形態においては、伝送線路４１，４２を、同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路４１，４２は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、導波管、銅板、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

伝送線路４１，４２の長さは、高周波変換部３が出力する高周波の、伝送線路４１，４２における伝送波長の略８分の１の長さとしている。具体的には、高周波変換部３が出力する高周波の波長λは、周波数をｆとし、伝送線路内の電波の速度をνとすると、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。同軸ケーブル上の電波の速度νは、真空中の電波の速度（３．０×１０⁸［ｍ／ｓ］）の約６６％程度であり、周波数ｆが１３．５６［ＭＨｚ］なので、高周波変換部３が出力する高周波の波長λは、λ＝（３．０×１０⁸）×（６６／１００）／（１３．５６×１０⁶）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路４１，４２の長さは、この波長λの１／８であるので、１４．６０×（１／８）≒１．８［ｍ］となる。

図２は、伝送線路４１および伝送線路４２を、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子側から見たインピーダンスの大きさの周波数特性を示す図である。横軸が周波数を示しており、縦軸がインピーダンスの大きさを示している。同図に示すように、周波数ｆ（＝１３．５６［ＭＨｚ］）および周波数ｆの奇数倍の周波数で、インピーダンスが無限大になり、周波数ｆの偶数倍の周波数で、インピーダンスが０「Ω」になっている。つまり、伝送線路部４には、高周波変換部３が出力する高周波の基本波および奇数倍高調波（３次高調波、５次高調波など）の電流は流れず、偶数倍高調波（２次高調波、４次高調波など）の電流を流して、スイッチング素子Ｑｓに発生する高調波成分の電圧を減衰させる。

共振回路５は、インダクタＬ５とコンデンサＣ５との直列共振回路であり、周波数ｆで共振するように設計されている。したがって、高周波変換部３が出力する高周波のうち、周波数ｆである基本波が高周波電流Ｉ_invとして出力される。共振回路５は、トランス６の一次巻線に直列に接続されている。トランス６は、高周波を発生する高周波発生段と高周波を負荷Ｌに出力する高周波出力段を電気的に絶縁するものである。フィルタ回路７は、例えば、２個のキャパシタと１個のインダクタをπ型に接続したローパスフィルタであり、トランス６の二次巻線に並列に接続されている。フィルタ回路７は、高周波電流Ｉ_invの周波数ｆ（基本周波数）よりも高い周波数の信号の通過を阻止することにより、高周波変換部３で発生する高調波を除去する。また、トランス６およびフィルタ回路７は、インピーダンス変換の機能も有している。

電力検出部８は、負荷Ｌに供給される進行波電力Ｐ_fをモニタするためのものである。電力検出部８は、方向性結合器を含み、その方向性結合器から高周波電圧ｖ_outに含まれる進行波電圧ｖ_fと反射波電圧ｖ_rとを検出する。電力検出部８は、進行波電圧ｖ_fを進行波電力Ｐ_fに変換して制御部９に出力する。反射波電圧ｖ_rも反射波電力Ｐ_rに変換して制御部９に出力するようにしてもよい。なお、高周波電源１は、例えば、特性インピーダンスＲ_o＝５０Ωで設計されているので、進行波電力Ｐ_f及び反射波電力Ｐ_rは、Ｐ_f＝ｖ_f ²／Ｒ_o、Ｐ_r＝ｖ_r ²／Ｒ_oの演算式により変換される。

制御部９は、高周波電源１を制御するものであり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡで構成される。

制御部９は、電力検出部８から入力される進行波電力Ｐ_fに基づいて駆動信号Ｓ１を生成して、可変直流電源２に出力する。駆動信号Ｓ１は、高周波電源１の出力電力（進行波電力Ｐ_f）が目標出力電力Ｐ_fsとなるように、可変直流電源２の出力電圧Ｖ_dcを制御する信号である。目標出力電力Ｐ_fsは、図示しない入力装置を操作することで、手動で入力するようにしてもよいし、予め設定されたプログラムにより、自動で入力するようにしてもよい。制御部９は、電力検出部８から入力される進行波電力Ｐ_fの検出値と目標出力電力Ｐ_fsの偏差ΔＰ_f（＝Ｐ_fs−Ｐ_f）を演算し、その偏差ΔＰ_fをゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動できるレベルに増幅して、駆動信号Ｓ１として可変直流電源２に出力する。

また、制御部９は、基準クロックに基づいて、所定の周波数ｆのパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）を生成し、当該パルス信号を図示しないドライブ回路でスイッチング素子Ｑｓを駆動できるレベルに増幅して、駆動信号Ｓ２として高周波変換部３に出力する。

図３は、高周波変換部３のスイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を説明するための図であり、図１（ｂ）に示す回路構成としてシミュレーションしたときの各波形を示している。図３（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図３（ｂ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン電流Ｉ_dの波形を示している。また、図３（ｃ）は、スイッチング素子Ｑｓのゲート‐ソース間電圧Ｖ_gsの波形を示しており、図３（ｄ）は、高周波電源装置１の出力電圧（高周波電圧ｖ_out）の波形を示している。本シミュレーションでは、可変直流電源２から入力される直流電圧Ｖ_dcを２００［Ｖ］とし（図３（ａ）に示す）、負荷Ｌを５０［Ω］の抵抗とし、高周波変換部３に入力される駆動信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号としている。図４は、図３と比較するための図であり、図１（ｂ）に示す回路において、伝送線路部４（伝送線路４１および伝送線路４２）を設けなかった回路構成としてシミュレーションしたときの各波形を示している。その他の条件は、図３のものと同様である。

図４（ａ）に示すように、伝送線路部４を設けなった場合には、直流電圧Ｖ_dcが２００［Ｖ］であるのに対して、ドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsが３．５倍の７００［Ｖ］以上になっている。これに対して、図３（ａ）に示すように、伝送線路部４を設けた場合には、直流電圧Ｖ_dcが２００［Ｖ］であるのに対して、ドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsが２倍の４００［Ｖ］程度に収まっている。以上のように、伝送線路部４を設けたことで、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を抑制できることが確認できた。

本実施形態によると、伝送線路部４は、高周波変換部３が出力する高周波の偶数倍高調波（２次高調波、４次高調波など）を吸収して減衰させる。これにより、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧に含まれる成分のうちの偶数倍高調波の分が削減されるので、電圧を抑制することができる。したがって、スイッチング素子Ｑｓを高耐圧のものにしなくてもよい。

また、本実施形態によると、伝送線路４１，４２は、同軸ケーブルを所定の長さ（伝送波長の略８分の１の長さ）にして接続するだけである。インダクタやコンデンサを用いて同様の周波数特性を有するフィルタを作成する場合と比べて、容易に作成することができる。

なお、本実施形態においては、高周波電流I_invの周波数（高周波電源装置１の出力周
波数）ｆが１３．５６［ＭＨｚ］の場合について説明したが、これに限られない。周波数（高周波電源装置１の出力周波数）ｆは、より大きい２７．１２［ＭＨｚ］、４０．６８［ＭＨｚ］等であってもよいし、より小さい６．７８［ＭＨｚ］等であってもよい。ただし、周波数ｆが低くなるほど、伝送線路４１，４２の長さを長くする必要がある。

上記第１実施形態においては、伝送線路部４が伝送線路４１および伝送線路４２を備えている場合について説明したが、これに限られない。伝送線路４２を備えておらず、伝送線路４１だけを備えている場合を第２実施形態として、以下に説明する。

図５は、第２実施形態に係る高周波電源装置１’を説明するための図である。図５は、図１（ｂ）に対応する図であり、高周波電源装置１’の一部（高周波変換部３、伝送線路部４’、共振回路５、トランス６、および、フィルタ回路７）の回路図を示している。図１（ａ）に対応する、高周波電源装置１’の内部構成を説明するための機能ブロック図は、図１（ａ）と同様になるので、記載を省略している。図５において、第１実施形態に係る高周波電源装置１（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図５に示す高周波電源装置１’は、伝送線路部４に代えて伝送線路部４’を設けた点で、第１実施形態に係る高周波電源装置１と異なる。伝送線路部４’は、伝送線路４２を備えておらず、伝送線路４１だけを備えている。

図６は、伝送線路４１を、スイッチング素子Ｑｓのドレイン端子側から見たインピーダンスの大きさの周波数特性を示す図である。横軸が周波数を示しており、縦軸がインピーダンスの大きさを示している。同図に示すように、周波数ｆ（＝１３．５６［ＭＨｚ］）の４倍、８倍、…、４ｋ倍（ｋは自然数）の周波数で、インピーダンスが無限大になり、周波数ｆの２倍、６倍、…、（４ｋ−２）倍（ｋは自然数）の周波数で、インピーダンスが０「Ω」になっている。つまり、伝送線路部４’に、高周波変換部３が出力する高周波の（４ｋ−２）倍（ｋは自然数）の高調波（２次高調波、６次高調波など）の電流を流して、スイッチング素子Ｑｓに発生する高調波成分の電圧を減衰させる。

図７は、高周波変換部３のスイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を説明するための図であり、図５に示す回路構成としてシミュレーションしたときの各波形を示している。図７（ａ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsの波形を示しており、図７（ｂ）は、スイッチング素子Ｑｓのドレイン電流Ｉ_dの波形を示している。また、図７（ｃ）は、スイッチング素子Ｑｓのゲート‐ソース間電圧Ｖ_gsの波形を示しており、図７（ｄ）は、高周波電源装置１の出力電圧（高周波電圧ｖ_out）の波形を示している。本シミュレーションの各条件は、図３のものと同様であり、可変直流電源２から入力される直流電圧Ｖ_dcを２００［Ｖ］とし（図７（ａ）に示す）、負荷Ｌを５０［Ω］の抵抗とし、高周波変換部３に入力される駆動信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号としている。

図７（ａ）に示すように、伝送線路部４’を設けた場合には、直流電圧Ｖ_dcが２００［Ｖ］であるのに対して、ドレイン‐ソース間電圧Ｖ_dsが２．５倍の５００［Ｖ］程度に収まっている。以上のように、伝送線路４１だけを備えている場合（図７参照）でも、伝送線路４１および伝送線路４２を備えている場合（図３参照）ほどの電圧の抑制効果はないが、伝送線路４１および伝送線路４２のどちらも備えていない場合（図４参照）と比べると、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を抑制できることが確認できた。

第２実施形態によると、伝送線路部４’は、高周波変換部３が出力する高周波の（４ｋ−２）倍（ｋは自然数）の高調波（２次高調波、６次高調波など）の電流を吸収して電圧を減衰させる。これにより、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧に含まれる成分のうちの一部の高調波の分が削減されるので、電圧を抑制することができる。

また、第２実施形態によると、伝送線路４１は、同軸ケーブルを所定の長さ（伝送波長の略８分の１の長さ）にして接続するだけである。インダクタやコンデンサを用いて同様の周波数特性を有するフィルタを作成する場合と比べて、容易に作成することができる。さらに、伝送線路４２を設ける必要がないので、第１実施形態よりも容易に作成することができるし、高周波電源装置１’を高周波電源装置１より小型軽量化することができる。

上記第１および第２実施形態においては、高周波変換部３をいわゆる一石のＥ級アンプとした場合について説明したが、これに限られない。例えば、図８に示すように、プッシュプル回路で構成するようにしてもよい。高周波変換部３’は、高周波変換部３を正負対称に接続して、それぞれが一方の極性の信号のみを増幅するようにした、いわゆるプッシュプル方式のアンプである。伝送線路部４”および共振回路５’も、それぞれ、伝送線路部４および共振回路５を正負対称に接続したものとしている。この場合でも、伝送線路部４”によって、高周波変換部３’が出力する高周波の一部の高調波（２次高調波など）の電流が吸収されて発生する電圧が減衰するので、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧に含まれる成分のうちの一部の高調波の分が削減されて、電圧を抑制することができる。

図９は、高周波変換部３’の各スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を説明するための図であり、図８に示す回路構成としてシミュレーションしたときの各波形を示している。図９（ａ）は、上側のスイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_ds1の波形を示しており、図９（ｂ）は、上側のスイッチング素子Ｑｓのドレイン電流Ｉ_d1の波形を示している。また、図９（ｃ）は、下側のスイッチング素子Ｑｓのドレイン‐ソース間電圧Ｖ_ds2の波形を示しており、図９（ｄ）は、下側のスイッチング素子Ｑｓのドレイン電流Ｉ_d2の波形を示している。図９（ｅ）は、高周波電源装置１の出力電圧（高周波電圧ｖ_out）の波形を示している。本シミュレーションの各条件は、図３のものと同様であり、可変直流電源２から入力される直流電圧Ｖ_dcを２００［Ｖ］とし（図９（ａ）に示す）、負荷Ｌを５０［Ω］の抵抗とし、高周波変換部３’に入力される駆動信号Ｓ２を、周波数ｆ＝１３．５６［ＭＨｚ］の矩形波信号としている。

図９（ａ）に示すように、直流電圧Ｖ_dcが２００［Ｖ］であるのに対して、ドレイン‐ソース間電圧Ｖ_ds1が２倍の４００［Ｖ］程度に収まっている。以上のように、図８に示す回路構成でも、図１(ｂ)に示す回路構成の場合と同様に、スイッチング素子Ｑｓに発生する電圧を抑制できることが確認できた。

なお、図８に示す伝送線路部４”において、伝送線路４２を備えずに伝送線路４１だけを備えるようにしてもよい。また、高周波変換部３（３’）を複数備えて、それぞれの出力を合成して出力する構成としてもよい。

上記第１および第２実施形態においては、本発明に係る高周波電源装置を、プラズマ処理システムに用いた場合を例として説明したが、これに限られない。本発明に係る高周波電源装置は、高周波電力を用いるあらゆるシステムに用いることができる。例えば、非接触給電システムの送電装置の電源として用いることもできるし、誘導加熱装置の電源として用いることもできる。本発明に係る高周波電源装置を非接触給電システムに用いた場合を、第３実施形態として、以下に説明する。

図１０は、第３実施形態に係る非接触給電システムを説明するための図である。なお、高周波電源装置１の詳細な内部構成の記載を省略している。

図１０に示す非接触給電システムは、高周波電力を送電する送電装置１１、および、送電装置１１が送電した高周波電力を受電する受電装置１５を備えている。

送電装置１１は、第１実施形態に係る高周波電源装置１、および、高周波電源装置１より電力を供給される送電ユニット１０を備えている。受電装置１５は、受電ユニット、整流平滑回路１３、および、充電回路１４を備えている。送電装置１１は、高周波電源装置１が出力する高周波電流を送電ユニット１０のコイルに流すことで、コイルに発生する磁束を変化させる。磁束の変化により、送電ユニット１０のコイルに磁気結合する受電ユニット１２のコイルに高周波電流が流れる。なお、送電ユニット１０および受電ユニット１２の直列接続されたコンデンサのキャパシタンスとコイルのインダクタンスとは、高周波電源装置１が出力する周波数に共振する値に調整されている。これにより、送電ユニット１０から受電ユニット１２に、非接触で電力が供給される。受電ユニット１２に供給された高周波電力は、整流平滑回路１３によって直流電力に変換され、充電回路１４によってバッテリに充電される。

第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、高周波電源装置１に代えて、高周波電源装置１’を用いるようにしてもよい。

本発明に係る高周波電源装置、プラズマ処理システムおよび非接触給電システムは、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る高周波電源装置、プラズマ処理システムおよび非接触給電システムの各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

１，１’ 高周波電源装置
２ 可変直流電源
３，３’ 高周波変換部
４，４’，４” 伝送線路部
４１ 伝送線路（第１の伝送線路）
４２ 伝送線路（第２の伝送線路）
５，５’ 共振回路
６ トランス
７ フィルタ回路
８ 電力検出部
９ 制御部
Ｌ 負荷
１０ 送電ユニット
１１ 送電装置
１２ 受電ユニット
１３ 整流平滑回路
１４ 充電回路
１５ 受電装置

Claims (7)

1. 直流電圧を出力する直流電源の高電位側の出力端子に直列接続されるインダクタと、前記インダクタの下流側で、前記直流電源に並列接続されるスイッチング素子とを有し、前記直流電源が出力する直流電流を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波電流に変換する高周波変換手段と、
   前記高周波変換手段の一方の出力端子に一端が接続された第１の伝送線路と、
   を備えており、
   前記第１の伝送線路は、前記高周波変換手段が出力する高周波の、前記第１の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が開放されている、
   ことを特徴とする高周波電源装置。
2. 前記第１の伝送線路は、同軸ケーブルである、
   請求項１に記載の高周波電源装置。
3. 前記高周波変換手段の一方の出力端子に一端が接続された第２の伝送線路をさらに備えており、
   前記第２の伝送線路は、前記高周波変換手段が出力する高周波の、前記第２の伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さであり、他端が短絡されている、
   請求項１または２に記載の高周波電源装置。
4. 前記第２の伝送線路は、同軸ケーブルである、
   請求項３に記載の高周波電源装置。
5. 前記前記高周波変換手段が出力する高周波の周波数は、１３．５６［ＭＨｚ］である、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波電源装置。
6. 請求項１ないし５のいずれかに記載の高周波電源装置と、
   前記高周波電源装置から電力を供給されるプラズマ処理装置と、
   を備えていることを特徴とするプラズマ処理システム。
7. 送電装置から受電装置に非接触で電力を供給する非接触給電システムであって、
   前記送電装置は、
   請求項１ないし５のいずれかに記載の高周波電源装置を備えている、
   ことを特徴とする非接触給電システム。